JP3097886B2 - Step-up chopper type switching power supply - Google Patents
Step-up chopper type switching power supplyInfo
- Publication number
- JP3097886B2 JP3097886B2 JP05088792A JP8879293A JP3097886B2 JP 3097886 B2 JP3097886 B2 JP 3097886B2 JP 05088792 A JP05088792 A JP 05088792A JP 8879293 A JP8879293 A JP 8879293A JP 3097886 B2 JP3097886 B2 JP 3097886B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching element
- reactor
- power supply
- voltage
- main
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は昇圧チョッパ型スイッチ
ング電源、特にスイッチング損失を低減できる昇圧チョ
ッパ型スイッチング電源に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a step-up chopper type switching power supply, and more particularly to a step-up chopper type switching power supply capable of reducing switching loss.
【0002】[0002]
【従来の技術】近年、電子機器の小型化が厳しく要求さ
れ、それに使用される電力供給装置であるスイッチング
電源の小型化も強く要求されている。スイッチング電源
を小型化するには一般にスイッチング周波数の高周波化
で対応しているが、高周波化すると主スイッチング素子
のスイッチング損失が増加して主スイッチング素子の発
熱量が大きくなるので、放熱用フィン等の大きさが大き
くなり小型化を図る上での障害となっていた。このた
め、スイッチング電源の小型化は、高周波化のみならず
高効率化も重要な要素となっている。例えば、直流電源
の一端と負荷との間に第1のリアクトルと第1の整流素
子とを直列に接続し、負荷と並列に第1のコンデンサを
接続し、第1のリアクトル及び第1の整流素子の接続点
と直流電源の他端との間に主スイッチング素子を接続
し、主スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り直流電源の電圧よりも高い定電圧の直流出力を負荷に
供給する昇圧チョッパ型スイッチング電源は比較的小型
のスイッチング電源として従来より広く使用されてい
る。2. Description of the Related Art In recent years, downsizing of electronic equipment has been strictly required, and downsizing of a switching power supply, which is a power supply device used for the electronic equipment, has also been strongly demanded. In order to reduce the size of the switching power supply, the switching frequency is generally increased by increasing the switching frequency.However, when the switching frequency is increased, the switching loss of the main switching element increases and the amount of heat generated by the main switching element increases. The size has increased, which has been an obstacle to downsizing. For this reason, the downsizing of the switching power supply is an important factor not only in increasing the frequency but also in increasing the efficiency. For example, a first reactor and a first rectifier are connected in series between one end of a DC power supply and a load, a first capacitor is connected in parallel with the load, and the first reactor and the first rectifier are connected. Connect a main switching element between the connection point of the element and the other end of the DC power supply, and turn on and off the main switching element to supply a DC output with a constant voltage higher than the DC power supply voltage to the load. Chopper type switching power supplies have been widely used as comparatively small switching power supplies.
【0003】[0003]
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記の昇圧
チョッパ型スイッチング電源では、主スイッチング素子
のオン転換期及びオフ転換期において電流波形と電圧波
形の重なり合いが生じ、これに基づくスイッチング損失
が生じる欠点があった。また、このスイッチング損失は
ジュール熱となり、主スイッチング素子の発熱量が増加
するから、放熱用フィン等の寸法が大きくなり、装置全
体の小型化が困難となる欠点があった。However, in the above-mentioned step-up chopper type switching power supply, a current waveform and a voltage waveform overlap each other during the on-conversion period and the off-conversion period of the main switching element, and a switching loss based on this occurs. was there. In addition, since this switching loss becomes Joule heat and the amount of heat generated by the main switching element increases, the size of the radiating fins and the like becomes large, and there is a disadvantage that it is difficult to reduce the size of the entire device.
【0004】そこで、本発明はスイッチング損失を低減
できる昇圧チョッパ型スイッチング電源を提供すること
を目的とする。Accordingly, an object of the present invention is to provide a boost chopper type switching power supply capable of reducing switching loss.
【0005】[0005]
【課題を解決するための手段】本発明による昇圧チョッ
パ型スイッチング電源は、直流電源(1)の一端と負荷(2)
との間に第1のリアクトル(4)と第1の整流素子(5)とを
直列に接続し、負荷(2)と並列にコンデンサ(6)を接続す
る。第1のリアクトル(4)及び第1の整流素子(5)の接続
点と直流電源(1)の他端との間に主スイッチング素子(3)
を接続し、主スイッチング素子(3)をオン・オフ制御す
ることにより直流電源(1)の電圧よりも高い定電圧の直
流出力を負荷(2)に供給する。第2のリアクトル(16)
と、第2の整流素子(18)と、補助スイッチング素子(15)
との直列回路を主スイッチング素子(3)と並列に接続
し、第2のリアクトル(16)及び第2の整流素子(18)の接
続点と第1の整流素子(5)及び負荷(2)の接続点との間に
第3の整流素子(17)を挿入する。負荷(2)の端子電圧に
応じて主スイッチング素子(3)の制御端子に主制御パル
ス信号を付与すると共に、主制御パルス信号を付与する
前に補助スイッチング素子(15)の制御端子に補助制御パ
ルス信号を付与する。本発明の前記の実施例では、第2
のリアクトル(16)と第2の整流素子(18)と補助スイッチ
ング素子(15)との直列回路を主スイッチング素子(3)と
並列に接続し、第2のリアクトル(16)及び第2の整流素
子(18)の接続点と第1の整流素子(5)及び負荷(2)の接続
点との間に第3の整流素子(17)を挿入するが、本発明の
他の実施例では、第2のリアクトル(16)と、第2の整流
素子(18)と、補助スイッチング素子(15)と、第1のリア
クトル(4)の2次巻線(42)との直列回路を主スイッチン
グ素子(3)と並列に接続する。A step-up chopper type switching power supply according to the present invention comprises a DC power supply (1) and a load (2).
