JP3130716B2 - OFDM transmitter and OFDM receiver - Google Patents
OFDM transmitter and OFDM receiverInfo
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Description
【0001】[発明の目的][Object of the Invention]
【産業上の利用分野】本発明は、他の通信への妨害を抑
制すると共に、回路のダイナミックレンジを小さくする
ようにしたOFDM送信装置及びOFDM受信装置に関
する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an OFDM transmitting apparatus and an OFDM receiving apparatus which suppress interference with other communications and reduce the dynamic range of a circuit.
【0002】[0002]
【従来の技術】近年、放送又は移動体通信におけるディ
ジタル化に伴って、ディジタル変調方式の開発が行われ
ている。特に、直交周波数分割多重(以下、OFDM
(orthogonal frequency division multiplex という)
変調は、文献(NHK発行、VIEW誌1993年5月
号、P−16)に記載されているように、ディジタル伝
送システムにおいて問題となる伝送路のマルチパス歪の
影響を受けにくいディジタル変調方式として注目されて
いる。OFDM変調は、互いに直交する複数の搬送波
(以下、サブキャリアという)に分散して変調する方式
である。2. Description of the Related Art In recent years, along with digitization in broadcasting or mobile communication, a digital modulation system has been developed. In particular, orthogonal frequency division multiplexing (hereinafter, OFDM)
(Orthogonal frequency division multiplex)
As described in the literature (published by NHK, VIEW magazine, May 1993, p. 16), modulation is a digital modulation method which is less susceptible to multipath distortion on a transmission line, which is a problem in digital transmission systems. Attention has been paid. OFDM modulation is a method of dispersing and modulating a plurality of carriers (hereinafter, referred to as subcarriers) orthogonal to each other.
【0003】図7はOFDM被変調波の周波数スペクト
ルを示す説明図である。FIG. 7 is an explanatory diagram showing a frequency spectrum of an OFDM modulated wave.
【0004】図7はN個のサブキャリアを用いたOFD
M被変調波を示しており、各サブキャリアは等間隔で配
置されている。隣接するサブキャリア相互間の周波数差
ΔFを信号波形の長さTs の逆数の整数倍に設定するこ
とにより、OFDM被変調波は直交関数系を構成する。
各サブキャリアに対応する図示しない変調信号のスペク
トルは相互に重なり合っている。しかし、直交条件を満
足しているので、受信側では各サブキャリアを完全に分
離することが可能である。FIG. 7 shows an OFD using N subcarriers.
The M modulated wave is shown, and each subcarrier is arranged at equal intervals. By setting the frequency difference ΔF between adjacent subcarriers to an integral multiple of the reciprocal of the length Ts of the signal waveform, the OFDM modulated wave forms an orthogonal function system.
The spectrums of the modulation signals (not shown) corresponding to the respective subcarriers overlap each other. However, since the orthogonal condition is satisfied, it is possible to completely separate each subcarrier on the receiving side.
【0005】この直交条件は、時間領域における符号間
干渉がないナイキスト条件と同様に考えることができ
る。符号間干渉については、各パルスの応答波形が互い
に重なりあっていても、ナイキスト条件を満足している
場合には、適切な標本化タイミングで信号を抽出するこ
とにより完全にパルス間の干渉を受けない受信が可能で
ある。このナイキスト条件を周波数領域で実現するもの
がOFDM変調方式における直交条件である。即ち、O
FDM変調方式では、周波数分割多重方式のように各変
調波の間にスペクトルの重なりを防ぐためのガード帯域
を設定する必要がなく、周波数利用効率を向上させるこ
とができる。The orthogonal condition can be considered in the same manner as the Nyquist condition in which there is no intersymbol interference in the time domain. Regarding intersymbol interference, even if the response waveforms of the respective pulses overlap each other, if the Nyquist condition is satisfied, the intersymbol interference is completely eliminated by extracting the signal at an appropriate sampling timing. No reception is possible. What realizes the Nyquist condition in the frequency domain is the orthogonal condition in the OFDM modulation method. That is, O
In the FDM modulation method, unlike the frequency division multiplexing method, it is not necessary to set a guard band for preventing spectrum overlap between the modulated waves, and the frequency use efficiency can be improved.
【0006】図8はこのような従来のOFDM送受信装
置を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing such a conventional OFDM transmitting / receiving apparatus.
【0007】伝送すべきディジタルデータは例えばQP
SK変調又はQAM変調された信号である。この入力デ
ータは入力端子3を介してOFDM送信装置1の誤り訂
正符号化回路4に与えられる。誤り訂正符号化回路4は
入力データに誤り訂正符号を付加してインターリーブ回
路5に与える。インターリーブ回路5は、伝送時に連続
的なバースト誤りが発生した場合において、受信側で誤
りが複数個の不連続なランダムエラーに変換されるよう
に、データの並び変えを行ってスクランブラ6に出力す
る。これにより、受信側における誤り訂正が容易とな
る。The digital data to be transmitted is, for example, QP
It is an SK- or QAM-modulated signal. This input data is supplied to the error correction coding circuit 4 of the OFDM transmission device 1 via the input terminal 3. The error correction coding circuit 4 adds an error correction code to the input data and supplies the input data to the interleave circuit 5. The interleave circuit 5 rearranges the data and outputs it to the scrambler 6 so that, when a continuous burst error occurs during transmission, the error is converted into a plurality of discontinuous random errors on the receiving side. I do. This facilitates error correction on the receiving side.
【0008】インターリーブ回路5の出力は、スクラン
ブラ6によって、伝送時にデータが特定の連続した波形
とならないように乱数化された後、S/P(シリアル/
パラレル)変換回路7に与えられる。S/P変換回路7
は入力データのシーケンスをOFDM変調のサブキャリ
ア数に相当するパラレルデータに変換して逆FFT回路
8に出力する。このパラレルデータは逆高速離散フーリ
エ変換(以下、IFFTという)回路8によってIFF
T処理されて複素信号であるOFDM被変調波に変調さ
れる。[0008] The output of the interleave circuit 5 is randomized by a scrambler 6 so that the data does not have a specific continuous waveform during transmission, and then S / P (serial / serial).
(Parallel) conversion circuit 7. S / P conversion circuit 7
Converts the input data sequence into parallel data corresponding to the number of subcarriers of the OFDM modulation, and outputs the parallel data to the inverse FFT circuit 8. This parallel data is converted by an inverse fast discrete Fourier transform (hereinafter referred to as IFFT) circuit 8 into an IFF
The signal is subjected to T processing and modulated into an OFDM modulated wave that is a complex signal.
【0009】OFDM被変調波を複素表現の実部に対応
するI軸信号と虚部に対応するQ軸信号とによって表わ
すものとする。逆FFT回路8からのI軸信号はD/A
変換器9によってアナログ信号に変換された後乗算器11
に与えられる。また、逆FFT回路8からのQ軸信号は
D/A変換器10によってアナログ信号に変換された後乗
算器12に与えられる。乗算器11は局部発振器13から中間
周波数帯のキャリアが与えられ、乗算によってI軸信号
を同相変調して中間周波数信号(以下、IF信号とい
う)を加算器15に出力する。発振器13からのキャリアは
移相器14によって90度移相されて乗算器12に供給され
ており、乗算器12はQ軸信号を直交変調してIF信号を
加算器15に出力する。I軸信号及びQ軸信号の変調出力
は加算器15によって加算され、BPF16によって帯域制
限された後混合回路17に与えられる。混合回路17は局部
発振器18からの局部発振出力との乗算によって直交変調
されたOFDM被変調波を高周波信号(以下、RF信号
という)に周波数変換し、BPF19及び増幅器20を介し
て出力端子21に出力する。It is assumed that an OFDM modulated wave is represented by an I-axis signal corresponding to a real part of a complex expression and a Q-axis signal corresponding to an imaginary part. The I-axis signal from the inverse FFT circuit 8 is D / A
Multiplier 11 after being converted into an analog signal by converter 9
Given to. Further, the Q-axis signal from the inverse FFT circuit 8 is converted to an analog signal by the D / A converter 10 and then supplied to the multiplier 12. The multiplier 11 is supplied with a carrier in the intermediate frequency band from the local oscillator 13, modulates the I-axis signal in phase by multiplication, and outputs an intermediate frequency signal (hereinafter, referred to as an IF signal) to the adder 15. The carrier from the oscillator 13 is phase-shifted by 90 degrees by the phase shifter 14 and supplied to the multiplier 12, which quadrature-modulates the Q-axis signal and outputs the IF signal to the adder 15. The modulation outputs of the I-axis signal and the Q-axis signal are added by an adder 15, band-limited by a BPF 16 and provided to a mixing circuit 17. The mixing circuit 17 frequency-converts the orthogonally modulated OFDM modulated wave by multiplication with the local oscillation output from the local oscillator 18 into a high-frequency signal (hereinafter referred to as an RF signal), and outputs the signal to the output terminal 21 via the BPF 19 and the amplifier 20. Output.
【0010】なお、タイミング回路45は入力端子44を介
して入力される入力クロックを用いて、各種タイミング
信号及びクロックを発生して、OFDM送信装置1の各
部に供給している。The timing circuit 45 generates various timing signals and clocks by using an input clock input through the input terminal 44 and supplies the signals to the respective sections of the OFDM transmitting apparatus 1.
