JP2986905B2 - Control device for charging generator - Google Patents

Control device for charging generator

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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は車載の充電発電機に内蔵された、充電発電機
の制御装置に関する。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial Application Field] The present invention relates to a charging generator control device built in a vehicle-mounted charging generator.
〔従来の技術〕[Conventional technology]
従来の装置は、特開昭62−171419号記載のように、外
部制御装置のインピーダンスを検出して信号線の外れ及
び断線を検知し、異常時には補助電圧検出に切換えると
いうフエイルセイフ機構を有していた。
As described in Japanese Patent Application Laid-Open No. Sho 62-171419, the conventional device has a fail-safe mechanism that detects the impedance of an external control device to detect disconnection and disconnection of a signal line, and switches to auxiliary voltage detection when an abnormality occurs. Was.
〔発明が解決しようとする課題〕[Problems to be solved by the invention]
上記従来技術では、外部制御信号線のインピーダンス
を検出することによつて検知できる。信号線の外れや断
線等以外の故障については配慮されていないので、信号
線のアース面や電源線への短絡、アース面の電位変動、
外部制御装置の作動不良によるデユーテイー制御信号の
異常(‘H'または‘L'レベルへの固定)等の故障発生時
には、充電発電機の制御が正常に行われず、発電不良や
過大電圧の発電といつた不具合が発生する可能性がある
という問題があつた。ここで、上記アース面の電位変動
について補足する。車両等で車体をアース面として使用
するシステムでは、アース面に流れる回路電流によつて
アース面の電位が変動する。特に第9図に示すように、
ブラケツトとエンジンとをボルトで締め付けることによ
つて、アース端子がアース面へ結合される充電発電機に
おいては、発電機自体が出力する回路電流によつて、ブ
ラケツト(アース端子)の電位が変動する。従つて、外
部制御信号によつて出力電流の制御を行つている時に、
充電発電機のアース結合抵抗がボルトのゆるみ等で大き
くなつた場合には、正帰環または負帰環が掛かり、充電
発電機の出力制御が不安定になつたり、発散または減衰
したりという可能性がある。
In the above conventional technique, the detection can be performed by detecting the impedance of the external control signal line. No consideration is given to failures other than disconnection or disconnection of the signal line, so short-circuiting of the signal line to the ground plane or power supply line,
In the event of a failure such as an abnormality in the duty control signal (fixed to 'H' or 'L' level) due to a malfunction of the external control device, the control of the charging generator is not performed normally, resulting in poor power generation or excessive voltage generation. There was a problem that a trouble could occur. Here, the potential fluctuation of the ground plane will be supplemented. In a system using a vehicle body as a ground plane in a vehicle or the like, the potential of the ground plane fluctuates due to a circuit current flowing through the ground plane. In particular, as shown in FIG.
In a charging generator in which the ground terminal is coupled to the ground surface by bolting the bracket and the engine, the potential of the bracket (ground terminal) fluctuates due to the circuit current output by the generator itself. . Therefore, when the output current is controlled by the external control signal,
If the earth connection resistance of the charging generator is increased due to loosening of the bolts, etc., a positive or negative loop is applied, and the output control of the charging generator may become unstable, diverging or attenuating. There is.
本発明の目的は上記のような外部制御信号入力の不具
合による充電発電機の誤作動を防止することにある。
An object of the present invention is to prevent a malfunction of a charging generator due to the above-described problem of input of an external control signal.
〔課題を解決するための手段〕[Means for solving the problem]
上記目的を達成するために外部制御信号が所定の時間
変化を有しない信号である場合には、外部制御信号に応
じた界磁電流の制御を行わないようにする手段を設けた
ものである。
In order to achieve the above-mentioned object, when the external control signal is a signal having no predetermined time change, a means for preventing the field current from being controlled according to the external control signal is provided.
〔作用〕[Action]
外部制御信号に応じた制御を行わないようにする手段
は、外部制御信号の故障を時間変化によつて検知するよ
うに作動するため、信号線のアース面や電源線への短
絡、アース電位の変動による信号線の故障等による外部
制御の誤作動を防止することができる。
The means for preventing the control according to the external control signal operates so as to detect the failure of the external control signal by a change with time. The malfunction of the external control due to the failure of the signal line due to the fluctuation can be prevented.
〔実施例〕〔Example〕
以下、本発明の一実施例を第1図により説明する。第
1図は充電発電機1の内部結線及び入出力結線を表すシ
ステム結線図である。第1図中の充電発電機1は機関に
よりベルトを介して駆動され、バツテリ2や他の電気負
荷(図示せず)に電力を供給する。5は充電発電機1の
外部制御装置であり、機関の制御装置等に組込まれる。
4はイグニシヨン・キースイツチである。充電発電機1
の内部には、電機子巻線11,三相全波整流器12,界磁巻線
13、及び電圧調整装置14があり、外部制御信号入力端子
(C端子)に所定の外部制御信号が入力されない場合に
は、界磁電流制御装置14によつて界磁巻線13に流れる界
磁電流を、IG端子に入力される電圧(バツテリ2の電
圧)に応じて制御し、出力端子B(正側)、E(負側)
から所定電圧の直流電力を出力する。では、界磁電流制
御装置14について更に詳しく説明する。界磁電流制御装
置14は、フライホイールダイオード141,出力スイツチ
(ここではIGBT)142,トランスフアーゲート143,144、
電圧制御回路145,電源回路150及び本発明の特徴となる
外部制御信号判定回路146によつて構成されている。次
に界磁電流制御装置14の作動を説明する。まずイグニシ
ヨン・キー・スイツチ4が閉じられると、電源回路150
が作動し、界磁電流制御装置14の内部電源が起動する。
これにより、電圧調整回路14の内部の各回路、素子が作
動可能となる。(尚、電源回路150はツエナーダイオー
ド,抵抗,トランジスタ等により構成され、IG端子の電
圧を入力として、一定に制御された電圧(例えば8V)を
出力する回路である。電源回路150が作動して、外部制
御信号入力端子(C端子)に所定の周波数をもつ信号が
入力されていない時には、外部制御信号判定回路146の
出力線148は‘H'レベルになり、トランスフアーゲート1
43がオンして、144はオフする。従つて、界磁電流をオ
ン/オフする出力スイツチ142は、電圧制御回路145の出
力(147)に応じてオン/オフする。電圧制御回路145は
第2図に示す様にコンパレータ145e、抵抗145a,b,c、及
びツエナーダイオード145dで構成される。以上の構成に
より、電圧制御回路145はIG端子の電圧を抵抗145a,bで
分圧した値と、ツエナーダイオード145dで得られる電圧
値をコンパレータ145eで比較して、IG端子の電圧が所定
値より大きい場合は、出力147に‘L'レベルを、逆に、
所定値より小さい場合は、‘H'レベルを出力する。例え
ば、抵抗145aと145bの分圧比を1/2、ツエナーダイオー
ド145dのツエナー電圧を7.2Vとすると、IG端子の電圧が
14.4Vより大きい時出力147は‘L'レベル、14.4Vより小
さい時は‘H'レベルになる。つまり出力スイツチ142
は、出力線147が‘H'レベルの時オンして、界磁電流を
増やし、逆に、‘L'レベルの時はオフして界磁電流を減
らす様作動するので、IG端子の電圧は一定値14.4Vに制
御されることになる。
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a system connection diagram showing the internal connection and the input / output connection of the charging generator 1. The charging generator 1 in FIG. 1 is driven by an engine via a belt, and supplies power to the battery 2 and other electric loads (not shown). Reference numeral 5 denotes an external control device of the charging generator 1, which is incorporated in a control device of an engine or the like.
Reference numeral 4 denotes an ignition key switch. Charging generator 1
Inside, armature winding 11, three-phase full-wave rectifier 12, field winding
13, when there is no predetermined external control signal input to the external control signal input terminal (C terminal), a field current flowing through the field winding 13 by the field current control device 14. The current is controlled according to the voltage (voltage of battery 2) input to the IG terminal, and output terminals B (positive side) and E (negative side)
Outputs a DC power of a predetermined voltage. Now, the field current control device 14 will be described in more detail. The field current control device 14 includes a flywheel diode 141, an output switch (here, an IGBT) 142, transfer gates 143, 144,
It comprises a voltage control circuit 145, a power supply circuit 150, and an external control signal determination circuit 146 which is a feature of the present invention. Next, the operation of the field current control device 14 will be described. First, when the ignition key switch 4 is closed, the power supply circuit 150 is turned off.
Operates, and the internal power supply of the field current control device 14 is activated.
Thereby, each circuit and element inside the voltage adjustment circuit 14 can be operated. (Note that the power supply circuit 150 is configured by a Zener diode, a resistor, a transistor, and the like, and is a circuit that receives a voltage of the IG terminal as an input and outputs a voltage (for example, 8 V) that is controlled to be constant. When a signal having a predetermined frequency is not input to the external control signal input terminal (C terminal), the output line 148 of the external control signal determination circuit 146 goes to “H” level and the transfer gate 1
43 turns on and 144 turns off. Accordingly, the output switch 142 for turning on / off the field current turns on / off according to the output (147) of the voltage control circuit 145. The voltage control circuit 145 includes a comparator 145e, resistors 145a, b, c, and a Zener diode 145d as shown in FIG. With the above-described configuration, the voltage control circuit 145 compares the value obtained by dividing the voltage of the IG terminal with the resistors 145a and 145b with the voltage value obtained by the Zener diode 145d by the comparator 145e. If it is larger, set the output 147 to 'L' level,
If the value is smaller than the predetermined value, an “H” level is output. For example, if the voltage dividing ratio of the resistors 145a and 145b is 1/2 and the Zener voltage of the Zener diode 145d is 7.2V, the voltage of the IG terminal becomes
When the voltage is larger than 14.4V, the output 147 becomes "L" level, and when smaller than 14.4V, it becomes "H" level. That is, the output switch 142
Turns on when the output line 147 is at the 'H' level and increases the field current, and conversely, turns off when the output line 147 is at the 'L' level and reduces the field current. It will be controlled to a constant value of 14.4V.
次に、C端子に外部から所定の周波数の制御信号が入
力された時の作動について説明する。C端子に所定の周
波数をもつ信号が入力されると、外部制御信号判定回路
146の出力148は‘L'レベルになり、トランスフアーゲー
ト143がオフし、144がオンする。従つて、出力スイツチ
142は、C端子の入力信号に応じてオン/オフする。つ
まり、C端子に所定の周波数をもつ外部制御信号が入力
されると、界磁電流制御装置14は、充電発電機1の出力
電圧(ここではIG端子電圧)を一定に制御する機能を停
止して、その外部制御信号に応じて、界磁電流をオン/
オフするスイツチとして機能する。次に、外部制御信号
判定回路146の内部回路の構成例を、第3図と第4図の
2通り説明する。第3図は、外部制御信号判定回路146
の内部結線を示す。146aは周波数/電圧変換器(F/V変
換器)であり、例えば1シヨツトマルチバイブレータと
平滑回路等で構成されていて、入力信号の周波数に応じ
た電圧を出力する。146dはコンパレータであり、146bは
抵抗、146cはツエナーダイオードである。また、151は
電源回路150の出力へ接続される。このような構成で、
外部制御信号判定回路146は、C端子信号の周波数が所
定の値より高い時には、出力148を‘L'レベルに、ま
た、所定の値より低い時には、‘H'レベルにする。例え
ば、F/V変換器の出力電圧をC端子(入力)信号の周波
数が100Hzの時に3Vとなる様にして、また、ツエナーダ
イオード146cのツエナー電圧を3Vにした場合、出力148
は、C端子信号の周波数が100Hzより高い時‘L'レベル
に、100Hzより低い時‘H'レベルになる。では、次に外
部制御信号判定回路146の他の内部回路例について第4
図により説明する。第4図は外部制御信号判定回路146
の内部結線を表す回路図であり、146aは第3図の146aと
同様のF/V変換器、146e,146h,146iは抵抗、146fはツエ
ナーダイオード、146j,146kはコンパレータ、そして、1
46lはORゲートである。第4図に示す、外部制御信号判
定回路146では、F/V変換器146aの出力電圧の比較をコン
パレータ2個(146j,146k)とORゲート146lを用いたウ
インドコンパレータによつて行つている為、その出力線
148は、C端子信号の周波数がある所定範囲内(例えば1
00Hz〜200Hz)の時‘L'レベルになり、所定範囲外(100
Hz以下、または200Hz以上)の時‘L'レベルになる。
Next, an operation when a control signal of a predetermined frequency is externally input to the C terminal will be described. When a signal having a predetermined frequency is input to the C terminal, an external control signal determination circuit
The output 148 of 146 becomes “L” level, the transfer gate 143 turns off, and 144 turns on. Therefore, the output switch
142 turns on / off according to the input signal of the C terminal. That is, when an external control signal having a predetermined frequency is input to the C terminal, the field current control device 14 stops the function of controlling the output voltage (here, the IG terminal voltage) of the charging generator 1 to be constant. To turn on / off the field current in response to the external control signal.
Functions as a switch to turn off. Next, two examples of the configuration of the internal circuit of the external control signal determination circuit 146 will be described with reference to FIGS. FIG. 3 shows an external control signal determination circuit 146.
Shows the internal connection. Reference numeral 146a denotes a frequency / voltage converter (F / V converter), which includes, for example, a one-shot multivibrator and a smoothing circuit, and outputs a voltage corresponding to the frequency of the input signal. 146d is a comparator, 146b is a resistor, and 146c is a Zener diode. 151 is connected to the output of the power supply circuit 150. With such a configuration,
The external control signal determination circuit 146 sets the output 148 to an “L” level when the frequency of the C terminal signal is higher than a predetermined value, and to an “H” level when the frequency is lower than the predetermined value. For example, when the output voltage of the F / V converter is set to 3 V when the frequency of the C terminal (input) signal is 100 Hz, and when the zener voltage of the zener diode 146c is set to 3 V, the output 148 is set.
Becomes "L" level when the frequency of the C terminal signal is higher than 100 Hz, and becomes "H" level when the frequency is lower than 100 Hz. Next, another example of the internal circuit of the external control signal determination circuit 146 will be described.
This will be described with reference to the drawings. FIG. 4 shows an external control signal determination circuit 146.
146a is an F / V converter similar to 146a in FIG. 3, 146e, 146h, 146i are resistors, 146f is a Zener diode, 146j and 146k are comparators, and 1
46l is an OR gate. In the external control signal determination circuit 146 shown in FIG. 4, the output voltage of the F / V converter 146a is compared by two comparators (146j, 146k) and a window comparator using an OR gate 146l. , Its output line
148 is the frequency of the C terminal signal within a certain range (for example, 1
00Hz to 200Hz), it becomes 'L' level and out of the specified range (100
(Less than 200 Hz or less).
本実施例では、充電発電機1の界磁電流制御装置14
に、外部制御信号判定回路146を設けることにより、所
定の周波数を持つ外部制御信号(C端子信号)のみを正
常な信号と判定し、その場合は外部制御信号に応じて界
磁電流を制御するがそれ以外の信号では、界磁電流の制
御を、外部制御信号に係わらず、界磁電流制御装置14の
内部にある電圧制御回路145で行うようにした為、外部
制御信号に故障(信号線の断線、電源ラインまたは、ア
ースへの短絡等)が発生した場合や、電気負荷のオン/
オフ等によつてアース面に流れる回路電流が変化してア
ース電位の変動が生じた場合発電電圧の異常な上昇や発
電の停止等の不具合が起こることがなく、所定の電圧の
発電を継続することができる。また、特に、外部制御信
号判定回路146を第4図に示すような回路で構成して、
外部制御信号の有効範囲の上下限を設定した場合におい
ては、発電電圧のリツプル等の比較的高い周波数成分を
持つノイズによる誤作動も合わせて回避することが可能
になる。尚、本実施例では、外部制御信号の判定を周波
数の高さにより行つているが、信号の周期を検出して判
定する方法にすることも可能である。この場合、第3図
及び第4図に示したF/V変換器146aを周期−電圧変換器
に変更すればよい。
In the present embodiment, the field current control device 14 of the charging generator 1
By providing an external control signal determination circuit 146, only an external control signal (C terminal signal) having a predetermined frequency is determined as a normal signal, and in that case, the field current is controlled according to the external control signal. However, in the other signals, the field current is controlled by the voltage control circuit 145 inside the field current control device 14 regardless of the external control signal. Disconnection, short-circuit to the power supply line or ground, etc.)
When the circuit current flowing to the ground plane changes due to turning off and the like, and the ground potential fluctuates, the power generation of the predetermined voltage is continued without any trouble such as abnormal rise of the generated voltage or stop of the power generation. be able to. In particular, the external control signal determination circuit 146 is constituted by a circuit as shown in FIG.
When the upper and lower limits of the effective range of the external control signal are set, malfunctions due to noise having relatively high frequency components, such as ripples in the generated voltage, can also be avoided. In the present embodiment, the determination of the external control signal is performed based on the height of the frequency. However, it is possible to adopt a method of detecting and determining the period of the signal. In this case, the F / V converter 146a shown in FIGS. 3 and 4 may be changed to a period-voltage converter.