A first reactor (4) and a first rectifying element (5) are connected in series between the first and second capacitors, and a capacitor (6) is connected in parallel with the load (2). A main switching element (3) between a connection point of the first reactor (4) and the first rectifying element (5) and the other end of the DC power supply (1);
And supplies a DC output of a constant voltage higher than the voltage of the DC power supply (1) to the load (2) by controlling the ON / OFF of the main switching element (3). The second reactor (16)
A second rectifying element (18) and an auxiliary switching element (15)
Is connected in parallel with the main switching element (3), and the connection point between the second reactor (16) and the second rectifying element (18) is connected to the first rectifying element (5) and the load (2). A third rectifying element (17) is inserted between the connection points (1) and (2). The main control pulse signal is applied to the control terminal of the main switching element (3) according to the terminal voltage of the load (2), and the auxiliary control is applied to the control terminal of the auxiliary switching element (15) before applying the main control pulse signal. Apply a pulse signal. In the above embodiment of the present invention, the second
A series circuit of the reactor (16), the second rectifier (18) and the auxiliary switching element (15) is connected in parallel with the main switching element (3), and the second reactor (16) and the second rectifier are connected. A third rectifier element (17) is inserted between the connection point of the element (18) and the connection point of the first rectifier element (5) and the load (2). In another embodiment of the present invention, A main switching element includes a series circuit of a second reactor (16), a second rectifying element (18), an auxiliary switching element (15), and a secondary winding (42) of the first reactor (4). Connect in parallel with (3).
【0006】[0006]
【作用】主スイッチング素子の制御端子に主制御パルス
信号を付与する前に補助スイッチング素子の制御端子に
補助制御パルス信号を付与して補助スイッチング素子を
ターンオンさせると、補助スイッチング素子と第2の整
流素子と第2のリアクトルとの直列回路に流れる電流が
0から緩やかに上昇し、その電流が第1のリアクトルに
流れる電流に等しくなると主スイッチング素子に加わる
電圧が緩やかに降下する。そして、その電圧が0Vとな
ったときに主スイッチング素子の制御端子に主制御パル
ス信号を付与して主スイッチング素子をターンオンさせ
ることにより、スイッチング素子のターンオン時のスイ
ッチング損失を低減することができる。なお、第1のリ
アクトルの2次巻線を挿入すると、補助スイッチング素
子の電流でのターンオフが行われ、更にスイッチング損
失を低減することが可能である。The auxiliary switching element is turned on by applying an auxiliary control pulse signal to the control terminal of the auxiliary switching element before applying the main control pulse signal to the control terminal of the main switching element. The current flowing in the series circuit of the element and the second reactor gradually increases from 0, and when the current becomes equal to the current flowing in the first reactor, the voltage applied to the main switching element gradually decreases. Then, when the voltage becomes 0 V, a main control pulse signal is applied to the control terminal of the main switching element to turn on the main switching element, whereby switching loss at the time of turning on the switching element can be reduced. When the secondary winding of the first reactor is inserted, the auxiliary switching element is turned off by the current, and the switching loss can be further reduced.
【0007】[0007]
【実施例】以下、本発明による昇圧チョッパ型スイッチ
ング電源の実施例を図1と図2及び図6と図7に基づい
て説明する。本実施例の昇圧チョッパ型スイッチング電
源は、図1に示すように、直流電源1の一端と負荷2と
の間に、第1のリアクトル4及び第1の整流素子として
のダイオード5が直列に接続されている。リアクトル4
及びダイオード5の接続点と直流電源1の他端との間に
は、主スイッチング素子としてのNチャネルMOSFE
T3が接続されている。MOSFET3は、等価的にス
イッチング素子本体部12と、スイッチング素子本体部
12のソース−ドレイン端子間に逆並列に接続された内
蔵ダイオード13と、内蔵ダイオード13に並列に接続
された内蔵コンデンサ14から構成される。内蔵ダイオ
ード13及び内蔵コンデンサ14は、各々MOSFET
3のソース−ドレイン端子間の寄生ダイオード及び寄生
容量である。負荷2と並列にコンデンサ6が接続されて
いる。MOSFET3のソース−ドレイン端子間には、
第2のリアクトル16と第2の整流素子としてのダイオ
ード18と補助スイッチング素子としてのNチャネルM
OSFET15との直列回路が接続されている。ダイオ
ード18は、逆流防止用のダイオードである。MOSF
ET15は、等価的にスイッチング素子本体部19と内
蔵ダイオード20とから構成され、MOSFET3と同
様にソース−ドレイン端子間に寄生容量を持つが、MO
SFET3に較べて短期間の使用であり、寄生容量の小
さいMOSFETを使用するのでここでは省略する。リ
アクトル16は、MOSFET15を構成するスイッチ
ング素子本体部19のオン転換期での電流の増加を緩や
かにするためのものである。リアクトル16及びダイオ
ード18の接続点とダイオード5及び負荷2の接続点と
の間には、第3の整流素子としてのダイオード17が接
続されている。ダイオード17は、MOSFET15を
構成するスイッチング素子本体部19のオフ転換期にお
いて、リアクトル16のエネルギを負荷2に放出するた
めのものである。また、負荷2の両端とMOSFET3
のゲート端子及びMOSFET15のゲート端子との間
には、負荷2の端子電圧を検出して第1のNチャネルM
OSFET3のゲート端子に主制御パルス信号を付与す
ると共に、主制御パルス信号を付与する前にMOSFE
T15のゲート端子に補助制御パルス信号を付与する制
御回路9が接続されている。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of a boost chopper type switching power supply according to the present invention will be described below with reference to FIGS. 1 and 2 and FIGS. 6 and 7. FIG. In the step-up chopper type switching power supply of the present embodiment, as shown in FIG. 1, a first reactor 4 and a diode 5 as a first rectifier are connected in series between one end of a DC power supply 1 and a load 2. Have been. Reactor 4
An N-channel MOSFET as a main switching element is provided between the connection point of the diode 5 and the other end of the DC power supply 1.
