JP3160894B2 - Musical sound effect giving device - Google Patents

Musical sound effect giving device

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JP3160894B2
JP3160894B2 JP2000107687A JP2000107687A JP3160894B2 JP 3160894 B2 JP3160894 B2 JP 3160894B2 JP 2000107687 A JP2000107687 A JP 2000107687A JP 2000107687 A JP2000107687 A JP 2000107687A JP 3160894 B2 JP3160894 B2 JP 3160894B2
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Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【産業上の利用分野】この発明は、楽音信号に音楽的な
効果を付与する効果付与装置に関し、特に、遅延時間変
調(フランジャー)と移相量変調(フェーザー)の組み
合わせによる新しい効果を楽音信号に付与することがで
きる楽音効果付与装置に関する。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an effect imparting apparatus for imparting a musical effect to a musical tone signal, and more particularly, to a musical tone signal which combines a delay time modulation (flanger) and a phase shift amount modulation (phasor). The present invention relates to a musical sound effect giving device which can be given to a sound.

【0002】[0002]

【従来の技術】従来より、楽音信号に音楽的な効果を付
与する効果付与装置として、遅延時間変調を用いたいわ
ゆるフランジャーと移相量変調を用いたいわゆるフェー
ザーが知られている。
2. Description of the Related Art Conventionally, a so-called flanger using delay time modulation and a so-called phaser using phase shift amount modulation have been known as an effect imparting device for imparting a musical effect to a musical tone signal.

【0003】図9は、フランジャーの構成例を示す。こ
のフランジャーは、加算器91、遅延(ディレイ)回路
92、乗算器94、変調器95、および混合器(ミキ
サ)96を備えている。
FIG. 9 shows a configuration example of a flanger. The flanger includes an adder 91, a delay (delay) circuit 92, a multiplier 94, a modulator 95, and a mixer 96.

【0004】入力楽音信号(以下、「元音」という)
は、加算器91に入力し、加算器91の出力は遅延回路
92に入力する。遅延回路92は、元音を所定時間だけ
遅延して出力する。遅延回路92の出力は、乗算器94
で所定の定数(フィードバック係数)と乗算され、加算
器91へとフィードバックされる。加算器91は、元音
と乗算器94の乗算結果を加算して出力する。混合器9
6は、元音と遅延回路92からの出力信号とのバランス
を調整して加算し、加算結果(効果が付与された楽音信
号)を出力する。
[0004] Input tone signal (hereinafter referred to as "original tone")
Is input to an adder 91, and the output of the adder 91 is input to a delay circuit 92. The delay circuit 92 delays the original sound by a predetermined time and outputs it. The output of the delay circuit 92 is
Is multiplied by a predetermined constant (feedback coefficient), and is fed back to the adder 91. The adder 91 adds the original sound and the multiplication result of the multiplier 94 and outputs the result. Mixer 9
6 adjusts and balances the balance between the original sound and the output signal from the delay circuit 92, and outputs an addition result (tone signal with an effect).

【0005】遅延回路92の遅延時間は、変調器95か
ら出力される変調信号に応じて変調される。遅延回路9
2は、アナログ回路で構成する場合はBBD(Buck
etBrigade Device)などを、ディジタ
ル回路で構成する場合はシフトレジスタやRAM(リー
ドオンリメモリ)などを、用いればよい。
The delay time of the delay circuit 92 is modulated according to a modulation signal output from a modulator 95. Delay circuit 9
2 is a BBD (Buck) when configured with an analog circuit.
In the case where an electronic device such as an electronic device (EtBridge Device) is configured by a digital circuit, a shift register, a RAM (read only memory), or the like may be used.

【0006】図10(a)は、元音の周波数fと遅延回
路92の遅延による位相遅れφとの関係を示すグラフ1
01を示す。同図において、横軸は元音の周波数f(た
だし、対数(log)目盛りで表記してあるものとす
る)、縦軸は位相遅れφを示す。遅延回路92の遅延時
間をDとすると、φ=2π・D・fとなり、位相遅れφ
は元音の周波数fに比例する。
FIG. 10A is a graph 1 showing the relationship between the frequency f of the original sound and the phase delay φ due to the delay of the delay circuit 92.
01 is shown. In the figure, the horizontal axis represents the frequency f of the original sound (note that the frequency f is represented on a logarithmic (log) scale), and the vertical axis represents the phase delay φ. Assuming that the delay time of the delay circuit 92 is D, φ = 2π · D · f, and the phase delay φ
Is proportional to the frequency f of the original sound.

【0007】図10(a)において、元音の周波数f=
(1/D)のとき、すなわち遅延回路92の遅延時間D
が元音の周期に一致したときは、位相遅れφ=2πとな
る。同様に、元音の周波数f=(2/D)のときは位相
遅れφ=4π、元音の周波数f=(4/D)のときは位
相遅れφ=8π、…というようになる。
In FIG. 10 (a), the frequency f =
(1 / D), that is, the delay time D of the delay circuit 92
Is equal to the period of the original sound, the phase delay becomes φ = 2π. Similarly, when the frequency f of the original sound f = (2 / D), the phase delay φ = 4π, when the frequency f of the original sound f = (4 / D), the phase delay φ = 8π, and so on.

【0008】図10(b)は、上記のように位相が遅れ
た遅延回路92からの出力と元音とを混合器96で混合
した結果の周波数特性を示す。横軸は元音の周波数f
(対数軸)、縦軸は出力の振幅レベルを示す。
FIG. 10B shows a frequency characteristic obtained by mixing the output from the delay circuit 92 whose phase is delayed and the original sound by the mixer 96 as described above. The horizontal axis is the frequency f of the original sound
(Logarithmic axis), the vertical axis indicates the output amplitude level.

【0009】この混合結果の周波数特性においては、遅
延回路92の遅延による位相遅れφが2nπ(n=0,
1,2,3,…)となる位置が山(ピーク)となる。し
たがって、図10(b)の実線のグラフ102に示すよ
うに、周波数fが(1/D),(2/D),(4/D)
などになる位置にピークが出現している。また、遅延回
路92の遅延による位相遅れφが(2n+1)π(n=
0,1,2,3,…)となる位置が谷(ノッチ)とな
る。したがって、図10(b)の実線のグラフ102に
示すように、周波数fが(1/2D),(3/2D)な
どになる位置にノッチが出現している。
In the frequency characteristic of the mixing result, the phase delay φ due to the delay of the delay circuit 92 is 2nπ (n = 0,
(1, 2, 3,...) Are peaks. Therefore, as shown in the solid line graph 102 of FIG. 10B, the frequency f is (1 / D), (2 / D), (4 / D)
A peak appears at a position such as Further, the phase delay φ due to the delay of the delay circuit 92 is (2n + 1) π (n =
(0, 1, 2, 3, ...) are valleys (notches). Therefore, as shown in the solid-line graph 102 in FIG. 10B, a notch appears at a position where the frequency f becomes (1 / 2D), (3 / 2D), or the like.

