JP3162985B2 - Filter circuit - Google Patents
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Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、集積化に好適で、
低電圧化を計ったフィルタ回路に関する。TECHNICAL FIELD The present invention is suitable for integration,
The present invention relates to a low-voltage filter circuit.
【0002】[0002]
【従来の技術】図2はCR型LPF(ローパスフィル
タ)の抵抗部を、コンダクタンスgmを可変することが
できる増幅器で構成し、前記コンダクタンスgmを制御
することにより、遮断周波数を可変できるGm帰還型フ
ィルタ回路の原理図である。図2において、差動増幅器
(1)のコンダクタンスをgmとすると、図2のフィル
タ回路の伝達関数T1(s)は、2. Description of the Related Art FIG. 2 shows a Gm feedback type in which a resistance part of a CR type LPF (low pass filter) is constituted by an amplifier capable of varying a conductance gm, and the cutoff frequency can be varied by controlling the conductance gm. It is a principle diagram of a filter circuit. In FIG. 2, assuming that the conductance of the differential amplifier (1) is gm, the transfer function T1 (s) of the filter circuit of FIG.
【0003】[0003]
【数1】 (Equation 1)
【0004】となる。但し、Viは入力電圧、Voは出
力電圧、Cはコンデンサー(2)の容量である。よっ
て、図2のフィルタ回路の遮断周波数fc1は、[0004] Here, Vi is the input voltage, Vo is the output voltage, and C is the capacitance of the capacitor (2). Therefore, the cut-off frequency fc1 of the filter circuit of FIG.
【0005】[0005]
【数2】 (Equation 2)
【0006】で与えられる。前記コンダクタンスgm
は、増幅器(1)の動作電流を制御させることによっ
て、変化させることができ、前記コンダクタンスgmの
変化に応じて遮断周波数fc1が変化する。図3は、こ
のようなフィルタ回路の従来の具体回路例を示すもので
あり、トランジスタ(3)及び(4)から成る第1差動
対のコンダクタンスをgm1、トランジスタ(5)及び
(6)から成る第2差動対のコンダクタンスをgm2、
負荷となるダイオード(7)及び(8)の抵抗分をre
とすると、図3の回路の伝達関数T2(s)は、[0006] The conductance gm
Can be changed by controlling the operating current of the amplifier (1), and the cutoff frequency fc1 changes according to the change in the conductance gm. FIG. 3 shows a conventional specific circuit example of such a filter circuit. The conductance of the first differential pair comprising the transistors (3) and (4) is gm1, and the conductance of the first differential pair is from the transistors (5) and (6). Gm2, the conductance of the second differential pair
The resistance of the load diodes (7) and (8) is re
Then, the transfer function T2 (s) of the circuit of FIG.
【0007】[0007]
【数3】 (Equation 3)
【0008】となる。よって、式(3)より、遮断周波
数fc2は、[0008] Therefore, from equation (3), the cutoff frequency fc2 is
【0009】[0009]
【数4】 (Equation 4)
【0010】となる。可変電流源(10)の出力電流を
可変し、前記コンダクタンスgm2を変化させれば、遮
断周波数fc2を可変させることができる。## EQU1 ## By changing the output current of the variable current source (10) and changing the conductance gm2, the cutoff frequency fc2 can be changed.
【0011】[0011]
【発明が解決しようとする課題】ところで、図3におい
て、第1差動対のコンダクタンスgm1の逆数は、トラ
ンジスタ(3)及び(4)のエミッタ間に接続された抵
抗の抵抗値をRE、トランジスタ(3)及び(4)のエ
ミッタに接続された定電流源(9a)及び(9b)の出
力電流をI1とすると、In FIG. 3, the reciprocal of the conductance gm1 of the first differential pair is such that the resistance value of the resistor connected between the emitters of the transistors (3) and (4) is RE, the transistor is Assuming that the output currents of the constant current sources (9a) and (9b) connected to the emitters of (3) and (4) are I1,
【0012】[0012]
【数5】 (Equation 5)
【0013】となる。但し、VT=K・T/qであり、
Kはボルツマン定数、Tは絶対温度、qは電子の電荷量
である。また、第2差動対のコンダクタンスgm2の逆
数は、可変電流源(10)の出力電流をI2とすると、## EQU1 ## Here, VT = KT / q, and
K is the Boltzmann constant, T is the absolute temperature, and q is the amount of electron charge. Also, the reciprocal of the conductance gm2 of the second differential pair is given by the following equation, where the output current of the variable current source (10) is I2.