T3 is connected. The MOSFET 3 is equivalently composed of a switching element body 12, an internal diode 13 connected in anti-parallel between the source and drain terminals of the switching element body 12, and an internal capacitor 14 connected in parallel to the internal diode 13. Is done. Built-in diode 13 and built-in capacitor 14 are MOSFET
3 is a parasitic diode and a parasitic capacitance between the source and drain terminals. A capacitor 6 is connected in parallel with the load 2. Between the source-drain terminals of MOSFET3,
Second reactor 16, diode 18 as a second rectifying element, and N-channel M as an auxiliary switching element
A series circuit with the OSFET 15 is connected. The diode 18 is a diode for preventing backflow. MOSF
The ET 15 is equivalently composed of the switching element main body 19 and the built-in diode 20 and has a parasitic capacitance between the source and drain terminals like the MOSFET 3.
It is used for a shorter time than the SFET 3 and uses a MOSFET having a small parasitic capacitance, so that the description is omitted here. The reactor 16 serves to moderate the increase in current during the on-turning period of the switching element body 19 constituting the MOSFET 15. A diode 17 as a third rectifying element is connected between a connection point between the reactor 16 and the diode 18 and a connection point between the diode 5 and the load 2. The diode 17 is for releasing the energy of the reactor 16 to the load 2 during the turning-off period of the switching element body 19 constituting the MOSFET 15. Further, both ends of the load 2 and the MOSFET 3
The terminal voltage of the load 2 is detected between the gate terminal of
The main control pulse signal is applied to the gate terminal of the OSFET 3 and the MOSFE is applied before the main control pulse signal is applied.
A control circuit 9 for applying an auxiliary control pulse signal is connected to the gate terminal of T15.
【0008】制御回路9の詳細は図6に示すように、電
源の出力端子7、8に接続された電圧検出回路21と、
誤差増幅器22、基準電圧源23、PWM(パルス幅変
調)制御回路24等を含むPWMパルス形成回路25
と、遅延回路26と、ANDゲート27と、単安定マル
チバイブレータ29と、第1及び第2の駆動回路28、
30とから構成されている。電圧検出回路21は分圧回
路からなり、この分圧点即ち検出ラインが誤差増幅器2
2の反転入力端子に接続されている。誤差増幅器22
は、非反転入力端子に基準電圧源23が接続され、基準
電圧源23の基準電圧と電圧検出回路21の検出電圧の
差に対応する信号を出力する。誤差増幅器22の出力端
子に接続されたPWM制御回路24は、三角波発生器と
電圧コンパレータとを含み、電圧コンパレータにて一定
周期の方形波を発生する。なお、PWM制御回路24と
して本実施例ではPWM制御IC(集積回路)が使用さ
れ、例えば市販のMB3759、μPC494等を使用
できる。ANDゲート27の一方の入力端子はPWM制
御回路24に直接に接続され、ANDゲート27の他方
の入力端子は遅延回路26を介してPWM制御回路24
に接続されている。単安定マルチバイブレータ29は、
PWM制御回路24に直接接続されている。ANDゲー
ト27と単安定マルチバイブレータ29は、各々第1及
び第2の駆動回路28、30を介して第1及び第2のF
ET制御ライン10、11に接続されている。第1及び
第2のFET制御ライン10、11は各々MOSFET
3のゲート端子及びMOSFET15のゲート端子に接
続されている。As shown in FIG. 6, the details of the control circuit 9 are: a voltage detection circuit 21 connected to output terminals 7 and 8 of a power supply;
PWM pulse forming circuit 25 including error amplifier 22, reference voltage source 23, PWM (pulse width modulation) control circuit 24, etc.
, A delay circuit 26, an AND gate 27, a monostable multivibrator 29, first and second drive circuits 28,
30. The voltage detecting circuit 21 is composed of a voltage dividing circuit.
2 inverting input terminals. Error amplifier 22
The reference voltage source 23 is connected to the non-inverting input terminal, and outputs a signal corresponding to the difference between the reference voltage of the reference voltage source 23 and the detection voltage of the voltage detection circuit 21. The PWM control circuit 24 connected to the output terminal of the error amplifier 22 includes a triangular wave generator and a voltage comparator, and generates a square wave having a constant cycle by the voltage comparator. In this embodiment, a PWM control IC (integrated circuit) is used as the PWM control circuit 24. For example, a commercially available MB3759, μPC494, or the like can be used. One input terminal of the AND gate 27 is directly connected to the PWM control circuit 24, and the other input terminal of the AND gate 27 is connected via the delay circuit 26 to the PWM control circuit 24.
It is connected to the. The monostable multivibrator 29
It is directly connected to the PWM control circuit 24. The AND gate 27 and the monostable multivibrator 29 are connected to the first and second driving circuits 28 and 30, respectively.
The ET control lines 10 and 11 are connected. The first and second FET control lines 10, 11 are MOSFETs, respectively.
3 and the gate terminal of the MOSFET 15.
【0009】図6のA点、B点、C点の電圧波形を図7
(A)、(B)、(C)に示す。PWM制御回路24から図7
(A)に示す方形波パルス(PWMパルス)が周期Tにて
繰り返し発生する(図6のA点)。電源の出力電圧が基
準値よりも高くなると、パルス幅が狭くなる。これは一
般的なPWM制御のスイッチング電源の動作と同一であ
る。ANDゲート27には図7(A)のパルス及びこのパ
ルスに対する遅延時間T2の遅延パルスが入力するの
で、ANDゲート27の出力端子から図7(B)に示す主
制御パルス信号が出力される(図6のB点)。一方、単
安定マルチバイブレータ29にも図7(A)のパルスが入
力し、単安定マルチバイブレータ29からは図7(C)に
示す補助制御パルス信号が出力される(図6のC点)。
この補助制御パルス信号は、一定時間T1をもつ周期T
のパルス信号である。主制御パルス信号及び補助制御パ
ルス信号は、各々第1及び第2の駆動回路28、30を
介してMOSFET3、15の各ゲート端子に印加され
る。したがって、上記の構成の制御回路9により負荷2
の端子電圧を検出してMOSFET3のゲート端子に主
制御パルス信号を付与する前に、MOSFET15のゲ
ート端子に補助制御パルス信号を付与することができ
る。FIG. 7 shows voltage waveforms at points A, B and C in FIG.