【0010】図9の回路では、遅延回路92の出力を、
乗算器94を介して加算器91にフィードバックしてい
る。このようなフィードバックにより、図10(b)の
周波数特性におけるピークが、より強調される。図10
(b)の点線103のグラフは、フィードバック量が大
きいときの周波数特性を示す。周波数fが(1/D),
(2/D),(4/D)などの位置のピークが、より強
調されている。これは、いわゆるコムフィルタと同様の
特性である。
In the circuit of FIG. 9, the output of the delay circuit 92 is
The signal is fed back to the adder 91 via the multiplier 94. With such feedback, the peak in the frequency characteristic of FIG. 10B is further emphasized. FIG.
The graph indicated by the dotted line 103 in (b) shows the frequency characteristics when the feedback amount is large. Frequency f is (1 / D),
Peaks at positions such as (2 / D) and (4 / D) are more emphasized. This is the same characteristic as a so-called comb filter.

【0011】変調器95により遅延回路92の遅延時間
Dを変調すると、図10(b)の周波数特性は横軸上で
平行移動する。すなわち、図10(b)のグラフは、遅
延時間Dが小さくなると右側へ、遅延時間Dが大きくな
ると左側へ、対数軸である横軸(周波数f軸)上で平行
移動する。これにより、元音の音色変化が生じ、元音に
効果が付与される。
When the modulator 95 modulates the delay time D of the delay circuit 92, the frequency characteristic in FIG. 10B moves in parallel on the horizontal axis. That is, the graph of FIG. 10B moves to the right as the delay time D decreases, and to the left as the delay time D increases, on the horizontal axis (frequency f axis) which is a logarithmic axis. As a result, the timbre of the original sound changes, and an effect is given to the original sound.

【0012】図11は、フェーザーの構成例を示す。こ
のフェーザーは、加算器111、移相器113、乗算器
114、変調器115、および混合器116を備えてい
る。
FIG. 11 shows a configuration example of a phasor. The phasor includes an adder 111, a phase shifter 113, a multiplier 114, a modulator 115, and a mixer 116.

【0013】元音は、加算器111に入力し、加算器1
11の出力は移相器113に入力する。移相器113
は、元音の位相を所定量だけシフト(移相)して出力す
る。移相器113の出力は、乗算器114で所定の定数
と乗算され、加算器111へとフィードバックされる。
加算器111は、元音と乗算器114の乗算結果を加算
して出力する。混合器116は、元音と移相器113か
らの出力信号とのバランスを調整して加算し、加算結果
(効果が付与された楽音信号)を出力する。
The original sound is input to the adder 111 and the adder 1
The output of 11 is input to the phase shifter 113. Phase shifter 113
Shifts (phase shifts) the phase of the original sound by a predetermined amount and outputs it. The output of the phase shifter 113 is multiplied by a predetermined constant in a multiplier 114 and fed back to an adder 111.
The adder 111 adds the original sound and the multiplication result of the multiplier 114 and outputs the result. The mixer 116 adjusts and balances the balance between the original sound and the output signal from the phase shifter 113, and outputs an addition result (an effect-added musical sound signal).

【0014】移相器113の位相シフト量は、変調器1
15から出力される変調信号に応じて変調される。移相
器113としては、オールパスフィルタがよく用いられ
る。図12は、移相器113として用いられる1次のオ
ールパスフィルタの例である。このような1次のオール
パスフィルタの場合、1段当たり最大πの位相シフト量
しか得られないので、通常は4段あるいは8段というよ
うに多段にカスケード接続して用いる。以下、図11の
移相器113は、図12の1次のオールパスフィルタを
8段カスケード接続したものとして説明する。
The amount of phase shift of the phase shifter 113 is
The signal is modulated in accordance with the modulation signal output from 15. As the phase shifter 113, an all-pass filter is often used. FIG. 12 is an example of a first-order all-pass filter used as the phase shifter 113. In the case of such a first-order all-pass filter, since only a maximum phase shift amount of π can be obtained per stage, it is usually used in cascade connection in multiple stages such as four stages or eight stages. Hereinafter, the phase shifter 113 in FIG. 11 will be described assuming that the primary all-pass filter in FIG. 12 is cascaded in eight stages.

【0015】図13(a)は、元音の周波数fと移相器
113による位相遅れφとの関係を示すグラフ131を
示す。同図において、横軸は元音の周波数f(ただし、
対数(log)目盛りで表記してあるものとする)、縦
軸は位相遅れφを示す。
FIG. 13A is a graph 131 showing the relationship between the frequency f of the original sound and the phase delay φ by the phase shifter 113. In the figure, the horizontal axis represents the frequency f of the original sound (however,
The logarithmic (log) scale is assumed), and the vertical axis indicates the phase delay φ.

【0016】なお、図12の1次のオールパスフィルタ
において、元音の位相が(π/2)遅れるような周波数
を基準周波数fcと呼ぶこととする。図11の移相器1
13は図12の1次のオールパスフィルタを8段カスケ
ード接続したものであるから、元音の周波数が基準周波
数fcのときは、位相遅れは4πとなる。
In the first-order all-pass filter of FIG. 12, a frequency at which the phase of the original sound is delayed by (π / 2) is referred to as a reference frequency fc. Phase shifter 1 of FIG.
Reference numeral 13 denotes an eight-stage cascade connection of the primary all-pass filters shown in FIG. 12, so that when the frequency of the original sound is the reference frequency fc, the phase delay is 4π.

【0017】p>0であるpにより1次のオールパスフ
ィルタの伝達関数をT(s)=(s−p)/(s+p)
で表すとき、入力信号の各周波数がp(ラジアン/s)
の位置で位相が(π/2)遅れるから、このpを用いれ
ば基準周波数fcはfc=(p/2π)と表記すること
ができる。
When p> 0, the transfer function of the first-order all-pass filter is represented by T (s) = (sp) / (s + p).
Where each frequency of the input signal is p (radian / s)
Since the phase is delayed by (π / 2) at the position, the reference frequency fc can be expressed as fc = (p / 2π) by using this p.

【0018】図13(a)において、元音の周波数f=
fcのとき、すなわち元音の周波数fが移相器113の
基準周波数fcに一致したときは、位相遅れφ=4πと
なる。元音の周波数fが小さくなるにつれて、位相遅れ
φは0に近付く。元音の周波数fが大きくなるにつれ
て、位相遅れφは8πに近付く。
In FIG. 13A, the frequency f =
At fc, that is, when the frequency f of the original sound matches the reference frequency fc of the phase shifter 113, the phase delay becomes φ = 4π. As the frequency f of the original sound decreases, the phase delay φ approaches zero. As the frequency f of the original sound increases, the phase delay φ approaches 8π.

【0019】図13(b)は、上記のように位相が遅れ
た移相器113からの出力と元音とを混合器116で混
合した結果の周波数特性(グラフ132)を示す。横軸
は元音の周波数f(対数軸)、縦軸は出力の振幅レベル
を示す。この図のグラフ132において、移相器113
の遅延による位相遅れφが2π,4π,6πとなる位置
が山(ピーク)となっている。また、移相器113の遅
延による位相遅れφがπ,3π,5π,7πとなる位置
が谷(ノッチ)となっている。
FIG. 13B shows a frequency characteristic (graph 132) of a result obtained by mixing the output from the phase shifter 113 with a delayed phase and the original sound by the mixer 116 as described above. The horizontal axis indicates the frequency f of the original sound (logarithmic axis), and the vertical axis indicates the amplitude level of the output. In the graph 132 of this figure, the phase shifter 113
Are peaks at positions where the phase delay φ due to the delay of 2π, 2π, 4π, and 6π. In addition, positions where the phase delay φ due to the delay of the phase shifter 113 becomes π, 3π, 5π, 7π are valleys (notches).