次に本発明の他の実施例を第5図及び第6図により説
明する。第5図は、第1図における界磁電流制御装置14
の他の内部回路例を表す、結線図である。第5図の界磁
電流制御装置14は第5図の端子B,F,IG,C及びEを、第1
図の同記号の端子と接続して、第1図の界磁電流制御装
置14と置き換えることが出来る。第5図中、141は第1
図と同様のフライホイールダイオード、142aは第1図の
142と同じ働きをするパワースイツチである。(ここで
はバイポーラトランジスタ)、149aはANDゲート、149k,
149lはORゲート、149lはコンパレータ、149c,149dはア
ナログスイツチ、149s,149u,149qはインバータゲート、
149m,149n,149o,149pはDタイプフリツプフロツプ(DF
F)、149fはツエナーダイオード、149rはコンデンサ、1
49vは定電流源、そして、149i,149j,149e,149g,149h,14
9sは抵抗である。また、コンパレータ149b、アナログス
イツチ149c,149dや各ゲート、及びDFFの電源ラインは正
側がIG端子、負側がE端子にそれぞれ接続してある(図
示せず)。
Next, another embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 5 shows the field current control device 14 shown in FIG.
FIG. 13 is a connection diagram illustrating another example of an internal circuit. The field current control device 14 shown in FIG. 5 connects the terminals B, F, IG, C and E shown in FIG.
By connecting to the terminal of the same symbol in the figure, the field current control device 14 in FIG. 1 can be replaced. In FIG. 5, 141 is the first
A flywheel diode 142a similar to that shown in FIG.
This is a power switch that works the same as the 142. (Here, bipolar transistor), 149a is an AND gate, 149k,
149l is an OR gate, 149l is a comparator, 149c and 149d are analog switches, 149s, 149u and 149q are inverter gates,
149m, 149n, 149o, 149p are D type flip flops (DF
F), 149f is a Zener diode, 149r is a capacitor, 1
49v is a constant current source, and 149i, 149j, 149e, 149g, 149h, 14
9s is the resistance. The power supply lines of the comparator 149b, the analog switches 149c and 149d, the respective gates, and the DFF are connected to the IG terminal on the positive side and to the E terminal on the negative side (not shown).
以上の構成要素から成る、第5図の界磁電流制御装置
14の作動を以下説明する。界磁電流制御装置14では界磁
電流の制御を出力スイツチ142aをオンまたはオフするこ
とによつて行うが出力スイツチ142aはANDゲート149aの
出力によつて駆動される。そして、ANDゲート149aの出
力は、コンパレータ149bとORゲート149kの出力によつて
決定される。このコンパレータ149bの出力は後述するよ
うにIG端子の電圧と、電圧制御の基準電圧に応じて決定
され、一方のORゲート149kの出力はC端子の入力に応じ
て決定される。つまり、電圧制御を行う、コンパレータ
149bの出力と、C端子に入力される外部制御信号に応じ
て出力値が決定されるORゲート149kの出力との論理積に
よりパワースイツチ142aが駆動される。このコンパレー
タ149bの反転入力にはIG端子の電圧を抵抗149i及び149j
で分圧した値が入力され、また、非反転入力には、C端
子にデユーテイー信号が入力されていない時は、後述す
るようにORゲート149lの出力が‘H'レベルになるので、
アナログスイツチ149dがオン、149cがオフしてツエナー
ダイオード149fのツエナー電圧を抵抗149g,149hで分圧
した値が入力され、また、C端子にデユーテイー信号が
入力されている時は、ORゲート149lの出力が‘L'レベル
になるので、アナログスイツチ149cがオン、149dがオフ
してツエナーダイオード149fのツエナー電圧が入力され
る。尚、ここではデユーテイー信号とは、‘H'/‘L'レ
ベルを周期的に繰返す信号を意味するものとしている。
従つて、例えば抵抗149iと149jの分圧比を1/2、抵抗149
jと149hの分圧比R149h/(R149h+R149g)を7/8、そし
て、ツエナーダイオード149fのツエナー電圧を8Vとする
と、C端子にデユーテイー信号が入力されていない場
合、コンパレータ149bの非反転入力電圧は7Vとなるの
で、IG端子電圧が14Vより大きい時は、コンパレータ149
hの出力が‘L'レベル、14Vより小さい時は‘H'レベルに
なる。また、同条件で、C端子にデユーテイー信号が入
力されている場合は、IG端子が16Vより大きい時にコン
パレータ149hの出力が‘L'レベル、16Vより小さい時は
‘H'レベルになる。つまり、コンパレータ149bは、C端
子にデユーテイー信号が入力されない時は、IG端子を14
V一定にする様に出力レベルを変化させ、また、C端子
にデユーテイー信号が入力されている時には、IG端子を
16V一定になる様に出力レベルを変化させ、つまりC端
子信号により非反転入力に入力される電圧基準値を切替
えて、電圧制御信号を出力する様作動する。一方、ORゲ
ート149kは、C端子入力信号に応じて出力レベルが決定
されるが、C端子にデユーテイー信号が入力されていな
い時は、後述するようにORゲート149lが‘H'レベルにな
るので、ORゲート149kは‘H'レベルになり、C端子にデ
ユーテイー信号が入力されている時には、ORゲート149l
が‘L'レベルになるので、ORゲート149kはC端子入力信
号をそのまま出力する。次に、ORゲート149lの出力を決
定するC端子入力信号とそれに応じた各部(第5図の一
点鎖線で囲んだ回路)の作動について説明する。C端子
入力信号の時間変化は、DFF(149m,149n,149o,149p)に
よつて検出されるが、それらのDFFのクロツクパルス入
力(CP)には全て共通のクロツクパルスが供給される。
そのクロツクパルスはインバータゲート149t,149u、抵
抗149s及びコンデンサ149rから成る発振回路で発生す
る。この構成で、C端子が‘H'レベル一定の場合は、イ
ンバータゲート149qの出力が‘L'レベルであるため、ま
ずDFF149nの出力Qは、クロツクパルスが‘H'レベルに
なつた時‘H'レベルに、次にクロツクパルスが‘L'レベ
ルになつた時DFF149mの出力Qが‘H'レベルになり、同
時にORゲート149lは‘H'レベルになる。ここで、DFF149
n,149pはクロツクパルスが‘H'レベルの時、DFF149m,14
9oはクロツクパルスが‘L'レベルの時出力Qが変化する
フリツプフロツプである。また、C端子が‘L'レベル一
定の時は、インバータゲート149qの出力が‘H'レベルで
あるため、DFF149p及び149oの出力Qが、クロツクパル
スに応じて‘H'レベルに変化し、DFF149oの出力Qが
‘H'レベルになるとORゲート149lの出力が‘H'レベルに
なる。また、C端子がオープン状態の場合は、定電流源
149vによりC端子は‘L'レベルに維持されるので、上述
のC端子が‘L'レベル一定の時と同様、ORゲート149lの
出力は‘H'レベルになる。次に、C端子にクロツクパル
スの半周期より短い周期を持つデユーテイー信号が入力
された場合には、C端子が‘H'レベルの時、DFF149o,14
9pのリセツト入力(R)が‘H'レベルになり、両方のDF
Fの出力Qが‘L'レベルにリセツトされ、また、‘L'レ
ベルの時、インバータゲート149qが‘H'レベルになるの
で、DFF149m,149nのリセツト入力(R)が‘H'レベルに
なり両方のDFFの出力が‘L'レベルにリセツトされるの
で、C端子が‘H'レベルの状態かDFF149n,149mによつ
て、ORゲート149lの入力に‘H'レベルとして伝えられ
ず、また、‘L'レベルの状態がDFF149P,149oによつてOR
ゲート149lの他方の入力に‘H'レベルとして伝えられる
こともないので、ORゲート149lの出力は‘L'レベルの維
持されることになる。第5図に示す界磁電流制御装置14
は以上のように作動するので、第1図に示す充電発電機
1としての出力特性は第6図に表すようになる。第6図
は、横軸に充電発電機1の出力電流、縦軸に出力電圧を
取り、充電発電機1の負荷特性を表した特性図である。
第6図中aは第5図のC端子にデユーテイー信号が入力
されない場合、すなわち、界磁電流の制御を第5図の界
磁電流制御装置14の内部の電圧制御回路単独で行つた時
の負荷特性を示している。尚、C端子にデユーテイー信
号が入力されない時は、電圧基準値は14Vに設定されて
いる。第6図中b及びcは、C端子にテユーテイー信号
が入力されている時の負荷特性を示している。特性bは
C端子信号のデユーテイーがほぼ100%(例えば99%)
の時(デユーテイー=‘H'レベルの時間/デユーテイー
信号の1周期)であり、特性cはデユーテイーが50%の
時の特性を表している。尚、C端子にデユーテイー信号
が入力されている時は電圧制御の基準値は16Vに設定さ
れている。特性b及びcが示す様に、C端子にデユーテ
イー信号が入力されている時には、制御電圧基準値が16
Vに切替えられ、さらにデユーテイーに応じて最大出力
電流が制限(例えば出力電圧14Vの時の最大出力電流
は、デユーテイーが100%に近い時は約80A、デユーテイ
ーが50%の時は約40A)されている。充電発電機1の負
荷特性がa,b及びcで表される場合、例えば、第6図中
dで示されている特性をもつ負荷が充電発電機1の出力
に接続された時には特性aでは、点t(出力電圧=14
V)、特性bでは点s(出力電圧=16V)、特性cでは点
u(出力電圧=12.7V)でそれぞれ出力電圧及び出力電
流が決まる。このようにC端子にデユーテイー信号を入
力することにより界磁電流の外部制御を行うと充電発電
機1の出力電圧を零(例えばデユーテイー=1%の時)
から16Vまで連続的に可変することが可能である。
The field current control device of FIG. 5 comprising the above components
The operation of 14 will be described below. The field current control device 14 controls the field current by turning on or off the output switch 142a. The output switch 142a is driven by the output of the AND gate 149a. The output of the AND gate 149a is determined by the output of the comparator 149b and the output of the OR gate 149k. The output of the comparator 149b is determined according to the voltage of the IG terminal and a reference voltage for voltage control as described later, and the output of one OR gate 149k is determined according to the input of the C terminal. In other words, a comparator that performs voltage control
The power switch 142a is driven by the logical product of the output of 149b and the output of the OR gate 149k whose output value is determined according to the external control signal input to the C terminal. The inverting input of this comparator 149b is connected to the voltage of the IG terminal by resistors 149i and 149j.
When the duty signal is not input to the C terminal of the non-inverting input, the output of the OR gate 149l becomes the "H" level as described later.
When the analog switch 149d is turned on, 149c is turned off and a value obtained by dividing the Zener voltage of the Zener diode 149f by the resistors 149g and 149h is input, and when the duty signal is input to the C terminal, the OR gate 149l is turned on. Since the output becomes the “L” level, the analog switch 149c is turned on and the analog switch 149d is turned off, and the zener voltage of the zener diode 149f is input. Here, the duty signal means a signal which periodically repeats the 'H' / 'L' level.
Therefore, for example, the voltage dividing ratio of the resistors 149i and 149j is 1/2,
Assuming that the voltage dividing ratio R149h / (R149h + R149g) between j and 149h is 7/8 and the Zener voltage of the Zener diode 149f is 8V, the non-inverting input voltage of the comparator 149b is 7V when no duty signal is input to the C terminal. When the IG terminal voltage is higher than 14V, the comparator 149
When the output of h is 'L' level, when it is smaller than 14V, it becomes 'H' level. Further, under the same conditions, when the duty signal is input to the C terminal, the output of the comparator 149h becomes the “L” level when the IG terminal is higher than 16V, and becomes the “H” level when the output is lower than 16V. That is, when the duty signal is not input to the C terminal, the comparator 149b connects the IG terminal to the 14th terminal.
The output level is changed so as to keep V constant, and when a duty signal is input to the C terminal, the IG terminal is
The output level is changed so as to be constant at 16 V, that is, the voltage reference value input to the non-inverting input is switched by the C terminal signal, and the voltage control signal is output. On the other hand, the output level of the OR gate 149k is determined in accordance with the C terminal input signal. However, when the duty signal is not input to the C terminal, the OR gate 149l becomes the “H” level as described later. , The OR gate 149k goes to the “H” level, and when the duty signal is input to the C terminal, the OR gate 149k
Becomes the “L” level, and the OR gate 149k outputs the C terminal input signal as it is. Next, the C terminal input signal that determines the output of the OR gate 149l and the operation of each unit (the circuit surrounded by the dashed line in FIG. 5) according to the input signal will be described. The time change of the C terminal input signal is detected by DFFs (149m, 149n, 149o, 149p), and a common clock pulse is supplied to all the clock pulse inputs (CP) of the DFFs.
The clock pulse is generated by an oscillation circuit including inverter gates 149t and 149u, a resistor 149s, and a capacitor 149r. In this configuration, when the C terminal is kept at the “H” level, the output of the inverter gate 149q is at the “L” level, so that the output Q of the DFF 149n first becomes “H” when the clock pulse goes to the “H” level. When the clock pulse goes low, the output Q of DFF 149m goes high, and at the same time, the OR gate 149l goes high. Where DFF149
n, 149p is DFF149m, 14 when clock pulse is 'H' level
Reference numeral 9o denotes a flip-flop in which the output Q changes when the clock pulse is at the "L" level. Also, when the C terminal is kept at the 'L' level, the output of the inverter gate 149q is at the 'H' level, so that the output Q of the DFFs 149p and 149o changes to the 'H' level in response to the clock pulse, When the output Q goes high, the output of the OR gate 149l goes high. When the C terminal is open, the constant current source
Since the C terminal is maintained at the “L” level by 149v, the output of the OR gate 149l becomes the “H” level as in the case where the C terminal is kept at the “L” level. Next, when a duty signal having a cycle shorter than a half cycle of the clock pulse is input to the C terminal, when the C terminal is at the “H” level, DFF149o, 14
9p reset input (R) becomes 'H' level, and both DF
The output Q of F is reset to "L" level, and when the output Q is at "L" level, the reset input (R) of the DFFs 149m and 149n becomes "H" level because the inverter gate 149q is at "H" level. Since the outputs of both DFFs are reset to the "L" level, the C terminal is at the "H" level or the DFFs 149n and 149m do not transmit the "H" level to the input of the OR gate 149l. 'L' level status is ORed by DFF149P, 149o
Since it is not transmitted to the other input of the gate 149l as the “H” level, the output of the OR gate 149l is maintained at the “L” level. The field current control device 14 shown in FIG.
Operates as described above, so that the output characteristics of the charging generator 1 shown in FIG. 1 are as shown in FIG. FIG. 6 is a characteristic diagram showing the load characteristics of the charging generator 1, with the horizontal axis representing the output current of the charging generator 1 and the vertical axis representing the output voltage.
In FIG. 6, a represents the case where the duty signal is not input to the terminal C of FIG. 5, that is, the case where the control of the field current is performed by the voltage control circuit alone in the field current control device 14 of FIG. 4 shows load characteristics. Note that when no duty signal is input to the C terminal, the voltage reference value is set to 14V. In FIG. 6, b and c show the load characteristics when the utility signal is input to the C terminal. The characteristic b shows that the duty of the C terminal signal is almost 100% (for example, 99%).
(Duty = “H” level time / one cycle of the duty signal), and the characteristic c represents the characteristic when the duty is 50%. When a duty signal is input to the C terminal, the reference value of the voltage control is set to 16V. As shown by the characteristics b and c, when the duty signal is input to the C terminal, the control voltage reference value becomes 16
It is switched to V, and the maximum output current is further limited according to the duty (for example, the maximum output current at an output voltage of 14 V is about 80 A when the duty is close to 100% and about 40 A when the duty is 50%) ing. When the load characteristics of the charging generator 1 are represented by a, b, and c, for example, when a load having the characteristic shown by d in FIG. , Point t (output voltage = 14
V), the characteristic b determines the output voltage and the output current at the point s (output voltage = 16 V), and the characteristic c determines the output voltage and the output current at the point u (output voltage = 12.7 V). When the field signal is externally controlled by inputting the duty signal to the C terminal in this manner, the output voltage of the charging generator 1 becomes zero (for example, when duty = 1%).
It is possible to change continuously from to 16V.
本実施例においては、界磁電流制御装置14の外部制御
信号入力端子(C端子)の入力信号の入力値の継続状態
を検出して、電圧制御回路の基準電圧を切換えるので、
信号線の電源ラインまたはアースへの短絡,断線等の故
障が発生した場合でも充電発電機1の出力電圧を外部制
御信号線の故障による影響を受けずに安定に制御するこ
とができる。
In this embodiment, since the continuation state of the input value of the input signal of the external control signal input terminal (C terminal) of the field current control device 14 is detected and the reference voltage of the voltage control circuit is switched,
Even if a failure such as a short circuit or a disconnection of the signal line to the power supply line or the ground occurs, the output voltage of the charging generator 1 can be stably controlled without being affected by the failure of the external control signal line.