(A), (B) and (C) show. 7 from the PWM control circuit 24
A square wave pulse (PWM pulse) shown in FIG. 7A is repeatedly generated at a period T (point A in FIG. 6). When the output voltage of the power supply becomes higher than the reference value, the pulse width becomes narrow. This is the same as the operation of a general PWM control switching power supply. Since the pulse and delayed pulse delay time T 2 for the pulse of Figure 7 to the AND gate 27 (A) is inputted, the main control pulse signal shown in FIG. 7 (B) from the output terminal of the AND gate 27 is output (Point B in FIG. 6). On the other hand, the pulse shown in FIG. 7A is also input to the monostable multivibrator 29, and the auxiliary control pulse signal shown in FIG. 7C is output from the monostable multivibrator 29 (point C in FIG. 6).
This auxiliary control pulse signal has a period T having a certain time T 1.
Pulse signal. The main control pulse signal and the auxiliary control pulse signal are applied to the gate terminals of the MOSFETs 3 and 15 via the first and second drive circuits 28 and 30, respectively. Therefore, the load 2 is controlled by the control circuit 9 having the above configuration.
Before applying the main control pulse signal to the gate terminal of the MOSFET 3 by detecting the terminal voltage of the MOSFET 3, the auxiliary control pulse signal can be applied to the gate terminal of the MOSFET 15.
【0010】上記の構成において、図2(B)に示すよう
に、t0において制御回路9からMOSFET15のゲ
ート端子に補助制御パルス信号が付与され、スイッチン
グ素子本体部19の補助制御パルス信号電圧VG2が低レ
ベルから高レベルとなると、スイッチング素子本体部1
9がターンオンする。このとき、スイッチング素子本体
部19を流れる電流IQ2は、図2(E)に示すように出力
電圧VOUTとリアクトル16のインダクタンスL2に関係
した傾き(VOUT/L2)で0から徐々に増加して行き、
リアクトル4を流れる電流IL1を徐々に分担する。一
方、ダイオード5に流れる電流ID5は、図2(H)に示す
ように0まで徐々に減少して行く。即ち、リアクトル4
を流れる電流IL1は、リアクトル16、ダイオード18
及びスイッチング素子本体部19の経路で徐々に流れて
行く。したがって、図2(E)に示すスイッチング素子本
体部19を流れる電流IQ2及び図2(G)に示す電流IQ
(IQ=IQ1+IQ2)はリアクトル4を流れる電流IL1
に等しくなって行く。また、スイッチング素子本体部1
9に加わる電圧VQ2は、図2(D)に示すように速やかに
0Vまで降下するから、スイッチング素子本体部19の
オン転換期のスイッチングは、電圧波形と電流波形の重
なりが少ないゼロ電流スイッチング(ZCS)となる。In the above configuration, as shown in FIG. 2B, at t 0 , an auxiliary control pulse signal is applied from the control circuit 9 to the gate terminal of the MOSFET 15, and the auxiliary control pulse signal voltage V When G2 goes from a low level to a high level, the switching element body 1
9 turns on. At this time, current I Q2 flowing through the switching device body unit 19, gradually from 0 in FIG inclination related to the inductance L 2 of the output voltage V OUT and the reactor 16 as shown in (E) (V OUT / L 2) Going to
The current I L1 flowing through the reactor 4 is gradually shared. On the other hand, the current ID5 flowing through the diode 5 gradually decreases to 0 as shown in FIG. That is, reactor 4
Current IL1 flowing through the reactor 16 and the diode 18
And gradually flows along the path of the switching element body 19. Therefore, current I Q shown in the figures and the current I Q2 through the switching device body unit 19 shown in FIG. 2 (E) 2 (G)
(I Q = I Q1 + I Q2 ) is the current I L1 flowing through the reactor 4
Going to be equal to. The switching element body 1
Since the voltage V Q2 applied to the switching element 9 quickly drops to 0 V as shown in FIG. 2D, the switching of the switching element body 19 during the on-turning period is performed by the zero current switching in which the overlap between the voltage waveform and the current waveform is small. (ZCS).
【0011】図2(E)に示すように、t1においてMO
SFET15のスイッチング素子本体部19に流れる電
流IQ2がt0時のリアクトル4に流れる電流IL1に達す
ると、略一定となる。このとき、MOSFET3内の内
蔵コンデンサ14の電荷が放電され始め、図2(C)に示
すようにスイッチング素子本体部12に加わる電圧VQ1
が0Vまで徐々に降下して行く。[0011] As shown in FIG. 2 (E), MO in t 1
When the current I Q2 flowing through the switching element main body section 19 of SFET15 reaches the current I L1 flowing through the reactor 4 o'clock t 0, it is substantially constant. At this time, the charge of the built-in capacitor 14 in the MOSFET 3 starts to be discharged, and the voltage V Q1 applied to the switching element body 12 as shown in FIG.
Gradually falls to 0V.
【0012】図2(A)に示すように、t2において制御
回路9からMOSFET3のゲート端子に主制御パルス
信号が付与され、スイッチング素子本体部12の主制御
パルス信号電圧VG1が低レベルから高レベルとなると、
スイッチング素子本体部12がターンオンする。このと
き、スイッチング素子本体部12に加わる電圧VQ1は図
2(C)に示すように0Vであるから、スイッチング素子
本体部12は0Vでターンオンする。このため、スイッ
チング素子本体部12のオン転換期ではスイッチング損
失のほとんど無いゼロ電圧スイッチングが実現できる。
この時点では、スイッチング素子本体部19がオン状態
であるから、リアクトル4を流れる電流IL1はほとんど
スイッチング素子本体部19を流れ、図2(F)に示すよ
うにスイッチング素子本体部12には電流IQ1がほとん
ど流れない。As shown in FIG. 2A, at t 2 , a main control pulse signal is applied from the control circuit 9 to the gate terminal of the MOSFET 3, and the main control pulse signal voltage V G1 of the switching element body 12 changes from a low level. At a high level,
The switching element body 12 is turned on. At this time, since the voltage V Q1 applied to the switching element body 12 is 0 V as shown in FIG. 2C, the switching element body 12 is turned on at 0 V. Therefore, zero-voltage switching with almost no switching loss can be realized during the on-turning period of the switching element body 12.