【0014】[0014]
【数6】 (Equation 6)
【0015】となる。よって、式(4)の(2・re・
gm1・gm2)の項に、式(5)及び(6)を代入す
ると、## EQU1 ## Therefore, (2 · re ·
gm1 · gm2), substituting equations (5) and (6) into
【0016】[0016]
【数7】 (Equation 7)
【0017】となる。ここで、定電流源(9a)及び
(9b)の出力電流I1と抵抗REとは固定の値を有す
るので、式(7)は可変電流源(10)の出力電流I2
に依存している。その為、図3のフィルタ回路の遮断周
波数fc2は前記出力電流I2に応じて設定される。し
かし、IC化した場合、可変電流源(10)の出力電流
I2にバラツキが生じるので、前記遮断周波数fc2に
もバラツキが生じ、設計通りに遮断周波数を設定するこ
とができなかった。## EQU1 ## Here, since the output current I1 of the constant current sources (9a) and (9b) and the resistance RE have fixed values, the expression (7) is calculated by the output current I2 of the variable current source (10)
Depends on. Therefore, the cutoff frequency fc2 of the filter circuit of FIG. 3 is set according to the output current I2. However, in the case of an IC, since the output current I2 of the variable current source (10) varies, the cutoff frequency fc2 also varies, and the cutoff frequency cannot be set as designed.
【0018】また、トランジスタ(3)及び(4)から
成る第1差動対の負荷としてダイオード(7)及び
(8)が接続されている。ダイオード(7)及び(8)
の内部抵抗が温度に応じて変化することを利用し、負荷
の抵抗値を温度に応じて適した値となるので、フィルタ
回路の温度特性を良好にすることができる。フィルタ回
路の温度特性の改善のためダイオード(7)及び(8)
を取り除くことは難しい。よって、図3のフィルタ回路
が必要とする最小電源電圧は、トランジスタ(5)及び
(6)のベース・エミッタ間電圧VBEとダイオード
(7)及び(8)の順バイアス電圧VDとを加算した電
圧となり、最小電源電圧Vccminは、Further, diodes (7) and (8) are connected as a load of the first differential pair including the transistors (3) and (4). Diodes (7) and (8)
By using the fact that the internal resistance changes according to the temperature, the resistance value of the load becomes an appropriate value according to the temperature, so that the temperature characteristics of the filter circuit can be improved. Diodes (7) and (8) for improving the temperature characteristics of the filter circuit
Is difficult to get rid of. Therefore, the minimum power supply voltage required by the filter circuit of FIG. 3 is a voltage obtained by adding the base-emitter voltage VBE of the transistors (5) and (6) and the forward bias voltage VD of the diodes (7) and (8). And the minimum power supply voltage Vccmin is
【0019】[0019]
【数8】 (Equation 8)
【0020】となる。そして、トランジスタ及びダイオ
ードを動作させるためには、VBE=VD=0.7Vの電
圧が必要なので、1.4Vの最小電源電圧Vccmin
が必要であった。その為、1Vで駆動する機器には、図
3のフィルタ回路を用いることができないという問題も
あった。## EQU1 ## In order to operate the transistor and the diode, a voltage of VBE = VD = 0.7 V is required, so the minimum power supply voltage Vccmin of 1.4 V is required.
Was needed. Therefore, there is also a problem that the filter circuit of FIG. 3 cannot be used for a device driven at 1 V.
【0021】[0021]
【課題を解決するための手段】本発明は上述の点に鑑み
成されたものであり、電流出力形式の第1差動対と、一
方のトランジスタがダイオード接続され、前記第1差動
対の出力信号が前記一方のトランジスタに印加される第
2差動対と、該第2差動対の出力信号が印加される第3
差動対と、該第3差動対の出力端に一端が接続されたコ
ンデンサーとから成り、前記第1差動対を構成するトラ
ンジスタのベースにまたは前記コンデンサーの他端に入
力信号を印加し、フィルター特性を得ることを特徴とす
る。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above points, and has a first differential pair of a current output type, one of transistors being diode-connected, and a first differential pair of the first differential pair. A second differential pair to which an output signal is applied to the one transistor; and a third differential pair to which an output signal of the second differential pair is applied.
An input signal is applied to the differential pair and a capacitor having one end connected to the output terminal of the third differential pair. The input signal is applied to the base of a transistor constituting the first differential pair or to the other end of the capacitor. It is characterized by obtaining filter characteristics.
