JP3087255B2 - 低域通過フィルタを用いたディジタル・アクチュエータ制御装置 - Google Patents
低域通過フィルタを用いたディジタル・アクチュエータ制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は磁気記録装置のディジタ
ル・アクチュエータ制御装置に係り、特にディジタル制
御特有の折り返し歪みの影響を低減するディジタル・ア
クチュエータ制御装置に係る。
ル・アクチュエータ制御装置に係り、特にディジタル制
御特有の折り返し歪みの影響を低減するディジタル・ア
クチュエータ制御装置に係る。
【０００２】
【従来の技術】磁気記録装置、特にハード・ディスク・
ドライブ（ＨＤＤ）のアクチュエータ制御では、ヘッド
・サスペンションの機械共振に起因する折り返し歪みが
問題となる。これを解決するため、従来は、共振点に合
わせてアナログ・ノッチ・フィルタを入れることが一般
に行われている。共振周波数が常に一定であれば問題は
ないが、実際には共振周波数はある程度変動し、そのた
めノッチ・フィルタの特性と合わなくなることがある。
従って、通常のノッチ・フィルタを用いた方法では、ヘ
ッド・サスペンションの共振モードを厳しく管理する必
要があり、コスト及び品質の面で問題があった。
ドライブ（ＨＤＤ）のアクチュエータ制御では、ヘッド
・サスペンションの機械共振に起因する折り返し歪みが
問題となる。これを解決するため、従来は、共振点に合
わせてアナログ・ノッチ・フィルタを入れることが一般
に行われている。共振周波数が常に一定であれば問題は
ないが、実際には共振周波数はある程度変動し、そのた
めノッチ・フィルタの特性と合わなくなることがある。
従って、通常のノッチ・フィルタを用いた方法では、ヘ
ッド・サスペンションの共振モードを厳しく管理する必
要があり、コスト及び品質の面で問題があった。
【０００３】１９９０年８月発行のＩＢＭ Ｔｅｃｈｎ
ｉｃａｌ ＤｉｓｃｌｏｓｕｒｅＢｕｌｌｅｔｉｎ 第
３３巻、第３Ａ号、２２２〜２２３頁は、通常のノッチ
・フィルタの代わりに楕円フィルタを用いることを提案
している。楕円フィルタの最大の特長は位相遅れを最小
化することにあるが、ゼロにできるわけではない。共振
周波数の変動が大きい場合にも問題があり、またコスト
も通常のノッチ・フィルタに比べて高くなる。この文献
には、低域通過フィルタはサーボのゼロｄＢクロスオー
バー周波数（ＺＣＦ）において極めて大きな位相シフト
を起こすため、低域通過フィルタの使用は一般には考慮
されないということが述べられている。
ｉｃａｌ ＤｉｓｃｌｏｓｕｒｅＢｕｌｌｅｔｉｎ 第
３３巻、第３Ａ号、２２２〜２２３頁は、通常のノッチ
・フィルタの代わりに楕円フィルタを用いることを提案
している。楕円フィルタの最大の特長は位相遅れを最小
化することにあるが、ゼロにできるわけではない。共振
周波数の変動が大きい場合にも問題があり、またコスト
も通常のノッチ・フィルタに比べて高くなる。この文献
には、低域通過フィルタはサーボのゼロｄＢクロスオー
バー周波数（ＺＣＦ）において極めて大きな位相シフト
を起こすため、低域通過フィルタの使用は一般には考慮
されないということが述べられている。
【０００４】ディジタル制御の面では、米国特許第４３
９８２２８号のように、サンプリング周波数と機械共振
周波数を一致させることによって機械共振の影響をなく
すことも提案されている。サンプリング周波数はディス
クの回転速度やセクタ数によって一義的に決るため、実
際には共振周波数をサンプリング周波数に合わせること
になるが、共振周波数を一定に保つのは難しい。
９８２２８号のように、サンプリング周波数と機械共振
周波数を一致させることによって機械共振の影響をなく
すことも提案されている。サンプリング周波数はディス