【0011】出力端子21からのRF出力は伝送路22を介
してOFDM受信装置2の入力端子23に入力される。こ
の入力RF信号は増幅器24及びBPF25を介して混合回
路26に与えられる。混合回路26は、局部発振器27から所
定チャンネルの局部発振出力が与えられ、RF信号をI
F信号に周波数変換する。混合回路26からのIF信号は
BPF28によって帯域制限された後乗算器29,30に与え
られる。An RF output from an output terminal 21 is input to an input terminal 23 of the OFDM receiver 2 via a transmission line 22. This input RF signal is applied to a mixing circuit 26 via an amplifier 24 and a BPF 25. The mixing circuit 26 receives a local oscillation output of a predetermined channel from the local oscillator 27 and
Frequency conversion to F signal. The IF signal from the mixing circuit 26 is applied to multipliers 29 and 30 after being band-limited by the BPF 28.
【0012】乗算器29は局部発振器31から再生キャリア
が入力されており、IF信号を同相検波してベースバン
ドのI軸信号をA/D変換器33及びクロック再生回路35
に出力する。乗算器30は移相器32によって90度移相さ
れた再生キャリアが入力され、IF信号を直交検波して
ベースバンドのQ軸信号をA/D変換器34に出力する。
クロック再生回路35は検波出力からFFT演算等に必要
な再生クロックを発生する。この再生クロックは出力端
子46から出力ロックとして出力される。A/D変換器3
3,34はクロック再生回路35によって再生された再生ク
ロックを用いて、夫々I軸信号又はQ軸信号をディジタ
ル信号に変換してFFT回路36に出力する。The multiplier 29 receives the reproduced carrier from the local oscillator 31, detects the IF signal in phase, converts the baseband I-axis signal into an A / D converter 33 and a clock recovery circuit 35.
Output to The multiplier 30 receives the reproduced carrier whose phase has been shifted by 90 degrees by the phase shifter 32, performs orthogonal detection on the IF signal, and outputs a baseband Q-axis signal to the A / D converter 34.
The clock recovery circuit 35 generates a recovered clock necessary for the FFT operation or the like from the detection output. This reproduced clock is output from the output terminal 46 as an output lock. A / D converter 3
Numerals 3 and 34 use the reproduced clock reproduced by the clock reproducing circuit 35 to convert the I-axis signal or the Q-axis signal into digital signals and output them to the FFT circuit 36, respectively.
【0013】FFT回路36は入力されたディジタル信号
を周波数スペクトル分析して、各サブキャリアの位相及
び振幅を検出することによりOFDM復調信号を得る。
このOFDM復調信号はP/S(パラレル/シリアル)
変換回路38によってシリアルデータに変換されてデスク
ランブラ39に与えられる。デスクランブラ39はデスクラ
ンブル処理によってスクランブル処理前のデータに戻
し、デインタリーブ回路40はデータ配列をインターリー
ブ処理前の元の配列に戻して誤り訂正復号化回路41に出
力する。誤り訂正復号化回路41は誤り訂正符号を用いて
誤り訂正を行って、復号データを出力端子42を介して出
力する。The FFT circuit 36 analyzes a frequency spectrum of the input digital signal and detects the phase and amplitude of each subcarrier to obtain an OFDM demodulated signal.
This OFDM demodulated signal is P / S (parallel / serial)
The data is converted into serial data by the conversion circuit 38 and supplied to the descrambler 39. The descrambler 39 restores the data before the scramble process by the descrambling process, and the deinterleave circuit 40 restores the data array to the original array before the interleave process and outputs it to the error correction decoding circuit 41. The error correction decoding circuit 41 performs error correction using the error correction code, and outputs decoded data via the output terminal 42.
【0014】なお、直交検波における再生キャリアはF
FT回路36の出力を用いて再生している。キャリア再生
回路37はFFT回路36の出力を用いて局部発振器31の発
振出力を制御するための同期検波用制御信号を発生する
ことにより、キャリア同期を得ている。また、タイミン
グ回路43は再生クロック及び送信データ内に含まれるタ
イミング基準信号に基づいて、OFDM受信装置2の各
部で必要なタイミング信号を発生する。Note that the reproduced carrier in the quadrature detection is F
Reproduction is performed using the output of the FT circuit 36. The carrier reproducing circuit 37 obtains carrier synchronization by generating a synchronous detection control signal for controlling the oscillation output of the local oscillator 31 using the output of the FFT circuit 36. Further, the timing circuit 43 generates a necessary timing signal in each section of the OFDM receiver 2 based on the reproduction clock and the timing reference signal included in the transmission data.
【0015】上述したOFDM変調を用いた伝送方式
は、マルチパス及び狭帯域の妨害に対して高い耐性を有
し、また、周波数利用効率が高く、ディジタル伝送に有
望なシステムである。しかしながら、OFDM被変調波
には大振幅のピークが生じる可能性があるという原理的
な問題がある。図9はこの問題点を説明するための説明
図である。図9はOFDM被変調波のスペクトルを複素
ベクトル座標上で概念的に示したものであり、N個のサ
ブキャリアが等間隔に配列されて、各サブキャリアの電
力が等しい場合の例である。The above-described transmission system using OFDM modulation has high resistance to multipath and narrowband interference, has high frequency use efficiency, and is a promising system for digital transmission. However, there is a fundamental problem that a large amplitude peak may occur in an OFDM modulated wave. FIG. 9 is an explanatory diagram for explaining this problem. FIG. 9 conceptually shows the spectrum of an OFDM modulated wave on complex vector coordinates, and shows an example in which N subcarriers are arranged at equal intervals and the power of each subcarrier is equal.
【0016】OFDM被変調波の各サブキャリアは、例
えばQAM信号の位相及び振幅によって変調を受けたも
のである。図9(a)はOFDM被変調波の4つのサブ
キャリア1乃至4の位相が90度間隔になった場合を示
している。なお、各サブキャリアの周波数は相互に異な
るので、実際にはサブキャリアは相互に異なる角周波数
で回転しており、図9(a)は所定の時間において観測
したものである。この場合には、各サブキャリア1乃至
4は打消し合い、サブキャリア1乃至4の合成ベクトル
はキャンセルされて振幅0となる。Each subcarrier of an OFDM modulated wave is modulated by, for example, the phase and amplitude of a QAM signal. FIG. 9A shows a case where the phases of the four subcarriers 1 to 4 of the OFDM modulated wave are at 90-degree intervals. Since the frequencies of the subcarriers are different from each other, the subcarriers are actually rotating at mutually different angular frequencies, and FIG. 9A is an observation at a predetermined time. In this case, the sub-carriers 1 to 4 cancel each other, and the combined vector of the sub-carriers 1 to 4 is canceled to have an amplitude of 0.
【0017】一方、図9(b)は4つのサブキャリア1
乃至4が全て同位相に揃った場合を示している。この場
合には、各サブキャリア1乃至4の合成ベクトルは、同
一位相で加算されたものとなり、合成ベクトル振幅は1
つのサブキャリアの4倍となる。このように、データに
よっては、OFDM被変調波のサブキャリアの位相が一
致し、OFDM被変調波に大振幅のピークが生じること
がある。On the other hand, FIG. 9B shows four subcarriers 1
4 to 4 are all in phase. In this case, the combined vectors of the subcarriers 1 to 4 are added with the same phase, and the combined vector amplitude is 1
Four times as many as one subcarrier. As described above, depending on the data, the phases of the subcarriers of the OFDM modulated wave match, and a peak having a large amplitude may occur in the OFDM modulated wave.
【0018】仮に、N個のサブキャリアの位相が一致し
た場合には、最大ピーク値は1サブキャリア振幅のN倍
となる。例えば、N=1024に設定されたOFDM変
調においては、最大ピーク振幅は、1サブキャリアの2
0log1024=60dBだけ大きくなる。また、被
変調波のピーク電力は、平均電力(単一キャリアのディ
ジタル変調と同一)に比べて30dB大きくなる。If the phases of N subcarriers match, the maximum peak value is N times the amplitude of one subcarrier. For example, in OFDM modulation in which N = 1024, the maximum peak amplitude is 2 for one subcarrier.
0 log 1024 = 60 dB. Also, the peak power of the modulated wave is 30 dB larger than the average power (same as digital modulation of a single carrier).
【0019】このような大振幅のピークは、他の信号に
妨害を与え易く、周波数割当上の制限等、OFDM伝送
方式の実用化の妨げとなる。また、ピーク振幅が大きい
ことから、変復調回路及び伝送系におけるダイナミック
レンジを大きくする必要もある。このため、中継器等の
伝送系及び送受信装置の回路が高価になってしまう。例
えば、A/D変換器において十分なビット精度で大振幅
ピーク値をディジタル変換するためには、ダイナミック
レンジを極めて大きくする必要があり、高ビット精度の
高価な回路を用いなければならない。Such a peak having a large amplitude tends to interfere with other signals, and hinders the practical use of the OFDM transmission system, such as restrictions on frequency allocation. Further, since the peak amplitude is large, it is necessary to increase the dynamic range in the modulation / demodulation circuit and the transmission system. For this reason, a transmission system such as a repeater and a circuit of a transmission / reception device become expensive. For example, in order to digitally convert a large amplitude peak value with sufficient bit precision in an A / D converter, the dynamic range must be extremely large, and an expensive circuit with high bit precision must be used.
【0020】[0020]
【発明が解決しようとする課題】このように、上述した
従来のOFDM送受信装置においては、OFDM被変調
波は大振幅のピークを生ずることがあることから、他の
通信妨害を与えやすくなると共に、極めて大きなダイナ
ミックレンジを必要とするという問題点があった。As described above, in the above-mentioned conventional OFDM transmitting and receiving apparatus, since the OFDM modulated wave sometimes has a large amplitude peak, it is easy to cause other communication disturbances. There is a problem that an extremely large dynamic range is required.