次に、本発明の他の実施例を第7図、及び第8図によ
り説明する。第7図は、界磁電流制御装置14の内部回路
を表し、第8図は、第7図に示した界磁電流制御装置14
の内部回路の作動波形を表している。第7図に示す界磁
電流制御装置14は、第1図の界磁電流制御装置14に置き
換えて作動する。第7図中、141はフライホイールダイ
オード、142aは出力スイツチ、14aはANDゲート、14bは
コンパレータ、14gはインバータゲート、14dはツエナー
ダイオード、14c,14e,1fは抵抗であり、14hは抵抗14h1
とコンデンサ14h2から成るハイパスフイルターである。
以上の構成要素から成る界磁電流制御装置14は、外部制
御信号入力端子(C端子)にデユーテイー信号が入力さ
れない時は、電圧制御回路によりIG端子の電圧を所定値
に調節する様に、出力スイツチ142aをオン/オフして界
磁電流を制御し、C端子に所定の周波数以上(ハイパス
フイルターのカツトオフ周波数より充分高い周波数)の
デユーテイー信号が入力された時は、出力スイツチ142a
を、電圧制御回路と外部制御信号に応じた値との論理積
によつてオン/オフ制御する。第7図では、電圧制御回
路はコンパレータ14b、抵抗14e、14f,14c、ツエナーダ
イオード14dで構成されている。第8図はコンパレータ1
4b、C端子入力信号、インバータゲート14g入力及び出
力、ANDゲート14aの作動を示すタイミングチヤートであ
る。第8図に示す様に、本実施例においては、C端子入
力信号がデユーテイー信号で、且つ‘H'レベルの時は、
ANDゲート14aの出力を‘L'レベルにし(出力スイツチを
オフし)、‘L'レベルの時は、ANDゲート14aの出力には
影響を与えない。またC端子入力信号が所定の周波数を
もつデユーテイー信号でない場合は、C端子入力信号
は、‘H'レベルであつても、ANDゲート14aの出力に影響
を与えなくなる(第8図の時間t1以降)。つまり、C端
子入力信号が所定の周波数以上のデユーテイー信号であ
つて、‘H'レベルの割合が大きくなると、充電発電機の
界磁電流が減少し、出力電圧が低くなる。一方、C端子
入力信号が、‘H'または‘L'レベルに固定されるか、端
子がオープン状態の時には、IG端子電圧が所定値になる
様に界磁電流の制御が行われる。以上のように第7図の
界磁電流制御装置14が作動するので、C端子信号線の故
障(電源ラインまたはアース面への短絡等)が発生した
場合でも、充電発電機の出力電圧は所定値に制御され
る。本実施例においては前述の2実施例と異なり、外部
制御信号の時間変化の検出及び判定は行わず、所定周波
数以下のデユーテイー信号を除去する手段によつて、信
号線の故障による界磁制御装置14の誤作動を防止してい
るので、誤作動防止の為に設けた回路を簡略化すること
ができている。ただし、本実施例においては、外部制御
信号によつて、界磁電流の制御方法や制御変数を切換え
ることはできない。従つて、外部制御信号は、電圧制御
に従属した界磁電流の制御を行うことしかできない。
尚、第7図に示した界磁電流制御装置14では、電圧制御
出力(コンパレータ14bの出力)とC端子入力に応じた
出力(インバータゲート14gの出力)との論理積によつ
て出力スイツチ142aを駆動しているが、論理和によつて
出力スイツチ142aを駆動するようにすれば、界磁電流の
大きさを電圧制御出力により調節される値より大きくす
ることが可能になるので、充電発電機の出力電圧を、C
端子にデユーテイー信号を入力することにより、高くす
ることができる。また、第7図の実施例では、C端子信
号の入力回路としてローパスフイルター14hを用いた
が、バンドパスフイルターを用いることもできる。バン
ドパスフイルターを用いた場合には、高い周波数成分の
ノイズに対するノイズ除去を行うことができる。また、
全ての実施例において、電圧制御を、コンパレータを用
いたオン/オフ制御としているが、一定周波数が所定の
範囲内の可変周波数のPWM制御を行う方式を採用するこ
ともできる。この場合、外部制御信号の周期とPWM制御
の周期を分離して、界電磁流のスイツチングによるノイ
ズによる誤作動を低減することができる。
Next, another embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 7 and 8. FIG. FIG. 7 shows an internal circuit of the field current control device 14, and FIG. 8 shows the field current control device 14 shown in FIG.
5 shows the operation waveform of the internal circuit of FIG. The field current controller 14 shown in FIG. 7 operates in place of the field current controller 14 shown in FIG. In FIG. 7, 141 is a flywheel diode, 142a is an output switch, 14a is an AND gate, 14b is a comparator, 14g is an inverter gate, 14d is a Zener diode, 14c, 14e, and 1f are resistors, and 14h is a resistor 14h1.
And a high-pass filter consisting of a capacitor 14h2.
The field current control device 14 including the above components outputs an output signal such that the voltage of the IG terminal is adjusted to a predetermined value by the voltage control circuit when the duty signal is not input to the external control signal input terminal (C terminal). The switch 142a is turned on / off to control the field current, and when a duty signal of a predetermined frequency or higher (frequency sufficiently higher than the cut-off frequency of the high-pass filter) is input to the C terminal, the output switch 142a
Is turned on / off by a logical product of a voltage control circuit and a value corresponding to an external control signal. In FIG. 7, the voltage control circuit includes a comparator 14b, resistors 14e, 14f, 14c, and a Zener diode 14d. Figure 8 shows the comparator 1
4b, a timing chart showing the operation of the C terminal input signal, the input and output of the inverter gate 14g, and the operation of the AND gate 14a. As shown in FIG. 8, in this embodiment, when the C terminal input signal is a duty signal and is at the “H” level,
The output of the AND gate 14a is set to the "L" level (the output switch is turned off). When the output is at the "L" level, the output of the AND gate 14a is not affected. If the C terminal input signal is not a duty signal having a predetermined frequency, the C terminal input signal does not affect the output of the AND gate 14a even if it is at the “H” level (time t 1 in FIG. 8). Or later). In other words, when the C terminal input signal is a duty signal of a predetermined frequency or higher and the ratio of the "H" level increases, the field current of the charging generator decreases, and the output voltage decreases. On the other hand, when the C terminal input signal is fixed at the “H” or “L” level or when the terminal is in the open state, the field current is controlled so that the IG terminal voltage becomes a predetermined value. As described above, the field current control device 14 shown in FIG. 7 operates, so that even if a failure occurs in the C terminal signal line (such as a short circuit to the power supply line or the ground plane), the output voltage of the charging generator remains at a predetermined level. Controlled by value. In the present embodiment, unlike the above-described two embodiments, the detection and determination of the time change of the external control signal is not performed, and the means for removing the duty signal of a predetermined frequency or less is used to control the field control device 14 due to the failure of the signal line. Since the malfunction is prevented, the circuit provided for preventing the malfunction can be simplified. However, in this embodiment, the control method of the field current and the control variables cannot be switched by the external control signal. Therefore, the external control signal can only control the field current depending on the voltage control.
Incidentally, in the field current control device 14 shown in FIG. 7, the output switch 142a is obtained by the logical product of the voltage control output (the output of the comparator 14b) and the output corresponding to the C terminal input (the output of the inverter gate 14g). However, if the output switch 142a is driven by a logical sum, the magnitude of the field current can be made larger than the value adjusted by the voltage control output. Output voltage of the machine
It can be raised by inputting a duty signal to the terminal. Further, in the embodiment of FIG. 7, the low-pass filter 14h is used as the input circuit for the C terminal signal, but a band-pass filter may be used. When a bandpass filter is used, noise removal for high frequency component noise can be performed. Also,
In all the embodiments, the voltage control is on / off control using a comparator. However, a method of performing PWM control of a variable frequency in which a constant frequency is within a predetermined range may be adopted. In this case, the cycle of the external control signal and the cycle of the PWM control are separated from each other, so that malfunction due to noise due to switching of the field electromagnetic current can be reduced.
外部信号としては以下のものがある。 The external signals include the following.
エアコン負荷時発電カツト制御 加速時発電カツト制御 始動時発電カツト制御 燃料カツトリカバー時発電カツト制御 減速時充電制御 定常時発電カツト制御 エンジン回転数低下時発電カツト制御 の場合、エアコンデイシヨナが稼働するとエンジン
にコンプレツサが接続され、その分エンジンの負荷が増
加する。そこで、界磁巻線へ流す界磁電流を一時的に所
定の低電流状態に制御し発電量を低減して、エンジンに
対する発電機負荷を低減する。
Power generation cut control when air conditioner is loaded Power generation cut control when accelerating Power generation cut control when starting Fuel cut control when fuel cut cover Charging control when decelerating Constant power generation cut control A compressor is connected to the engine, and the load on the engine increases accordingly. Therefore, the field current flowing through the field winding is temporarily controlled to a predetermined low current state to reduce the amount of power generation and reduce the generator load on the engine.
の場合、車両が加速状態になるとエンジンに対する
負荷がその分増大する。そこで、の場合と同様にして
一時的に発電量を低減して、エンジンに対する発電機負
荷を低減する。
In this case, when the vehicle is accelerated, the load on the engine increases accordingly. Therefore, the power generation amount is temporarily reduced in the same manner as in the above case, and the generator load on the engine is reduced.
の場合、エンジンの始動時に発電機を稼働すると発
電機がエンジンの負荷となつてエンジンがスムースに始
動できない可能性があるので、エンジンの始動状態の
間、発電機の界磁巻線への通電を停止してスタータの駆
動力をエンジンに効果的に与えて、スムースにエンジン
が始動できる様にする。
In the case of, when the generator is started when the engine is started, the generator may become a load on the engine and the engine may not start smoothly. To effectively apply the driving force of the starter to the engine so that the engine can be started smoothly.
の場合、エンジンに燃料を供給するインジエクタ
が、機関の運転情報により燃料カツト状態から、燃料供
給再開に移る時、この時はエンジンとしては多くのトル
クを走行の為に必要としている訳であるから、このトル
クを低減する負荷となる発電機を一時的に低負荷状態と
する必要がある。
In this case, when the injector that supplies fuel to the engine shifts from the fuel cut state to the resumption of fuel supply according to the operation information of the engine, at this time, the engine needs a lot of torque for traveling. Therefore, it is necessary to temporarily set the generator serving as a load for reducing the torque to a low load state.
この時も〜同様界磁巻線電流を低軽して目的を達
成する。
At this time as well, the object is achieved by reducing the field winding current.
の場合、エンジンが減速運転時には、エンジンの負
荷を大きくして減速が早期に達成できる様にすると共
に、減速時のエンジンの惰性回転エネルギーを回収して
有効利用することが好ましい。このため、発電機の界磁
巻線電流を所定の大電流状態とし、エンジンに対する発
電機負荷を増大させると共に、この時の発電出力でバツ
テリを急速充電することによつてエンジンの余分なエネ
ルギーを回収する。
In this case, when the engine is decelerated, it is preferable that the load on the engine is increased so that the deceleration can be achieved early, and the inertial rotational energy of the engine during the deceleration is recovered and effectively used. For this reason, the field winding current of the generator is set to a predetermined large current state, the generator load on the engine is increased, and extra energy of the engine is obtained by rapidly charging the battery with the generated output. to recover.
の場合、車両が定常走行になり、バツテリの充電が
十分な状態の時、もはや発電機を運転する必要がないの
で、この場合も界磁電流を所定の低電流状態が制御して
エンジンの負荷を軽減し、燃料の供給量をその分少なく
てすむようにする。
In this case, when the vehicle is in a steady running state and the battery is sufficiently charged, it is no longer necessary to operate the generator.In this case, too, the field current is controlled by the predetermined low current state to control the engine load. And reduce the amount of fuel supply.
の場合、エンジン回転数が、所定の低回転数に低下
した場合、エンジンストールを起こさないように、エン
ジンの負荷を軽減する必要がある。この為、〜及び
同様、発電機の界磁巻線に流れる電流を所定の低電流
状態にしてエンジンに対する発電機負荷を一時的に低減
する。
In this case, when the engine speed drops to a predetermined low speed, it is necessary to reduce the load on the engine so as not to cause engine stall. Therefore, the current flowing through the field winding of the generator is set to a predetermined low current state, and the generator load on the engine is temporarily reduced.
以上の制御は、〜を各々単独に行なうこともでき
るし、2つ以上の条件を組合わせて制御条件を決定する
こともできる。
The above control can be performed independently of each other, or the control condition can be determined by combining two or more conditions.
この場合の外部制御信号は、所定の周波数を持つたパ
ルス信号として与えることができ、このパルス信号のON
デユーテイーを100%〜0%の間で〜運転条件に応
じて、またそれらの組合せに応じて設定し、デユーテイ
ーを任意に変化させてトランスフアーゲートを制御する
ことができる。
In this case, the external control signal can be given as a pulse signal having a predetermined frequency.
The duty ratio is set between 100% and 0%, depending on the operating conditions, and the combination thereof, and the duty ratio can be arbitrarily changed to control the transfer gate.
尚、このデユーテイー信号が100%デユーテイー状態
若しくは0%デユーテイー状態が継続している為に所定
期間、状態変化がないのか、あるいは信号ラインに異常
が生じた為なのかの判別がつかないという問題が考えら
れる。
It should be noted that there is a problem that it is difficult to determine whether the state signal has not changed for a predetermined period or an abnormality has occurred in the signal line because the duty signal continues to be in the 100% duty state or the 0% duty state. Conceivable.
この為、このデユーテイー信号の最大値を例えば、99
%デユーテイー、最少値を例えば1%デユーテイーとし
ておけば、少なくともデユーテイー信号の一周期中には
必ずパルス信号の状態変化が生じるので上記の様な問題
は解消できる。
Therefore, the maximum value of this duty signal is set to, for example, 99
If the% duty and the minimum value are set to, for example, 1% duty, the above-mentioned problem can be solved since the state change of the pulse signal always occurs at least during one cycle of the duty signal.
また、デユーテイー信号の振幅はこの実施例ではアー
ス電位を基準にして約2Vに設定しているが、前述の如く
ボルトのゆるみ等でアース電位が上昇すると、デユーテ
イー信号の振幅が、見掛け上小さくなり、デユーテイー
信号検出用のスレツシヨルドレベル以下となる。この場
合、デユーテイー信号は所定の周期内に状態変化が生じ
ているにもかかわらず、その点が検出できない為に、所
定期間内に状態の変化が生じないと判定する。かくし
て、所定のデユーテイーで状態変化している場合でも、
この様な異常時には、正確に異常と判定できる。
In this embodiment, the amplitude of the duty signal is set to about 2 V with respect to the ground potential.However, if the ground potential rises due to loosening of the volts as described above, the amplitude of the duty signal becomes apparently small. , Below the threshold level for detecting the duty signal. In this case, even though the state of the duty signal has changed within a predetermined period, the point cannot be detected. Therefore, it is determined that the state does not change within the predetermined period. Thus, even if the state is changing at the predetermined duty,
In the case of such an abnormality, it can be determined that the abnormality is accurate.
次に、本発明をインテリジエント型ICレギユレータに
適用した場合の例を以下図に従い説明する。
Next, an example in which the present invention is applied to an intelligent IC regulator will be described with reference to the drawings.
自動車用の発電機には、第10図に示す如く、直流電流
としてのバツテリと、このバツテリを電源とする直流負
荷あるいは発電機の交流出力を直接電源として用いる交
流負荷等々、種々の負荷が接続されている。当然バツテ
リ自身も発電機1の負荷の一つである。
As shown in Fig. 10, various loads such as a battery as a DC current and a DC load using the battery as a power source or an AC load using the AC output of the generator as a direct power source are connected to the generator for the vehicle. Have been. Naturally, the battery itself is one of the loads of the generator 1.
発電機1は自動車のエンジンにより駆動され、三相交
流電流が出力される。この交流電流は整流器12によつて
整流されバツテリに供給される。バツテリにはスイツチ
群を介して直流負荷群が複数個接続されている。負荷と
してはカーエアコン,照明装置,音響機器,燃料制御様
電磁装置,デイフオガー等である。
The generator 1 is driven by the engine of the automobile and outputs a three-phase alternating current. This alternating current is rectified by the rectifier 12 and supplied to the battery. A plurality of DC load groups are connected to the battery via a switch group. The loads include a car air conditioner, a lighting device, an audio device, a fuel control electromagnetic device, and a diff logger.
また発電機の交流出力を直接電源とする負荷が接続さ
れた場合もある。例えば窓についた氷を急速に解氷する
クイッククリアガラスシステム等がある。
In some cases, a load that uses the AC output of the generator as a direct power source is connected. For example, there is a quick clear glass system for rapidly melting ice on a window.
発電機1は界磁巻線13を有し、この界磁巻線に流れる
電流を制御することによつてバッテリ6の電圧を所定値
に維持するのに十分な発電機の出力電圧(電流)が得ら
れるように発電機を制御する。
The generator 1 has a field winding 13, and the output voltage (current) of the generator is sufficient to maintain the voltage of the battery 6 at a predetermined value by controlling the current flowing through the field winding. The generator is controlled so that is obtained.