【0020】図11の回路では、移相器113の出力
を、乗算器114を介して加算器111にフィードバッ
クしている。このようなフィードバックにより、図13
(b)の周波数特性におけるピークが、より強調され
る。図13(b)の点線133のグラフは、フィードバ
ック量が大きいときの周波数特性を示す。ピークが、よ
り強調されていることが分かる。
In the circuit shown in FIG. 11, the output of the phase shifter 113 is fed back to the adder 111 via the multiplier 114. With such feedback, FIG.
The peak in the frequency characteristic of (b) is further emphasized. A graph indicated by a dotted line 133 in FIG. 13B shows frequency characteristics when the feedback amount is large. It can be seen that the peak is more emphasized.

【0021】変調器115により移相器113の基準周
波数を変調する(実際には、オールパスフィルタのパラ
メータを変調して基準周波数fcを変える)と、図13
(b)の周波数特性は横軸上で平行移動する。すなわ
ち、図13(b)のグラフは、基準周波数fcが小さく
なると左側へ、基準周波数fcが大きくなると右側へ、
対数軸である横軸(周波数f軸)上で平行移動する。
When the reference frequency of the phase shifter 113 is modulated by the modulator 115 (actually, the parameter of the all-pass filter is modulated to change the reference frequency fc), FIG.
The frequency characteristic of (b) moves in parallel on the horizontal axis. That is, in the graph of FIG. 13B, when the reference frequency fc decreases, the graph moves to the left, when the reference frequency fc increases, to the right.
The parallel movement is performed on a horizontal axis (frequency f axis) which is a logarithmic axis.

【0022】[0022]

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述したよ
うな図9のフランジャーの場合、図10(b)で説明し
たように、周波数特性におけるピークは調和倍音列とな
る。したがって、ある音名の音だけが強調されやすい。
これは、フィードバック量を多くした場合、特に顕著と
なる。
By the way, in the case of the flanger of FIG. 9 as described above, the peak in the frequency characteristic is a harmonic overtone sequence as described with reference to FIG. 10B. Therefore, only the sound of a certain note name is likely to be emphasized.
This is particularly noticeable when the feedback amount is increased.

【0023】また、図10(b)の周波数特性におい
て、低い周波数帯域にまでノッチを位置させるために
は、遅延回路92の遅延時間Dを長くすることが必要で
ある。しかし、遅延時間Dを長くすると、高い周波数帯
域でノッチが多くなり過ぎることとなり、特にフィード
バックを大きくした場合にはインパルス応答が長くなり
耳障りな音となりやすい。
In the frequency characteristic shown in FIG. 10B, it is necessary to increase the delay time D of the delay circuit 92 in order to locate the notch even in a low frequency band. However, if the delay time D is lengthened, notches become too large in a high frequency band, and especially when the feedback is increased, the impulse response becomes longer and the sound tends to be annoying.

【0024】結局、遅延時間Dが短めのフランジャーで
は、低い周波数での音色変化(効果付与)は余り得られ
ないこととなる。
As a result, with a flanger with a short delay time D, a change in tone color (effect imparting) at a low frequency is hardly obtained.

【0025】一方、上述したような図11のフェーザー
の場合、図13(b)から分かるように、移相器(オー
ルパスフィルタ)113の基準周波数fcを低くすれ
ば、低い周波数帯域にまでノッチを持ってくることがで
き、低い周波数での音色変化を容易に得ることができ
る。しかし、ノッチの数を多くするには、多段のオール
パスフィルタを必要とするため、遅延時間を変えるだけ
で済むフランジャーに比べて高価になってしまう。ま
た、高い周波数帯域では、十分なノッチの数が得られな
いので、フランジャーほどの強烈な効果は得られない。
On the other hand, in the case of the phasor of FIG. 11 described above, if the reference frequency fc of the phase shifter (all-pass filter) 113 is lowered as shown in FIG. Can be brought, and a tone change at a low frequency can be easily obtained. However, increasing the number of notches requires a multi-stage all-pass filter, which is more expensive than a flanger that only requires changing the delay time. Further, in a high frequency band, a sufficient number of notches cannot be obtained, so that an effect as intense as a flanger cannot be obtained.

【0026】この発明は、上述の従来例における問題点
に鑑み、特定の音名が強調されることなく均質な効果付
与を実現でき、また低い周波数帯域から高い周波数帯域
にわたって十分な変調感で効果を付与することができる
効果付与装置を提供することを目的とする。
In view of the above-mentioned problems in the conventional example, the present invention can provide a uniform effect without emphasizing a specific note name, and can provide an effect with a sufficient modulation feeling from a low frequency band to a high frequency band. It is an object of the present invention to provide an effect giving device capable of giving an effect.

【0027】[0027]

【課題を解決するための手段】この目的を達成するた
め、請求項1に係る発明は、演奏情報に基づいたピッチ
の楽音信号を発生する楽音信号発生手段から入力される
楽音信号に対して、上記ピッチとは無相関の信号遅延を
行なう遅延手段を有するループ回路と、上記ループ回路
中に配置され、該ループ回路を循環する信号の位相をシ
フトする位相シフト手段と、上記位相シフト手段の位相
シフト量を変調制御する制御手段とを備えたことを特徴
とする。
In order to achieve this object, the invention according to claim 1 is directed to a tone signal input from tone signal generating means for generating a tone signal having a pitch based on performance information. A loop circuit having delay means for delaying a signal uncorrelated with the pitch; a phase shift means arranged in the loop circuit for shifting a phase of a signal circulating through the loop circuit; Control means for modulating and controlling the shift amount.

【0028】[0028]

【作用】入力楽音信号を遅延させるとともにその位相を
シフトさせるので、ピーク周波数を調和倍音列からずら
すことができる。また、遅延時間変調と位相量変調とを
組み合わせることにより、低い周波数域から高い周波数
域までの範囲で十分な変調感を得ることができる。
Since the input tone signal is delayed and its phase is shifted, the peak frequency can be shifted from the harmonic harmonic train. Further, by combining the delay time modulation and the phase amount modulation, a sufficient modulation feeling can be obtained in a range from a low frequency range to a high frequency range.

【0029】[0029]

【実施例】以下、図面を用いて、この発明の実施例を説
明する。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

【0030】図1は、この発明の第1の実施例に係る効
果付与装置のブロック構成を示す。この図の装置は、加
算器11、遅延回路12、移相器13、乗算器14、変
調器15、および混合器16を備えている。
FIG. 1 shows a block configuration of an effect imparting device according to a first embodiment of the present invention. The device shown in this figure includes an adder 11, a delay circuit 12, a phase shifter 13, a multiplier 14, a modulator 15, and a mixer 16.