At this time, since the switching element main body 19 is in the ON state, almost all of the current I L1 flowing through the reactor 4 flows through the switching element main body 19, and as shown in FIG. I Q1 hardly flows.
【0013】図2(B)に示すように、t3においてMO
SFET15のスイッチング素子本体部19の補助制御
パルス信号電圧VG2が高レベルから低レベルとなると、
スイッチング素子本体部19がターンオフする。このと
き、図2(E)に示すようにスイッチング素子本体部19
に電流IQ2が流れなくなると同時に図2(F)に示すよう
にMOSFET3のスイッチング素子本体部12に電流
IQ1が流れ始める。それと共に、リアクトル16が蓄積
されたエネルギを放出し始めるから、リアクトル16に
流れていた電流は、図2(I)に示すようにダイオード1
7を介して負荷2に流れる(ID17)。ダイオード17
を介して流れる電流ID17は、図2(I)に示すように略
出力電圧VOUTとリアクトル16のインダクタンスL2に
関係した傾き(−VOUT/L2)で減少して行き、t4に
おいて0となる。このとき、リアクトル16に流れる電
流が消滅する。As shown in FIG. 2B, at t 3 , the MO
When the auxiliary control pulse signal voltage V G2 of the switching element body 19 of the SFET 15 changes from the high level to the low level,
The switching element body 19 is turned off. At this time, as shown in FIG.
Current I Q1 begins to flow to the switching element main body 12 of MOSFET3 as shown in the same time the current I Q2 does not flow FIG 2 (F) to. At the same time, the reactor 16 starts to release the stored energy, so that the current flowing through the reactor 16 is reduced as shown in FIG.
7 flows to the load 2 (I D17 ). Diode 17
The current I D17 flowing through, gradually decreases with a slope related to the inductance L 2 of approximately the output voltage V OUT and the reactor 16 as shown in FIG. 2 (I) (-V OUT / L 2), t 4 Becomes 0 at. At this time, the current flowing through the reactor 16 disappears.
【0014】図2(A)に示すように、t5においてのM
OSFET3のスイッチング素子本体部12の主制御パ
ルス信号電圧VG1が高レベルから低レベルとなると、ス
イッチング素子本体部12がターンオフする。このと
き、リアクトル4に蓄積されたエネルギがダイオード5
を介して、負荷2及びコンデンサ6に供給される。As shown in FIG. 2A, M at t 5
When the main control pulse signal voltage V G1 of the switching element body 12 of the OSFET 3 changes from a high level to a low level, the switching element body 12 is turned off. At this time, the energy stored in the reactor 4 is
Is supplied to the load 2 and the capacitor 6 via the.
【0015】以上のように、本実施例ではMOSFET
3のスイッチング素子本体部12を0Vにてターンオン
させるので、スイッチング素子本体部12のオン転換期
(ターンオン時)におけるスイッチング損失を低減する
ことができる。なお、t2及びt3は同時でも構わない。
また、t0〜t4の期間は、t0〜t5の期間に較べてほと
んど無視できる程短い。As described above, in this embodiment, the MOSFET
Since the switching element body 12 of No. 3 is turned on at 0 V, it is possible to reduce the switching loss at the time of turning on the switching element body 12 (at the time of turn-on). In addition, t 2 and t 3 is not may be performed at the same time.
In addition, the period of t 0 ~t 4 is short enough to almost negligible compared to the period of t 0 ~t 5.
【0016】次に、本発明による昇圧チョッパ型スイッ
チング電源の他の実施例を図3及び図4に基づいて説明
する。但し、図3において図1と同一の部分には同一の
符号を付し、その説明を省略する。なお、図3の制御回
路9の詳細は、図1の実施例に示す図6及び図7と全く
同様であるので、説明は省略する。図3の実施例の回路
は、ダイオード18のカソード端子側に、リアクトル4
の1次巻線41と電磁的に逆極性で結合する2次巻線4
2を挿入したものである。このため、MOSFET3内
のスイッチング素子本体部12がオフ状態のときは、ダ
イオード18のカソード端子に負極性の電圧が印加さ
れ、MOSFET3内のスイッチング素子本体部12が
オン状態のときは、ダイオード18のカソード端子に正
極性の電圧が印加される。Next, another embodiment of the step-up chopper type switching power supply according to the present invention will be described with reference to FIGS. However, in FIG. 3, the same portions as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The details of the control circuit 9 in FIG. 3 are exactly the same as those in FIGS. 6 and 7 shown in the embodiment of FIG. The circuit of the embodiment of FIG. 3 includes a reactor 4 on the cathode terminal side of the diode 18.
Secondary winding 4 electromagnetically coupled to the primary winding 41 of the
2 is inserted. Therefore, when the switching element body 12 in the MOSFET 3 is off, a negative voltage is applied to the cathode terminal of the diode 18, and when the switching element body 12 in the MOSFET 3 is on, the diode 18 A positive voltage is applied to the cathode terminal.
【0017】上記の構成において、図4(B)に示すよう
に、t0においてMOSFET15内のスイッチング素
子本体部19の補助制御パルス信号電圧VG2が低レベル
から高レベルになると、スイッチング素子本体部19が
ターンオンする。このとき、スイッチング素子本体部1
9を流れる電流IQ2は、図4(E)に示すように、出力電
圧VOUT及び図4(H)に示すリアクトル4の2次巻線4
2に誘起された電圧VN 2=−V1の差の電圧(VOUT+V
1)とリアクトル10のインダクタンスL2に関係した傾
き〔(VOUT+V1)/L2〕で0Vから徐々に増加する。
それと共に、MOSFET15内のスイッチング素子本
体部19に加わる電圧VQ2は、図4(D)に示すように0
Vまで降下する。[0017] In the above configuration, as shown in FIG. 4 (B), the auxiliary control pulse signal voltage V G2 of the switching element main body section 19 of the MOSFET15 at t 0 is composed of a low level to a high level, the switching element main body section 19 turns on. At this time, the switching element body 1
Current I Q2 flowing through 9, as shown in FIG. 4 (E), 2 winding 4 of the output voltage V OUT and a reactor 4 shown in FIG. 4 (H)
2 induced voltage V N 2 = −V 1 (V OUT + V
1 ) and the gradient [(V OUT + V 1 ) / L 2 ] related to the inductance L 2 of the reactor 10 gradually increases from 0V.