尚、2aはフライホイールダイオードである。 2a is a flywheel diode.
以下界磁巻線電流の制御について説明する。 Hereinafter, the control of the field winding current will be described.
バッテリの電圧を電圧検出回路130によつて検出す
る。検出電圧に応じた信号VBdはバッテリ設定電圧(14.
6±0.25V)VBCと比較され、その偏差を偏差増幅器120で
増幅して電圧偏差信号εを出力する。
The voltage of the battery is detected by the voltage detection circuit 130. The signal VBd corresponding to the detection voltage is the battery setting voltage (14.
6 is compared with ± 0.25V) V BC, and outputs a voltage deviation signal epsilon 2 amplifies the deviation in the deviation amplifier 120.
電圧−電流指令値変換回路110は電圧偏差信号ε
応じて、バッテリ電圧を設定電圧に維持するに必要な界
磁電流(目標界磁電流)に対応した電流指令値If1を出
力する。
Voltage - current command value conversion circuit 110 in accordance with the voltage deviation signal epsilon 2, and outputs a current command value I f1 corresponding to the field current (target field current) needed to maintain a set voltage of the battery voltage.
切換回路170は、後述する初期励磁回路140からの電流
指令値If2、負荷応答制御回路からの電流指令値If3、温
度検出回路160からの電流指令値If4のどの電流指令値を
目標電流指令値If0として出力するかを選択し切換る。
Switching circuit 170, the current command value I f2 from the initial excitation circuit 140 to be described later, the load current command value from the response control circuit I f3, target current command value I f4 current command value of the throat from the temperature detection circuit 160 current Select whether to output as command value If0 and switch.
偏差増幅回路100は目標電流指令値If0と後述する界磁
電流検出回路90からの実電流値信号Iffとを比較してそ
の偏差を増幅し、最終電流指令値としての電流偏差信号
εを出力する。
Deviation amplifier circuit 100 compares the actual current value signal I ff from the field current detection circuit 90 to be described later target current command value I f0 amplifies the deviation, a current deviation signal as a final current command value epsilon 1 Is output.
電流供給回路70は例えばPWM(Pulse Width Modulatio
n)制御回路とこの出力でチヨツパ駆動される例えばFET
(電界効果トランジスタ)とから成り、電流偏差信号ε
に応じたデユーテイーで界磁巻線電流iCHをチヨツパ
制御する。
The current supply circuit 70 is, for example, a PWM (Pulse Width Modulatio).
n) a control circuit and a chopper-driven eg FET driven by this output
(Field effect transistor), and the current deviation signal ε
The field winding current iCH is chopper-controlled by the duty corresponding to 1 .
電流検出回路90は界磁巻線回路に直列に接続された電
流検出抵抗8の端子電圧からそこに流れる電流を検出
し、検出電流に応じて定電流信号Iffを出力する。
The current detection circuit 90 detects the current flowing therethrough from the terminal voltage of the current detection resistor 8 connected in series with the field winding circuit, and outputs a constant current signal Iff according to the detected current.
界磁電流の電流源は、整流器3で整流された直流電流
と、バツテリからの直流電流の2種類あり、通常運転時
は整流器12の出力電流によつて自己励磁される。
There are two types of field current sources, a DC current rectified by the rectifier 3 and a DC current from the battery, and are self-excited by the output current of the rectifier 12 during normal operation.
エンジンのスタート時のように発電機の回転数NGが低
い時は十分な発電電流が得られないのでこの時はバツテ
リから電流が供給される。
When the number of revolutions NG of the generator is low, such as when the engine is started, a sufficient generated current cannot be obtained, and at this time, the current is supplied from the battery.
初期励磁回路140は、このようなエンジンの回転数が
所定値NGOより低く発電機の駆動トルクがエンジンに負
担となる様な運転状態の時、第4図に示す如く界磁電流
を必要最少値にする為に現在の電流指令値IfmをIfLにセ
ツトする機能を有する。
Initial excitation circuit 140, when such a speed is the predetermined value N GO such operating conditions as the driving torque of lower than the generator load on the engine of the engine, must minimize as field current shown in FIG. 4 the current of the current command value I fm to a value having a function of excisional the I fL.
負荷応答回路150は負荷の投入をバツテリ電圧の急変
によつて検出し、エンジンの回転数がアイドル回転数の
ように低回転の時は、第12図に示すように電流指令値を
2〜3秒かけて目標電流指令値Ifaまで徐々に増加させ
るランプ状電流指令値If3を出力する。
The load response circuit 150 detects the load application by a sudden change in the battery voltage. When the engine speed is low, such as the idle speed, the load response circuit 150 changes the current command value to 2 to 3 as shown in FIG. A ramp-shaped current command value If3 that is gradually increased to the target current command value Ifa over a second is output.
温度検出回路160はチヨツパ用の半導体スイツチング
素子の温度を検出し、この温度が所定値Ta以上に高温に
なつた時は、第14図に示す如く電流指令値Ifmを温度に
応じて減少する指令値If4を出力する。
Temperature detection circuit 160 detects the temperature of the semiconductor switching-devices for Chiyotsupa, when the temperature has decreased to a high temperature above a predetermined value T a is reduced according to the temperature of the current command value I fm as shown in FIG. 14 Command value If4 to be output.
以上説明した実施例に基づいて発電量制御の基本的考
え方を説明する。
The basic concept of power generation control will be described based on the embodiment described above.
すなわち、界磁巻線電流指令値発生手段Aはバツテリ
電圧と所定の設定電圧との電圧偏差εに応じた信号I
f0と界磁電流信号発生手段Bからの信号Iffとに基づい
て界磁電流指令値εを発生し、この電流指令値ε
基づいて界磁巻線電流供給手段Cから界磁巻線に所定の
電流が供給される。
In other words, the field winding current command value generation means A signal I corresponding to the voltage deviation epsilon 2 of Batsuteri voltage and a predetermined set voltage
The field current command value epsilon 1 occurs on the basis of the signal I ff from f0 and the field current signal generation means B, field winding from a field winding current supply means C based on the current command value epsilon 1 A predetermined current is supplied to the line.
この様に構成されているので、バツテリに接続されて
いる負荷が投入されてバツテリ電圧が降下すると、それ
に見合つて電流指令値εが増大し、界磁巻線電流iCH
が増加する。その結果発電機の出力電圧(電流)が増加
してバツテリが所定電圧まで充電される。
Which is configured this way, when the load connected to the Batsuteri is Batsuteri voltage is turned drops, it commensurate connexion current command value epsilon 1 is increased, the field winding current iCH
Increase. As a result, the output voltage (current) of the generator increases and the battery is charged to a predetermined voltage.
この状態で、界磁巻線の温度が上昇して抵抗値が温度
の影響で大きくなつたとすると、界磁電流が流れなくな
つて不用意に電流が低下する。
In this state, if the temperature of the field winding rises and the resistance value increases due to the influence of the temperature, the field current stops flowing and the current decreases carelessly.
しかし、電流が低下しようとすると電流指令値が増大
して供給量を自動的に増大するから発電機の出力は界磁
巻線の抵抗値が増大しても変化することがなく、負荷
(バツテリも含む)の要求に応じた出力が維持できる。
However, when the current decreases, the current command value increases and the supply amount automatically increases. Therefore, the output of the generator does not change even if the resistance value of the field winding increases, and the load (battery) does not change. Output) can be maintained.
以下、第15図に示す具体的な回路図について説明す
る。各図面を通して同一符号は相当部分を示す。71は界
磁巻線13に流れる電流をスイツチング制御するパワート
ランジスタやFET等のスイツチング素子からなるチヨツ
パ、170は上記各制御回路へ電源電圧VCCを供給する定電
圧電源装置、180は直流負荷である。その他の構成は第1
0図と同様である。電圧−電流指令値変換回路110におい
て、R0,R1は分圧抵抗で、定電圧電源回路170の出力電源
電圧VCCを分圧してバツテリの充電々圧の設定値VBCを出
力する。R2,R3は入力分圧抵抗でバツテリ電圧VBをフイ
ードバツクする。A1は演算増幅器で、入力抵抗R4〜R6
びフイードバツク抵抗R7を有し、偏差増幅器を構成す
る。電流制御回路100において、A2は演算増幅器で、入
力抵抗R8,R9,R10及びフイードバツク抵抗R11を有し、11
0の電圧制御回路からの電流指令If1あるいは補助回路か
らの指令値If2,If3,If4のいずれか選択された指令値If0
と、界磁電流検出回路Iffとの偏差を演算する偏差増幅
器である。PWM制御回路70において、A3は演算増幅器で
入力抵抗R12,R13,R14と帰還コンデンサC1で積分器を構
成し、入力電圧に対して積分動作を行うとともに、入力
抵抗R13を介して入力される入力信号εと他の入力抵
抗R12を介して入力される電圧e0との加減算を行う。後
段のA4も演算増幅器で、前記積分器の出力eIを入力抵抗
R15を介して正端子へ入力するとともに、出力e0を帰還
抵抗R16を介して同様に正端子へフイードバツクして、
ヒステリシスをもつたコンパレータを構成する。このコ
ンパレータA4の動作レベルは電源電圧VCCを分圧抵抗
R17,R18で分圧し、入力抵抗R19を介して負端子へ与えら
れる。上記のような回路構成の積分器とコンパレータの
組合せで、コンパレータの出力e0を積分器の入力へフイ
ードバツクすると方形波を出力する自励発振器として動
作する。すなわち、入力電圧εに比例してデユーテイ
が変化するPWM制御回路として機能する。
Hereinafter, a specific circuit diagram shown in FIG. 15 will be described. The same reference numerals indicate corresponding parts throughout the drawings. 71 is a chopping circuit comprising switching elements such as power transistors and FETs for controlling the current flowing through the field winding 13; 170 is a constant voltage power supply for supplying the power supply voltage V CC to each of the above control circuits; 180 is a DC load is there. Other configurations are first
It is the same as FIG. In the voltage-current command value conversion circuit 110, R 0 and R 1 are voltage dividing resistors that divide the output power supply voltage V CC of the constant voltage power supply circuit 170 and output a set value V BC of the battery charging pressure. R 2, R 3 is fed back to Batsuteri voltage V B at the input dividing resistor. A 1 is an operational amplifier having an input resistor R 4 to R 6 and fed back resistor R 7, constitute a deviation amplifier. In the current control circuit 100, A 2 is an operational amplifier having an input resistor R 8, R 9, R 10 and fed back resistors R 11, 11
Command value from the current command I f1 or auxiliary circuits from the voltage control circuit of 0 I f2, I f3, command values selected one of I f4 I f0
And a field amplifier for calculating a deviation between the current and the field current detection circuit Iff . In the PWM control circuit 70, A 3 is an operational amplifier, constitutes an integrator with the input resistors R 12 , R 13 , R 14 and the feedback capacitor C 1 , performs an integration operation on the input voltage, and sets the input resistor R 13 addition and subtraction of the voltage e 0 inputted through the input signal epsilon 1 and another input resistor R 12 inputted through. Subsequent A 4 in an operational amplifier, an input resistor output e I of the integrator
It receives an input via the R 15 to the positive terminal, and fed back to the positive terminal similarly the output e 0 via a feedback resistor R 16,
Construct a comparator with hysteresis. Operating level of this comparator A 4 are dividing resistor power supply voltage V CC
The voltage is divided by R 17 and R 18 and applied to the negative terminal via the input resistor R 19 . A combination of the integrator and the comparator of the circuit configuration as described above, operates as a self-excited oscillator which outputs a square wave when fed back output e 0 of the comparator to the integrator input. That is, in proportion to the input voltage epsilon 1 functions as a PWM control circuit Deyutei changes.
次に71はチヨツパであり、スイツチング素子のパワー
トランジスタT1とドライバランジスタT2とフライホイル
ダイオードD1、パワートランジスタT1の電流検出用シヤ
ント抵抗8等でチヨツパ回路が構成され、界磁巻線2に
流れる電流ifを前記PWM制御回路の出力信号e0によりス
イツチング制御する。上記チヨツパ用素子としては他に
FET等のスイツチング素子であり、いずれの手段を用い
てもよい。
Then 71 is Chiyotsupa, power transistors T 1 and driver flange Star T 2 and flywheel diode D 1 of the switching-element, Chiyotsupa circuit is constituted by the current detecting shunt resistor 8 of the power transistors T 1 and the like, the field winding the current i f that flows through the 2 to switching-controlled by the output signal e 0 of the PWM control circuit. Other elements for the above-mentioned chopper
It is a switching element such as an FET, and any means may be used.
コンパレータA4とチヨツパ71との間にはトランスフア
ゲート143が設けられ、更にその出力側にはトランスフ
アーゲート144の出力端が接続されている。両トランス
フアゲートはF/V変換器146a、抵抗146b、ツエナーダイ
オード146c、コンパレータ146dから成る外部信号の状態
変化検出手段の出力で相互にON,OFF状態が切換わる様に
構成されている。従つてゲート143が開いているときは
ゲート144が閉じていてPWMからチヨツパへ制御信号が出
力される。逆にゲート144が開いている時はゲート143が
閉じていて、チヨツパは外部信号によつて制御される。
尚状態変化検出手段の動作は、第1図,第3図で説明し
た通りである。
Between the comparator A 4 and Chiyotsupa 71 transflector Agate 143 is provided and is further connected to the output terminal of the transformer fir gate 144 on its output side. Both transfer gates are configured so that the ON / OFF state is switched between each other by the output of the state change detecting means of the external signal including the F / V converter 146a, the resistor 146b, the Zener diode 146c, and the comparator 146d. Accordingly, when the gate 143 is open, the gate 144 is closed, and a control signal is output from the PWM to the chopper. Conversely, when the gate 144 is open, the gate 143 is closed, and the chopper is controlled by an external signal.
The operation of the state change detecting means is as described with reference to FIGS.
90は電流検出回路である。A5は演算増幅器で、入力抵
抗R20〜R22、帰還抵抗R23で構成される。91はアナログ
スイツチで92のバツフアを介して、70のPWM回路の出力e
0で駆動される。C2は出力電圧ホールド用コンデンサで
ある。
90 is a current detection circuit. A 5 represents an operational amplifier, an input resistor R 20 to R 22, composed of a feedback resistor R 23. Reference numeral 91 denotes an analog switch, which is an output e of 70 PWM circuits through 92 buffers.
Driven at 0 . C 2 is the output voltage hold capacitor.
次に、上記構成における各部の動作を説明する。先
ず、界磁電流検出回路90の動作を次に示す。第16図は電
流検出回路90の構成図であり、第17図に各部動作波形を
示す。上記電流検出回路による電流検出は、第17図のご
とく継続電流であるパワー素子の電流iCHを検出してい
る。
Next, the operation of each unit in the above configuration will be described. First, the operation of the field current detection circuit 90 will be described below. FIG. 16 is a configuration diagram of the current detection circuit 90, and FIG. 17 shows operation waveforms of each unit. Current detection by the current detection circuit detects the current i CH of the power element which is a continuation current as of FIG. 17.
すなわち、シヤント抵抗8でチヨツパ電流iCHを検出
して演算増幅器A5で増幅しVCH信号とする。
That is, amplified by the operational amplifier A 5 detects the Chiyotsupa current i CH in shunt resistor 8 and V CH signal.
チヨツパの検出信号VCHはアナログスイツチ91とホー
ルドコンデンサC2の回路によりサンプルホールドされ模
擬界磁電流信号Vffに変換される。
Detection signal V CH of Chiyotsupa is converted into a sample and hold by the circuit of analog switch 91 and the hold capacitor C 2 simulated field current signal V ff.
更に詳しく説明すると、PWM制御回路70の出力をPWM信
号e0に同期させてアナログスイツチ91をOFFし、チヨツ
パがOFF期間中のチヨツパ電流iCHはチヨツパOFFする直
前の電流値をホールドしてこの時の検出信号をVf5信号
とする。また、チヨツパがON期間中はアナログスイツチ
91をONしチヨツパ電流iCHは検出信号VCHをそのままVff
信号とする。なお、アナログスイツチ91のON,OFF動作は
上記したPWM制御信号e0によりバツフア92を介して行わ
れる。
In more detail, the output of the PWM control circuit 70 in synchronism with the PWM signal e 0 OFF the analog switch 91, Chiyotsupa current i CH in Chiyotsupa is OFF period this by holding the current value immediately before the Chiyotsupa OFF The detection signal at this time is a Vf5 signal. Also, while the switch is ON, the analog switch
91 ON the Chiyotsupa current i CH intact V ff detection signal V CH
Signal. Incidentally, ON the analog switch 91, the OFF operation is performed through the buffer 92 by the PWM control signal e 0 as described above.