クの回転速度やセクタ数によって一義的に決るため、実
際には共振周波数をサンプリング周波数に合わせること
になるが、共振周波数を一定に保つのは難しい。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
方法では、ヘッド・サスペンションの共振モードを厳し
く管理する必要があり、コスト、品質の面で問題があっ
た。
方法では、ヘッド・サスペンションの共振モードを厳し
く管理する必要があり、コスト、品質の面で問題があっ
た。
【０００６】従って本発明の目的は、ヘッド・サスペン
ションの共振モード管理に余裕がとれるディジタル・ア
クチュエータ制御装置を提供することにある。
ションの共振モード管理に余裕がとれるディジタル・ア
クチュエータ制御装置を提供することにある。
【０００７】本発明の他の目的は、簡単な構成で機械共
振の問題を解決できるディジタル・アクチュエータ制御
装置を提供することにある。
振の問題を解決できるディジタル・アクチュエータ制御
装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明に従うディジタル
・アクチュエータ制御装置は、従来は不適当とされてい
た低域通過フィルタ（ＬＰＦ）をディジタル・アナログ
変換器とパワー・アンプの間に挿入して高周波帯のゲイ
ンを落すことにより、ディジタル制御特有の折り返し歪
みの影響を低減する。このようなＬＰＦは、高周波のみ
ならず低域の周波数特性にも大きな影響を及ぼすので、
本発明では、ナイキスト周波数よりも低い低周波領域に
おける影響をディジタル的に補償する手段を用いる。こ
れにより、ナイキスト周波数よりも高い高周波領域にお
ける機械共振の問題を解決することができる。
・アクチュエータ制御装置は、従来は不適当とされてい
た低域通過フィルタ（ＬＰＦ）をディジタル・アナログ
変換器とパワー・アンプの間に挿入して高周波帯のゲイ
ンを落すことにより、ディジタル制御特有の折り返し歪
みの影響を低減する。このようなＬＰＦは、高周波のみ
ならず低域の周波数特性にも大きな影響を及ぼすので、
本発明では、ナイキスト周波数よりも低い低周波領域に
おける影響をディジタル的に補償する手段を用いる。こ
れにより、ナイキスト周波数よりも高い高周波領域にお
ける機械共振の問題を解決することができる。
【０００９】
【実施例】本発明によるディジタル・アクチュエータ制
御装置の構成を図１に示す。これは、ヘッド・サスペン
ション機構及びヘッド移動用直流モータ（ボイス・コイ
ル・モータが代表的である）を含むアクチュエータ１
０、該アクチュエータ１０を駆動するパワー・アンプ
（ＰＡ）１２、アクチュエータ１０からのヘッド位置を
示す信号ｙ(ｔ)をディジタル信号に変換するアナログ・
ディジタル変換器（ＡＤＣ）１４、ディジタル位置信号
に応答してヘッドを所望位置に移動するための制御信号
を発生するマイクロプロセッサ１６、マイクロプロセッ
サ１６からのディジタル制御信号をアナログ制御信号ｕ
(ｔ)に変換するディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）
１８、並びにＤＡＣ１８とパワー・アンプ１２の間に挿
入されたアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２０で構
成される。従来は、ＬＰＦ２０のところにノッチ・フィ
ルタを接続していたが、前述のような問題があったた
め、本発明はそれに替えてＬＰＦを使用し、更にＬＰＦ
のカットオフ周波数からナイキスト周波数までのゲイン
低下をディジタル的に補償する手段を設ける。
御装置の構成を図１に示す。これは、ヘッド・サスペン
ション機構及びヘッド移動用直流モータ（ボイス・コイ