【0031】元音は、加算器11に入力し、加算器11
の出力は遅延回路12に入力する。遅延回路12は、元
音を所定時間だけ遅延して出力する。遅延回路12の出
力は、移相器13に入力する。移相器13は、入力信号
の位相を所定量だけシフトして出力する。移相器13の
出力は、乗算器14で所定の定数と乗算され、加算器1
1へとフィードバックされる。
The original sound is input to an adder 11,
Is input to the delay circuit 12. The delay circuit 12 delays the original sound by a predetermined time and outputs it. The output of the delay circuit 12 is input to the phase shifter 13. The phase shifter 13 shifts the phase of the input signal by a predetermined amount and outputs it. The output of the phase shifter 13 is multiplied by a predetermined constant in a multiplier 14,
1 is fed back.

【0032】加算器11は、元音と乗算器14の乗算結
果を加算して出力する。混合器16は、元音と移相器1
3からの出力信号とのバランスを調整して加算し、加算
結果(効果が付与された楽音信号)を出力する。
The adder 11 adds the original sound and the result of the multiplication by the multiplier 14 and outputs the result. The mixer 16 includes the original sound and the phase shifter 1
3 is adjusted and added to the balance with the output signal, and the result of the addition (tone signal with effect added) is output.

【0033】遅延回路12の遅延時間および移相器13
の位相シフト量は、変調器15から出力される変調信号
に応じて変調される。遅延回路12は、図9の遅延回路
92と同様のものでよい。移相器13は、通常は図11
の移相器113と同様に1次のオールパスフィルタ(A
PF)を1段から数段カスケード接続したものを用いれ
ばよい。その他、高次のオールパスフィルタやバルクオ
ールパスフィルタ(バルクAPF)などを用いてもよ
い。図2は、移相器113として用いられるのバルクA
PFの例である。
The delay time of the delay circuit 12 and the phase shifter 13
Is modulated in accordance with the modulation signal output from the modulator 15. The delay circuit 12 may be the same as the delay circuit 92 in FIG. The phase shifter 13 is normally arranged as shown in FIG.
Of the first order all-pass filter (A
PF) may be used by cascading one to several stages. In addition, a higher-order all-pass filter or a bulk all-pass filter (bulk APF) may be used. FIG. 2 shows the bulk A used as the phase shifter 113.
It is an example of PF.

【0034】以下、図1の遅延回路12は、図9の遅延
回路92と同様のもので、図10(a)の位相遅れを有
するものであるとする。また、図1の移相器13は、1
次のオールパスフィルタを1段備えたものであるとす
る。
Hereinafter, it is assumed that the delay circuit 12 of FIG. 1 is the same as the delay circuit 92 of FIG. 9 and has the phase delay of FIG. The phase shifter 13 in FIG.
The following all-pass filter is provided with one stage.

【0035】図3は、元音の周波数fと遅延回路12お
よび移相器13による位相遅れφとの関係を示すグラフ
である。この図において、横軸は元音の周波数f(ただ
し、対数(log)目盛りで表記してあるものとす
る)、縦軸は位相遅れφを示す。遅延回路12の遅延時
間をDとすると、遅延回路12による位相遅れφは、点
線31のグラフになる。これは、図10(a)のグラフ
101と同じグラフである。
FIG. 3 is a graph showing the relationship between the frequency f of the original sound and the phase delay φ caused by the delay circuit 12 and the phase shifter 13. In this figure, the horizontal axis represents the frequency f of the original sound (however, it is represented on a logarithmic (log) scale), and the vertical axis represents the phase delay φ. Assuming that the delay time of the delay circuit 12 is D, the phase delay φ of the delay circuit 12 is represented by a dotted line 31. This is the same graph as the graph 101 in FIG.

【0036】図3の点線32のグラフは、元音の周波数
fと移相器13による位相遅れφとの関係を示す。移相
器13は、1次のオールパスフィルタ1段であるから、
位相遅れは0〜πである。
3 shows the relationship between the frequency f of the original sound and the phase delay φ of the phase shifter 13. Since the phase shifter 13 is one stage of a first-order all-pass filter,
The phase delay is 0 to π.

【0037】なお、移相器13の基準周波数fcは、f
c=(1/D)であるものとする。したがって、グラフ
32では、元音の周波数f=(1/D)のとき、すなわ
ち元音の周波数fが移相器13の基準周波数fc=(1
/D)に一致したとき、位相遅れφ=(π/2)となっ
ている。元音の周波数fが小さくなるにつれて、位相遅
れφは0に近付く。元音の周波数fが大きくなるにつれ
て、位相遅れφはπに近付く。
The reference frequency fc of the phase shifter 13 is f
It is assumed that c = (1 / D). Therefore, in the graph 32, when the frequency f of the original sound is f = (1 / D), that is, when the frequency f of the original sound is the reference frequency fc of the phase shifter 13, fc = (1
/ D), the phase delay φ = (π / 2). As the frequency f of the original sound decreases, the phase delay φ approaches zero. As the frequency f of the original sound increases, the phase delay φ approaches π.

【0038】図3の実線33は、遅延回路12による遅
延および移相器13による移相の結果である移相器13
からの出力の位相遅延量を示すグラフである。このグラ
フ33は、点線のグラフ31およびグラフ32を加算し
て得られる。
The solid line 33 in FIG. 3 represents the result of the delay by the delay circuit 12 and the phase shift by the phase shifter 13.
9 is a graph showing the amount of phase delay of the output from the control unit. This graph 33 is obtained by adding the dotted line graphs 31 and 32.

【0039】図4は、遅延回路12および移相器13で
遅延された出力と元音とを混合器16で混合した結果の
周波数特性を示す。まず、点線のグラフ41は、遅延回
路12のみが設けられ移相器13がなかったとした場合
に、遅延出力と元音とを混合器16で混合した結果の周
波数特性を示す。これは、図10(b)のグラフ102
と同じものである。
FIG. 4 shows a frequency characteristic obtained by mixing the output delayed by the delay circuit 12 and the phase shifter 13 and the original sound by the mixer 16. First, a dotted line graph 41 shows frequency characteristics as a result of mixing the delayed output and the original sound by the mixer 16 when only the delay circuit 12 is provided and the phase shifter 13 is not provided. This corresponds to the graph 102 in FIG.
Is the same as

【0040】図4の実線のグラフ42は、図1の装置に
おいて遅延回路12および移相器13で遅延された出力
と元音とを混合器16で混合した結果の周波数特性を示
すグラフである。上述したように図3では、移相遅れの
グラフ33をグラフ31(遅延回路による位相遅れ)お
よびグラフ32(移相器による位相遅れ)を加算して得
ている。これに伴い、図4のグラフ42は、遅延回路1
2のみの場合のグラフ41を周波数が低い側へシフトし
たものとなっている。このずれは、移相器13における
移相に伴うものである。
A solid line graph 42 in FIG. 4 is a graph showing a frequency characteristic of a result obtained by mixing the output delayed by the delay circuit 12 and the phase shifter 13 and the original sound by the mixer 16 in the apparatus of FIG. . As described above, in FIG. 3, the graph 33 of the phase shift delay is obtained by adding the graph 31 (phase delay by the delay circuit) and the graph 32 (phase delay by the phase shifter). Accordingly, the graph 42 of FIG.
The graph 41 for only 2 is shifted to a lower frequency side. This shift is caused by the phase shift in the phase shifter 13.