上記の動作により第17図に示したごとく、チヨツパ電
流iCHから得られた模擬界磁電流検出電圧Vffの波形は継
続することなく、ほぼ界磁電流ifに近い動作波形とな
る。この結果、界磁電流検出回路の静特性は第18図のご
とく直線性の良い特性が得られるとともに、小さい界磁
電流から大きな界磁電流まで広い範囲に亘つて検出でき
る。また、絶縁形の検出器を必要としないので電流検出
器を安価に構成できる。
As shown in Figure 17 by the above operation, without the waveform of the simulated field current detection voltage V ff obtained from Chiyotsupa current i CH continued, the operation waveforms nearly field current i f. As a result, the static characteristics of the field current detection circuit have good linearity as shown in FIG. 18, and can detect a wide range from a small field current to a large field current. Further, since an insulated detector is not required, the current detector can be configured at low cost.
次に電流制御動作について説明する。第15図に戻つ
て、PWM制御回路7は、チヨツパ71をPWM制御するための
もので、増幅器A3,積分コンデンサC1,積分抵抗R12等で
構成される積分器と、増幅器A4の出力を抵抗器R16で正
帰還させてヒステリシスをもつた比較器とで構成され
る。そして、比較器A4の出力e0を積分入力抵抗R12へフ
イードバツクすることで、デユーテイー制御が可能なPW
M制御回路となる。上記PWM制御回路は、入力信号(電
圧)εに対して出力信号e0の通電デユーテイー(通流
率)を比例的に制御できる機能を有している。
Next, the current control operation will be described. Connexion back to Figure 15, the PWM control circuit 7 is for PWM controlling the Chiyotsupa 71, amplifier A 3, the integrating capacitor C 1, an integrator composed of an integrating resistor R 12, etc., of the amplifier A 4 the output positive feedback is caused by the resistor R 16 constituted by a comparator which has hysteresis. By feeding back the output e 0 of the comparator A 4 to the integral input resistance R 12 , the PW capable of the duty control is obtained.
It becomes an M control circuit. The PWM control circuit has a proportionally controllable function energization of the output signal e 0 Deyutei (conduction ratio) relative to the input signal (voltage) epsilon 1.
そして、PWMの入力信号εは、100の偏差増幅器より
与えられる。すなわち、偏差増幅器100では電圧制御回
路からの信号If0と前記した界磁電流検出信号Iffとの差
をゲイン倍(G=R11/R8=R10/R9)してPWM制御回路7
の入力信号εとして出力する。
Then, the input signal epsilon 1 of the PWM is given from 100 deviation amplifier. That is, the difference between the field current detected signal I ff that the signal I f0 from the voltage control circuit in deviation amplifier 100 gain-multiplied (G = R 11 / R 8 = R 10 / R 9) to the PWM control circuit 7
Is output as the input signal ε 1 .
したがつて、電流制御は、100の偏差増幅器、70のPWM
制御回路、90の界磁電流検出回路、71のチヨツパ回路、
13の界磁巻線等で構成される回路を用いて行われる。
Therefore, the current control is 100 deviation amplifiers, 70 PWM
Control circuit, 90 field current detection circuit, 71 chopper circuit,
This is performed using a circuit composed of 13 field windings and the like.
今、界磁電流指令If0が与えられると偏差増幅器100で
は電流のフイードバツク信号Iffとから得られる偏差信
号εを発生し、PWM信号回路70に与える。PWM制御回路
70では出力のPWM信号e0によりチヨツパ71を動作させて
界磁電流ifが指令値と一致するようにフイードバツク制
御を行う。
Now, a deviation signal epsilon 1 obtained from the fed back signal I ff of the field current command I f0 is given if the deviation amplifier 100 in the current occurs, giving the PWM signal circuit 70. PWM control circuit
The PWM signal e 0 of the output at 70 is operated Chiyotsupa 71 field current i f performs the fed back controlled so as to match the command value.
したがつて、第19図に示すように電流指令値If0を変
えることにより界磁電流を任意に設定できる。
Therefore, the field current can be arbitrarily set by changing the current command value If0 as shown in FIG.
尚、図に示すPWM回路は可変周波数のPWM回路として構
成されている。
The PWM circuit shown in the figure is configured as a variable frequency PWM circuit.
このようなPWM制御回路は、通流率を示すe0に応じ
て、e0が50%のところで、周波数が最大となり、その点
よりe0が大でも小でも周波数が小さくなる様に制御さ
れ、界磁電流の脈流率を一定の狭い範囲内に抑制するこ
とができる。
Such PWM control circuit in response to e 0 indicating the duty ratio, where e 0 is 50%, the frequency is maximized, e 0 from the point is controlled so as the frequency becomes smaller small even in a large In addition, the pulsating rate of the field current can be suppressed within a certain narrow range.
また、第20図に示すごとく、電流指令If0を急変させ
た場合でも界電電流ifは指令値に追従した動作となる。
第21図に示すように、従来の通流率制御の場合は発電機
の駆動トルクが界磁巻線抵抗の温度変化によつて、低温
時は大きくなり、高温時は小さくなる変化を示す特性と
なる。この結果、発電機の界磁巻線や、チヨツパの素子
の容量を冷温時に耐えるように設計しなければならずオ
ーバスペツクとなる問題があつたが、本実施例の電流制
御は第22図に示すごとく界磁巻線抵抗の冷温差があつて
も目標とする電流に制御可能なため、冷温差による影響
は現われない。また、電源電圧等の変化による電流の変
動等の影響も受けない。したがつて、オルタネータの界
磁巻線やチヨツパ等のスイツチング素子もオーバスペツ
クの設計は不要であり、パワーアツプが図れることにな
る。すなわち、通常状態における動作の最大値を低温時
の特性までアツプすれば、その分容量アツプとなり、オ
ルタネータとしては高出力化が図れる。そのアツプ率は
数10%にもなり、その効果が大である。
Further, as shown in FIG. 20, the field electric current i f even when is suddenly changed current command I f0 becomes operation follows the command value.
As shown in FIG. 21, in the case of the conventional duty ratio control, the characteristic that the driving torque of the generator increases at low temperatures and decreases at high temperatures due to the temperature change of the field winding resistance. Becomes As a result, there was a problem that the capacity of the field winding of the generator and the elements of the chopper had to be designed to withstand the cold temperature, and there was a problem of oversizing.However, the current control of this embodiment is shown in FIG. As described above, even if there is a difference in the temperature of the field winding resistance, the target current can be controlled, so that the influence of the difference in the temperature does not appear. Further, there is no influence of a change in current due to a change in power supply voltage or the like. Therefore, the switching element such as the field winding of the alternator or the jumper does not need to be designed in an overspec manner, and the power can be increased. That is, if the maximum value of the operation in the normal state is increased up to the characteristics at the time of low temperature, the capacity is increased by that amount, and the output of the alternator can be increased. The up rate is several tens of percent, and the effect is great.
上記した電流制御回路を用いた電圧制御回路の動作は
次の通りである。第15図に戻つて、電圧制御回路110で
は、実際のバツテリ電圧(発電機出力電圧)VBがバツテ
リ充電々圧値VBCと一致するようにフイードバツク制御
を行う。すなわち、偏差増幅器A1によりバツテリの設定
電圧VBCとバツテリ電圧VBの偏差信号If0(電流指令)を
出力し、電流制御回路100へ与える。そして、上記した
ごとく電流制御回路100の出力信号εが発生する。PWM
制御回路70は、前記出力信号εに応じてON,OFFのPWM
制御(パルス幅制御)パルス出力e0を発生させ、チヨツ
パ71を介して発電機1の界磁電流13に断続するパルス電
圧Vfを印加し、界磁電流ifを制御する。上記制御動作に
おいて、界磁電流ifを上記したごとくシヤント抵抗8に
より検出され電流検出回路90を介して電流制御回路100
へフイードバツクされ電流制御を行う。その結果、発電
機1の電気子巻線出力電圧が制御され三相整流器12を介
してバツテリを充電したり、負荷へ電流を供給する。そ
して、発電機1の出力電圧VBは電圧制御回路110へフイ
ードバツクされ、出力電圧がバツテリ設定電圧VBCと一
致するようにフイードバツク制御される。
The operation of the voltage control circuit using the above-described current control circuit is as follows. Connexion back to Figure 15, the voltage control circuit 110 performs fed back control so that the actual Batsuteri voltage (generator output voltage) V B matches the Batsuteri charging s pressure value V BC. That is, outputs a deviation signal I f0 (current command) set voltage V BC of Batsuteri by the deviation amplifier A 1 and Batsuteri voltage V B, giving to the current control circuit 100. The output signal epsilon 1 of the current control circuit 100 as described above occurs. PWM
The control circuit 70, ON in response to the output signal epsilon 1, PWM of OFF
Control is generated (pulse width control) pulse output e 0, the pulse voltage V f intermittently to the field current 13 of the generator 1 is applied through the Chiyotsupa 71, controls the field current i f. In the above control operation, the field current if is detected by the shunt resistor 8 as described above, and the current control circuit 100
It is fed back to control the current. As a result, the output voltage of the armature winding of the generator 1 is controlled to charge the battery via the three-phase rectifier 12 or supply current to the load. Then, the output voltage V B of the generator 1 is fed back to the voltage control circuit 110, the output voltage is so fed back controlled so as to match the Batsuteri set voltage V BC.
次に第11図に基づき本実施例の周辺の技術を説明す
る。
Next, the peripheral technology of this embodiment will be described with reference to FIG.
1.クロツク回路 この回路は1MHzの基本クロツク及びそれを分周したク
ロツク信号を発生する。
1. Clock circuit This circuit generates a basic clock of 1 MHz and a clock signal obtained by dividing the basic clock.
CL1は1MHzの基本クロツクでチヤージ・ポンプ回路を
駆動し、FET1のゲートに高電圧をチヤージする。
CL 1 drives the charge pump circuit with a 1 MHz basic clock and charges a high voltage to the gate of FET 1.
CL2〜CL10はCL1を分周したクロツク信号で各タイマー
回路のクロツク信号を供給する。
CL 2 -CL 10 supplies a clock signal of the timer circuit in clock signal obtained by dividing the CL 1.
2.回転検出判別回路 この回路は発電機の回転数を検出し、回路動作を切換
える為の回転数信号を出力する。
2. Rotation detection discrimination circuit This circuit detects the rotation speed of the generator and outputs a rotation speed signal for switching the circuit operation.
回路数の検出はP端子(電機子巻線の一相)の周波数
が、 (但し、Nは発電機の回転数(r.p.m);qは発電機の極
数;2は全波整流時の定数)で表されるので、この周波数
とクロツクパルスCL9,CL10とを周波数比較すること
によつて行なわれる。
The number of circuits is detected by the frequency of the P terminal (one phase of the armature winding)
P is (Where N is the number of revolutions of the generator (rpm); q is the number of poles of the generator; 2 is a constant during full-wave rectification).
This is performed by comparing the frequency of P with the clock pulses CL 9 and CL 10 .
N1出力は発電機が50r.p.m以上の時「1」となり未満
の時「0」となる。
The N1 output is “1” when the generator is 50 rpm or more, and is “0” when the generator is less than 50 rpm.
N2出力は発電機が1000r.p.m以上の時「1」となり未
満の時「0」となる。
The N2 output is "1" when the generator is 1000 rpm or more, and is "0" when the generator is less than 1000 rpm.
N3出力は発電機が2500r.p.m以上の時「1」となり未
満の時「0」となる。
The N3 output is “1” when the generator is at 2500 rpm or more, and is “0” when the generator is less than 2500 rpm.
3.発電停止警報回路 この回路の役目は界磁巻線、電機子巻線が断線した
り、FET1がオープン破壊した時に、バツテリがチヤージ
されず、最終的にエンストしてしまうのを防止する為、
発電を停止している時(エンジンが回転していない時も
含む)に、チヤージ・ランプを点灯して報知する。
3.Generation stop alarm circuit This circuit is used to prevent the battery from being charged and eventually stalling when the field winding and armature winding are disconnected or the FET1 is broken open. ,
When power generation is stopped (including when the engine is not running), a charge lamp is turned on to notify the user.
その動作は発電機が1000r.p.m未満の時チヤージ・ラ
ンプを点灯する。1000r.p.mに達するとチヤージ・ラン
プを消灯する。エンジン回転数が再び下がつて500r.p.m
以下になると再びチヤージ・ランプを点灯する。
Its operation turns on the charge lamp when the generator is below 1000 rpm. When reaching 1000r.pm, the charge lamp is turned off. Engine speed drops again to 500r.pm
The charge lamp is turned on again when the following occurs.
エンジンのアイドル回転数を700r.p.m,クランク・プ
ーリと発電機のプーリのプーリ比を2とすると、アイド
ル時の発電機回転数は1400r.p.mである。ゆえに、発電
機が正常な場合には、チヤージ・ランプが消灯する。
Assuming that the engine idle speed is 700 rpm and the pulley ratio between the crank pulley and the generator pulley is 2, the generator speed at idle is 1400 rpm. Therefore, when the generator is normal, the charge lamp is turned off.
尚、発電していない時には回転数が0であり、チヤー
ジ・ランプを点灯する。
When power is not being generated, the number of revolutions is 0, and the charge lamp is turned on.
重要な点はN1とN2との間でヒステリシスを持たせたと
ころにある。これはクランキング時等にランプが点滅す
ることがなく運転者に不安感を与えないという効果があ
る(第28図,第29図参照)。
The important point is that there is a hysteresis between N1 and N2. This has the effect that the lamp does not blink at the time of cranking or the like and the driver does not feel uneasy (see FIGS. 28 and 29).
4.S端子オープン警報回路 この回路の役目はS端子(バツテリ電圧検出端子)
が、配線がはずれた等の理由でオープン状態になつた時
に、 発電機が無制御になるのを防止する。
4. S terminal open alarm circuit The function of this circuit is S terminal (battery voltage detection terminal)
However, it prevents the generator from going out of control when it becomes open due to disconnection of wiring.
チャージ・ランプを点滅させ、運転者に警報を与え
る。
Flashes the charge lamp and alerts the driver.
ものである。Things.
その動作は 通常はS端子の電圧を基準電圧と比較して、電圧制
御を行つている。S端子がオープンになると、バツテリ
電圧VCが低下し、一定値(7V)以下の時にS・B端子電
圧切替回路によつて端子をSからBに切換える。
In this operation, the voltage of the S terminal is normally compared with a reference voltage to perform voltage control. When the S terminal is opened, it reduces the Batsuteri voltage V C, switches the I connexion terminal S · B terminal voltage switching circuit when the predetermined value or less (7V) to B from S.
同時に、チヤージ・ランプを点滅させる。この点滅
はチヤージ・ランプを1秒間隔で点灯,消灯させる(第
30図参照)。
At the same time, the charge lamp blinks. This blinking turns on and off the charge lamp at 1 second intervals (No.
See Figure 30).
5.B端子オープン警報回路 この回路の役目はB端子(発電機の出力ケーブル)
が、配線がはずれた等の理由でオープン状態になつた時
に、 発電機が無制御になるのを防止する。
5.B terminal open alarm circuit The function of this circuit is B terminal (output cable of generator)
However, it prevents the generator from going out of control when it becomes open due to disconnection of wiring.
チヤージ・ランプを点滅させ、運転者に警報を与え
る。
Flashes the charge lamp to alert the driver.
点にある。On the point.
この回路の役目は何らかの理由により、電圧制御不能
になつた場合に、警報を行う点にある。
The function of this circuit is to give an alarm when voltage control becomes impossible for some reason.
ここで電圧制御不能になる場合とは FET1が短絡破壊した場合 B端子とF端子が外部で短絡した場合(金属片が端
子間にはさまつた場合) が考えられる。
Here, the case where the voltage control becomes impossible is considered when the FET1 is short-circuited and broken, and the B terminal and the F terminal are short-circuited externally (a metal piece is interposed between the terminals).
電圧制御不能のまま運転を続行すると、 (i)バツテリが過充電になり、水素ガスがエンジン・
ルーム内に充満し、爆発する危険性が有る。
If operation is continued without voltage control, (i) the battery will be overcharged and hydrogen gas will
There is a risk of filling the room and exploding.
(ii)高回転時に過電圧が発生し、ランプ・電子機器等
の車載電気負荷を損傷させる。
(Ii) Overvoltage occurs at high rotation speed, damaging on-vehicle electrical loads such as lamps and electronic devices.
等の不具合が生じるが、この回路で報知することにより
これを未然に防止する。
However, this circuit prevents such problems from occurring.
その動作は上記モードの時には、界磁電流指令値は0
になり、FET1のゲート電圧は連続的に0Vとなるが、一定
時間(3秒)以上ゲート電圧が0Vになつた場合は、過電
圧モードであると判断し、チヤージ・ランプを点滅す
る。その点滅周期は0.25秒点灯,0.25秒消灯である(第3
2図参照)。
When the operation is in the above mode, the field current command value is 0.
, And the gate voltage of the FET 1 continuously becomes 0 V. However, when the gate voltage becomes 0 V for a predetermined time (3 seconds), it is determined that the overvoltage mode is set, and the charge lamp blinks. The blinking cycle is 0.25 seconds on and 0.25 seconds off.
See Figure 2).