ル・モータが代表的である）を含むアクチュエータ１
０、該アクチュエータ１０を駆動するパワー・アンプ
（ＰＡ）１２、アクチュエータ１０からのヘッド位置を
示す信号ｙ(ｔ)をディジタル信号に変換するアナログ・
ディジタル変換器（ＡＤＣ）１４、ディジタル位置信号
に応答してヘッドを所望位置に移動するための制御信号
を発生するマイクロプロセッサ１６、マイクロプロセッ
サ１６からのディジタル制御信号をアナログ制御信号ｕ
(ｔ)に変換するディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）
１８、並びにＤＡＣ１８とパワー・アンプ１２の間に挿
入されたアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２０で構
成される。従来は、ＬＰＦ２０のところにノッチ・フィ
ルタを接続していたが、前述のような問題があったた
め、本発明はそれに替えてＬＰＦを使用し、更にＬＰＦ
のカットオフ周波数からナイキスト周波数までのゲイン
低下をディジタル的に補償する手段を設ける。
【００１０】次に、図２〜図４を参照しながら、図１の
ディジタル・アクチュエータ制御装置の動作原理につい
て説明する。図２〜図４は何れもアクチュエータ１０を
含む制御対象の周波数特性を示したもので、縦軸にゲイ
ン、横軸に周波数（対数目盛）をとってある。図２はＬ
ＰＦ２０を含まない場合の特性であり、制御対象が２階
積分の系の場合、−１２ｄＢ／ｏｃｔの減衰特性を示
す。更に、機械共振に起因する周波数特性のピークがナ
イキスト周波数ｆＮよりも高い高周波領域に生じてい
る。
ディジタル・アクチュエータ制御装置の動作原理につい
て説明する。図２〜図４は何れもアクチュエータ１０を
含む制御対象の周波数特性を示したもので、縦軸にゲイ
ン、横軸に周波数（対数目盛）をとってある。図２はＬ
ＰＦ２０を含まない場合の特性であり、制御対象が２階
積分の系の場合、−１２ｄＢ／ｏｃｔの減衰特性を示
す。更に、機械共振に起因する周波数特性のピークがナ
イキスト周波数ｆＮよりも高い高周波領域に生じてい
る。
【００１１】図３は、カットオフ周波数がｆｃのＬＰＦ
２０を図１のように挿入した場合の特性を示している。
本実施例では、ＬＰＦ２０は一次フィルタであり、従っ
て図２の特性曲線（図３に点線で示してある）に対し、
更に−６ｄＢ／ｏｃｔの減衰特性を示す。合計すると、
カットオフ周波数ｆｃ以上の周波数領域においては−１
８ｄＢ／ｏｃｔの減衰特性になる。高周波領域にある機
械共振によるピークもこの減衰を受けるが、それより低
い低周波領域のゲインもＬＰＦ２０の挿入によって減衰
するため、本発明はカットオフ周波数ｆｃからナイキス
ト周波数ｆＮまでのロスをディジタル的に補償し、ナイ
キスト周波数未満の領域においては元の特性が現れるよ
うにする。この様子を図４に示す。図示のように、ナイ
キスト周波数ｆＮよりも低い、すなわちディジタル制御
が及ぶ周波数領域における特性は、実質的に図２の特性
と同じであり、ナイキスト周波数よりも高い高周波領域
のみが大きく減衰されている。
２０を図１のように挿入した場合の特性を示している。
本実施例では、ＬＰＦ２０は一次フィルタであり、従っ
て図２の特性曲線（図３に点線で示してある）に対し、
更に−６ｄＢ／ｏｃｔの減衰特性を示す。合計すると、
カットオフ周波数ｆｃ以上の周波数領域においては−１
８ｄＢ／ｏｃｔの減衰特性になる。高周波領域にある機
械共振によるピークもこの減衰を受けるが、それより低
い低周波領域のゲインもＬＰＦ２０の挿入によって減衰
するため、本発明はカットオフ周波数ｆｃからナイキス
ト周波数ｆＮまでのロスをディジタル的に補償し、ナイ
キスト周波数未満の領域においては元の特性が現れるよ
うにする。この様子を図４に示す。図示のように、ナイ