【0021】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであって、OFDM被変調波のピークを抑制すること
により、他の通信に対して妨害を与えることを防止する
と共に、必要なダイナミックレンジを小さくすることが
できるOFDM送信装置及びOFDM受信装置を提供す
ることを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above-mentioned problems, and suppresses a peak of an OFDM modulated wave to prevent interference with other communication and to provide a necessary dynamic range. It is an object of the present invention to provide an OFDM transmitting apparatus and an OFDM receiving apparatus capable of reducing the following.
【0022】[0022]
【課題を解決するための手段】本発明の請求項1に係る
OFDM受信装置は、直交周波数分割多重変調された被
変調波が入力されこの被変調波を直交周波数分割多重復
調して復調シンボルを得る直交周波数分割多重復調手段
と、前記被変調波が入力されこの被変調波のエンベロー
プを検出するエンベロープ検出手段と、前記エンベロー
プが所定のレベル以上となった変調シンボルを無効シン
ボルと判定する判定手段と、この判定手段の判定結果が
与えられて、前記無効シンボルに対応する復調シンボル
を消失誤り訂正する誤り訂正手段とを具備したものであ
り、本発明の請求項3に係るOFDM送信装置は、入力
データを複数の信号フォーマットに変換する複数の信号
変換手段と、入力されたデータを直交周波数分割多重変
調して被変調波を伝送する直交周波数分割多重変調手段
と、前記被変調波のピークが最小となるように前記複数
の信号変換手段の出力のうちの1つを適応的に選択して
前記直交周波数分割多重変調手段に与える選択手段とを
具備したものである。According to a first aspect of the present invention, there is provided an OFDM receiving apparatus to which a modulated wave subjected to orthogonal frequency division multiplex modulation is inputted, and the modulated wave is subjected to orthogonal frequency division multiplex demodulation to demodulate symbols. Orthogonal frequency division multiplexing demodulation means for obtaining the modulated wave, an envelope detection means for detecting an envelope of the modulated wave, and a judging means for judging a modulation symbol whose envelope is equal to or higher than a predetermined level as an invalid symbol. And an error correction unit to which a determination result of the determination unit is given and for performing erasure error correction on a demodulated symbol corresponding to the invalid symbol. The OFDM transmission apparatus according to claim 3 of the present invention, A plurality of signal conversion means for converting input data into a plurality of signal formats, and orthogonal frequency division multiplex modulation of the input data to form a modulated wave The orthogonal frequency division multiplexing and modulation means for transmitting, and adaptively selecting one of the outputs of the plurality of signal conversion means so that the peak of the modulated wave is minimized. Selection means for giving.
【0023】[0023]
【作用】本発明の請求項1において、直交周波数分割多
重変調手段からの被変調波は、ピーク抑圧手段によって
所定のレベルでピークが抑圧される。これにより、伝送
系において他の通信に妨害を与えることを防止する。According to the first aspect of the present invention, the peak of the modulated wave from the orthogonal frequency division multiplex modulation means is suppressed at a predetermined level by the peak suppression means. This prevents the transmission system from interfering with other communications.
【0024】本発明の請求項2において、入力された被
変調波は直交周波数分割多重復調手段によって復調され
て復調シンボルが得られる。エンベロープ検出手段は被
変調波のエンベロープを検出し、判定手段はエンベロー
プが所定のレベルよりも大きくなったことを検出するこ
とにより、この部分に対応する変調シンボルがピークを
有するものとしてこの変調シンボルを無効シンボルと判
定する。誤り訂正手段は判定手段の判定結果から無効シ
ンボルを消失誤り訂正することにより、ピーク部分であ
っても確実に誤り訂正する。According to a second aspect of the present invention, the input modulated wave is demodulated by an orthogonal frequency division multiplex demodulation means to obtain a demodulated symbol. The envelope detecting means detects the envelope of the modulated wave, and the judging means detects that the envelope has become larger than a predetermined level. Judge as an invalid symbol. The error correcting means corrects the error even in the peak portion by correcting the erasure error of the invalid symbol from the determination result of the determining means.
【0025】本発明の請求項4において、複数の信号変
換手段は夫々入力データを複数の信号フォーマットに変
換する。選択手段は複数の信号変換手段の出力のうちの
1つを選択して直交周波数分割多重変調手段に与えるこ
とにより、直交周波数分割多重変調の被変調波のピーク
を最小にする。According to a fourth aspect of the present invention, the plurality of signal conversion means respectively convert input data into a plurality of signal formats. The selection means selects one of the outputs of the plurality of signal conversion means and supplies it to the orthogonal frequency division multiplex modulation means, thereby minimizing the peak of the modulated wave of the orthogonal frequency division multiplex modulation.
【0026】本発明の請求項7において、抽出手段は直
交周波数分割多重復調手段が復調した復調シンボルから
選択情報を抽出する。この選択情報に基づいて信号再生
手段は復調シンボルを送信側の信号フォーマットに基づ
く信号フォーマットに戻して入力データを得る。According to a seventh aspect of the present invention, the extracting means extracts the selection information from the demodulated symbols demodulated by the orthogonal frequency division multiplex demodulating means. Based on this selection information, the signal reproducing means returns the demodulated symbols to a signal format based on the signal format of the transmitting side to obtain input data.
【0027】[0027]
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。図1は本発明に係るOFDM送信装置及び
OFDM受信装置の一実施例を示すブロック図である。
図1において図8と同一の構成要素には同一符号を付し
てある。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of an OFDM transmitting apparatus and an OFDM receiving apparatus according to the present invention.
In FIG. 1, the same components as those in FIG. 8 are denoted by the same reference numerals.
【0028】図1においては、OFDM受信装置56には
OFDM送信装置55からのRF出力が与えられている
が、後述するリミタ48を有していない従来のOFDM送
信装置(図8参照)からのRF出力をOFDM受信装置
56に与えてもよい。即ち、OFDM送信装置55及びOF
DM受信装置56は夫々独立して使用可能である。In FIG. 1, although the RF output from the OFDM transmitter 55 is given to the OFDM receiver 56, a signal from a conventional OFDM transmitter (see FIG. 8) which does not have a limiter 48 described later is provided. RF output OFDM receiver
May be given to 56. That is, the OFDM transmission device 55 and the OFDM
The DM receivers 56 can be used independently.
【0029】OFDM送信装置55の入力端子3には伝送
すべきディジタルデータが入力される。この入力データ
は例えばQPSK変調又はQAM変調された信号であ
る。入力データは誤り訂正符号化回路4に供給され、誤
り訂正符号化回路4は誤り訂正符号を付加してインター
リーブ回路5に出力する。インターリーブ回路5はデー
タの並び変えを行うことにより、伝送時にバースト誤り
が発生した場合でも、受信側のデインターリーブ処理に
よって誤りをランダム化するようになっている。インタ
ーリーブ回路5の出力はスクランブラ6に与えられる。
スクランブラ6は、伝送時にデータが特定の連続した波
形とならないように乱数化してS/P変換回路7に出力
する。S/P変換回路7は入力データのシーケンスをO
FDM変調のキャリア数に相当するパラレルデータに変
換して逆FFT回路8に与える。Digital data to be transmitted is input to the input terminal 3 of the OFDM transmitter 55. This input data is, for example, a QPSK-modulated or QAM-modulated signal. The input data is supplied to an error correction coding circuit 4, which adds an error correction code and outputs it to an interleave circuit 5. The interleaving circuit 5 rearranges the data so that even if a burst error occurs during transmission, the error is randomized by deinterleaving on the receiving side. The output of the interleave circuit 5 is provided to a scrambler 6.
The scrambler 6 converts the data into a random number so that the data does not have a specific continuous waveform, and outputs the randomized data to the S / P conversion circuit 7. The S / P conversion circuit 7 converts the sequence of the input data to O
The data is converted into parallel data corresponding to the number of carriers of the FDM modulation and supplied to the inverse FFT circuit 8.
【0030】逆FFT回路8は、逆FFT処理によって
多数のサブキャリアを例えばQAM信号によって変調し
てOFDM被変調波を得る。これにより、1OFDM被
変調波(1OFDMシンボル)によってサブキャリア数
のデータが伝送される。このOFDM被変調波は複素信
号であり、I軸信号はD/A変換器9に与えられ、Q軸
信号はD/A変換器10に与えられる。D/A変換器9,
10は入力されたOFDM被変調波をアナログ信号に変換
して夫々乗算器11,12に出力する。The inverse FFT circuit 8 modulates a number of subcarriers by, for example, a QAM signal by inverse FFT processing to obtain an OFDM modulated wave. As a result, data of the number of subcarriers is transmitted by one OFDM modulated wave (1 OFDM symbol). The OFDM modulated wave is a complex signal. The I-axis signal is supplied to a D / A converter 9 and the Q-axis signal is supplied to a D / A converter 10. D / A converter 9,
Reference numeral 10 converts the input OFDM modulated wave into an analog signal and outputs the analog signal to multipliers 11 and 12, respectively.