【0041】結果として、グラフ42では、ピークの位
置が調和倍音列からそれぞれずれている。また、ピーク
やノッチは低い周波数側へずれている。このノッチは、
移相器13の基準周波数fcを下げると、より低い周波
数側へずれる。特に、第1番目のノッチ(一番左側)の
周波数は、移相器13の移相量が0〜πであるから、
(1/2D)〜0までの範囲に位置させることができ
る。この帯域は、楽音の基本周波数成分を含むことが多
いから、この帯域におけるノッチ位置の変調は音色変化
に与える効果が非常に大きい。また、高い周波数域で
は、ピークが(1/D)・nから(1/D)・(2n−
1)へずれる。
As a result, in the graph 42, the positions of the peaks are shifted from the harmonic harmonic train. Further, the peaks and notches are shifted to the lower frequency side. This notch is
When the reference frequency fc of the phase shifter 13 is lowered, the frequency shifts to a lower frequency side. In particular, the frequency of the first notch (leftmost) is such that the phase shift amount of the phase shifter 13 is 0 to π.
It can be located in the range from (1 / 2D) to 0. Since this band often contains a fundamental frequency component of a musical tone, modulation of the notch position in this band has a very large effect on tone color change. Further, in a high frequency range, the peak is (1 / D) · n to (1 / D) · (2n−
1) Deviate.

【0042】通常は、遅延回路12の変調と移相器13
の変調とを組み合わせて用いるとよい。例えば、遅延回
路12による遅延時間が長くなるときに移相器13の基
準周波数を下げる方向で変調すると、全体の遅延量が増
える方向で滑らかに変化する効果を付与できる。
Normally, the modulation of the delay circuit 12 and the phase shifter 13
Is preferably used in combination with the above modulation. For example, when the delay time of the delay circuit 12 is increased and the reference frequency of the phase shifter 13 is modulated in a lowering direction, an effect of smoothly changing in a direction in which the entire delay amount increases can be provided.

【0043】移相器13は変調せず、固定にしておいて
もよい。そのようにしても、ノッチを低い周波数側へシ
フトする効果はあるから、音色の変化には影響を与え
る。また、移相器13を遅延回路12と逆に変調した場
合(遅延回路12による遅延時間が長くなるときに移相
器13の基準周波数を上げる方向)は、移相器13によ
る効果が少なくなる方向に変調することとなるが、特殊
な効果として有用である。
The phase shifter 13 may not be modulated and may be fixed. Even so, there is an effect of shifting the notch to the lower frequency side, so that the change in tone color is affected. Further, when the phase shifter 13 is modulated in the opposite direction to the delay circuit 12 (in a direction in which the reference frequency of the phase shifter 13 is increased when the delay time by the delay circuit 12 becomes longer), the effect of the phase shifter 13 is reduced. It will be modulated in the direction, but it is useful as a special effect.

【0044】次に、この発明の第2の実施例を説明す
る。
Next, a second embodiment of the present invention will be described.

【0045】図5は、この発明の第2の実施例に係る効
果付与装置のブロック構成を示す。この図の装置は、加
算器51、遅延回路52、移相器53、乗算器54、変
調器55、混合器56、および位相反転器(インバー
タ)57を備えている。付番51〜56の各部は、図1
の付番11〜16と同様のものであるので、説明を省略
する。移相器53も、図1の移相器13と同様の1次の
オールパスフィルタを1段備えたものであるとする。
FIG. 5 shows a block diagram of an effect applying apparatus according to a second embodiment of the present invention. The device shown in this figure includes an adder 51, a delay circuit 52, a phase shifter 53, a multiplier 54, a modulator 55, a mixer 56, and a phase inverter (inverter) 57. Each part of numbers 51 to 56 is shown in FIG.
And the description is omitted. It is assumed that the phase shifter 53 also includes a single-stage primary all-pass filter similar to the phase shifter 13 of FIG.

【0046】図5の装置と図1の装置との差異は、移相
器53の出力をインバータ57で位相反転していること
である。インバータ57は入力信号を位相反転するが、
これにより入力信号の位相がπだけ遅れると見ることも
できるし、逆に入力信号の位相をπだけ進めたと見るこ
ともできる。以下では、インバータ57により、πだけ
位相が遅れるとして説明する。図3で説明したように、
移相器53(1次のオールパスフィルタ1段)による位
相遅れは0〜πの範囲であるが、この移相器53とイン
バータ57とを組み合わせると、位相遅れはπ〜2πの
範囲となる。
The difference between the device of FIG. 5 and the device of FIG. 1 is that the output of the phase shifter 53 is inverted by an inverter 57. The inverter 57 inverts the phase of the input signal,
Thereby, it can be seen that the phase of the input signal is delayed by π, and conversely, it can be seen that the phase of the input signal has been advanced by π. In the following, a description will be given assuming that the phase is delayed by π by the inverter 57. As explained in FIG.
The phase delay caused by the phase shifter 53 (one-stage first-order all-pass filter) is in the range of 0 to π. When this phase shifter 53 and the inverter 57 are combined, the phase delay is in the range of π to 2π.

【0047】図6は、第2の実施例における元音の周波
数fと遅延回路52および移相器53とインバータ57
による位相遅れφとの関係を示すグラフである。縦軸と
横軸の意味は、図3と同様である。図6の点線61は、
遅延回路52による位相遅れφを示したグラフで、図3
のグラフ31や図10(a)のグラフ101と同じもの
である。点線62のグラフは、移相器53およびインバ
ータ57による位相遅れφを示す。上述したように、位
相遅れはπ〜2πの範囲にある。グラフ62は、図3の
グラフ32をπだけ下側にずらしたものである。
FIG. 6 shows the frequency f of the original sound, the delay circuit 52, the phase shifter 53, and the inverter 57 in the second embodiment.
6 is a graph showing a relationship with a phase delay φ due to the following. The meaning of the vertical and horizontal axes is the same as in FIG. The dotted line 61 in FIG.
FIG. 3 is a graph showing the phase delay φ caused by the delay circuit 52.
And the graph 31 of FIG. 10A and the graph 101 of FIG. A graph indicated by a dotted line 62 shows a phase delay φ caused by the phase shifter 53 and the inverter 57. As described above, the phase delay is in the range of π to 2π. The graph 62 is obtained by shifting the graph 32 of FIG. 3 downward by π.

【0048】なお、第1の実施例と同様に、移相器13
の基準周波数fcは、fc=(1/D)であるものとす
る。
It should be noted that, similarly to the first embodiment, the phase shifter 13
Is fc = (1 / D).

【0049】図6の実線のグラフ63は、遅延回路5
2、移相器53、およびインバータ57による位相遅れ
を示すグラフである。このグラフ63は、点線のグラフ
61およびグラフ62を加算して得られる。
The solid line graph 63 in FIG.
2 is a graph showing a phase delay caused by a phase shifter 53 and an inverter 57. The graph 63 is obtained by adding the dotted line graphs 61 and 62.