キスト周波数ｆＮよりも低い、すなわちディジタル制御
が及ぶ周波数領域における特性は、実質的に図２の特性
と同じであり、ナイキスト周波数よりも高い高周波領域
のみが大きく減衰されている。
【００１２】ＬＰＦ２０のカットオフ周波数ｆｃは、高
周波領域のピーク部分が十分に減衰されるように設定す
る必要がある。機械共振が生じる周波数にもよるが、Ｌ
ＰＦ２０が一次フィルタの場合、ｆｃはナイキスト周波
数ｆＮの１／５〜１／２０程度が望ましい。より低いカ
ットオフ周波数では低周波領域におけるロスをディジタ
ル的に補償し切れないおそれがあり、またカットオフ周
波数を高くし過ぎるとピークの減衰が不十分になる。二
次以上の高次フィルタではカットオフ周波数を高くでき
るが、ディジタル制御の最適設計が複雑になる。実用上
は一次フィルタで十分である。
周波領域のピーク部分が十分に減衰されるように設定す
る必要がある。機械共振が生じる周波数にもよるが、Ｌ
ＰＦ２０が一次フィルタの場合、ｆｃはナイキスト周波
数ｆＮの１／５〜１／２０程度が望ましい。より低いカ
ットオフ周波数では低周波領域におけるロスをディジタ
ル的に補償し切れないおそれがあり、またカットオフ周
波数を高くし過ぎるとピークの減衰が不十分になる。二
次以上の高次フィルタではカットオフ周波数を高くでき
るが、ディジタル制御の最適設計が複雑になる。実用上
は一次フィルタで十分である。
【００１３】次に、ＬＰＦ２０の挿入による低周波領域
のロスをディジタル的に補償する最適設計手法について
説明する。この補償を含むディジタル制御は、マイクロ
プロセッサ１６で実現するのが好ましいが、後述するよ
うに独立したディジタル補償回路を設けることも可能で
ある。なお、以下の説明において「低周波領域」とはナ
イキスト周波数よりも低いディジタル制御が可能な周波
数領域を意味するものとする。
のロスをディジタル的に補償する最適設計手法について
説明する。この補償を含むディジタル制御は、マイクロ
プロセッサ１６で実現するのが好ましいが、後述するよ
うに独立したディジタル補償回路を設けることも可能で
ある。なお、以下の説明において「低周波領域」とはナ
イキスト周波数よりも低いディジタル制御が可能な周波
数領域を意味するものとする。
【００１４】低周波領域では、アクチュエータは２階積
分の系となっているため、時定数ａのＬＰＦを含む制御
対象の伝達関数ｆ(ｓ)は
分の系となっているため、時定数ａのＬＰＦを含む制御
対象の伝達関数ｆ(ｓ)は
【数１】 となる。数１において、ｂは入力ゲイン、ｃは出力ゲイ
ンである。実際には、幾つかの共振モードが存在する
が、それらの周波数はナイキスト周波数よりも高いの
で、ここでは共振モードを無視する。数１を時刻ｔにお
ける状態方程式で示すと数２のようになり、出力方程式
は数３のようになる。
ンである。実際には、幾つかの共振モードが存在する
が、それらの周波数はナイキスト周波数よりも高いの
で、ここでは共振モードを無視する。数１を時刻ｔにお
ける状態方程式で示すと数２のようになり、出力方程式
は数３のようになる。
【数２】
【数３】
【００１５】数２及び数３中のｘ∧(ｔ)、ｘ"(ｔ)等は
ヘッド位置ｘ(ｔ)の一次微分（速度）、二次微分（加速
度）等を表している。数２のｕ(ｔ)は時刻ｔにおける制
御対象の入力（ＤＡＣ１８の出力）であり、数３のｙ
(ｔ)は時刻ｔにおける制御対象の出力（ＡＤＣ１４の入
力）である。数３から明らかなように、ｙ(ｔ)は時刻ｔ
におけるヘッドの位置ｘ(ｔ)に比例しており、ｃが１で
あればｙ(ｔ)＝ｘ(ｔ)となる。ヘッド位置は、アクチュ
エータの角度を周期Ｔ（＝１／２ｆＮ）でサンプリング
することにより検出できる。ＤＡＣ１８の出力であるｕ
(ｔ)はマイクロプロセッサ１６からのディジタル出力を