【0022】[0022]
【発明の実施の形態】図1は本発明の実施の形態を示す
図であり、(11)はベースに入力信号が印加されるト
ランジスタ(12)と、トランジスタ(12)のエミッ
タに接続される抵抗REと、エミッタが前記抵抗REを
介してトランジスタ(12)のエミッタに接続されるト
ランジスタ(13)と、トランジスタ(12)及び(1
3)のエミッタにそれぞれ接続される定電流源(14
a)及び(14b)と、トランジスタ(13)のコレク
タに接続された定電流源(15)とから成る第1差動
対、(16)は、第1差動対(11)の出力信号がベー
ス及びコレクタに供給されるトランジスタ(17)と、
エミッタがトランジスタ(17)のエミッタと共通接続
されたトランジスタ(18)と、トランジスタ(17)
及び(18)の共通エミッタに接続された定電流源(1
9)から成る第2差動対、(20)は、ベースに前記第
2差動対(16)の出力信号が印加されるトランジスタ
(21)と、エミッタがトランジスタ(21)のエミッ
タと共通接続されるトランジスタ(22)と、トランジ
スタ(21)及び(22)の共通エミッタに接続される
定電流源(23)とから成る第3差動対、(24)は一
端がトランジスタ(22)のコレクタに接続されるコン
デンサー、(25)はトランジスタ(16)のコレクタ
からの出力信号が印加されるバッファ回路である。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of the present invention. (11) is a transistor (12) to which an input signal is applied to a base, and is connected to an emitter of the transistor (12). A resistor RE, a transistor (13) having an emitter connected to the emitter of the transistor (12) via the resistor RE, and transistors (12) and (1).
3) The constant current sources (14
a) and (14b) and a constant current source (15) connected to the collector of the transistor (13), a first differential pair (16) outputs an output signal of the first differential pair (11). A transistor (17) supplied to the base and the collector,
A transistor (18) having an emitter commonly connected to the emitter of the transistor (17);
And the constant current source (1) connected to the common emitter of (18).
A second differential pair (9) comprising (9) a transistor (21) whose base is supplied with the output signal of the second differential pair (16) and an emitter commonly connected to the emitter of the transistor (21). A third differential pair comprising a transistor (22) to be connected and a constant current source (23) connected to a common emitter of the transistors (21) and (22), and (24) has one end connected to the collector of the transistor (22). Is a buffer circuit to which an output signal from the collector of the transistor (16) is applied.
【0023】図1において、入力信号はトランジスタ
(12)のベースに印加され、第1差動対(11)で差
動増幅される。第1差動対(11)の出力信号は、トラ
ンジスタ(13)のコレクタから発生し、トランジスタ
(17)のコレクタ及びエミッタに供給される。トラン
ジスタ(17)及び(18)は差動増幅されているので
トランジスタ(13)のコレクタからの出力信号の交流
成分は第2差動対(16)で差動増幅される。また、ト
ランジスタ(17)はダイオード構成であるので、トラ
ンジスタ(17)のコレクタから発生する出力信号の直
流成分はトランジスタ(17)のベース・エミッタ間電
圧に応じた一定電圧になる。さらに、トランジスタ(1
7)のコレクタから発生する出力信号は、トランジスタ
(21)のベースに印加され、第3差動対(20)で増
幅される。第3差動対(20)の出力信号は、トランジ
スタ(22)のコレクタから発生し、バッファ回路(2
5)を介して、出力端子に発生する。また、バッファ回
路(25)の出力信号はトランジスタ(13)のベース
に帰還され、負帰還路が形成される。In FIG. 1, an input signal is applied to the base of a transistor (12) and differentially amplified by a first differential pair (11). The output signal of the first differential pair (11) is generated from the collector of the transistor (13) and supplied to the collector and the emitter of the transistor (17). Since the transistors (17) and (18) are differentially amplified, the AC component of the output signal from the collector of the transistor (13) is differentially amplified by the second differential pair (16). Since the transistor (17) has a diode configuration, the DC component of the output signal generated from the collector of the transistor (17) has a constant voltage corresponding to the base-emitter voltage of the transistor (17). Further, the transistor (1
The output signal generated from the collector of (7) is applied to the base of the transistor (21) and is amplified by the third differential pair (20). The output signal of the third differential pair (20) is generated from the collector of the transistor (22), and is output from the buffer circuit (2).
5) occurs at the output terminal. The output signal of the buffer circuit (25) is fed back to the base of the transistor (13) to form a negative feedback path.