7.ゲート回路 この回路の役目はS端子オープン,B端子オープン,過
電圧,発電停止の際にチヤージランプを点滅させて、そ
の警報を行う点にある。そしてその動作は、上記4つの
信号の論理和(OR)を演算し、FET2のゲートを駆動する
ことにより行なうものである。
7. Gate circuit The function of this circuit is to blink the charge lamp when the S terminal is open, the B terminal is open, overvoltage, and when power generation is stopped, to give an alarm. The operation is performed by calculating the logical sum (OR) of the four signals and driving the gate of the FET2.
ここで重要なのは点滅周期を事象ごとに整数倍とした
ことである。これによつてチヤージ・ランプの点滅パタ
ーンを見ることにより、どこが悪いかを診断できる。更
にまたランプ表示に重要度の高い方から優先順位をつけ
ることもできる。例えば発電停止,過電圧,B端
子オープン,S端子オープンの順に周波数を低くして
おく等である(第33図参照)。
What is important here is that the blink cycle is set to an integral multiple of each event. By looking at the blinking pattern of the charge lamp, it is possible to diagnose what is wrong. Furthermore, priorities can be assigned to lamp displays in descending order of importance. For example, the frequency is lowered in the order of power generation stop, overvoltage, B terminal open, and S terminal open (see FIG. 33).
8.過電流保護 この回路の役目は界磁巻線が短絡した時に、FET1に過
電流が流れて破壊するのを防止する点にある。
8. Overcurrent protection The role of this circuit is to prevent overcurrent from flowing into FET1 and destroy it when the field winding is short-circuited.
その動作はe0がHighにもかかわらず、F端子の電圧な
低いままである時に、FET1のゲートをロツクする。
Its operation is e 0 Nevertheless High, when remains low voltage of F terminal and lock the gate of FET1.
9.初期励磁回路 この回路の役目は、発電機の回転数NGが例えば回転数
N1(=500r.p.m)の様な低回転で自励磁発電ができない
状態を検出して、チヨツパの通流率が約30%程度になる
様その電流指令値If2を出力し、それに基づいて目標電
流指令値If0が切替回路から出力される。
9.Initial excitation circuit The role of this circuit is that the rotation speed NG of the generator is, for example, the rotation speed.
N1 in such a low rotation (= 500 rpm) to detect a state that can not self-excitation power generation, and outputs the current command value I f2 As the conduction ratio of Chiyotsupa is about 30%, based on it The target current command value If0 is output from the switching circuit.
10.S・B端子電圧切替回路 この回路の役目は常時S端子電圧(バツテリ端子から
直接取出す電圧)をフイルタ回路を介してフイードバツ
クし、電圧制御を行つている場合において、S端子がは
ずれた場合にはB端子電圧(発電機とバツテリ間の途中
配線から取出す電圧)を入力し、電圧制御を継続して行
い、発電機からバツテリへの無充電状態になることを防
止する。
10.S / B terminal voltage switching circuit The role of this circuit is to always feed back the S terminal voltage (the voltage directly taken out from the battery terminal) through a filter circuit and to perform voltage control, and to remove the S terminal. The terminal B is supplied with a B terminal voltage (a voltage taken out from an intermediate wiring between the generator and the battery), and voltage control is continuously performed to prevent the generator from being in a non-charged state.
その動作はB端子の電圧とS端子電圧を常時入力す
る。そして、S端子オープン警報回路からの信号が発生
すると、検出端子をS端子からB端子へ切替える。ま
た、B端子オープン警報回路から信号が発生すると電圧
信号をS端子からB端子へ切替えてB端子電圧をフイル
タ回路へ出力する。
The operation always inputs the voltage of the B terminal and the voltage of the S terminal. When a signal from the S terminal open alarm circuit is generated, the detection terminal is switched from the S terminal to the B terminal. When a signal is generated from the B terminal open alarm circuit, the voltage signal is switched from the S terminal to the B terminal and the B terminal voltage is output to the filter circuit.
11.フイルタ回路 この回路の役目はS・B端子電圧に含まれている発電
機の整流リツプル電圧等を平滑して、電圧フイードバツ
ク制御を安定にする点にある。
11. Filter circuit The role of this circuit is to smooth the rectified ripple voltage of the generator included in the SB terminal voltage and to stabilize the voltage feedback control.
その動作はミラー積分方式のローパスフイルタを用い
てリツプル電圧を除去してバツテリの平均電圧を出力
し、電圧−電流指令値変換回路へバツテリ電圧をフイー
ドバツクする。これによつてバツテリ電圧の平均値が精
度よく検出でき、電流指令値If1がリツプルに影響され
ない制御信号とすることができる。
In the operation, the ripple voltage is removed by using a low pass filter of the Miller integration type, the average voltage of the battery is output, and the battery voltage is fed back to the voltage-current command value conversion circuit. This can be detected well average of Yotsute Batsuteri voltage accuracy can be a control signal is the current command value I f1 is not affected by the Ritsupuru.
12.定電圧回路 バツテリ電圧の所定値の定電圧に変換し、その後各制
御回路へ電流として供給する。
12. Constant voltage circuit Converts the battery voltage into a constant voltage of a predetermined value, and then supplies it to each control circuit as a current.
13.電圧−電流指令値変換回路 この回路の役目はバツテリ電圧の設定値VBCに応じ
て、バツテリの端子電圧が一定値となるように、オルタ
ネータの界磁電流を制御する電流指令値If1を発生す
る。
13. Voltage-current command value conversion circuit The function of this circuit is to control the field current of the alternator I f1 so that the battery terminal voltage becomes constant according to the battery voltage set value V BC. Occurs.
その動作は設定値切替回路からの電圧指令値VBC′と
フイルタ回路の出力VBCとの偏差をとりゲイン倍増幅し
て電流指令値If1を発生する。
The operation generates a current command value I f1 to gain multiple amplifying taking a deviation between the output V BC of the voltage command value V BC 'and filter circuit from the setting value switching circuit.
14.設定値切替回路 この回路の役目はバツテリの目標電圧を設定する内部
基準値、すなわち、設定値VBCを発電カツト制御回路か
らの信号が発生した場合には、設定値を低くし、発電を
カツトする点にある。
14. Set value switching circuit role of this circuit is the internal reference value for setting the target voltage of Batsuteri, i.e., when the signal from the power generation Katsuhito control circuit setting value V BC occurs, lower settings, power The point is to cut.
その動作は通常、電圧設定値VBCを電圧指令値として
電圧−電流指令値変換回路へ出力しているが、発電カツ
ト制御回路の信号が発生すると電圧指令値VBCを通常よ
り低くし発電が行われないようにする。
Its operation is usually voltage a voltage setting value V BC as a voltage command value - it has been output to the current command value conversion circuit, the signal generator Katsuhito control circuit generates a voltage command value V BC lower than normal power generation Don't do it.
15.発電カツト制御回路 この回路の役目は車両の加速時等負荷増大時に発電機
の駆動トルクを減少させ(発電停止)、加速性の向上を
図る。
15. Generating cut control circuit The function of this circuit is to reduce the driving torque of the generator (stop power generation) when the load increases, such as when the vehicle is accelerating, and to improve the acceleration.
具体的には、チヤージランプと直列に入つているスロ
ツトル開度検出スイツチSW1が例えばフル,スロツトル
時にオープンになつた場合には、加速が終了するまでの
時間(例えば10数秒)発電カツトを行う。
More specifically, when the throttle opening detection switch SW1, which is inserted in series with the charge lamp, is open, for example, when the throttle is full or throttle, the power cut is performed until acceleration is completed (for example, over 10 seconds).
その動作は発電カツト検出は、電圧検出端子にランプ
点灯用のFET2のドレイン電圧を用いるので、ランプ点灯
と発電カツト検出を共用する。
In this operation, the power generation cut detection uses the drain voltage of the lamp lighting FET 2 for the voltage detection terminal, so that the lamp lighting and the power generation cut detection are shared.
すなわち、発電カツト制御回路では、FET2のドレイン
−ソース電圧VDSとFET2の検出抵抗Rg2を通つて流れる電
流IDSを入力する。今、SW1がオープンするとFET2のVDS
が低下し、かつ、FET2の電流が流れていない場合には、
車両の加速時間(約10数秒)の間発電をカツトするため
に、設定値切替回路へ設定値の切替信号を出すと共にゲ
ートロツク回路へチヨツパのゲートロツク信号を発生す
る。
That is, in the power generation cut control circuit, the drain-source voltage V DS of the FET 2 and the current I DS flowing through the detection resistor R g2 of the FET 2 are input. Now, SW1 is open and FET2 of V DS
Is reduced and the current of FET2 is not flowing,
In order to cut off the power generation during the acceleration time of the vehicle (about 10 seconds), a set value switching signal is output to the set value switching circuit and a gate lock signal of the chopper is generated to the gate lock circuit.
16.出力電流制御回路 この回路の役目は発電機の最大発電量を外部コントロ
ーラからの信号で制御し、発生トルクを抑制すること
で、車両の加速性向上,燃費向上,エンスト防止等を図
る。
16. Output current control circuit The function of this circuit is to control the maximum amount of power generated by the generator with a signal from an external controller and suppress the generated torque to improve vehicle acceleration, improve fuel efficiency, and prevent engine stall.
その動作は、外部コントローラからC端子を介して出
力電流制御回路へデユーテイーの信号を入力し、その制
御回路からの出力信号によりPWM制御回路の動作,停止
を制御する。
In the operation, a duty signal is input from an external controller to an output current control circuit via a terminal C, and the operation and stop of the PWM control circuit are controlled by an output signal from the control circuit.
第34図に示す如く外部負荷(車両の負荷)量に応じて
C端子に入力される負荷信号のデユーテイーをリニアに
変化させれば、第35図に示す如く連続的に発電機の出力
電流−電圧特性を制御できる。
As shown in FIG. 34, if the duty of the load signal input to the C terminal is linearly changed according to the external load (load of the vehicle), the output current of the generator is continuously reduced as shown in FIG. Voltage characteristics can be controlled.
第35図では代表例としてデユーテイー100%の場合
と、50%の場合の例を示す。
FIG. 35 shows a typical example of a case where the duty is 100% and a case where the duty is 50%.
18.負荷応答制御回路 本実施例では電気負荷の急変によるエンジン回転数の
変動や、それによつて生じる振動を低減するために負荷
応答制御機能を設けている。第14図(a),(b)にそ
の動作原理を示す。
18. Load Response Control Circuit In this embodiment, a load response control function is provided to reduce fluctuations in the engine speed due to sudden changes in the electric load and vibrations caused thereby. 14 (a) and 14 (b) show the principle of operation.
通常負荷応答制御がない場合において負荷が投入され
ると、制御電圧(バツテリ端子電圧)が降下するが、制
御系の帰還動作により電流指令値をステツプ状に応答さ
せ急速に充電する。この際、エンジンに対して発電機が
負荷となるためエンジン回転数は低下する(第23図
(a))。これは特にエンジン回転数の低いアイドル動
作付近において問題となり、アイドル補正までの間に急
激な回転数が変動するとエンストを起こす危険性が生ず
る。
When the load is turned on when there is no normal load response control, the control voltage (battery terminal voltage) drops, but the current command value responds stepwise by the feedback operation of the control system, and the battery is rapidly charged. At this time, since the generator acts as a load on the engine, the engine speed decreases (FIG. 23 (a)). This is a problem particularly in the vicinity of an idling operation at a low engine speed, and there is a danger that the engine may stall if the speed rapidly changes before the idle correction.
これに対し、負荷応答制御ではアイドル補正までの間
に発電機がエンジンの負荷になりにくいよう制御するも
のである。負荷投入によつて制御電圧が降下しても、電
流指令値が一定のパターンでゆつくり増加するように制
御すれば制御電圧が回復するのは遅れるが、エンジン回
転数の変動量は低減出来る(第23図(b))。このため
制御ループ内に電圧制御の電流指令値出力を回転数に応
じて変化させる一定時定数の遅れ回路を設けている。電
流指令値のパターンを第24図に示すが、これは負荷応答
制御の有無による指令値パターンの変化を示している。
制御なしの場合にステツプ状に変化した電流指令値は、
制御ありの場合は指令値が基準値V1を超えた時点で基準
値そのものの値に切り換えられ一定時間固定される。そ
の後次の基準値V2を超えているかを判断して指令値も次
の基準値へと順々に切り替えていけば、電流指令値はゆ
つくりと階段的に上昇することになる。最終的に最後の
基準値に固定した後、制御なしと同じ値となる、電流指
令値が降下した場合は、基準値との切り換え動作は行わ
ず制御なしと同じ値とする。
On the other hand, in the load response control, the generator is controlled so as not to easily become a load on the engine until the idle correction. Even if the control voltage drops due to the load application, if the control is performed so that the current command value slowly increases in a constant pattern, the recovery of the control voltage is delayed, but the fluctuation amount of the engine speed can be reduced ( FIG. 23 (b)). For this reason, a delay circuit having a constant time constant for changing the current command value output of the voltage control according to the rotation speed is provided in the control loop. The pattern of the current command value is shown in FIG. 24, which shows the change of the command value pattern depending on the presence or absence of the load response control.
The current command value that changes stepwise without control is
The controlled case is fixed is switched to the value of the reference value itself when the command value exceeds the reference value V 1 given time. Then if the next command value to determine whether it exceeds the reference value V 2 also should be switched in sequence to the next reference value, will the current command value Wayutsukuri and stepwise increased. If the current command value drops after the final reference value is fixed to the same value as when there is no control, the switching operation to the reference value is not performed, and the same value as without control is used.
よつて負荷投入以前にどのような電流指令値であつて
も、基準値を超えた時点でのみ指令値が固定されるため
過充電や過放電を防止出来る。負荷応答制御は、アイド
ル回転数付近で行うものとし、オルタネータ回転数2500
r/min以下で動作するようにした。実際の指令値パター
ンを発生させるための回路ブロツクを第25図に示す。指
令値切り換えにはアナログスイツチを、基準電圧と指令
値との比較にはコンパレータを、制御動作のコントロー
ルにはタイマー,ラツチを含むデイジタル論理回路を用
いて構成される。IC内蔵化を考え回路規模が大きくなら
ないよう基準値との比較段数を3段階としている。
Therefore, no matter what the current command value is before the load is applied, the command value is fixed only when the current value exceeds the reference value, so that overcharging and overdischarging can be prevented. Load response control shall be performed near idle speed, and alternator speed 2500
It operates at r / min or less. A circuit block for generating the actual command value pattern is shown in FIG. An analog switch is used for switching the command value, a comparator is used for comparing the reference voltage and the command value, and a digital logic circuit including a timer and a latch is used for controlling the control operation. Considering the incorporation of the IC, the number of comparison stages with the reference value is set to three so as not to increase the circuit scale.
以上に述べた負荷応答制御の効果の検証のためシミユ
レーシヨンを行つた。第26図はアイドルコントロールに
よるバイパス空気量をパラメータとした外部トルク−エ
ンジン回転数特性のモデルを示す。このモデルを使い電
気負荷(20A相当)を投入したときのアイドル回転数の
ステツプ応答を第27図に示す。負荷応答制御を行うこと
により、回転数の低下量が100r/minから25r/min以下に
低減できることを確認した。
A simulation was performed to verify the effects of the load response control described above. FIG. 26 shows a model of an external torque-engine speed characteristic in which a bypass air amount by idle control is used as a parameter. FIG. 27 shows a step response of the idle speed when an electric load (equivalent to 20 A) is applied using this model. By performing load response control, it was confirmed that the reduction of the number of rotations could be reduced from 100 r / min to 25 r / min or less.
尚、本実施例では比較段数を3段階としたが、特にこ
れに限定されることなく、無段階にすることもできる。
Although the number of comparison stages is three in the present embodiment, the number of comparison stages is not particularly limited to this, and may be stepless.
次に車両に搭載したマイクロコンピユータにより制御
する場合の制御態様を以下説明する。
Next, a control mode in the case where the control is performed by a microcomputer mounted on the vehicle will be described below.
第36図に示す機能ブロツク図により原理を説明する。 The principle will be described with reference to a functional block diagram shown in FIG.
バツテリ電圧の設定値VBCと実際の値VSとの偏差を電
圧偏差増幅器で増幅してリミツタに出力する。
The deviation of the actual value VS the set value V BC of Batsuteri voltage is amplified by the voltage deviation amplifier output to Rimitsuta.
リミツタは電圧偏差増幅器からの入力に応じて電流指
令値If0を出力する。電流指令値If0の決定にあたつては
電気負荷に供給されている負荷電流の大きさ及び車両の
エンジンに対する負荷情報あるいは環境情報をマイクロ
コンピユータに入力してその時々の最適電流指令値の最
大値Ifmaxを算出し、電流指令値If0をその範囲内で、電
圧偏差に応じて決定し、出力する。
Rimitsuta outputs a current command value I f0 in response to an input from the voltage deviation amplifier. The determination of the current command value I f0 Atatsute inputs the load information or the environmental information on the size and the engine of the vehicle load current supplied to the electrical load to the microcomputer maximum time to time the optimum current command value The value Ifmax is calculated, and the current command value If0 is determined and output according to the voltage deviation within the range.
次に電流指令値If0と実際の電流値Ifとの偏差を検出
し、その偏差を増幅器で増幅してパルス幅変調回路(PW
M)の駆動信号を出力する。
Next, a deviation between the current command value If0 and the actual current value If is detected, and the deviation is amplified by an amplifier to generate a pulse width modulation circuit (PW
M) drive signal is output.
PWMは界磁巻線駆動回路のチヨツパを駆動信号に応じ
たデユーテイーで駆動し、界磁巻線電流Ifを制御する。
これによつて発電機の電機子巻線に発生した出力により
バツテリを適正に充電する。
The PWM drives the chopper of the field winding drive circuit with a duty according to the drive signal, and controls the field winding current If .
As a result, the battery is appropriately charged by the output generated in the armature winding of the generator.
次に第37図に示すブロツク回路図及び第38図に示す制
御フローチヤートにより、エンジンの制御との関係を説
明する。
Next, the relationship with the control of the engine will be described with reference to the block circuit diagram shown in FIG. 37 and the control flow chart shown in FIG.
ステツプ200でレジスタの初期設定が終了したマイク
ロコンピユータは、A−D変換器を介してステツプ201
でエンジン回転数、マニホールド吸気圧,ノツク信号,
スロツトル開度信号及びバツテリ負荷電流等の入力信号
を検出し、ランダムアクセスメモリRAMに入力する。
After the initialization of the register is completed in step 200, the microcomputer enters the step 201 through the A / D converter.
Engine speed, manifold intake pressure, knock signal,
An input signal such as a throttle opening signal and a battery load current is detected and input to a random access memory RAM.
尚、負荷電流は、負荷投入状態をスイツチのON,OFFで
検出し、入力レジスタを介して取り込む方法でも良い。
The load current may be detected by detecting the load application state by turning the switch ON or OFF and capturing the load current via an input register.
ステツプ202では、入力信号に基づいてリードオンリ
メモリROM内に記憶されている演算フローに従つて点火
系の制御信号,燃料系の制御信号及び排気系の制御信号
を演算し、出力する。
In step 202, the control signal of the ignition system, the control signal of the fuel system, and the control signal of the exhaust system are calculated and output according to the calculation flow stored in the read only memory ROM based on the input signal.
次のステツプ203はエンジン負荷の大きさを吸気圧で
検出するステツプで、吸気圧が所定の圧力Paより低い
(負圧)と判断すると発電機がエンジンの負荷トルクと
ならない様に界磁電流が零になるようにその指令値の最
大値Ifmaxを0に設定する。
The next step 203 is a step for detecting the magnitude of the engine load based on the intake pressure. When it is determined that the intake pressure is lower than a predetermined pressure Pa (negative pressure), the field current is reduced so that the generator does not become the engine load torque. The maximum value Ifmax of the command value is set to 0 so that it becomes zero.
吸気圧が所定値Paより高いと判断するとエンジンが正
常負荷運転であると判断して次のステツプに進む。
If it is determined that the intake pressure is higher than the predetermined value Pa, it is determined that the engine is operating under normal load, and the process proceeds to the next step.
ステツプ204ではスロツトルの開度が全開か否かを検
出し、全開と判断した時は加速状態であると判断して、
この時も電流指令値の最大値If0を0に設定して発電機
をエンジンの負荷にならないようにする。
In step 204, it is detected whether or not the throttle opening is fully opened, and when it is determined that the throttle is fully opened, it is determined that the throttle is in an acceleration state,
Also at this time, the maximum value If0 of the current command value is set to 0 so that the generator does not become a load on the engine.
スロツトルが全開でなければ通常の走行状態と判断し
て次のステツプに進む。
If the throttle is not fully open, it is determined that the vehicle is running normally, and the process proceeds to the next step.
ステツプ205ではノツク信号からヘビーノツク状態か
否かを判定し、ヘビーノツク状態と判断された場合は電
流指令値の最大値If0を0に設定して発電機をエンジン
の負荷にならないようにする。
Determines whether Hebinotsuku state from Notsuku signal in step 205, to avoid the generator to set the maximum value I f0 of the current command value to zero load of the engine if it is determined that Hebinotsuku state.
ヘビーノツク状態でない場合は次のステツプに進む。 If not in the heavy knock state, proceed to the next step.
ステツプ206ではノツク信号からライトノツク状態か
否かを判定し、ライトノツク状態と判断された場合は電
流指令値の最大値If0を2Aに設定し発電能力を低目に抑
えることによりエンジンに対する発電機の負荷トルクを
軽減する。
Step 206 determines whether Raitonotsuku state in the Notsuku signal, the generator to the engine by suppressing the maximum value generation capacity Set I f0 to 2A of the current command value if it is determined that Raitonotsuku state rather low Reduce load torque.
ライトノツクでもない場合はノツクなしと判断して次
のステツプに進む。
If it is not a light knock, it is determined that there is no knock, and the process proceeds to the next step.
ステツプ207ではエンジンの回転数が1500r.p.m以下か
否かを判定し、以下と判断した場合は電気負荷の変動量
を負荷電流あるいは負荷スイツチのONの数等により計算
し、それに基づいて最適な電流指令値Ifmaxを計算し出
力する。
In step 207, it is determined whether or not the engine rotation speed is 1500 rpm or less.If it is determined that the rotation speed is not more than 1, the fluctuation amount of the electric load is calculated based on the load current or the number of load switch ONs, etc. Calculates and outputs the current command value Ifmax .
回転数が1500r.p.m以上であれば、電流指令値の最大
値Ifmaxを4.5Aの最大許容電流値に設定し、最大出力が
得られるように制御する。
If speed is 1500r.pm above, it sets the maximum value I fmax of the current command value to the maximum allowable current value of 4.5A, and controls so that the maximum output is obtained.
かくして決定された電流指令値の最大値Ifmaxが、D
−A変換器を介して第36図の発電機制御回路のリミツタ
に入力される。
The maximum value I fmax of the current command value thus determined is D
It is input to the limiter of the generator control circuit of FIG. 36 via the -A converter.
また、マイクロコンピユータの出力レジスタからデユ
ーテイー信号として界磁電流指令値の最大値DIfmaxを出
力することも可能である。この場合、発電機制御回路の
PWMの出力e0とDIfmaxとをアンドゲートを介して界磁巻
線駆動回路へ入力する様にすることによつて制御するこ
とができる。
It is also possible to output the maximum value DI fmax of the field current command value as a duty signal from the output register of the microcomputer. In this case, the generator control circuit
The control can be performed by inputting the PWM output e 0 and DI fmax to the field winding driving circuit via an AND gate.
以上説明した本実施例によれば、 1.機関の吸気圧に応じて界磁電流をカツト制御する様に
したので、登坂時のように急激な負荷がエンジンに作用
した際には発電機がエンジンの負荷にならないようにで
きるので、エンスト等を未然に防止できる。
According to the present embodiment described above: 1. Since the field current is cut-controlled in accordance with the intake pressure of the engine, when a sudden load acts on the engine such as when climbing a hill, the generator is activated. Since the load on the engine can be prevented, engine stall and the like can be prevented.
またスロツトが全開時にも発電カツト制御するように
したので加速時には、十分エンジンの出力を加速の為に
利用でき、加速性能を向上することができる。
Further, since the power generation cut control is performed even when the slot is fully opened, the output of the engine can be sufficiently used for acceleration during acceleration, and the acceleration performance can be improved.
またエンジンのノツク状態に応じて発電機の発電状態
力を制御する様にしたので、ノツク発生時の如く、点火
時期が遅延してエンジン出力が低下している時に発電機
の為の駆動トルクを軽減できるので、出力低下によるエ
ンストや、ノツク状態を冗長すると言つた問題を防止で
きる。
In addition, since the power generation state of the generator is controlled according to the engine knock state, the drive torque for the generator is reduced when the ignition timing is delayed and the engine output is reduced, such as when knock occurs. Since this can be reduced, it is possible to prevent the engine stall due to the output reduction and the problem that the knock state is redundant.
更にエンジンの回転数が低い場合は、負荷電流、即ち
電気負荷の状態に応じて最適な界磁電流制御をできるの
で低回転数時の回転数落ち込みによるエンストが防止で
きる。
Further, when the engine speed is low, optimal field current control can be performed according to the load current, that is, the state of the electric load, so that engine stall due to a drop in the engine speed at a low engine speed can be prevented.
本実施例によれば、自動車用充電発電機の界磁電流を
制御することにより、界磁巻線抵抗の冷温差により界磁
電流の変動を防止できる。したがつて、従来、冷温差に
よる電流変動分を見込んで余裕をもつてオルタネータ
(充電発電機)を設計していたが、変動を見込む必要が
ないため、オルタネータが同一体格においては出力のパ
ワーアツプが図れる。あるいは、同一出力にすると体格
が小型化可能となる。そして、界磁電流制御用チヨツパ
の半導体素子の小容量化も実現できる。また、負荷急変
時には、外部信号により界磁電流の立上り動作を制御す
ることにより、自動車のエンジンへの急負荷変動を防止
することも可能である。すなわち、外部の信号に応じて
界磁電流値を最小値から最大値まで連続的に任意に可変
することが可能である。したがつて、外部の要求によ
り、例えば、エンジン制御からのオルタネータの発電の
低減や停止等が容易に実現できる。
According to the present embodiment, by controlling the field current of the charging generator for an automobile, it is possible to prevent the field current from fluctuating due to the cold temperature difference of the field winding resistance. Therefore, conventionally, the alternator (charging generator) was designed with a margin in view of the current fluctuation due to the cooling / heating difference. However, since there is no need to anticipate the fluctuation, the power up of the output is not possible when the alternator is the same size. I can do it. Alternatively, if the output is the same, the physique can be reduced in size. Further, it is possible to reduce the capacity of the semiconductor element of the field current control chopper. In addition, when the load suddenly changes, it is possible to prevent a sudden change in the load on the engine of the vehicle by controlling the rising operation of the field current by an external signal. That is, it is possible to continuously and arbitrarily vary the field current value from the minimum value to the maximum value in accordance with an external signal. Therefore, for example, reduction or stop of the power generation of the alternator from the engine control can be easily realized by an external request.
さらに、オルタネータの低速回転時の発電量が少ない
状態では、界磁電流を必要最小限にする。いわゆる初期
励磁状態にして、バツテリの放電量をへらすとともに界
磁損失をおさえることも可能である。
Furthermore, when the amount of power generation at the time of low-speed rotation of the alternator is small, the field current is minimized. In a so-called initial excitation state, it is possible to reduce the discharge amount of the battery and to suppress the field loss.
また、本実施例の電流検出法を用いれば、界磁電流を
直接検出せずとも、チヨツパ素子に流れる断続電流よ
り、連続する界磁電流を等価的に検出することが可能と
なるため、高価な絶縁形の電流検出器等が不要となる。
また、界磁電流の最小値から最大値まで連続的に検出可
能となる等の効果がある。
Further, if the current detection method of this embodiment is used, a continuous field current can be equivalently detected from the intermittent current flowing through the chopper element without directly detecting the field current. No need for an insulated current detector or the like.
Further, there is an effect that the field current can be continuously detected from the minimum value to the maximum value.
以上説明したように本実施例によれば、偏差電圧信号
に応じた信号と界磁巻線に流れる実際の電流に応じた信
号とから界磁巻線へ供給すべき電流の指令値を求め、こ
の指令値に基づいて界磁巻線へ電流を供給する様にした
ので、発電機の出力を負荷の要求に応じて広範囲に且つ
最適な出力に制御しつつ、界磁電流の内的変動を防止す
ることができ、負荷変動の大きな発電機の出力制御に最
適な制御が可能にできた。
According to the present embodiment as described above, the command value of the current to be supplied to the field winding is obtained from the signal corresponding to the deviation voltage signal and the signal corresponding to the actual current flowing through the field winding, Since the current is supplied to the field winding based on this command value, the internal fluctuation of the field current is controlled while controlling the output of the generator to a wide range and the optimum output according to the load demand. It was possible to control the output optimally for the generator with large load fluctuation.
また界磁電流の検出に関する発明においては変流器を
用いる必要をなくしたので、コストが安く、IC化に適し
た発電機の制御装置及び方法を得ることができた。
Further, in the invention relating to the detection of the field current, the necessity of using a current transformer is eliminated, so that it is possible to obtain a generator control device and a method which are inexpensive and suitable for IC.
更に負荷応答制御の発明においては、電流フイードバ
ツク制御と有機的に組合せて、発電機のトルク変動が少
なく、原動機の回転に悪影響を与えることのない制御装
置及び、制御方法を得ることができた。
Further, in the invention of the load response control, a control device and a control method which have a small torque fluctuation of the generator and do not adversely affect the rotation of the prime mover can be obtained by organically combining with the current feedback control.
〔発明の効果〕〔The invention's effect〕
本発明によれば、充電発電機の外部制御信号線に生じ
る故障によつて、充電発電機の出力が異常状態となるこ
とがないので、発電不良によるエンストや、過電圧の発
生による電気負荷の破壊といつた不具合の発生を防止
し、車両の安全性を向上させる効果がある。
According to the present invention, the output of the charging generator does not become abnormal due to a failure occurring in the external control signal line of the charging generator. This has the effect of preventing the occurrence of malfunctions and improving the safety of the vehicle.
【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]
第1図は本発明の一実施例のシステム結線図、第2図か
ら第5図は回路図、第6図は充電発電機1の出力特性
図、第7図は回路図、第8図は第7図に示す回路の作動
を表すタイミングチヤート、第9図は充電発電機1の取
り付けを示す構造図、第10図は本発明をインテリジエン
ト型ICレギユレータを用いた自動車用充電発電機の制御
装置に適用した実施例を示す要部ブロツク図、第11図は
同自動車用充電発電機の制御装置のシステム全体の制御
ブロツク図、第12図〜第14図は本実施例の制御動作の一
例を示す動作図、第15図は第1図に示す一実施例の回路
詳細図、第16図は本実施例の電流検出回路の詳細図、第
17図乃至第20図は本実施例の各部の動作及び特性図、第
21図,第22図は本実施例の効果を説明する特性図、第23
図(a),(b)は本実施例の負荷応答制御回路の動作
原理を説明する為の原理図、第24図は同制御動作説明
図、第25図は同回路の具体的回路図、第26図はバイパス
空気量をパラメータとしたときのオルターネータ駆動ト
ルクとエンジン回転数との関係を示す図面、第27図は負
荷応答制御回路の効果を説明する為の図面、第28図及び
第29図は発電機の回転数とチヤージランプの点灯状態と
の関係を示す図面、第30図はS端子電圧に対するS−B
端子切替状態及びチヤージランプの点滅状態を示す図、
第31図はB端子電圧に対する端子切替状態、ゲートロツ
ク状態、チヤージランプ点滅状態を示す図面、第32図は
ゲート電圧に対するチヤージランプの点滅状態を示す図
面、第33図は各異常状態におけるチヤージランプの点
灯,点滅状態を示す図面、第34図は外部信号としてC入
力端子に入力される信号を示す図面、第35図は発電機の
能力制御状態を示す図面、第36図はマイクロコンピユー
タを用いた車両用発電機の制御装置を示す機能ブロツク
図、第37図は同制御回路ブロツク図、第38図はその制御
フローチヤートである。 1……充電発電機、2……バツテリ、13……界磁コイ
ル、40……電流指令値発生回路、70……電流供給回路
(PWM制御回路)、90……電流検出回路、A……界磁巻
線電流指令値発生手段、B……界磁電流信号発生手段、
C……界磁巻線電流供給手段、146……外部制御信号判
定回路(状態変化検出回路)、143,144……トランスフ
アーゲート。
1 is a system connection diagram of an embodiment of the present invention, FIGS. 2 to 5 are circuit diagrams, FIG. 6 is an output characteristic diagram of the charging generator 1, FIG. 7 is a circuit diagram, and FIG. FIG. 9 is a timing chart showing the operation of the circuit shown in FIG. 7, FIG. 9 is a structural view showing the mounting of the charging generator 1, and FIG. 10 is a control of a vehicle charging generator using an intelligent IC regulator according to the present invention. FIG. 11 is a main block diagram showing an embodiment applied to the apparatus, FIG. 11 is a control block diagram of the entire system of the control device for the vehicle charging generator, and FIGS. 12 to 14 are examples of control operation of the present embodiment. FIG. 15 is a detailed circuit diagram of one embodiment shown in FIG. 1, FIG. 16 is a detailed diagram of a current detection circuit of this embodiment, FIG.
17 to 20 are operation and characteristic diagrams of each part of the present embodiment, and FIG.
FIG. 21 and FIG. 22 are characteristic diagrams for explaining the effect of this embodiment, and FIG.
(A) and (b) are principle diagrams for explaining the operation principle of the load response control circuit of the present embodiment, FIG. 24 is an explanatory diagram of the control operation, FIG. 25 is a specific circuit diagram of the circuit, FIG. 26 is a drawing showing the relationship between the alternator drive torque and the engine speed when the bypass air amount is used as a parameter, FIG. 27 is a drawing for explaining the effect of the load response control circuit, FIG. 28 and FIG. FIG. 29 is a drawing showing the relationship between the number of revolutions of the generator and the lighting state of the charge lamp, and FIG.