アナログ変換したものであるが、図５に示すように、マ
イクロプロセッサ１６には演算時間遅れτが存在するた
め、これを考慮して数２及び数３をサンプリング周期Ｔ
で離散化すると次のようになる。
ヘッド位置ｘ(ｔ)の一次微分（速度）、二次微分（加速
度）等を表している。数２のｕ(ｔ)は時刻ｔにおける制
御対象の入力（ＤＡＣ１８の出力）であり、数３のｙ
(ｔ)は時刻ｔにおける制御対象の出力（ＡＤＣ１４の入
力）である。数３から明らかなように、ｙ(ｔ)は時刻ｔ
におけるヘッドの位置ｘ(ｔ)に比例しており、ｃが１で
あればｙ(ｔ)＝ｘ(ｔ)となる。ヘッド位置は、アクチュ
エータの角度を周期Ｔ（＝１／２ｆＮ）でサンプリング
することにより検出できる。ＤＡＣ１８の出力であるｕ
(ｔ)はマイクロプロセッサ１６からのディジタル出力を
アナログ変換したものであるが、図５に示すように、マ
イクロプロセッサ１６には演算時間遅れτが存在するた
め、これを考慮して数２及び数３をサンプリング周期Ｔ
で離散化すると次のようになる。
【数４】
【数５】
【００１６】数４の右辺における係数Ａ１は３行３列の
正方行列であり、係数Ｂ１およびＢ２はいずれも３要素
の列ベクトルである。数２の右辺における３行３列の係
数をＡとおくと、Ａ１は次式で表せる。
正方行列であり、係数Ｂ１およびＢ２はいずれも３要素
の列ベクトルである。数２の右辺における３行３列の係
数をＡとおくと、Ａ１は次式で表せる。
【数６】Ａ１＝ｅｘｐ（ＡＴ）
【００１７】また、数２の右辺における３要素（０ ０
ｂ）の列ベクトルをＢとおくと、係数Ｂ１及びＢ２は
次式で表せる。
ｂ）の列ベクトルをＢとおくと、係数Ｂ１及びＢ２は
次式で表せる。
【数７】
【数８】
【００１８】数６の右辺は、
【数９】 のように展開できるから、これを解析的に解くと次のよ
うな結果が得られる。
うな結果が得られる。
【数１０】
【００１９】列ベクトルＢ１は、その３つの要素を上か
ら順にｂ11、ｂ21、ｂ31とすると次のようになる。
ら順にｂ11、ｂ21、ｂ31とすると次のようになる。
【数１１】
【数１２】
【数１３】
【００２０】同じく列ベクトルＢ２は、その３つの要素
を上から順にｂ12、ｂ22、ｂ32とすると次のようにな
る。
を上から順にｂ12、ｂ22、ｂ32とすると次のようにな
る。
【数１４】
【数１５】
【数１６】
【００２１】実際のサーボ系は積分器を含んでいるの
で、ディジタル積分項ｖを用いて数４及び数５を書き直
すと次のようになる。
で、ディジタル積分項ｖを用いて数４及び数５を書き直
すと次のようになる。
【数１７】
【数１８】
【００２２】あとは、これに公知の最適制御理論（例え
ばＬＱ法）を適用して、フィードバック・ゲインを求め
ればよい。その際、ヘッドの位置、速度及び加速度をそ
れぞれ表す状態変数ｘ(ｉ)、ｘ∧(ｉ)及びｘ"(ｉ)のう
ち、直接観測できるのはｘ(ｉ)のみであるから、残りの
ｘ∧(ｉ)及びｘ"(ｉ)はカルマン・フィルタ等の状態推
定器を用いて推定することになる。本発明を実際のサー
ボ系に適用した場合の開ループ及び閉ループのボード線
図を図６に示す。この例では、サンプリング周波数は４
６８０Ｈｚ、演算時間遅れτは１００μｓである。３０
０Ｈｚの開ループ帯域幅で約３０度の位相マージンおよ
び−６ｄＢのゲイン・マージンが得られる。閉ループ曲
線は、ナイキスト周波数（＝２３４０Ｈｚ）よりも高い
帯域において高周波ゲインが大幅に減衰していることを
示している。このように、数１に基づく制御対象を最適
制御するようにディジタル制御系を設計すると、高周波
領域における機械共振によるピークが十分に減衰され且
つカットオフ周波数ｆｃからナイキスト周波数ｆＮまで
のロスを補償した系が得られる。
ばＬＱ法）を適用して、フィードバック・ゲインを求め
ればよい。その際、ヘッドの位置、速度及び加速度をそ
れぞれ表す状態変数ｘ(ｉ)、ｘ∧(ｉ)及びｘ"(ｉ)のう
ち、直接観測できるのはｘ(ｉ)のみであるから、残りの
ｘ∧(ｉ)及びｘ"(ｉ)はカルマン・フィルタ等の状態推
定器を用いて推定することになる。本発明を実際のサー
ボ系に適用した場合の開ループ及び閉ループのボード線
図を図６に示す。この例では、サンプリング周波数は４
６８０Ｈｚ、演算時間遅れτは１００μｓである。３０
０Ｈｚの開ループ帯域幅で約３０度の位相マージンおよ
び−６ｄＢのゲイン・マージンが得られる。閉ループ曲
線は、ナイキスト周波数（＝２３４０Ｈｚ）よりも高い
帯域において高周波ゲインが大幅に減衰していることを
示している。このように、数１に基づく制御対象を最適
制御するようにディジタル制御系を設計すると、高周波
領域における機械共振によるピークが十分に減衰され且
つカットオフ周波数ｆｃからナイキスト周波数ｆＮまで
のロスを補償した系が得られる。
【００２３】設計手法としては、上述の状態フィードバ
ック法以外にも、数４及び数５から伝達関数を求め、古
典的手法で系を安定化させるなどの方法も可能である。
何れにしても、設計したディジタル制御系はマイクロプ
ロセッサで実現するのが好ましいが、マイクロプロセッ
サでの制御アルゴリズムを従来のまま（数１において１
／(ｓ + ａ) を含まない形）にしておいて、ＬＰＦの挿
入によるロスを、別に設けたディジタル・フィルタで補
償することも可能である。その例を図７に示す。
ック法以外にも、数４及び数５から伝達関数を求め、古
典的手法で系を安定化させるなどの方法も可能である。
何れにしても、設計したディジタル制御系はマイクロプ
ロセッサで実現するのが好ましいが、マイクロプロセッ
サでの制御アルゴリズムを従来のまま（数１において１
／(ｓ + ａ) を含まない形）にしておいて、ＬＰＦの挿
入によるロスを、別に設けたディジタル・フィルタで補
償することも可能である。その例を図７に示す。
【００２４】図７において、マイクロプロセッサ１６と
ＤＡＣ１８の間に接続されているディジタル・フィルタ
２２は、図３に示したようなロスを補償するように設計
する。ＬＰＦ２０を一次フィルタとすると、そのカット
オフ周波数ｆｃからナイキスト周波数ｆＮにかけての−
６ｄＢ／ｏｃｔの減衰を補償するためには、ディジタル
・フィルタ２２にそれと逆の特性、すなわちｆｃからｆ
Ｎにかけて＋６ｄＢ／ｏｃｔの割合で増加する周波数特
性を持たせればよい。その伝達関数をディジタル制御に
適したｚ変換の形で表すと次のようになる。
ＤＡＣ１８の間に接続されているディジタル・フィルタ
２２は、図３に示したようなロスを補償するように設計
する。ＬＰＦ２０を一次フィルタとすると、そのカット
オフ周波数ｆｃからナイキスト周波数ｆＮにかけての−
６ｄＢ／ｏｃｔの減衰を補償するためには、ディジタル
・フィルタ２２にそれと逆の特性、すなわちｆｃからｆ
Ｎにかけて＋６ｄＢ／ｏｃｔの割合で増加する周波数特
性を持たせればよい。その伝達関数をディジタル制御に
適したｚ変換の形で表すと次のようになる。
【数１９】ｆ(ｚ) = １ + ａｚ−１
【００２５】以上、本発明の良好な実施例について説明
してきたが、本発明はこれに限られるものではなく、様
々な変形が可能である。例えば、ディジタル制御の設計
がやや複雑になるが、ＬＰＦ２０を二次以上の高次フィ
ルタにしてもよい。高周波領域におけるピークの減衰を
より大きくしたければ、本発明を従来のノッチ・フィル
タと併用すればよい。そうすれば、ヘッド・サスペンシ
ョンの共振モード管理に更に余裕がとれる。ノッチ・フ
ィルタを併用する場合は、ＤＡＣ１８とＬＰＦ２０の間
に接続するのが望ましい。ただ、ＬＰＦだけにすると、
実際問題として高々コンデンサ１個の追加で済むので、
併用しなければコスト的に有利となる。
してきたが、本発明はこれに限られるものではなく、様
々な変形が可能である。例えば、ディジタル制御の設計
がやや複雑になるが、ＬＰＦ２０を二次以上の高次フィ
ルタにしてもよい。高周波領域におけるピークの減衰を
より大きくしたければ、本発明を従来のノッチ・フィル
タと併用すればよい。そうすれば、ヘッド・サスペンシ
ョンの共振モード管理に更に余裕がとれる。ノッチ・フ
ィルタを併用する場合は、ＤＡＣ１８とＬＰＦ２０の間
に接続するのが望ましい。ただ、ＬＰＦだけにすると、
実際問題として高々コンデンサ１個の追加で済むので、
併用しなければコスト的に有利となる。
【００２６】
【発明の効果】本発明によれば、従来の機械共振対策に
比べて共振モードの管理に余裕をとることができ、また
ＬＰＦはコンデンサ１個で構成することができるので、
ノッチ・フィルタに比べてコスト面でも有利である。
比べて共振モードの管理に余裕をとることができ、また
ＬＰＦはコンデンサ１個で構成することができるので、
ノッチ・フィルタに比べてコスト面でも有利である。
【図１】本発明の良好な実施例を示すブロック図。
【図２】ナイキスト周波数ｆＮよりも高い高周波領域に
機械共振によるピークが生じている周波数特性の一例を
示すグラフ。
機械共振によるピークが生じている周波数特性の一例を
示すグラフ。
【図３】カットオフ周波数がｆｃの低域通過フィルタ
（ＬＰＦ）を挿入しただけの周波数特性を示すグラフ。
（ＬＰＦ）を挿入しただけの周波数特性を示すグラフ。
【図４】ＬＰＦの挿入による低周波領域のロスをディジ
タル的に補償した後の周波数特性を示すグラフ。
タル的に補償した後の周波数特性を示すグラフ。
【図５】演算時間遅れτがある場合のディジタル・アナ
ログ変換器出力を示すグラフ。
ログ変換器出力を示すグラフ。
【図６】本発明を実際に適用した場合のアクチュエータ
制御系の周波数応答の例を示すグラフ。
制御系の周波数応答の例を示すグラフ。
【図７】本発明の他の実施例を示すブロック図。
１０ アクチュエータ １２ パワー・アンプ（ＰＡ） １４ アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ） １６ マイクロプロセッサ １８ ディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ） ２０ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ） ２２ 補償用ディジタル・フィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小野 裕幸 神奈川県藤沢市桐原町１番地 日本ア イ・ビー・エム株式会社 藤沢事業所内 (56)参考文献 特開 昭62−109272（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−67779（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−124683（ＪＰ，Ａ)
Claims (6)
- 【請求項１】 磁気ディスク装置のディジタル・アクチュ
エータ制御装置であって、ヘッド・サスペンション及びモータを有する アクチュエ
ータと、 前記アクチュエータを駆動するパワー・アンプと、 前記アクチュエータからのヘッド位置信号をディジタル
信号に変換するアナログ・ディジタル変換器と、 前記ディジタル信号を受け取って、ヘッドの位置を制御
するための、前記アクチュエータへのディジタル制御信
号を発生するディジタル制御手段と、 前記ディジタル制御信号をアナログ信号に変換するディ
ジタル・アナログ変換器と、 前記ディジタル・アナログ変換器と前記パワー・アンプ