【0024】トランジスタ(17)のコレクタとアース
との間には、コンデンサーCが接続されているので、第
1差動対(11)、第2差動対(16)及び第3差動対
(20)のそれぞれのコンダクタンスとコンデンサーC
との作用により、図1のフィルタ回路はGm帰還型のL
PFになる。次に、図1のフィルタ回路の遮断周波数f
c3について説明する。図1のフィルタ回路の伝達関数
T3(s)は、第1差動対(11)、第2差動対(1
6)及び第3差動対(20)のコンダクタンスをそれぞ
れgm1’、gm2’及びgm3’とし、コンデンサー
(25)の容量をCとすれば、Since the capacitor C is connected between the collector of the transistor (17) and the ground, the first differential pair (11), the second differential pair (16) and the third differential pair ( 20) Each conductance and capacitor C
1 operates as a Gm feedback type L filter.
Become PF. Next, the cutoff frequency f of the filter circuit of FIG.
c3 will be described. The transfer function T3 (s) of the filter circuit of FIG. 1 is represented by a first differential pair (11) and a second differential pair (1
6) and the conductance of the third differential pair (20) are respectively gm1 ′, gm2 ′ and gm3 ′, and the capacitance of the capacitor (25) is C,
【0025】[0025]
【数9】 (Equation 9)
【0026】となる。よって、遮断周波数fc3は、## EQU1 ## Therefore, the cut-off frequency fc3 is
【0027】[0027]
【数10】 (Equation 10)
【0028】となる。ここで、第1差動対(11)のコ
ンダクタンスの逆数1/gm1’は式(5)の如く示さ
れ、また、第2差動対(16)のコンダクタンスの逆数
1/gm2’は式(6)の如く示される。さらに、第3
差動対(20)のコンダクタンスの逆数は、1/gm
3’=4・VT/I3となる。但し、I1は定電流源
(19a)及び(19b)の出力電流であり、I2は定
電流源(19)の出力電流であり、I3は定電流源(2
3)の出力電流であり、VT=KT/q、Kはボルツマ
ン定数、qは電子の電荷、Tは絶対温度である。## EQU1 ## Here, the reciprocal 1 / gm1 ′ of the conductance of the first differential pair (11) is expressed as in Expression (5), and the reciprocal 1 / gm2 ′ of the conductance of the second differential pair (16) is expressed by Expression (5). It is shown as 6). In addition, the third
The reciprocal of the conductance of the differential pair (20) is 1 / gm
3 '= 4.VT / I3. Here, I1 is the output current of the constant current sources (19a) and (19b), I2 is the output current of the constant current source (19), and I3 is the constant current source (2).
VT = KT / q, K is Boltzmann's constant, q is the electron charge, and T is the absolute temperature.
【0029】式(10)において、(gm1・gm3/
gm2)の項に、前記コンダクタンスの逆数を代入する
と、In the equation (10), (gm1 · gm3 /
gm2), the reciprocal of the conductance is substituted for the term
【0030】[0030]
【数11】 [Equation 11]
【0031】となる。式(11)より、遮断周波数fc
3は抵抗REと電流I1及びI2の比とコンデンサーC
とに応じて設定される。ここで、図1のフィルタ回路の
入力ダイナミックレンジDiはDi=RE×I1で決ま
りダイナミックレンジDiは固定値であるので、抵抗R
Eの抵抗値及び電流I1は固定値になる。また、コンデ
ンサー(24)の容量Cを固定値とすれば、遮断周波数
fc3は定電流源(19)及び(23)の出力電流I2
及びI3の比に応じて設定される。IC化した場合、電
流比は高精度に設定できるので、遮断周波数fc3は高
精度に設定することができる。## EQU1 ## From equation (11), the cutoff frequency fc
3 is the ratio of the resistance RE to the currents I1 and I2 and the capacitor C
It is set according to and. Here, the input dynamic range Di of the filter circuit of FIG. 1 is determined by Di = RE × I1, and the dynamic range Di is a fixed value.
The resistance value of E and the current I1 are fixed values. If the capacitance C of the capacitor (24) is a fixed value, the cut-off frequency fc3 is equal to the output current I2 of the constant current sources (19) and (23).
And I3. When an IC is used, the current ratio can be set with high accuracy, so that the cutoff frequency fc3 can be set with high accuracy.
【0032】次に、図1のフィルタ回路の最低電源電圧
Vccmin’について説明する。図1から明らかな如
く、最低電源電圧Vccmin’はトランジスタ(1
7)及び(21)のベース・エミッタ間電圧となる。よ
って、最低電源電圧Vccmin’は、Next, the minimum power supply voltage Vccmin 'of the filter circuit of FIG. 1 will be described. As is clear from FIG. 1, the minimum power supply voltage Vccmin 'is the transistor (1
7) and (21) are the base-emitter voltages. Therefore, the minimum power supply voltage Vccmin 'is
【0033】[0033]
【数12】 (Equation 12)
【0034】となり、Vbe=0.7Vだから、図1の
フィルタ回路の電源電圧Vccは0.7V必要になる。
尚、図1において、コンデンサー(20)の他端をアー
スする代わりに、入力信号を印加すると共に、トランジ
スタ(12)のベースに入力信号を印加する代わりに基
準電圧を印加すれば、CR型ハイパスフィルタのうち抵
抗を増幅回路のコンダクタンスの逆数で置き換えたGm
帰還型のハイパスフィルタを構成することができる。Since Vbe = 0.7 V, the power supply voltage Vcc of the filter circuit of FIG. 1 needs to be 0.7 V.
In FIG. 1, if an input signal is applied instead of grounding the other end of the capacitor (20) and a reference voltage is applied instead of applying an input signal to the base of the transistor (12), the CR type high-pass Gm in which the resistance of the filter is replaced by the reciprocal of the conductance of the amplifier circuit
A feedback high-pass filter can be configured.
【0035】[0035]
【発明の効果】以上述べた如く、本発明に依れば、第1
差動対の出力信号を一方のトランジスタがダイオード接
続される第2差動対に印加し、さらに、第2差動対の出
力信号を第3差動対に印加する構成としているので、遮
断周波数を第2及び第3差動対の動作電流の比で設定す
ることができる。特に、集積化した場合、電流比は高精
度に設定することができので、遮断周波数を高精度に設
定することができるフィルタ回路を構成することができ
る。As described above, according to the present invention, the first
The output signal of the differential pair is applied to the second differential pair in which one transistor is diode-connected, and the output signal of the second differential pair is applied to the third differential pair. Can be set by the ratio of the operating currents of the second and third differential pairs. In particular, when integrated, the current ratio can be set with high accuracy, so that a filter circuit that can set the cutoff frequency with high accuracy can be configured.
【0036】また、最低電源電圧を0.7Vとすること
ができるので、1V駆動の機器、例えば、ヘッドホンス
テレオやポケットベルに十分使用できるフィルタ回路を
提供することができる。Further, since the minimum power supply voltage can be set to 0.7 V, it is possible to provide a filter circuit which can be sufficiently used for a 1 V drive device such as a headphone stereo or a pager.
【図1】本発明の実施の形態を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
【図2】従来例を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a conventional example.
【図3】従来例を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a conventional example.
11 第1差動対 16 第2差動対 20 第3差動対 14a、14b、19、23 定電流源 24 コンデンサー 11 First differential pair 16 Second differential pair 20 Third differential pair 14a, 14b, 19, 23 Constant current source 24 Capacitor
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H03H 11/04 H03H 11/12 Continuation of the front page (58) Field surveyed (Int.Cl. 7 , DB name) H03H 11/04 H03H 11/12
Claims (1)
動対の出力信号が前記一方のトランジスタに印加される
第2差動対と、 該第2差動対の出力信号が印加される第3差動対と、 該第3差動対の出力端に一端が接続されたコンデンサー
とから成り、前記第1差動対を構成するトランジスタの
ベースにまたは前記コンデンサーの他端に入力信号を印
加し、フィルター特性を得ることを特徴とするフィルタ
回路。A first differential pair of a current output type, a second differential pair in which one transistor is diode-connected, and an output signal of the first differential pair is applied to the one transistor, A third differential pair to which an output signal of the second differential pair is applied; and a capacitor having one end connected to an output terminal of the third differential pair. A filter circuit wherein an input signal is applied to a base or the other end of the capacitor to obtain a filter characteristic.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP32747195A JP3162985B2 (en) | 1995-12-15 | 1995-12-15 | Filter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP32747195A JP3162985B2 (en) | 1995-12-15 | 1995-12-15 | Filter circuit |
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Publication Number | Publication Date |
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JPH09167942A JPH09167942A (en) | 1997-06-24 |
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- 1995-12-15 JP JP32747195A patent/JP3162985B2/en not_active Expired - Fee Related
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