At the same time, the voltage V Q2 applied to the switching element body 19 in the MOSFET 15 becomes 0 as shown in FIG.
Drop to V.
【0018】図4(E)に示すように、t1においてMO
SFET15内のスイッチング素子本体部19に流れる
電流IQ2がリアクトル4の1次巻線41に流れる電流I
L41に等しくなると、MOSFET3内の内蔵コンデン
サ14の電荷が放電され始め、図4(C)に示すようにM
OSFET3内のスイッチング素子本体部12に加わる
電圧VQ1が0Vまで徐々に降下して行く。As shown in FIG. 4 (E), at t 1 the MO
The current I Q2 flowing through the switching element body 19 in the SFET 15 is the current I Q2 flowing through the primary winding 41 of the reactor 4.
When it becomes equal to L41 , the charge of the built-in capacitor 14 in the MOSFET 3 starts to be discharged, and as shown in FIG.
The voltage V Q1 applied to the switching element body 12 in the OSFET 3 gradually decreases to 0V.
【0019】図4(A)に示すように、t2においてMO
SFET3内のスイッチング素子本体部12の主制御パ
ルス信号電圧VG1が低レベルから高レベルになると、ス
イッチング素子本体部12がターンオンする。このと
き、図4(C)に示すようにMOSFET3内のスイッチ
ング素子本体部12に加わる電圧VQ1は0Vであるか
ら、オン転換期ではスイッチング損失の全く無いスイッ
チングが実現できる。それと同時に、リアクトル4の1
次巻線41の電流IL41がMOSFET3内のスイッチ
ング素子本体部12に流れ始め、図4(F)に示すように
直線的に増加して行く(IQ1)。一方、リアクトル4の
2次巻線42には、図4(H)に示すようにMOSFET
3内のスイッチング素子本体部12がオフ状態のときと
逆極性の電圧VN2=+V2が加わり、リアクトル16に
流れる電流、即ちMOSFET15内のスイッチング素
子本体部19に流れる電流IQ2は、図4(E)に示すよう
に−V2/L2の傾きで減少して行く。As shown in FIG. 4A, at t 2 , the MO
When the main control pulse signal voltage V G1 of the switching element main body 12 in the SFET3 is made of a low level to a high level, the switching element main body section 12 is turned on. At this time, as shown in FIG. 4C, the voltage V Q1 applied to the switching element body 12 in the MOSFET 3 is 0 V, so that switching without any switching loss can be realized in the ON transition period. At the same time, one of reactor 4
The current I L41 of the next winding 41 starts to flow through the switching element body 12 in the MOSFET 3 and linearly increases as shown in FIG. 4 (F) (I Q1 ). On the other hand, the secondary winding 42 of the reactor 4 has a MOSFET as shown in FIG.
Switching element main body 12 in the 3 applied voltage V N2 = + V 2 of the opposite polarity when off, the current flowing through the reactor 16, i.e. the current I Q2 flowing through the switching element main body 19 in the MOSFET15 are 4 It decreases at a slope of -V 2 / L 2 as shown in (E).
【0020】図4(E)に示すように、t3においてMO
SFET15内のスイッチング素子本体部19に流れる
電流IQ2は0となる。このとき、図4(B)に示すように
MOSFET15内のスイッチング素子本体部19の補
助制御パルス信号電圧VG2が高レベルから低レベルにな
り、スイッチング素子本体部19がターンオフする。こ
のため、MOSFET15内のスイッチング素子本体部
19のオフ転換期においてもスイッチング損失の少ない
ゼロ電流スイッチングが実現できる。As shown in FIG. 4E, at t 3 , the MO
Current I Q2 flowing through the switching element main body 19 in the SFET15 is zero. At this time, it auxiliary control pulse signal voltage V G2 of the switching element main body section 19 of the MOSFET15 as shown in FIG. 4 (B) is from the high level to the low level, the switching element main body section 19 is turned off. Therefore, even during the off-turning period of the switching element body 19 in the MOSFET 15, zero current switching with small switching loss can be realized.
【0021】図4(A)に示すように、t4においてMO
SFET3内のスイッチング素子本体部12の主制御パ
ルス信号電圧VG1が高レベルから低レベルになり、スイ
ッチング素子本体部12がターンオフすると、リアクト
ル4に蓄積されたエネルギがダイオード5を介して、負
荷2及びコンデンサ6に供給される。As shown in FIG. 4A, at t 4 , the MO
When the main control pulse signal voltage V G1 of the switching element body 12 in the SFET 3 changes from the high level to the low level, and the switching element body 12 is turned off, the energy stored in the reactor 4 is transferred via the diode 5 to the load 2. And the capacitor 6.
【0022】上述の通り、図3に示す実施例でも、スイ
ッチング損失に関して図1に示す実施例と同一の効果が
得られる。更に、図3に示す実施例では、MOSFET
15内のスイッチング素子本体部19のオフ転換期のス
イッチング損失も少ないので、図1に示す実施例に比較
して効果が大きい。As described above, in the embodiment shown in FIG. 3, the same effect as in the embodiment shown in FIG. 1 can be obtained with respect to the switching loss. Further, in the embodiment shown in FIG.
Since the switching loss of the switching element body 19 in the off-turning period is small, the effect is greater than that of the embodiment shown in FIG.