【0031】乗算器11,12、局部発振器13、移相器14及
び加算器15によって直交変調器が構成されている。局部
発振器13は所定のキャリアを発生して乗算器11に与える
と共に、移相器14を介して乗算器12に与える。移相器14
は局部発振器13からのキャリアを90度移相する。乗算
器11,12は、夫々同相軸のキャリア又は直交軸のキャリ
アと入力されたOFDM被変調波とを乗算することによ
り、直交変調を行ってIF信号に変換し加算器15に出力
する。加算器15はI,Q軸のOFDM被変調波の直交変
調波を加算して出力する。The multipliers 11 and 12, the local oscillator 13, the phase shifter 14, and the adder 15 constitute a quadrature modulator. The local oscillator 13 generates a predetermined carrier and supplies the generated carrier to the multiplier 11 and to the multiplier 12 via the phase shifter 14. Phase shifter 14
Shifts the carrier from the local oscillator 13 by 90 degrees. The multipliers 11 and 12 respectively perform quadrature modulation by multiplying the in-phase axis carrier or the orthogonal axis carrier and the input OFDM modulated wave, convert the signals into IF signals, and output the IF signals to the adder 15. The adder 15 adds and outputs the quadrature modulated waves of the I and Q axis OFDM modulated waves.
【0032】本実施例においては、加算器15の出力はリ
ミタ48を介してBPF16に供給されるようになってい
る。リミタ48は加算器15の出力を所定の振幅で振幅制限
する。直交変調器の出力は中間周波数帯の被変調波であ
るので、リミタ48はこの周波数帯で動作する回路を用い
る。例えば、リミタ48としては、高周波ダイオードの非
線形特性を利用した容易な構成が可能である。BPF16
はリミタ48の出力を帯域制限した後、混合回路17及び局
部発振器18によって構成される周波数変換回路に出力す
る。In this embodiment, the output of the adder 15 is supplied to the BPF 16 via the limiter 48. The limiter 48 limits the output of the adder 15 at a predetermined amplitude. Since the output of the quadrature modulator is a modulated wave in the intermediate frequency band, the limiter 48 uses a circuit operating in this frequency band. For example, as the limiter 48, an easy configuration using the nonlinear characteristics of a high-frequency diode can be used. BPF16
After the output of the limiter 48 is band-limited, the output of the limiter 48 is output to a frequency conversion circuit constituted by the mixing circuit 17 and the local oscillator 18.
【0033】局部発振器18は所定周波数の局部発振出力
を混合回路17に与え、混合回路17は被変調波をRF信号
に周波数変換してBPF19に出力する。BPF19はRF
信号を帯域制限して増幅器20に与え、増幅器20はRF信
号を増幅して出力端子21からRF出力として出力するよ
うになっている。The local oscillator 18 supplies a local oscillation output having a predetermined frequency to the mixing circuit 17, and the mixing circuit 17 converts the frequency of the modulated wave into an RF signal and outputs the RF signal to the BPF 19. BPF19 is RF
The signal is band-limited and applied to the amplifier 20, which amplifies the RF signal and outputs it from the output terminal 21 as an RF output.
【0034】このように構成されたOFDM送信装置に
おいては、入力端子3を介して入力される入力データ
は、誤り訂正符号化回路4において誤り訂正符号が付加
され、インターリーブ回路5においてデータ配列が変換
されてスクランブラ6に入力される。スクランブラ6は
入力データを乱数化してS/P変換回路7に与え、パラ
レルデータに変換された入力データが逆FFT回路8に
供給される。In the OFDM transmission apparatus thus configured, the input data input via input terminal 3 is added with an error correction code in error correction coding circuit 4 and the data array is converted in interleave circuit 5. The data is input to the scrambler 6. The scrambler 6 converts the input data into a random number and supplies it to the S / P conversion circuit 7, and the input data converted into parallel data is supplied to the inverse FFT circuit 8.
【0035】逆FFT回路8は入力データを逆FFT処
理してOFDM被変調波をD/A変換器9,10に出力す
る。OFDM被変調波はD/A変換器9,10によってア
ナログ信号に変換された後、直交変調器によって直交変
調されて中間周波数帯の信号に変換される。加算器15か
らの直交変調波はリミタ48に供給される。The inverse FFT circuit 8 performs an inverse FFT process on the input data and outputs an OFDM modulated wave to the D / A converters 9 and 10. The OFDM modulated wave is converted into an analog signal by the D / A converters 9 and 10, and then quadrature-modulated by the quadrature modulator to be converted into an intermediate frequency band signal. The quadrature modulated wave from the adder 15 is supplied to a limiter 48.
【0036】本実施例においては、リミタ48は直交変調
波を振幅制限してBPF16に与える。これにより、リミ
タ48以降の回路に供給される信号は大振幅のピークを有
していない。従って、リミタ48以降の回路のダイナミッ
クレンジを小さくすることができる。In the present embodiment, the limiter 48 limits the amplitude of the quadrature modulated wave and supplies it to the BPF 16. Thus, the signal supplied to the circuits after the limiter 48 does not have a large amplitude peak. Therefore, the dynamic range of the circuit after the limiter 48 can be reduced.
【0037】リミタ48によって振幅制限された被変調波
はBPF16によって帯域制限された後、局部発振器18か
らの局部発振出力に基づくRF信号に変換され、BPF
19及び増幅器20を介して出力端子21に出力される。The modulated wave whose amplitude is limited by the limiter 48 is band-limited by the BPF 16, and then converted into an RF signal based on the local oscillation output from the local oscillator 18, and the BPF 16
The signal is output to an output terminal 21 via 19 and an amplifier 20.
【0038】このように、本実施例においては、出力端
子21からのRF出力には大振幅のピーク成分が含まれて
いないので、このRF出力による他のチャンネルの通信
に対する妨害は抑制される。従って、周波数割当等の実
用化上の問題が著しく解消される。また、伝送系に設け
られる中継器等のダイナミックレンジも小さくてよく、
伝送系を経済的に構成することができ、実用化が一層容
易となる。As described above, in this embodiment, since the RF output from the output terminal 21 does not include a peak component having a large amplitude, the RF output suppresses interference with communication on other channels. Therefore, practical problems such as frequency allocation are remarkably solved. Also, the dynamic range of a repeater or the like provided in the transmission system may be small,
The transmission system can be configured economically, and practical application is further facilitated.
【0039】ところで、OFDM被変調波を振幅制限し
ているので、情報が欠落してしまう虞がある。前述した
ように、OFDMは多数のサブキャリアを直交関係を維
持させながら多重する変調方式である。従って、各サブ
キャリアの位相が揃った場合には大振幅のピークが発生
するのであるが、このピーク位置の信号成分も情報を伝
送しており、振幅制限によって情報が欠落することがあ
る。Since the amplitude of the OFDM modulated wave is limited, information may be lost. As described above, OFDM is a modulation method that multiplexes a large number of subcarriers while maintaining an orthogonal relationship. Therefore, when the phases of the subcarriers are aligned, a peak having a large amplitude occurs. The signal component at the peak position also transmits information, and the information may be lost due to the amplitude limitation.
【0040】しかし、振幅制限におけるクリッピングレ
ベルを適宜設定することにより、情報欠落の確率を極め
て小さくすることができる。例えば、QPSK変調を用
いたOFDM被変調波の振幅の最大ピークは全サブキャ
リア位相が一致したときに生じるが、キャリア数Nが1
024である場合には、最大ピークが発生する確率は
(1/4)の1024乗(≒0)である。また、OFD
M被変調波は略狭帯域雑音と看做すことができることか
ら、OFDM被変調波のピーク振幅はレーレー分布によ
って表わすことができる。即ち、平均振幅の数倍以上の
振幅を有するピークの発生確率は極めて小さい。従っ
て、誤り訂正能力が比較的高い誤り訂正符号化を採用す
ることにより、ピークをクリッピングしたことによる情
報欠落の影響については殆ど無視することができる。However, by appropriately setting the clipping level in the amplitude limitation, the probability of missing information can be extremely reduced. For example, the maximum peak of the amplitude of an OFDM modulated wave using QPSK modulation occurs when all subcarrier phases match, but the number of carriers N is 1
In the case of 024, the probability of occurrence of the maximum peak is (1/4) to the 1024th power (≒ 0). Also, OFD
Since the M modulated wave can be regarded as substantially narrow band noise, the peak amplitude of the OFDM modulated wave can be represented by a Rayleigh distribution. That is, the occurrence probability of a peak having an amplitude several times or more than the average amplitude is extremely small. Therefore, by employing error correction coding having a relatively high error correction capability, the effect of information loss due to clipping of a peak can be almost ignored.
【0041】次に、本発明の一実施例に係るOFDM受
信装置について説明する。Next, an OFDM receiver according to an embodiment of the present invention will be described.
【0042】伝送路22から入力端子23を介して入力され
たRF入力は、ピーク部分を有することもある。増幅器
24は入力端子23を介して入力されたRF信号を増幅して
BPF25に与える。BPF25は増幅器24の出力を帯域制
限して混合回路26に出力する。局部発振器27は所定のチ
ャンネルを選局するための局部発振出力を混合回路26に
出力するようになっており、混合回路26は入力されたR
F信号をIF信号に変換してBPF28に出力する。BP
F28はIF信号を帯域制限して乗算器29,30に出力す
る。The RF input input from the transmission line 22 via the input terminal 23 may have a peak portion. amplifier
The reference numeral 24 amplifies the RF signal input via the input terminal 23 and supplies the amplified RF signal to the BPF 25. The BPF 25 limits the band of the output of the amplifier 24 and outputs it to the mixing circuit 26. The local oscillator 27 outputs a local oscillation output for selecting a predetermined channel to the mixing circuit 26, and the mixing circuit 26
The F signal is converted to an IF signal and output to the BPF 28. BP
F28 limits the band of the IF signal and outputs it to multipliers 29 and 30.
【0043】乗算器29,30、局部発振器31及び移相器32
によって直交検波器が構成されている。局部発振器31は
後述するキャリア再生回路37によって制御されて再生キ
ャリアを発生して乗算器29及び移相器32に出力する。移
相器32は再生キャリアを90度移相して直交軸の再生キ
ャリアとして乗算器30に与える。乗算器29,30は、夫々
同相軸の再生キャリア又は直交軸の再生キャリアが与え
られて、BPF28からのIF信号を直交検波して同相軸
又は直交軸のOFDM被変調波をA/D変換器33,34に
出力する。Multipliers 29, 30, local oscillator 31, and phase shifter 32
Constitutes a quadrature detector. The local oscillator 31 is controlled by a carrier reproducing circuit 37 described later, generates a reproduced carrier, and outputs it to the multiplier 29 and the phase shifter 32. The phase shifter 32 shifts the phase of the reproduction carrier by 90 degrees and supplies the same to the multiplier 30 as a reproduction carrier on the orthogonal axis. Multipliers 29 and 30 are supplied with a reproduction carrier of the in-phase axis or a reproduction carrier of the quadrature axis, respectively. Output to 33 and 34.
【0044】乗算器29からのOFDM被変調波はクロッ
ク再生回路35にも与えられる。クロック再生回路35は直
交検波出力から再生クロックを作成してA/D変換器33
に出力すると共に、出力端子46にも出力する。A/D変
換器33,34はクロック再生回路35からの再生クロックを
用いて、直交検波出力であるOFDM被変調波をディジ
タル信号に変換してFFT回路36に出力する。なお、本
実施例においては、A/D変換器33,34はOFDM被変
調波の最大ピーク振幅よりも十分に小さいダイナミック
レンジに設定されており、ピーク抑圧手段を構成する。 The OFDM modulated wave from the multiplier 29 is also supplied to a clock recovery circuit 35. A clock recovery circuit 35 generates a recovered clock from the quadrature detection output and generates an A / D converter 33
To the output terminal 46. The A / D converters 33 and 34 use the recovered clock from the clock recovery circuit 35 to convert the OFDM modulated wave, which is the quadrature detection output, into a digital signal and output it to the FFT circuit 36. In this embodiment, the A / D converters 33 and 34 are set to a dynamic range sufficiently smaller than the maximum peak amplitude of the OFDM modulated wave, and constitute a peak suppressing unit.
【0045】FFT回路36は、入力された同相軸及び直
交軸のOFDM被変調波を夫々複素数の実部,虚部とみ
なしてFFT処理を行う。このFFT処理によって、各
サブキャリアに対して同期復調が行われる。FFT回路
36からのOFDM復調信号はP/S変換回路38に与えら
れる。P/S変換回路38はOFDM復調信号をシリアル
データに変換してデスクランブラ39に与える。デスクラ
ンブラ39は乱数化されているOFDM復調信号をデスク
ランブルして元のデータに戻してデインターリーブ回路
40に出力する。デインターリーブ回路40は、送信側のイ
ンターリーブ処理によってデータ配列が変換されている
データを元のデータ配列に戻して誤り訂正復号化回路49
に出力するようになっている。なお、P/S変換回路38
の出力はタイミング回路43にも与えられており、タイミ
ング回路43はOFDM復調信号に含まれるタイミング基
準信号を用いて、OFDM受信装置56内の各種タイミン
グ信号を発生するようになっている。The FFT circuit 36 performs the FFT processing by regarding the input OFDM modulated waves of the in-phase axis and the orthogonal axis as the real part and the imaginary part of the complex number, respectively. By this FFT processing, synchronous demodulation is performed on each subcarrier. FFT circuit
The OFDM demodulated signal from 36 is supplied to a P / S conversion circuit 38. The P / S conversion circuit 38 converts the OFDM demodulated signal into serial data and supplies it to a descrambler 39. The descrambler 39 descrambles the randomized OFDM demodulated signal to return to the original data and deinterleaves the signal.
Output to 40. The deinterleave circuit 40 returns the data whose data array has been converted by the interleaving process on the transmission side to the original data array,
Output. The P / S conversion circuit 38
Is also supplied to a timing circuit 43. The timing circuit 43 generates various timing signals in the OFDM receiver 56 by using a timing reference signal included in the OFDM demodulated signal.
【0046】本実施例においては、誤り訂正復号化回路
49における誤り訂正能力を向上させるために、A/D変
換器33,34からの直交検波出力をエンベロープ検出回路
50に与えるようになっている。エンベロープ検出回路50
は、同相軸及び直交軸の検波出力の絶対値を求めること
よりOFDM被変調波の包絡線を検出して消失判定回路
51に出力する。上述したように、A/D変換器33,34の
ダイナミックレンジがOFDM被変調波の最大ピーク振
幅に比して十分に小さいので、FFT回路36に入力され
る検波出力のうちピーク位置の直交検波出力には誤りが
生じていることがある。消失判定回路51はエンベロープ
を所定の基準振幅と比較し、基準振幅よりも振幅レベル
が大きい部分についてはピーク位置と判定し、このピー
ク位置のOFDMシンボルについては、このシンボル期
間のサブキャリアで伝送された全てのデータ、即ち、サ
ブキャリア数がNである場合にはN個の復調シンボル全
てが信頼できないものであると判定して、この消失情報
をディレイ52を介して誤り訂正復号化回路49に出力す
る。In this embodiment, an error correction decoding circuit
In order to improve the error correction capability in 49, the quadrature detection outputs from the A / D converters 33 and 34 are used as envelope detection circuits.
50 to give. Envelope detection circuit 50
Is an erasure determination circuit that detects the envelope of an OFDM modulated wave by calculating the absolute values of the detection outputs of the in-phase axis and the orthogonal axis.
Output to 51. As described above, since the dynamic range of the A / D converters 33 and 34 is sufficiently smaller than the maximum peak amplitude of the OFDM modulated wave, the quadrature detection of the peak position among the detection outputs input to the FFT circuit 36 is performed. The output may have errors. The erasure determination circuit 51 compares the envelope with a predetermined reference amplitude, determines a portion having an amplitude level larger than the reference amplitude as a peak position, and transmits an OFDM symbol at this peak position on a subcarrier in this symbol period. If all the data, that is, the number of subcarriers is N, it is determined that all N demodulated symbols are unreliable, and this lost information is sent to the error correction decoding circuit 49 via the delay 52. Output.
【0047】なお、OFDM送信装置55のように、送信
側でピークを除去する振幅制限が行われている場合に
は、消失判定回路51は基準振幅として送信側のクリッピ
ングレベルよりも僅かに小さい値を設定するようになっ
ている。When an amplitude limit for removing a peak is performed on the transmitting side as in the OFDM transmitting apparatus 55, the erasure determination circuit 51 sets the reference amplitude to a value slightly smaller than the clipping level on the transmitting side. Is set.
【0048】誤り訂正復号化回路49は消失誤りを訂正可
能な復号化回路であり、符号化効率を劣化させることな
く、高い誤り訂正能力を得ることができる。即ち、誤り
訂正復号化回路49は消失判定回路51の消失情報によって
誤りOFDM(変調)シンボルの位置を把握し、誤りパ
ターンを検出することで誤りを訂正する。誤り位置が与
えられることから、パリティビット数を増やすことなく
高い誤り訂正能力を有する。誤り訂正復号化回路49はデ
インターリーブ回路40からの復調信号の誤りを訂正して
出力端子42に出力する。The error correction decoding circuit 49 is a decoding circuit capable of correcting an erasure error, and can obtain a high error correction capability without deteriorating the coding efficiency. That is, the error correction decoding circuit 49 detects the position of the erroneous OFDM (modulation) symbol based on the erasure information of the erasure determination circuit 51, and corrects the error by detecting an error pattern. Since an error position is given, high error correction capability is provided without increasing the number of parity bits. The error correction decoding circuit 49 corrects the error of the demodulated signal from the deinterleave circuit 40 and outputs the error to the output terminal 42.
【0049】次に、このように構成された実施例の動作
について図2及び図3を参照して説明する。Next, the operation of the embodiment configured as described above will be described with reference to FIGS.
【0050】入力端子23を介して入力されるRF信号は
OFDM変調の原理上大振幅のピークが生じている可能
性を有する。このRF信号は増幅器24及びBPF25を介
して混合回路26に供給され、局部発振器27からの発振出
力と混合されてIF信号に変換される。このIF信号は
BPF28によって帯域制限された後、乗算器29,30に与
えられる。乗算器29,30は夫々同相軸の再生キャリア又
は直交軸の再生キャリアとIF信号との乗算によって直
交検波を行う。これにより、IF信号から同相軸及び直
交軸のOFDM被変調波が得られて、A/D変換器33,
34に与えられる。The RF signal input via the input terminal 23 may have a large amplitude peak due to the principle of OFDM modulation. This RF signal is supplied to a mixing circuit 26 via an amplifier 24 and a BPF 25, and is mixed with an oscillation output from a local oscillator 27 to be converted into an IF signal. After this IF signal is band-limited by the BPF 28, it is supplied to multipliers 29 and 30. Multipliers 29 and 30 perform quadrature detection by multiplying the in-phase axis reproduction carrier or the quadrature axis reproduction carrier by the IF signal. Thereby, an in-phase axis and quadrature axis OFDM modulated wave is obtained from the IF signal, and the A / D converter 33,
Given to 34.
【0051】A/D変換器33,34は、クロック再生回路
35からの再生クロックを用いて検波出力をディジタル信
号に変換してFFT回路36に与える。FFT回路36はO
FDM被変調波をFFT処理して復調し、OFDM復調
信号をP/S変換回路38に出力する。OFDM復調信号
はP/S変換回路38においてシリアルデータに変換さ
れ、デスクランブラ39及びデインターリーブ回路40によ
って夫々デスクランブル処理及びデインターリーブ処理
が施されて誤り訂正復号化回路49に供給される。The A / D converters 33 and 34 are clock recovery circuits.
The detection output is converted into a digital signal using the reproduced clock from 35 and supplied to the FFT circuit 36. FFT circuit 36 is O
The FDM modulated wave is subjected to FFT processing and demodulated, and an OFDM demodulated signal is output to the P / S conversion circuit 38. The OFDM demodulated signal is converted into serial data in a P / S conversion circuit 38, subjected to descrambling processing and deinterleaving processing by a descrambler 39 and a deinterleave circuit 40, respectively, and supplied to an error correction decoding circuit 49.
【0052】本実施例においては、A/D変換器33,34
のダイナミックレンジはOFDM被変調波の最大ピーク
振幅に比べて十分に低くなっているので、ピーク部分の
データには誤りが生じている可能性がある。誤り訂正復
号化回路49はピーク部分の誤りを消失判定の判定結果を
用いて訂正する。即ち、A/D変換器33,34からの同相
軸及び直交軸のOFDM被変調波はエンベロープ検出回
路50に与えられる。In this embodiment, the A / D converters 33, 34
Is sufficiently lower than the maximum peak amplitude of the OFDM modulated wave, and there is a possibility that an error occurs in the data of the peak portion. The error correction decoding circuit 49 corrects the error in the peak part using the result of the erasure determination. That is, the in-phase axis and quadrature axis OFDM modulated waves from the A / D converters 33 and 34 are supplied to the envelope detection circuit 50.
【0053】図2は同相軸I、直交軸Qの複素平面によ
ってA/D変換器33,34からのOFDM被変調波をベク
トル表示した説明図である。図中黒丸は所定のタイミン
グにおけるOFDM被変調波を示している。FIG. 2 is an explanatory diagram in which OFDM modulated waves from the A / D converters 33 and 34 are represented by vectors using a complex plane having an in-phase axis I and a quadrature axis Q. In the figure, black circles indicate OFDM modulated waves at predetermined timings.
【0054】xはA/D変換器33からの同相軸検波出力
の振幅であり、yはA/D変換器34からの直交軸検波出
力の振幅である。rはこのOFDM被変調波の振幅を示
している。エンベロープ検出回路50は図2の黒丸の軌
跡、即ち、OFDM被変調波の振幅rの値を消失判定回
路51に出力する。消失判定回路51は入力されたエンベロ
ープを所定の基準振幅と比較する。図2では破線によっ
て基準振幅の大きさr′を示している。消失判定回路51
はエンベロープが基準振幅よりも大きい場合にはピーク
部分と判定する。即ち、消失判定回路51は、図2の破線
に示す半径r′の円よりも大きな振幅rが入力された場
合にピークと判定する。この判定結果は消失情報として
ディレイ52を介して誤り訂正復号化回路49に供給され
る。X is the amplitude of the in-phase axis detection output from the A / D converter 33, and y is the amplitude of the quadrature axis detection output from the A / D converter 34. r indicates the amplitude of the OFDM modulated wave. The envelope detection circuit 50 outputs the locus of the black circle in FIG. 2, that is, the value of the amplitude r of the OFDM modulated wave to the erasure determination circuit 51. The erasure determination circuit 51 compares the input envelope with a predetermined reference amplitude. In FIG. 2, the magnitude r 'of the reference amplitude is indicated by a broken line. Loss judgment circuit 51
Is determined to be a peak portion when the envelope is larger than the reference amplitude. That is, the erasure determination circuit 51 determines that a peak has occurred when an amplitude r larger than a circle having a radius r 'indicated by a broken line in FIG. This determination result is supplied to the error correction decoding circuit 49 via the delay 52 as erasure information.
【0055】いま、デインターリーブ回路40からN個の
データを含む各OFDMシンボルK,K+1,K+2,
…(図3(a))の復調シンボルが順次誤り訂正復号化
回路49に入力されるものとする。これらの変調シンボル
のうちシンボルK+2はピークを有しているものとす
る。誤り訂正復号化回路46は消失情報からシンボルK+
2に誤りが発生していることを把握すると、このシンボ
ルK+2の誤りのパターンを検出して誤り訂正を行う。
誤りシンボルの位置が消失情報によって判明しているの
で、パリティビットを誤り検出に用いる必要がなく、消
失誤りの訂正能力が向上する。誤り訂正復号化回路46は
誤り訂正した復調データを出力端子42を介して出力す
る。Now, each of the OFDM symbols K, K + 1, K + 2 including N data from the deinterleave circuit 40 is
It is assumed that the demodulated symbols shown in FIG. 3 (a) are sequentially input to the error correction decoding circuit 49. It is assumed that symbol K + 2 among these modulation symbols has a peak. The error correction decoding circuit 46 calculates the symbol K +
When it is determined that an error has occurred in No. 2, the error pattern of this symbol K + 2 is detected and error correction is performed.
Since the position of the erroneous symbol is known from the erasure information, it is not necessary to use a parity bit for error detection, and the erasure error correction capability is improved. The error correction decoding circuit 46 outputs the error-corrected demodulated data via the output terminal 42.
【0056】このように、本実施例においては、A/D
変換器33,34の出力からピークを有するOFDMシンボ
ルを検出し、このOFDMシンボルは消失したものとし
て消失位置を誤り訂正復号化回路49に与えることにより
誤り訂正能力を向上させる。A/D変換器33,34のダイ
ナミックレンジは最大ピーク振幅よりも十分に小さくし
ているので、ピークを有するOFDMシンボルは誤りが
生じるが、誤り訂正復号化回路49の誤り訂正能力が向上
しているので、確実に誤り訂正される。比較的小さなダ
イナミックレンジのA/D変換器33,34を用いることが
できるので、回路を安価に構成することができる。As described above, in this embodiment, the A / D
An OFDM symbol having a peak is detected from the outputs of the converters 33 and 34, and this OFDM symbol is regarded as lost, and the erasure position is given to the error correction decoding circuit 49, thereby improving the error correction capability. Since the dynamic range of the A / D converters 33 and 34 is sufficiently smaller than the maximum peak amplitude, an error occurs in the OFDM symbol having a peak, but the error correction capability of the error correction decoding circuit 49 is improved. Error is corrected. Since the A / D converters 33 and 34 having a relatively small dynamic range can be used, the circuit can be configured at low cost.
【0057】図4は本発明の他の実施例を示すブロック
図である。図4において図1と同一の構成要素には同一
符号を付して説明を省略する。FIG. 4 is a block diagram showing another embodiment of the present invention. 4, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
【0058】本実施例は送信側においてリミタ48に代え
てリミタ63を用い、受信側においてリミタ64を設けた点
が図1の実施例と異なる。OFDM送信装置61の逆FF
T回路8からの同相軸及び直交軸のOFDM被変調波は
リミタ63を介してD/A変換器9,10に供給されるよう
になっている。リミタ63はOFDM被変調波の振幅を制
限するようになっている。This embodiment differs from the embodiment of FIG. 1 in that a limiter 63 is used in place of the limiter 48 on the transmitting side and a limiter 64 is provided on the receiving side. Inverse FF of OFDM transmitter 61
The in-phase axis and orthogonal axis OFDM modulated waves from the T circuit 8 are supplied to D / A converters 9 and 10 via a limiter 63. The limiter 63 limits the amplitude of the OFDM modulated wave.
【0059】このように構成された送信側装置において
は、逆FFT回路8からのOFDM被変調波はリミタ63
に与えられて、ディジタル的に振幅制限される。ディジ
タル処理によって振幅制限が行われるので、クリッピン
グレベルを正確に規定することができる。また、A/D
変換器9,10のダイナミックレンジを小さな値に設定す
ることができる。In the transmission-side device configured as above, the OFDM modulated wave from the inverse FFT circuit 8 is transmitted to the limiter 63.
And digitally amplitude-limited. Since the amplitude is limited by digital processing, the clipping level can be accurately defined. A / D
The dynamic range of converters 9 and 10 can be set to a small value.
【0060】受信側装置においては、OFDM受信装置
62の乗算器29,30からの直交検波出力はピーク抑圧手段
としてのリミタ64を介してA/D変換器33,34に供給さ
れる。リミタ64は入力される直交検波出力をA/D変換
器33,34のダイナミックレンジに基づくクリッピングレ
ベルで振幅制限してA/D変換器33,34に与える。In the receiving apparatus, an OFDM receiving apparatus
Quadrature detection output from 62 multipliers 29 and 30 is used as peak suppression means
Are supplied to the A / D converters 33 and 34 via a limiter 64 as. The limiter 64 limits the amplitude of the input quadrature detection output at a clipping level based on the dynamic range of the A / D converters 33 and 34 and supplies the output to the A / D converters 33 and 34.
【0061】このように構成された受信側装置において
は、直交検波出力はリミタ64によって振幅制限された後
A/D変換器33,34に供給される。リミタ64はA/D変
換器33,34のダイナミックレンジに基づいたクリッピン
グレベルで直交検波出力振幅を制限する。これにより、
A/D変換器33,34に過大な入力が入力されることを防
止して、A/D変換器33,34の誤動作を防止することが
可能となる。In the receiving apparatus configured as described above, the quadrature detection output is supplied to the A / D converters 33 and 34 after the amplitude is limited by the limiter 64. The limiter 64 limits the quadrature detection output amplitude at a clipping level based on the dynamic range of the A / D converters 33 and 34. This allows
It is possible to prevent an excessive input from being input to the A / D converters 33 and 34, thereby preventing malfunctions of the A / D converters 33 and 34.
【0062】なお、上記各実施例は他の回路構成でも容
易に実現可能であることは明らかである。It is apparent that each of the above embodiments can be easily realized with other circuit configurations.
【0063】図5は本発明の他の実施例を示すブロック
図である。図5において図1と同一の構成要素には同一
符号を付して説明を省略する。FIG. 5 is a block diagram showing another embodiment of the present invention. 5, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
【0064】上述したように、OFDM被変調波のピー
クはサブキャリア位相が一致することによって発生す
る。そこで、本実施例は、サブキャリアの位相が一致し
ないように、入力データをスクランブル処理するもので
ある。OFDM送信装置71は図1のスクランブラ6に代
えてスクランブラS1 ,S2 ,…,SM 、スクランブラ
選択回路73及び多重化回路74を設けた点が図1のOFD
M送信装置55と異なる。インターリーブ回路5の出力は
スクランブラS1 ,S2 ,…SM に与えられる。スクラ
ンブラS1 ,S2 ,…,SM は、インターリーブ回路5
からの入力データに相互に異なるスクランブル処理を施
してスクランブラ選択回路73に出力する。As described above, the peak of the OFDM modulated wave is generated when the subcarrier phases match. Therefore, in the present embodiment, the input data is scrambled so that the phases of the subcarriers do not match. The OFDM transmitting apparatus 71 shown in FIG. 1 is different from the OFD in FIG. 1 in that scramblers S1, S2,...
It is different from the M transmitting device 55. The output of the interleave circuit 5 is given to scramblers S1, S2,... SM. The scramblers S1, S2,...
And performs scramble processing different from each other on the input data to output to the scrambler selection circuit 73.
【0065】上述したように、ピークの発生はサブキャ
リアの位相、即ち、入力データの振幅及び位相によって
決定するので、逆FFT処理前の信号パターンからピー
クの発生を知ることもできる。スクランブラ選択回路73
はピークが発生する特定の信号パターンについてのデー
タを記憶しており、デスクランブラS1 乃至SM の出力
のうちピークが発生しない出力を選択し、選択したスク
ランブラの出力及びスクランブラ選択情報を多重化回路
74に出力するようになっている。多重化回路74はスクラ
ンブルされた入力データにスクランブラ選択情報を多重
してS/P変換回路7に出力する。As described above, since the occurrence of the peak is determined by the phase of the subcarrier, that is, the amplitude and phase of the input data, the occurrence of the peak can be known from the signal pattern before the inverse FFT processing. Scrambler selection circuit 73
Stores data on a specific signal pattern where a peak occurs, selects an output from the descramblers S1 to SM where no peak occurs, and multiplexes the output of the selected scrambler and the scrambler selection information. circuit
Output to 74. The multiplexing circuit 74 multiplexes scrambler selection information with the scrambled input data and outputs the multiplexed data to the S / P conversion circuit 7.
【0066】一方、OFDM受信装置72は図1のデスク
ランブラ39に代えて、分離回路75、デスクランブラDS
1 ,DS2 ,…,DSM 及びデスクランブラ選択回路76
が設けられている点が図1の実施例と異なる。P/S変
換回路38の出力は分離回路75に与えられる。分離回路75
はP/S変換回路38のOFDM復調信号からスクランブ
ラ選択情報を分離してデスクランブラ選択回路76に出力
する。デスクランブラDS1 ,DS2 ,…,DSM は夫
々送信側のスクランブラS1 ,S2 ,…,SMによって
スクランブル処理された信号を元に戻すためのデスクラ
ンブル処理を施すものであり、分離回路75を介して入力
されたOFDM復調信号を夫々デスクランブル処理して
デスクランブラ選択回路76に出力する。デスクランブラ
選択回路76はスクランブラ選択情報に基づいてデスクラ
ンブラDS1 ,DS2 ,…,DSM のうちの1つの出力
を選択してデインターリーブ回路40に出力するようにな
っている。On the other hand, the OFDM receiving apparatus 72 includes a separating circuit 75 and a descrambler DS instead of the descrambler 39 in FIG.
1, DS2,..., DSM and descrambler selection circuit 76
Is different from the embodiment of FIG. The output of P / S conversion circuit 38 is applied to separation circuit 75. Separation circuit 75
Separates the scrambler selection information from the OFDM demodulated signal of the P / S conversion circuit 38 and outputs the same to the descrambler selection circuit 76. The descramblers DS1, DS2,..., DSM perform descramble processing for restoring the signals scrambled by the scramblers S1, S2,. The input OFDM demodulated signals are respectively descrambled and output to the descrambler selection circuit 76. The descrambler selection circuit 76 selects one of the outputs of the descramblers DS1, DS2,..., DSM based on the scrambler selection information and outputs it to the deinterleave circuit 40.
【0067】図6は図5中のスクランブラS1 乃至SM
及びデスクランブラDS1 乃至DSM の具体的な構成を
示す回路図である。FIG. 6 shows the scramblers S1 to SM in FIG.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific configuration of a descrambler DS1 to DSM.
【0068】入力端子81を介して入力される入力データ
はスクランブラS1 乃至SM の排他的論理和回路82に与
えられる。ディジタルデータに対するスクランブル処理
は、一般的にはPN(乱数)と入力データとの排他的論
理和演算によって求められる。PN発生回路83は所定の
乱数を発生して排他的論理和回路82に出力する。排他的
論理和回路82は2入力の排他的論理和演算によってスク
ランブルを施し、出力端子84に出力する。なお、スクラ
ンブラS1 乃至SM の乱数シーケンスを相違させること
により各スクランブラS1 乃至SM 相互間で異なるスク
ランブル処理が可能である。The input data input via the input terminal 81 is applied to the exclusive OR circuit 82 of the scramblers S1 to SM. The scramble process for digital data is generally obtained by an exclusive OR operation of PN (random number) and input data. The PN generation circuit 83 generates a predetermined random number and outputs it to the exclusive OR circuit 82. The exclusive OR circuit 82 scrambles the data by an exclusive OR operation of two inputs and outputs the scrambled data to an output terminal 84. By making the random number sequences of the scramblers S1 to SM different, it is possible to perform different scrambling processes among the scramblers S1 to SM.
【0069】デスクランブラDS1 乃至DSM の入力端
子85に入力されるスクランブル出力は排他的論理和回路
86に与えられる。PN発生回路87は、スクランブラS1
乃至SM の乱数シーケンスに同期した初期値が同一の同
一シーケンスの乱数を発生して排他的論理和回路86に出
力する。排他的論理和回路86は2入力の排他的論理和を
求めることによりデスクランブル処理してデスクランブ
ル出力を出力端子88に出力する。なお、デスクランブラ
DS1 乃至DSM のPN発生回路87は夫々スクランブラ
S1 乃至SM のPN発生回路83に対応させる。The scramble output input to the input terminals 85 of the descramblers DS1 to DSM is an exclusive OR circuit.
Given to 86. The PN generation circuit 87 includes a scrambler S1
The random numbers of the same sequence having the same initial value synchronized with the random number sequence of SM are generated and output to the exclusive OR circuit 86. The exclusive OR circuit 86 performs descrambling processing by obtaining an exclusive OR of two inputs, and outputs a descramble output to an output terminal 88. The PN generating circuits 87 of the descramblers DS1 to DSM correspond to the PN generating circuits 83 of the scramblers S1 to SM, respectively.
【0070】次に、このように構成された実施例の動作
について説明する。Next, the operation of the embodiment configured as described above will be described.
【0071】インターリーブ回路5からの入力データは
スクランブラS1 乃至SM に与えられて、相互に異なる
スクランブル処理が施される。各スクランブラS1 乃至
SMのスクランブル出力はスクランブラ選択回路73に与
えられる。スクランブラ選択回路73は、予めOFDM変
調によってピークが発生する信号パターンを記憶してお
り、スクランブラS1 乃至SM の出力のうちピークが発
生しない出力を選択して、その選択情報と共に多重化回
路74に出力する。多重化回路74はスクランブル出力にス
クランブラ選択情報を多重してS/P変換回路7に出力
する。これにより、OFDM送信装置71から出力される
OFDM被変調波はピークを有しない。The input data from the interleave circuit 5 is applied to scramblers S1 to SM and subjected to scramble processing different from each other. The scramble output of each of the scramblers S1 to SM is supplied to a scrambler selection circuit 73. The scrambler selecting circuit 73 stores in advance a signal pattern in which a peak is generated by OFDM modulation, selects an output from the scramblers S1 to SM that does not generate a peak, and outputs a multiplexing circuit 74 with the selection information. Output to The multiplexing circuit 74 multiplexes the scrambler selection information on the scramble output and outputs it to the S / P conversion circuit 7. As a result, the OFDM modulated wave output from the OFDM transmitter 71 has no peak.
【0072】OFDM受信装置72に入力されるOFDM
被変調波がピークを有していないことから、A/D変換
器33,34のダイナミックレンジは十分小さく設定されて
いる。P/S変換回路38からのOFDM復調信号は分離
回路75に与えられて、スクランブラ選択情報が分離され
る。OFDM復調信号はデスクランブラDS1 乃至DS
M において、夫々送信側のスクランブラS1 乃至SM の
乱数シーケンスと同一のシーケンスでデスクランブルが
施されてデスクランブラ選択回路76に供給される。デス
クランブラ選択回路76はスクランブラ選択情報に基づい
て、送信側で選択されたスクランブラS1 乃至SM に対
応するデスクランブラの出力を選択してデインターリー
ブ回路40に出力する。これにより、OFDM復調信号か
らデータを再生することができる。OFDM input to OFDM receiving apparatus 72
Since the modulated wave has no peak, the dynamic range of the A / D converters 33 and 34 is set sufficiently small. The OFDM demodulated signal from the P / S conversion circuit 38 is supplied to a separation circuit 75, where the scrambler selection information is separated. OFDM demodulated signals are descramblers DS1 to DS
In M, descrambling is performed in the same sequence as the random number sequence of each of the scramblers S1 to SM on the transmission side, and is supplied to the descrambler selection circuit 76. The descrambler selection circuit 76 selects the output of the descrambler corresponding to the scramblers S1 to SM selected on the transmission side based on the scrambler selection information, and outputs it to the deinterleave circuit 40. Thus, data can be reproduced from the OFDM demodulated signal.
【0073】このように、本実施例においては、送信側
において、データのパターンからピークが発生しないス
クランブル処理を選択し、受信側では、送信側のスクラ
ンブル処理に対応するデスクランブル処理を施してデー
タを再生している。OFDM被変調波はピークを有して
おらず、図1の実施例と同様の効果を得ることができる
と共に、振幅制限によってピークを除去しておらず、情
報の欠落が生じないので、エラーの発生量が少ないとい
う利点もある。As described above, in the present embodiment, the transmitting side selects scrambling processing that does not cause a peak from the data pattern, and the receiving side performs descrambling processing corresponding to the scrambling processing on the transmitting side to perform data scrambling. Are playing. Since the OFDM modulated wave has no peak, the same effect as that of the embodiment of FIG. 1 can be obtained, and the peak is not removed by the amplitude limitation, and no information is lost. There is also an advantage that the generation amount is small.
【0074】[0074]
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、O
FDM被変調波のピークを抑制することにより、他の通
信に対して妨害を与えることを防止すると共に、必要な
ダイナミックレンジを小さくすることができるという効
果を有する。As described above, according to the present invention, O
By suppressing the peak of the FDM modulated wave, it is possible to prevent interference with other communications and to reduce the required dynamic range.
【図1】本発明に係るOFDM送信装置及びOFDM受
信装置の一実施例を示すブロック図。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of an OFDM transmitting apparatus and an OFDM receiving apparatus according to the present invention.
【図2】実施例の動作を説明するための説明図。FIG. 2 is an explanatory diagram for explaining the operation of the embodiment.
【図3】実施例の動作を説明するための説明図。FIG. 3 is an explanatory diagram for explaining the operation of the embodiment.
【図4】本発明の他の実施例を示すブロック図。FIG. 4 is a block diagram showing another embodiment of the present invention.
【図5】本発明の他の実施例を示すブロック図。FIG. 5 is a block diagram showing another embodiment of the present invention.
【図6】図5中のスクランブラ及びデスクランブラの具
体的な構成を示すブロック図。FIG. 6 is a block diagram showing a specific configuration of a scrambler and a descrambler in FIG. 5;
【図7】OFDM被変調波の周波数スペクトルを示す説
明図。FIG. 7 is an explanatory diagram showing a frequency spectrum of an OFDM modulated wave.
【図8】従来のOFDM送信装置及びOFDM受信装置
を示すブロック図。FIG. 8 is a block diagram showing a conventional OFDM transmitting apparatus and OFDM receiving apparatus.
【図9】OFDM被変調波のスペクトルを概念的に示す
説明図。FIG. 9 is an explanatory view conceptually showing the spectrum of an OFDM modulated wave.
8…逆FFT回路、48…リミタ、33,34…A/D変換
器、36…FFT回路、49…誤り訂正復号化回路、50…エ
ンベロープ検出回路、51…消失判定回路8 Inverse FFT circuit, 48 Limiter, 33, 34 A / D converter, 36 FFT circuit, 49 Error correction decoding circuit, 50 Envelope detection circuit, 51 Erasure determination circuit
フロントページの続き (72)発明者 杉田 康 神奈川県横浜市磯子区新杉田町8番地 株式会社東芝 マルチメディア技術研究 所内 (72)発明者 沖田 茂 神奈川県横浜市磯子区新杉田町8番地 株式会社東芝 マルチメディア技術研究 所内 (56)参考文献 特開 平5−130191(JP,A) 特開 昭61−176221(JP,A) 特開 平5−175880(JP,A) 特開 平4−11412(JP,A) 特開 平3−175823(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04J 11/00 Continued on the front page (72) Inventor Yasushi Sugita 8 Shinsugita-cho, Isogo-ku, Yokohama-shi, Kanagawa Pref. Toshiba Corporation Multimedia Research Institute (72) Inventor Shigeru Okita 8 Shinsugita-cho, Isogo-ku, Yokohama-shi, Kanagawa Toshiba Multi Corp. JP-A-5-130191 (JP, A) JP-A-61-176221 (JP, A) JP-A-5-175880 (JP, A) JP-A-4-11412 (JP) , A) JP-A-3-175823 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) H04J 11/00
Claims (6)
が入力されこの被変調波を直交周波数分割多重復調して
復調シンボルを得る直交周波数分割多重復調手段と、 前記被変調波が入力されこの被変調波のエンベロープを
検出するエンベロープ検出手段と、 前記エンベロープが所定のレベル以上となった変調シン
ボルを無効シンボルと判定する判定手段と、 この判定手段の判定結果が与えられて、前記無効シンボ
ルに対応する復調シンボルを消失誤り訂正する誤り訂正
手段とを具備したことを特徴とするOFDM受信装置。An orthogonal frequency division multiplex demodulation means for receiving a modulated wave subjected to orthogonal frequency division multiplex modulation and receiving the modulated wave by orthogonal frequency division multiplex demodulation to obtain a demodulated symbol; Envelope detecting means for detecting the envelope of the modulated wave, determining means for determining a modulation symbol whose envelope has reached a predetermined level or more as an invalid symbol, and a determination result of this determining means is given to the invalid symbol. An OFDM receiving apparatus comprising: an error correction unit that corrects an erasure error of a corresponding demodulated symbol.
抑圧して前記直交周波数分割多重復調手段に与えるピー
ク抑圧手段を付加したことを特徴とする請求項1に記載
のOFDM受信装置。2. The OFDM receiving apparatus according to claim 1, further comprising a peak suppressing means for suppressing a peak of said modulated wave at a predetermined level and applying the same to said orthogonal frequency division multiplexing demodulation means.
変換する複数の信号変換手段と、 入力されたデータを直交周波数分割多重変調して被変調
波を伝送する直交周波数分割多重変調手段と、 前記被変調波のピークが最小となるように前記複数の信
号変換手段の出力のうちの1つを適応的に選択して前記
直交周波数分割多重変調手段に与える選択手段とを具備
したことを特徴とするOFDM送信装置。A plurality of signal conversion means for converting input data into a plurality of signal formats; an orthogonal frequency division multiplex modulation means for performing orthogonal frequency division multiplex modulation on input data and transmitting a modulated wave; Selecting means for adaptively selecting one of the outputs of the plurality of signal conversion means so as to minimize the peak of the modulated wave and providing the selected output to the orthogonal frequency division multiplexing modulation means. OFDM transmitter.
に対する複数種類のスクランブル処理によって複数の信
号フォーマットを得ることを特徴とする請求項3に記載
のOFDM送信装置。4. The OFDM transmission apparatus according to claim 3, wherein the plurality of signal conversion units obtain a plurality of signal formats by performing a plurality of types of scrambling processing on input data.
号変換手段の出力を選択したかを示す選択情報を選択し
た前記信号変換手段の出力に多重して出力することを特
徴とする請求項3に記載のOFDM送信装置。5. The apparatus according to claim 1, wherein said selecting means multiplexes and outputs selection information indicating which one of the plurality of signal converting means has selected an output to the selected output of the signal converting means. 4. The OFDM transmission device according to 3.
記直交周波数分割多重変調手段からの被変調波が入力さ
れ、直交周波数分割多重復調によって復調シンボルを得
る直交周波数分割多重復調手段と、 前記復調シンボルから前記選択情報を抽出する抽出手段
と、 この抽出手段によって抽出された選択情報に基づいて前
記復調シンボルを前記信号変換手段の信号フォーマット
に基づく信号フォーマットに戻して前記入力データを得
る信号再生手段とを具備したことを特徴とするOFDM
受信装置。6. An orthogonal frequency division multiplex demodulation means for receiving a modulated wave from the orthogonal frequency division multiplex modulation means of the OFDM transmission apparatus according to claim 5 and obtaining demodulated symbols by orthogonal frequency division multiplex demodulation; Extracting means for extracting the selection information from the demodulated symbols; signal reproduction for obtaining the input data by returning the demodulated symbols to a signal format based on the signal format of the signal converting means based on the selection information extracted by the extracting means OFDM characterized by comprising:
Receiver.
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