A diagram showing a terminal switching state and a blinking state of a charge lamp,
FIG. 31 is a drawing showing a terminal switching state, a gate lock state, a charging lamp blinking state with respect to the B terminal voltage, FIG. 32 is a drawing showing a charging lamp blinking state with respect to the gate voltage, and FIG. 33 is lighting and blinking of the charge lamp in each abnormal state. FIG. 34 is a diagram showing a signal input to the C input terminal as an external signal, FIG. 35 is a diagram showing a capacity control state of the generator, and FIG. 36 is a vehicle power generation using a micro computer. FIG. 37 is a block diagram of the control circuit of the apparatus, and FIG. 38 is a control flow chart of the control circuit. 1 ... Charging generator, 2 ... Battery, 13 ... Field coil, 40 ... Current command value generation circuit, 70 ... Current supply circuit (PWM control circuit), 90 ... Current detection circuit, A ... Field winding current command value generation means, B ... Field current signal generation means,
C: field winding current supply means, 146: external control signal determination circuit (state change detection circuit), 143, 144 ... transfer gate.
フロントページの続き (72)発明者 丸本 勝二 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (72)発明者 阿部 攻 茨城県勝田市大字高場2520番地 株式会 社日立製作所佐和工場内 (72)発明者 藤下 政克 茨城県勝田市大字高場2520番地 株式会 社日立製作所佐和工場内 (56)参考文献 特開 昭62−107642(JP,A) 特開 昭55−37881(JP,A) 特開 昭60−144117(JP,A) 実開 昭57−192739(JP,U) (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) H02J 7/14 - 7/24 H02P 9/00 - 9/48 Continued on the front page (72) Inventor Katsuji Marumoto 4026 Kuji-cho, Hitachi City, Ibaraki Prefecture Inside Hitachi, Ltd.Hitachi Research Laboratories Co., Ltd. (72) Inventor Masakatsu Fujishita 2520 Oaza Takaba, Katsuta City, Ibaraki Prefecture Inside Sawa Plant, Hitachi, Ltd. (56) References JP-A-62-107642 (JP, A) JP-A-55-37881 (JP) , A) JP-A-60-144117 (JP, A) JP-A-57-192739 (JP, U) (58) Fields investigated (Int. Cl. 6 , DB name) H02J 7/14-7/24 H02P 9/00-9/48

Claims (15)

    (57)【特許請求の範囲】(57) [Claims]
  1. 【請求項1】充電発電機に内蔵されていて、前記充電発
    電機の出力電圧が予め設定された第1の設定値または前
    記充電発電機の外部から供給される制御信号に応じた第
    2の設定値に近づくように界磁巻線に供給される電流を
    制御する手段を有する前記充電発電機の制御装置におい
    て、 前記充電発電機の外部から供給される制御信号が予め設
    定された所定の時間の間に少なくとも一度変化した場
    合、前記界磁電流を前記第2の設定値に基づいて制御す
    ることを特徴とする充電発電機の制御装置。
    An output voltage of the charging generator is built in the charging generator, and a second output voltage of the charging generator depends on a first set value set in advance or a control signal supplied from outside the charging generator. In the control apparatus for a charging generator having means for controlling a current supplied to a field winding so as to approach a set value, a control signal supplied from outside the charging generator is set for a predetermined time. Wherein the field current is controlled based on the second set value when at least one change has occurred during the period.
  2. 【請求項2】請求項1において、前記充電発電機の外部
    から供給される制御信号の時間変化を検出する手段と前
    記時間変化を検出する手段の検出値に応じて、前記充電
    発電機の出力電圧に応じた前記界磁電流の応答速度を切
    り換える手段を設けたことを特徴とする充電発電機の制
    御装置。
    2. An output of said charging generator according to claim 1, wherein said means for detecting a time change of a control signal supplied from outside of said charging generator and a detection value of said means for detecting said time change. A control device for a charging generator, comprising: means for switching a response speed of the field current according to a voltage.
  3. 【請求項3】充電発電機内に該発電機の界磁電流を制御
    する半導体パワースイッチ素子と、該パワースイッチ素
    子を駆動する駆動回路と、前記充電発電機の電圧に応じ
    て前記界磁巻線電流を制御する充電電圧制御回路と、前
    記発電機を駆動する原動機の運転状態等の外部要因に基
    づく外部信号に応じて、前記充電発電機の電圧とは別に
    前記界磁巻線電流を制御する補助回路とを備えたものに
    おいて、 前記外部信号を、所定期間内に少なくとも一度、周波数
    または電圧の状態が変化する信号によって形成すると共
    に、この外部信号の変化が所定期間内に起こるか否かを
    判定して、所定期間内の状態変化が生じない時は、この
    外部信号を前記半導体パワースイッチ素子に伝達しない
    ようにするフェールセーフ手段を設けたことを特徴とす
    る充電発電機の制御装置。
    3. A semiconductor power switch element for controlling a field current of the generator in a charging generator, a driving circuit for driving the power switching element, and the field winding according to a voltage of the charging generator. A charging voltage control circuit for controlling a current, and controlling the field winding current separately from a voltage of the charging generator according to an external signal based on an external factor such as an operation state of a prime mover that drives the generator. An auxiliary circuit, wherein the external signal is formed at least once within a predetermined period by a signal whose frequency or voltage state changes, and whether or not this external signal change occurs within a predetermined period. A fail safe means is provided for preventing the external signal from being transmitted to the semiconductor power switch element when the state change does not occur within a predetermined period. Electric machine control device.
  4. 【請求項4】請求項3において、前記フェールセーフ手
    段が前記外部信号入力端子と前記半導体パワースイッチ
    素子との間に設けられていることを特徴とする充電発電
    機の制御装置。
    4. The control device according to claim 3, wherein said fail-safe means is provided between said external signal input terminal and said semiconductor power switch element.
  5. 【請求項5】請求項3において、前記フェールセーフ手
    段によって、前記外部信号が前記半導体パワースイッチ
    素子に伝達されない様に制御されている間、前記充電発
    電機の電圧に応じて前記半導体パワースイッチ素子を駆
    動することを特徴とする充電発電機の制御装置。
    5. The semiconductor power switch element according to claim 3, wherein the control is performed by the fail-safe means so that the external signal is not transmitted to the semiconductor power switch element. A control device for a charging generator, comprising:
  6. 【請求項6】請求項3において、前記フェールセーフ手
    段は、外部信号が“High"レベル状態で変化しなくなっ
    たときに作動することを特徴とする発電機の制御装置。
    6. The generator control device according to claim 3, wherein said fail-safe means operates when the external signal does not change in a "High" level state.
  7. 【請求項7】請求項3において、前記フェールセーフ手
    段は、外部信号が“Low"レベル状態で変化しなくなった
    ときに作動することを特徴とする発電機の制御装置。
    7. A control device according to claim 3, wherein said fail-safe means operates when an external signal does not change in a "Low" level state.
  8. 【請求項8】充電発電機内に該発電機の界磁電流を制御
    する半導体パワースイッチ素子と、該パワースイッチ素
    子を駆動する駆動回路と、前記充電発電機の電圧に応じ
    て前記界磁巻線電流を制御する充電電圧制御回路と、前
    記発電機を駆動する原動機の運転状態等の外部要因に基
    づく外部信号に応じて、前記充電発電機の電圧とは別に
    前記界磁巻線電流を制御する補助回路とからなり、かつ
    前記駆動回路が前記発電機のブラケットを介して前記原
    動機のボディにアースされているものにおいて、 前記アースの電位が所定値以上になった時、前記補助回
    路による前記半導体パワースイッチ素子の制御を中止す
    るフェールセーフ手段を設けたことを特徴とする発電機
    の制御装置。
    8. A semiconductor power switch element for controlling a field current of the generator in a charging generator, a driving circuit for driving the power switching element, and the field winding according to a voltage of the charging generator. A charging voltage control circuit for controlling a current, and controlling the field winding current separately from a voltage of the charging generator according to an external signal based on an external factor such as an operation state of a prime mover that drives the generator. An auxiliary circuit, wherein the drive circuit is grounded to the body of the prime mover via a bracket of the generator, and when the potential of the ground becomes a predetermined value or more, the semiconductor by the auxiliary circuit A generator control device provided with fail-safe means for stopping control of a power switch element.
  9. 【請求項9】車両のエンジンにより駆動され、その出力
    によって車両のバッテリを充電する充電発電機と、該発
    電機の界磁電流を半導体パワースイッチ素子によって制
    御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御回路
    と、前記車両に搭載されたエアコンディショナが運転さ
    れたことを検知して所定の周期で継続するパルス信号を
    発生する信号発生手段と、該パルス信号に応じて前記界
    磁巻線電流が所定の低電流状態になる様に制御する補助
    発電量制御手段とからなる充電装置において、 前記エアコンディショナの運転信号が所定時間無変化状
    態になったことを検知して前記補助発電量制御手段によ
    る制御を無効にするフェールセーフ手段を設けたことを
    特徴とする発電機の制御装置。
    9. A charging generator which is driven by an engine of a vehicle and charges a battery of the vehicle with its output, and a power generator which controls a field current of the generator by a semiconductor power switch element to control a charging voltage of the battery. A quantity control circuit, signal generation means for detecting that an air conditioner mounted on the vehicle has been operated, and generating a pulse signal that continues at a predetermined cycle, and the field winding according to the pulse signal. An auxiliary power generation amount control means for controlling a current to be in a predetermined low current state, wherein the auxiliary power generation amount is detected by detecting that an operation signal of the air conditioner has not changed for a predetermined time. A control device for a generator, comprising a fail-safe means for invalidating control by the control means.
  10. 【請求項10】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機と、該
    発電機の界磁電流を半導体パワースイッチ素子によって
    制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御回路
    と、前記車両が燃料噴射弁へ燃料供給を停止した後再度
    燃料供給を開始したことを検知して所定の周期で継続す
    るパルス信号を発生する信号発生手段と、該パルス信号
    に応じて前記界磁巻線電流が所定の低電流状態になる様
    に制御する補助発電量制御手段とからなる充電装置にお
    いて、 前記信号発生手段の出力信号が所定時間無変化状態にな
    ったことを検知して前記補助発電量制御手段による制御
    を無効にするフェールセーフを設けたことを特徴とする
    発電機の制御装置。
    10. A power generator which is driven by an engine of a vehicle and charges a battery of the vehicle with its output, and a power generator which controls a field current of the generator by a semiconductor power switch element to control a charging voltage of the battery. A quantity control circuit, signal generation means for detecting that the vehicle has stopped supplying fuel to the fuel injection valve and then starting to supply fuel again, and generating a pulse signal that continues at a predetermined cycle, And a supplementary power generation amount control means for controlling the field winding current to be in a predetermined low current state by detecting that an output signal of the signal generation means has not changed for a predetermined time. And a fail-safe for invalidating the control by the auxiliary power generation amount control means.
  11. 【請求項11】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機と、該
    発電機の界磁電流を半導体パワースイッチ素子によって
    制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御回路
    と、前記エンジンが始動状態の間に所定の周期で継続す
    るパルス信号を発生する信号発生手段と、該パルス信号
    に応じて前記界磁巻線電流が所定の低電流状態になる様
    に制御する補助発電量制御手段と、前記信号発生手段の
    出力信号が所定時間無変化状態になったことを検知して
    前記補助発電量制御手段による制御を無効にするフェー
    ルセーフ手段を設けたことを特徴とする発電機の制御装
    置。
    11. A charging generator which is driven by an engine of a vehicle and charges a battery of the vehicle with its output, and a power generator which controls a field current of the generator by a semiconductor power switch element to control a charging voltage of the battery. A quantity control circuit, a signal generating means for generating a pulse signal that continues at a predetermined cycle during a time when the engine is in a starting state, and a method for setting the field winding current to a predetermined low current state according to the pulse signal. And a fail-safe means for detecting that the output signal of the signal generating means has not changed for a predetermined time and invalidating the control by the auxiliary power generation control means. A control device for a generator.
  12. 【請求項12】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機と、該
    発電機の界磁電流を半導体パワースイッチ素子によって
    制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御回路
    と、前記車両が加速状態であることを検知して所定の周
    期で継続するパルス信号を発生する信号発生手段と、該
    パルス信号に応じて前記界磁巻線電流が所定の低電流状
    態になる様制御する補助発電量制御手段からなる充電装
    置において、 前記信号発生手段の出力信号が所定時間無変化状態にな
    ったことを検知して前記補助発電量制御手段による制御
    を無効にするフェールセーフ手段を設けたことを特徴と
    する発電機の制御装置。
    12. A power generator which is driven by an engine of a vehicle and charges a battery of the vehicle with its output, and a power generator which controls a field current of the generator by a semiconductor power switch element to control a charging voltage of the battery. A quantity control circuit, signal generation means for detecting that the vehicle is in an accelerating state and generating a pulse signal that continues at a predetermined cycle, and wherein the field winding current is set to a predetermined low current in accordance with the pulse signal. In a charging device comprising auxiliary power generation amount control means for controlling to be in a state, it is detected that an output signal of the signal generation means has not changed for a predetermined time, and the control by the auxiliary power generation amount control means is invalidated. A control device for a generator, wherein a fail-safe means is provided.
  13. 【請求項13】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機と、該
    発電機の界磁電流を半導体パワースイッチ素子によって
    制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御回路
    と、前記車両が減速状態であることを検知して所定の周
    期で継続するパルス信号を発生する信号発生手段と、該
    パルス信号に応じて前記界磁巻線電流が所定の高電流状
    態になる様に制御する補助発電量制御手段からなる充電
    装置において、 前記信号発生手段の出力信号が所定時間無変化状態にな
    ったことを検知して前記補助発電量制御手段による制御
    を無効にするフェールセーフ手段を設けたことを特徴と
    する発電機の制御装置。
    13. A charging generator which is driven by an engine of a vehicle and charges a battery of the vehicle with its output, and a power generator which controls a field current of the generator by a semiconductor power switch element to control a charging voltage of the battery. A quantity control circuit, signal generation means for detecting that the vehicle is in a decelerating state and generating a pulse signal that continues at a predetermined cycle, and wherein the field winding current is set to a predetermined high current in response to the pulse signal. In a charging device comprising auxiliary power generation amount control means for controlling to be in a state, an output signal of the signal generation means is detected to be in a non-change state for a predetermined time, and control by the auxiliary power generation amount control means is invalidated. A control device for a generator, wherein a fail-safe means is provided.
  14. 【請求項14】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機と、該
    発電機の界磁電流を半導体パワースイッチ素子によって
    制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御回路
    と、前記車両のエンジンの回転数が所定の低回転数にな
    ったことを検知して所定の周期で継続するパルス信号を
    発生する信号発生手段と、該パルス信号に応じて前記界
    磁巻線電流が所定の低電流状態になる様に制御する補助
    発電量制御手段からなる充電装置において、 前記信号発生手段の出力信号が所定時間無変化状態にな
    ったことを検知して前記補助発電量制御手段による制御
    を無効にするフェールセーフ手段を設けたことを特徴と
    する発電機の制御装置。
    14. A charging generator which is driven by an engine of a vehicle and charges a battery of the vehicle with its output, and a power generator which controls a field current of the generator by a semiconductor power switch element to control a charging voltage of the battery. A quantity control circuit, signal generation means for detecting that the engine speed of the vehicle has become a predetermined low speed, and generating a pulse signal that continues at a predetermined cycle, and the field according to the pulse signal. In a charging apparatus comprising auxiliary power generation amount control means for controlling a magnetic winding current to be in a predetermined low current state, the auxiliary apparatus detects that an output signal of the signal generation means has not changed for a predetermined time, and A generator control device provided with fail-safe means for invalidating control by a power generation amount control means.
  15. 【請求項15】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機と、該
    発電機の界磁電流を半導体パワースイッチ素子によって
    制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御回路
    と、前記車両が定常運転となってバッテリの充電が必要
    なくなったことを検知して所定の周期で継続するパルス
    信号を発生する信号発生手段と、このパルス信号に応じ
    て前記界磁巻線電流が所定の低電流状態になる様制御す
    る補助発電量制御手段からなる充電装置において、 前記信号発生手段の出力信号が所定時間無変化状態にな
    ったことを検知して前記補助発電量制御手段による制御
    を無効にするフェールセーフ手段を設けたことを特徴と
    する発電機の制御装置。
    15. A charging generator driven by an engine of a vehicle and charging a battery of the vehicle with the output thereof, and a power generator controlling a field current of the generator by a semiconductor power switch element to control a charging voltage of the battery. A quantity control circuit, signal generation means for detecting that the vehicle has become in a steady state operation and charging of the battery is no longer necessary, and generating a pulse signal that continues at a predetermined cycle. A charging device comprising auxiliary power generation amount control means for controlling a winding current to be in a predetermined low current state, wherein the auxiliary power generation amount is detected by detecting that an output signal of the signal generation means has not changed for a predetermined time. A control device for a generator, comprising a fail-safe means for invalidating control by the control means.
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