【0023】本発明の実施態様は前記の実施例に限定さ
れず、種々の変更が可能である。例えば、下記の(a)〜
(e)は変更例の一部である。 (a) MOSFET3、15内の内蔵ダイオード1
3、20を内蔵のダイオードとせずに独立のダイオード
とすることができる。 (b) MOSFET3内の内蔵コンデンサ14をMO
SFETの寄生容量を使用しないで、独立のコンデンサ
を接続することができる。 (c) 主スイッチング素子及び補助スイッチング素子
として、MOSFETを使用せずに、バイポーラトラン
ジスタ、サイリスタ等を用いても構わない。なお、バイ
ポーラトランジスタ、サイリスタ等の逆極性のダイオー
ドを内蔵しない素子は、逆流防止用のダイオード18を
挿入しなくても構わない。 (d) 第1に示す実施例の回路は図5に示す回路に変
形しても構わない。 (e) 図3の実施例でのリアクトル16は、リアクト
ル4の漏れインダクタンスを使用しても構わない。The embodiment of the present invention is not limited to the above embodiment, and various modifications are possible. For example, the following (a)-
(e) is a part of the modification. (A) Built-in diode 1 in MOSFETs 3 and 15
Independent diodes may be used instead of the built-in diodes 3 and 20. (B) The internal capacitor 14 in the MOSFET 3 is
An independent capacitor can be connected without using the parasitic capacitance of the SFET. (C) A bipolar transistor, a thyristor, or the like may be used as the main switching element and the auxiliary switching element without using MOSFETs. It should be noted that an element that does not include a diode having a reverse polarity, such as a bipolar transistor or a thyristor, does not need to include the diode 18 for preventing backflow. (D) The circuit of the first embodiment may be modified to the circuit shown in FIG. (E) The reactor 16 in the embodiment of FIG. 3 may use the leakage inductance of the reactor 4.
【0024】[0024]
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、主スイ
ッチング素子のゼロ電圧スイッチングを容易に達成でき
るので、主スイッチング素子の電圧波形と電流波形との
重なりを少なくして主スイッチング素子のオン転換期で
の電力損失、即ち主スイッチング素子のターンオン時の
スイッチング損失を低減することができる。このため、
主スイッチング素子の発熱量を減少させて放熱用フィン
等の寸法を小さくすることができ、高周波で小型の昇圧
チョッパ型スイッチング電源を実現できるAs described above, according to the present invention, since zero voltage switching of the main switching element can be easily achieved, the overlap between the voltage waveform and the current waveform of the main switching element is reduced, and It is possible to reduce the power loss at the on-turning period, that is, the switching loss at the time of turning on the main switching element. For this reason,
By reducing the heat generation of the main switching element, the size of the radiating fins etc. can be reduced, and a high-frequency, small boost chopper type switching power supply can be realized.
【図1】 本発明の実施例を示す昇圧チョッパ型スイッ
チング電源の電気回路図FIG. 1 is an electric circuit diagram of a boost chopper type switching power supply showing an embodiment of the present invention.
【図2】 図1の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図FIG. 2 is a waveform chart showing voltages and currents of respective parts of the circuit of FIG.
【図3】 本発明の他の実施例を示す昇圧チョッパ型ス
イッチング電源の電気回路図FIG. 3 is an electric circuit diagram of a step-up chopper type switching power supply showing another embodiment of the present invention.
【図4】 図3の回路の各部の電圧及び電流を示す波形
図FIG. 4 is a waveform chart showing the voltage and current of each part of the circuit of FIG.
【図5】 図1の回路の変形例を示す電気回路図FIG. 5 is an electric circuit diagram showing a modification of the circuit of FIG. 1;
【図6】 図1、図3及び図5の制御回路の詳細を示す
ブロック図FIG. 6 is a block diagram showing details of a control circuit shown in FIGS. 1, 3 and 5;
【図7】 図6の回路の各部の電圧を示す波形図FIG. 7 is a waveform chart showing voltages of respective parts of the circuit of FIG. 6;
1...直流電源、2...負荷、3、15...Nチ
ャネルMOSFET、4、16...リアクトル、5、
17、18...ダイオード、6...コンデンサ、
9...制御回路、41...1次巻線、42...2
次巻線1. . . DC power supply, 2. . . Load, 3,15. . . N-channel MOSFET, 4, 16,. . . Reactor 5,
17, 18. . . 5. diode, . . Capacitors,
9. . . Control circuit, 41. . . Primary winding, 42. . . 2
Next winding
Claims (2)
アクトルと第1の整流素子とを直列に接続し、前記負荷
と並列にコンデンサを接続し、前記第1のリアクトル及
び前記第1の整流素子の接続点と前記直流電源の他端と
の間に主スイッチング素子を接続し、前記主スイッチン
グ素子をオン・オフ制御することにより前記直流電源の
電圧よりも高い定電圧の直流出力を前記負荷に供給する
昇圧チョッパ型スイッチング電源において、 第2のリアクトルと、第2の整流素子と、補助スイッチ
ング素子との直列回路を前記主スイッチング素子と並列
に接続し、前記第2のリアクトル及び第2の整流素子の
接続点と前記第1の整流素子及び前記負荷の接続点との
間に第3の整流素子を挿入し、前記負荷の端子電圧に応
じて前記主スイッチング素子の制御端子に主制御パルス
信号を付与すると共に、前記主制御パルス信号を付与す
る前に前記補助スイッチング素子の制御端子に補助制御
パルス信号を付与することを特徴とする昇圧チョッパ型
スイッチング電源。1. A first reactor and a first rectifier element are connected in series between one end of a DC power supply and a load, a capacitor is connected in parallel with the load, and the first reactor and the first rectifier are connected in parallel. A dc output of a constant voltage higher than the voltage of the dc power supply by connecting a main switching element between a connection point of the rectifying element and the other end of the dc power supply and controlling on / off of the main switching element. And a series circuit of a second reactor, a second rectifier, and an auxiliary switching element is connected in parallel with the main switching element, and the second reactor and A third rectifier element is inserted between a connection point of a second rectifier element and a connection point of the first rectifier element and the load, and the main switching element is connected to a terminal voltage of the load. To the control terminal as well as imparting a main control pulse signal, the step-up chopper type switching power source, which comprises applying an auxiliary control pulse signal to a control terminal of the auxiliary switching element before applying the main control pulse signal.