【0050】図7は、遅延回路52、移相器53、およ
びインバータ57で処理された出力と元音とを混合器5
6で混合した結果の周波数特性を示す。まず、点線のグ
ラフ71は、遅延回路52のみが設けられ移相器53と
インバータ57がなかったとした場合に、遅延出力と元
音とを混合した結果の周波数特性を示す。これは、図4
のグラフ41や図10(b)のグラフ102と同じもの
である。
FIG. 7 shows an output processed by the delay circuit 52, the phase shifter 53 and the inverter 57 and the original sound.
6 shows frequency characteristics as a result of mixing. First, the dotted line graph 71 shows the frequency characteristics as a result of mixing the delayed output and the original sound when only the delay circuit 52 is provided and the phase shifter 53 and the inverter 57 are not provided. This is shown in FIG.
10 and the graph 102 of FIG. 10B.

【0051】図7のグラフ72は、図5の装置において
遅延回路52、移相器53、およびインバータ57で処
理された出力と元音とを混合器56で混合した結果の周
波数特性を示すグラフである。上述したように図6で
は、移相遅れを示すグラフ63を、グラフ61(遅延回
路による位相遅れ)およびグラフ62(移相器とインバ
ータによる位相遅れ)を加算して、得ている。これに伴
い、図7のグラフ72は、遅延回路52のみの場合のグ
ラフ71を周波数が低い側へシフトしたものとなってい
る。
A graph 72 shown in FIG. 7 is a graph showing a frequency characteristic as a result of mixing the output processed by the delay circuit 52, the phase shifter 53, and the inverter 57 with the original sound in the mixer 56 in the apparatus of FIG. It is. As described above, in FIG. 6, the graph 63 indicating the phase shift delay is obtained by adding the graph 61 (phase delay by the delay circuit) and the graph 62 (phase delay by the phase shifter and the inverter). Accordingly, the graph 72 in FIG. 7 is obtained by shifting the graph 71 in the case of only the delay circuit 52 to a lower frequency side.

【0052】例えば、図7のグラフ71(遅延回路52
のみ)のノッチ73は、グラフ72のノッチ74までず
れている。高い周波数帯域では、ピークやノッチはほと
んど2πずれるので、結果的にはほとんどずれないと見
ることができる。したがって、高い周波数帯域では、従
来のフランジャーと同じ効果が得られる。
For example, a graph 71 in FIG.
The notch 73 of the (only) is shifted to the notch 74 of the graph 72. In the high frequency band, the peaks and notches are almost 2π shifted, and as a result, it can be seen that there is almost no shift. Therefore, in a high frequency band, the same effect as the conventional flanger can be obtained.

【0053】なお、上述したように、インバータ57に
よりπだけ位相が進むと見ることもできるが、その場合
は、高い周波数帯域ではピークやノッチがほとんどずれ
ず、低い周波数帯域ではピークやノッチが高い周波数の
側へずれると見ることとなる。すなわち、図7のグラフ
71のノッチ75が、グラフ72のノッチ74までずれ
たと見ることとなる。
As described above, it can be seen that the phase is advanced by π by the inverter 57. In this case, the peak and the notch hardly shift in the high frequency band, and the peak and the notch are high in the low frequency band. It will be seen that it shifts to the frequency side. That is, it can be seen that the notch 75 in the graph 71 in FIG. 7 is shifted to the notch 74 in the graph 72.

【0054】いずれにしても、この第1番目のノッチ7
4の周波数は、移相器53の基準周波数に応じて、(1
/2D)〜(3/2D)までの範囲に位置させることが
できる。この帯域は、楽音の基本周波数成分を含むこと
が多いから、この帯域におけるノッチ位置の変調は音色
変化に与える効果が非常に大きい。
In any case, the first notch 7
4 according to the reference frequency of the phase shifter 53.
/ 2D) to (3 / 2D). Since this band often contains a fundamental frequency component of a musical tone, modulation of the notch position in this band has a very large effect on tone color change.

【0055】また、従来のアナログのフランジャーなど
では直流分(DC)カットのハイパスフィルタ(位相を
進ませる作用を有する)を多用して独特の効果を付与す
るものがあったが、上述したように移相器53とインバ
ータ57により位相を進ませると見ることができるか
ら、図5の装置でもそのようなアナログのフランジャー
と同様の独特の効果を付与することができる。
Further, in a conventional analog flanger or the like, a high-pass filter having a direct current (DC) cut (having an effect of advancing a phase) is often used to provide a unique effect, as described above. Since it can be seen that the phase is advanced by the phase shifter 53 and the inverter 57, the device shown in FIG. 5 can provide a unique effect similar to that of such an analog flanger.

【0056】なお、第1または第2の実施例において、
移相器は1段のオールパスフィルタを用いたが、1段で
なく多段としてもよい。この場合、段数や極性により周
波数特性のパターンが異なるので、それぞれ特有の効果
を得ることができる。また、オールパスフィルタを主体
とし、遅延回路を補助的に用いるようにしてもよい。
In the first or second embodiment,
Although a single-stage all-pass filter is used as the phase shifter, it may be a multi-stage instead of a single-stage. In this case, since the frequency characteristic pattern differs depending on the number of stages and the polarity, specific effects can be obtained. Further, an all-pass filter may be mainly used, and a delay circuit may be used as an auxiliary.

【0057】次に、この発明の第3の実施例を説明す
る。
Next, a third embodiment of the present invention will be described.

【0058】第3の実施例は、第1および第2の実施例
を踏まえて、より具体的な構成を明らかにしたものであ
る。図8に、第3の実施例に係る効果付与装置のブロッ
ク構成を示す。
The third embodiment clarifies a more specific structure based on the first and second embodiments. FIG. 8 shows a block configuration of an effect applying apparatus according to the third embodiment.

【0059】図8の効果付与装置は、低周波発振器(L
FO)801、ローパスフィルタ(LPF)802、乗
算器803,804、指数変換器805、加算器80
6、乗算器807、加算器808、非線形テーブル80
9、遅延回路810、LPF811、APF812、ハ
イパスフィルタ(HPF)813、乗算器814,81
5,816、および加算器817を備えている。
The effect imparting device of FIG. 8 uses a low-frequency oscillator (L
FO) 801, low-pass filter (LPF) 802, multipliers 803 and 804, exponential converter 805, adder 80
6, multiplier 807, adder 808, nonlinear table 80
9, delay circuit 810, LPF 811, APF 812, high-pass filter (HPF) 813, multipliers 814, 81
5,816, and an adder 817.

【0060】LFO801は、付番821に示すような
波形の各サンプル点の振幅値を順次発生する。LFO8
01の出力は、LPF802に入力する。LPF802
は、付番821に示すようなLFO波形のピークなどを
滑らかにするためのものである。
The LFO 801 sequentially generates the amplitude value of each sample point of the waveform as indicated by reference numeral 821. LFO8
01 is input to the LPF 802. LPF802
Is for smoothing the peak of the LFO waveform as indicated by reference numeral 821.

【0061】LPF802の出力は乗算器803に入力
する。乗算器803は、LPF802の出力に深さDE
PTHを乗算する。乗算結果は、指数変換器805によ
り、指数変換され、その結果MODが遅延回路810に
向けて出力される。
The output of LPF 802 is input to multiplier 803. The multiplier 803 adds the depth DE to the output of the LPF 802.
Multiply PTH. The result of the multiplication is exponentially converted by exponential converter 805, and as a result, MOD is output to delay circuit 810.

【0062】指数関数器805は、付番823に示すよ
うなテーブルを有し、このテーブルに基づいて横軸の入
力に対する縦軸の出力が形成され出力される。これによ
って、付番824に示すような出力が得られる。
The exponential function unit 805 has a table as shown by reference numeral 823, and based on this table, an output on the vertical axis with respect to an input on the horizontal axis is formed and output. As a result, an output as indicated by reference numeral 824 is obtained.

【0063】一方、LPF802の出力は、乗算器80
4にも入力する。乗算器804は、LPF802の出力
に振幅調整のための所定値CONを乗算する。乗算結果
は、加算器806に入力する。加算器806は、乗算器
804の出力にオフセットOFを加算し、このオフセッ
ト分だけシフトする。乗算器804および加算器806
によって、加算器806の出力が0〜1の範囲となるよ
うにしている。加算器806の出力は、APF812に
入力する。
On the other hand, the output of the LPF 802 is
Enter 4 as well. The multiplier 804 multiplies the output of the LPF 802 by a predetermined value CON for amplitude adjustment. The multiplication result is input to the adder 806. The adder 806 adds the offset OF to the output of the multiplier 804, and shifts by the offset. Multiplier 804 and adder 806
Thus, the output of the adder 806 is in the range of 0 to 1. The output of the adder 806 is input to the APF 812.

【0064】元音は、乗算器807で所定の定数と乗算
され、加算器808に入力する。加算器808の出力
は、非線形テーブル809に入力する。非線形テーブル
809は、付番822に示すような特性のテーブルであ
り、この特性に基づいて横軸の入力に対する縦軸の出力
が形成され出力される。
The original sound is multiplied by a predetermined constant in a multiplier 807 and input to an adder 808. The output of the adder 808 is input to the non-linear table 809. The non-linear table 809 is a table having characteristics as indicated by reference numeral 822. Based on the characteristics, an output on the vertical axis with respect to an input on the horizontal axis is formed and output.

【0065】後述するように、HPF813の出力は乗
算器814を介して入力側にフィードバックされるが、
このフィードバックにより加算器808の出力がビット
溢れを起こし音が歪む場合がある。そのようなビット溢
れを抑えるために、非線形テーブル809によって、入
力レベルが大きいとき出力レベルを抑えるようにしてい
る。
As described later, the output of the HPF 813 is fed back to the input side via the multiplier 814.
Due to this feedback, the output of the adder 808 may cause bit overflow and the sound may be distorted. In order to suppress such bit overflow, the output level is suppressed when the input level is high by the non-linear table 809.

【0066】非線形テーブル809の出力は、遅延回路
810に入力する。遅延回路810は、元音を所定時間
だけ遅延して出力する。その遅延量は、指数変換器80
5からの出力MODに応じて変調される。出力MOD
は、付番824に示すように、MODの値が大きいとき
に滑らかに変化しMODの値が小さいときに急峻に変化
する。これによって、遅延回路810の周波数特性は、
MODの値が小さく周波数特性が右側へシフトしている
ときは急激に変化(シフト)し、MODの値が大きく周
波数特性が左側へシフトしているときはゆっくりと変化
するので、周波数特性は聴感上リニアに変化することに
なる。遅延回路810の出力は、LPF811に入力す
る。LPF811は、遅延回路810のノッチなどによ
る急激な音色変化を抑えるなどの音色加工用に設けられ
ている。
The output of the non-linear table 809 is input to the delay circuit 810. The delay circuit 810 delays the original sound by a predetermined time and outputs it. The delay amount is calculated by the exponential converter 80
5 is modulated according to the output MOD. Output MOD
Changes smoothly when the value of MOD is large, and changes sharply when the value of MOD is small, as indicated by reference numeral 824. As a result, the frequency characteristic of the delay circuit 810 becomes
When the MOD value is small and the frequency characteristic shifts to the right, the frequency characteristic changes rapidly (shift), and when the MOD value is large and the frequency characteristic shifts to the left, the frequency characteristic changes slowly. It will change linearly upward. The output of the delay circuit 810 is input to the LPF 811. The LPF 811 is provided for tone processing such as suppressing a sudden tone change due to a notch or the like of the delay circuit 810.

【0067】LPF811の出力は、APF812に入
力する。APF812は、移相器として作用し、入力信
号の位相を所定量だけシフトして出力する。APF81
2の位相量は、加算器806の出力に基づいて変調され
る。なお、変調用の信号である加算器806の出力が大
きく変化するものであるときは、その加算器806の出
力を対数変換し、その結果を変調用の信号としてAPF
812に入力するようにしてもよい。
The output of the LPF 811 is input to the APF 812. The APF 812 functions as a phase shifter, and shifts the phase of an input signal by a predetermined amount and outputs the shifted signal. APF81
The phase amount of 2 is modulated based on the output of the adder 806. If the output of the adder 806, which is a signal for modulation, changes significantly, the output of the adder 806 is logarithmically converted and the result is used as a signal for modulation by the APF.
812 may be input.

【0068】APF812の出力は、HPF813に入
力する。HPF813は、DC成分のカットおよび金属
的な音のカットなどの音色加工用に設けられている。H
PF813の出力は、乗算器814でフィードバック係
数FBと乗算され、加算器808へとフィードバックさ
れる。加算器808は、元音と乗算器814の乗算結果
を加算して出力する。
The output of the APF 812 is input to the HPF 813. The HPF 813 is provided for tone processing such as cutting a DC component and cutting a metallic sound. H
The output of the PF 813 is multiplied by the feedback coefficient FB in the multiplier 814 and fed back to the adder 808. The adder 808 adds the original sound and the multiplication result of the multiplier 814 and outputs the result.

【0069】HPF813の出力は、乗算器815で所
定の定数WETと乗算され、加算器817に入力する。
また、元音は、乗算器816で所定の定数DRYと乗算
され、加算器817に入力する。乗算器815の出力は
いわゆるウエットと呼ばれ、乗算器816の出力はいわ
ゆるドライと呼ばれる。乗算器815,816は、ウエ
ットとドライとのバランスを調整するために設けられて
いる。加算器817は、乗算器815の出力と乗算器8
16の出力とを加算し、その加算結果(効果が付与され
た楽音信号)を出力する。
The output of the HPF 813 is multiplied by a predetermined constant WET in a multiplier 815 and input to an adder 817.
The original sound is multiplied by a predetermined constant DRY in a multiplier 816 and input to an adder 817. The output of the multiplier 815 is so-called wet, and the output of the multiplier 816 is so-called dry. Multipliers 815 and 816 are provided to adjust the balance between wet and dry. The adder 817 outputs the output of the multiplier 815 and the multiplier 8
16 and outputs the result of the addition (tone signal to which the effect is added).

【0070】上述した実施例のLFO801の周波数、
DEPTH、CON等の各種係数は図示しない操作子に
よってユーザーが任意に設定するものであるが、予め設
定されていてもよい。
The frequency of the LFO 801 of the embodiment described above,
Various coefficients such as DEPTH and CON are arbitrarily set by the user using an operator (not shown), but may be set in advance.

【0071】なお、上述した各実施例の装置は、DSP
(ディジタルシグナルプロセッサ)を用いて実現するこ
ともできる。
It should be noted that the apparatus of each of the embodiments described above uses a DSP
(Digital signal processor).

【0072】[0072]

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、遅延時間変調と移相量変調とを組み合わせることに
より、以下のような効果を得ることができる。
As described above, according to the present invention, the following effects can be obtained by combining delay time modulation and phase shift amount modulation.

【0073】周波数特性においてピーク周波数を調和
倍音列からずらすことができるので、特定の音名の音が
強調されることがなく、均質な効果を得ることができ
る。
Since the peak frequency can be shifted from the harmonic overtone sequence in the frequency characteristic, a sound having a specific note name is not emphasized, and a uniform effect can be obtained.

【0074】従来のフランジャーでは遅延回路の遅延
時間が短い場合には低い周波数帯域においてほとんど変
調感が得られない場合があったが、本発明によれば遅延
とともに移相をも行なうので、十分な変調感を得ること
ができる。
In the conventional flanger, when the delay time of the delay circuit is short, the modulation feeling may hardly be obtained in a low frequency band. However, according to the present invention, the phase shift is performed together with the delay. A modulation feeling can be obtained.

【0075】従来のフェーザーでは高い周波数帯域で
強力な効果を得ることができなかったが、本発明によれ
ば移相とともに遅延を行なっているので、高い周波数帯
域でも従来のフランジャーのような強力な効果を得るこ
とができる。
Although the conventional phasor cannot obtain a strong effect in a high frequency band, according to the present invention, a delay is performed together with the phase shift. The effect can be obtained.

【0076】遅延回路の遅延時間および移相器の基準
周波数などを変調する仕方あるいはそれぞれの変調の組
み合わせを変えることにより、種々の効果を楽音に付与
することができる。
Various effects can be imparted to the musical sound by changing the manner of modulating the delay time of the delay circuit and the reference frequency of the phase shifter, or by changing the combination of the respective modulations.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】この発明の第1の実施例に係る効果付与装置の
ブロック構成図
FIG. 1 is a block configuration diagram of an effect imparting device according to a first embodiment of the present invention.

【図2】移相器として用いられるのバルクAPFの例を
示すブロック構成図
FIG. 2 is a block diagram showing an example of a bulk APF used as a phase shifter;

【図3】元音の周波数と遅延回路および移相器による位
相遅れとの関係を示す図
FIG. 3 is a diagram showing a relationship between the frequency of an original sound and a phase delay caused by a delay circuit and a phase shifter;

【図4】遅延回路および移相器で遅延された出力と元音
とを混合した結果の周波数特性を示す図
FIG. 4 is a diagram showing a frequency characteristic as a result of mixing an output delayed by a delay circuit and a phase shifter with an original sound;

【図5】この発明の第2の実施例に係る効果付与装置の
ブロック構成図
FIG. 5 is a block diagram of an effect applying apparatus according to a second embodiment of the present invention.

【図6】第2の実施例における元音の周波数と遅延回路
および移相器による位相遅れとの関係を示す図
FIG. 6 is a diagram illustrating a relationship between a frequency of an original sound and a phase delay by a delay circuit and a phase shifter in the second embodiment.

【図7】第2の実施例におけるインバータ出力と元音と
を混合した結果の周波数特性を示す図
FIG. 7 is a diagram showing a frequency characteristic as a result of mixing the inverter output and the original sound in the second embodiment.

【図8】この発明の第3の実施例に係る効果付与装置の
ブロック構成図
FIG. 8 is a block diagram of an effect applying apparatus according to a third embodiment of the present invention.

【図9】従来のフランジャーの構成例を示すブロック図FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of a conventional flanger.

【図10】従来のフランジャーにおける遅延回路の遅延
による位相遅れおよび遅延回路からの出力と元音とを混
合した結果の周波数特性を示す図
FIG. 10 is a diagram showing a phase delay due to a delay of a delay circuit in a conventional flanger and a frequency characteristic as a result of mixing an output from the delay circuit with an original sound;

【図11】従来のフェーザーの構成例を示すブロック図FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of a conventional phaser.

【図12】移相器として用いられる1次のオールパスフ
ィルタの例を示すブロック図
FIG. 12 is a block diagram illustrating an example of a first-order all-pass filter used as a phase shifter;

【図13】従来のフェーザーにおける移相器による位相
遅れおよび移相器からの出力と元音とを混合した結果の
周波数特性を示す図
FIG. 13 is a diagram showing a phase delay by a phase shifter in a conventional phaser and a frequency characteristic as a result of mixing an output from the phase shifter with an original sound;

【符号の説明】[Explanation of symbols]

11…加算器、12…遅延回路、13…移相器、14…
乗算器、15…変調器、16…混合器、51…加算器、
52…遅延回路、53…移相器、54…乗算器、55…
変調器、56…混合器、57…位相反転器(インバー
タ)、801…低周波発振器(LFO)、802…ロー
パスフィルタ(LPF)、803,804…乗算器、8
05…指数変換器、806…加算器、807…乗算器、
808…加算器、809…非線形テーブル、810…遅
延回路、811…LPF、812…APF、813…ハ
イパスフィルタ(HPF)、814,815,816…
乗算器、817…加算器。
11 adder, 12 delay circuit, 13 phase shifter, 14
Multiplier, 15 modulator, 16 mixer, 51 adder,
52: delay circuit, 53: phase shifter, 54: multiplier, 55 ...
Modulator, 56: Mixer, 57: Phase inverter (inverter), 801: Low frequency oscillator (LFO), 802: Low pass filter (LPF), 803, 804: Multiplier, 8
05: exponential converter, 806: adder, 807: multiplier
808: adder, 809: non-linear table, 810: delay circuit, 811: LPF, 812: APF, 813: high-pass filter (HPF), 814, 815, 816 ...
Multiplier, 817: Adder.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平3−43799(JP,A) 特開 平4−96000(JP,A) 特開 平1−321486(JP,A) 特開 昭62−187392(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) G10H 1/043 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (56) References JP-A-3-43799 (JP, A) JP-A-4-96000 (JP, A) JP-A-1-321486 (JP, A) JP-A-62-1987 187392 (JP, A) (58) Fields studied (Int. Cl. 7 , DB name) G10H 1/043

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項1】演奏情報に基づいたピッチの楽音信号を発
生する楽音信号発生手段から入力される楽音信号に対し
て、上記ピッチとは無相関の信号遅延を行なう遅延手段
を有するループ回路と、 上記ループ回路中に配置され、該ループ回路を循環する
信号の位相をシフトする位相シフト手段と、 上記位相シフト手段の位相シフト量を変調制御する制御
手段とを備えたことを特徴とする楽音効果付与装置。
1. A loop circuit having delay means for delaying a tone signal input from tone signal generation means for generating a tone signal at a pitch based on performance information, the signal being uncorrelated with the pitch. A tone effect comprising: a phase shifter disposed in the loop circuit for shifting a phase of a signal circulating in the loop circuit; and a controller for modulating and controlling a phase shift amount of the phase shifter. Applicator.
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