の間に接続され、前記アクチュエータの機械共振による
ピークを減衰させるための低域通過フィルタとを具備
し、 前記ディジタル制御手段は、前記低域通過フィルタの挿
入によるロスのうち、所定の周波数より低い周波数のロ
スをディジタル的に補償する手段を含む、 ディジタル・アクチュエータ制御装置。 - 【請求項２】 前記低域通過フィルタのカットオフ周波数
は、ナイキスト周波数よりも高い周波数領域におけるピ
ークを十分に減衰させるように設定される、請求項１に
記載のディジタル・アクチュエータ制御装置。 - 【請求項３】 前記低域通過フィルタは一次フィルタであ
り、前記カットオフ周波数が前記ナイキスト周波数の１
／５乃至１／２０に設定されている、請求項２に記載の
ディジタル・アクチュエータ制御装置。 - 【請求項４】 前記低域通過フィルタは二次以上の高次フ
ィルタである、請求項２に記載のディジタル・アクチュ
エータ制御装置。 - 【請求項５】 前記ディジタル制御手段は、前記ナイキス
ト周波数よりも低い周波数領域におけるロスを補償す
る、請求項２乃至４のうちの１つに記載のディジタル・
アクチュエータ制御装置。 - 【請求項６】 前記ディジタル制御手段は前記低域通過フ
ィルタとは逆の特性を持ったディジタル・フィルタであ
る、請求項５に記載のディジタル・アクチュエータ制御
装置。
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|---|---|---|---|
| JP03333788A JP3087255B2 (ja) | 1991-12-18 | 1991-12-18 | 低域通過フィルタを用いたディジタル・アクチュエータ制御装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05166312A JPH05166312A (ja) | 1993-07-02 |
| JP3087255B2 true JP3087255B2 (ja) | 2000-09-11 |
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ID=18269967
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| JP03333788A Expired - Fee Related JP3087255B2 (ja) | 1991-12-18 | 1991-12-18 | 低域通過フィルタを用いたディジタル・アクチュエータ制御装置 |
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| JP (1) | JP3087255B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1088428C (zh) * | 1999-04-14 | 2002-07-31 | 南亚塑胶工业股份有限公司 | 厚度为20－60μm隐形可书写胶带加工原膜制品的制作方法 |
| CN1133535C (zh) * | 1999-07-28 | 2004-01-07 | 南亚塑胶工业股份有限公司 | 聚丙烯珠光合成纸的改良制法 |
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-
1991
- 1991-12-18 JP JP03333788A patent/JP3087255B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05166312A (ja) | 1993-07-02 |
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