アクトルと第1の整流素子とを直列に接続し、前記負荷
と並列にコンデンサを接続し、前記第1のリアクトル及
び前記第1の整流素子の接続点と前記直流電源の他端と
の間に主スイッチング素子を接続し、前記主スイッチン
グ素子をオン・オフ制御することにより前記直流電源の
電圧よりも高い定電圧の直流出力を前記負荷に供給する
昇圧チョッパ型スイッチング電源において、 第2のリアクトルと、第2の整流素子と、補助スイッチ
ング素子と、前記第1のリアクトルの2次巻線との直列
回路を前記主スイッチング素子と並列に接続し、前記負
荷の端子電圧に応じて前記主スイッチング素子の制御端
子に主制御パルス信号を付与すると共に、前記主制御パ
ルス信号を付与する前に前記補助スイッチング素子の制
御端子に補助制御パルス信号を付与することを特徴とす
る昇圧チョッパ型スイッチング電源。2. A first reactor and a first rectifying element are connected in series between one end of a DC power supply and a load, a capacitor is connected in parallel with the load, and the first reactor and the first reactor are connected in parallel. A dc output of a constant voltage higher than the voltage of the dc power supply by connecting a main switching element between a connection point of the rectifying element and the other end of the dc power supply and controlling on / off of the main switching element. A step-up chopper-type switching power supply that supplies a series circuit of a second reactor, a second rectifier, an auxiliary switching element, and a secondary winding of the first reactor to the main switching element. Connected in parallel with the main control pulse signal to the control terminal of the main switching element according to the terminal voltage of the load, and before applying the main control pulse signal, Boost chopper type switching power source, which comprises applying an auxiliary control pulse signal to the control terminal of the auxiliary switching element.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05088792A JP3097886B2 (en) | 1993-04-15 | 1993-04-15 | Step-up chopper type switching power supply |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05088792A JP3097886B2 (en) | 1993-04-15 | 1993-04-15 | Step-up chopper type switching power supply |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06311738A JPH06311738A (en) | 1994-11-04 |
JP3097886B2 true JP3097886B2 (en) | 2000-10-10 |
Family
ID=13952704
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP05088792A Expired - Fee Related JP3097886B2 (en) | 1993-04-15 | 1993-04-15 | Step-up chopper type switching power supply |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3097886B2 (en) |
Families Citing this family (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4500470B2 (en) * | 2001-07-24 | 2010-07-14 | 高周波熱錬株式会社 | Power converter |
CN100349371C (en) * | 2001-11-22 | 2007-11-14 | 中兴通讯股份有限公司 | Control device for zero-voltage conversion step-up power factor correcting circuit |
JP3699082B2 (en) | 2002-12-16 | 2005-09-28 | エヌイーシーコンピュータテクノ株式会社 | Switching power supply circuit |
US7002323B2 (en) | 2003-05-07 | 2006-02-21 | Nec Corporation | Switching power supply circuit capable of reducing switching loss and control method used therein |
JP2006223008A (en) * | 2005-02-08 | 2006-08-24 | Hitachi Ltd | Dc-dc converter |
JP4544076B2 (en) * | 2005-07-22 | 2010-09-15 | 株式会社豊田自動織機 | DC-DC converter and control method of DC-DC converter |
JP4824524B2 (en) | 2006-10-25 | 2011-11-30 | 日立アプライアンス株式会社 | Unidirectional DC-DC converter and control method thereof |
US20120275203A1 (en) * | 2010-01-05 | 2012-11-01 | Takae Shimada | Ac-dc converter and method of controlling same |
KR20140062997A (en) | 2012-11-15 | 2014-05-27 | 삼성전기주식회사 | Power factor corection apparatus and power supplying apparatus having the same and motor driving apparatus having the same |
KR101462733B1 (en) | 2012-12-05 | 2014-11-17 | 삼성전기주식회사 | Power factor correction device |
KR101630076B1 (en) * | 2014-11-07 | 2016-06-13 | 삼성전기주식회사 | Power factor corection apparatus and power supplying apparatus having the same and motor driving apparatus having the same |
JP6662641B2 (en) * | 2016-01-05 | 2020-03-11 | 田淵電機株式会社 | Non-isolated boost switching power supply |
JP7251436B2 (en) * | 2019-10-11 | 2023-04-04 | 富士通株式会社 | Power supply and power control program |
-
1993
- 1993-04-15 JP JP05088792A patent/JP3097886B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH06311738A (en) | 1994-11-04 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7602154B2 (en) | Phase compensation driving scheme for synchronous rectifiers | |
US7486055B2 (en) | DC-DC converter having a diode module with a first series circuit and a second series with a flywheel diode | |
KR20010110659A (en) | General self-driven synchronous rectification scheme for synchronous rectifiers having a floating gate | |
US4459539A (en) | Charge transfer constant volt-second regulator | |
JP3097886B2 (en) | Step-up chopper type switching power supply | |
JP2905459B2 (en) | Buck regulator circuit | |
US6781432B2 (en) | Control circuit of MOSFET for synchronous rectification | |
US7400519B2 (en) | Switching power supply | |
JP4605532B2 (en) | Multi-output type switching power supply | |
JP2555245Y2 (en) | High efficiency power supply circuit | |
JP4683364B2 (en) | Composite resonant switching power supply | |
JP3038701B2 (en) | Step-up DC-DC converter | |
JP3061093B2 (en) | Step-down chopper type switching power supply | |
JP3033085B2 (en) | Step-down DC-DC converter | |
JP3351482B2 (en) | Insulated switching power supply | |
JP2882472B2 (en) | Power supply circuit using power insulated gate type FET | |
JPH1118426A (en) | Switching power supply circuit | |
JP2835899B2 (en) | Soft-switching circuit of discontinuous switching power supply in discontinuous current mode | |
JP2001037214A (en) | Power source circuit | |
JPH10136646A (en) | Synchronous rectifier | |
JP3138998B2 (en) | Transformer isolated DC-DC converter | |
JP3104875B2 (en) | Step-up DC-DC converter | |
JP3235711B2 (en) | Switching power supply | |
JP2993635B2 (en) | Transformer connection type DC-DC converter | |
US20060002160A1 (en) | Secondary side synchronous rectifier driver integrated circuits with adaptive turn-off for transformer coupled power supplies |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080811 Year of fee payment: 8 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |