JP2975381B2 - Switch element drive circuit - Google Patents
Switch element drive circuitInfo
- Publication number
- JP2975381B2 JP2975381B2 JP1229542A JP22954289A JP2975381B2 JP 2975381 B2 JP2975381 B2 JP 2975381B2 JP 1229542 A JP1229542 A JP 1229542A JP 22954289 A JP22954289 A JP 22954289A JP 2975381 B2 JP2975381 B2 JP 2975381B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- output
- current
- fet
- differential amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 パワートランジスタ等のスイッチ素子をオンとする場
合、定電流でドライブするのが一般的である。定電流で
ドライブするときには定電流制御回路を必要とするが、
パワートランジスタの温度や負荷電流によってパワート
ランジスタを駆動すべき電圧が変化するので、その変化
に対応し定電流制御回路で消費する電力も変化する。こ
の電力の消費の変化は定電流制御回路の大型化さらには
電力効率の低下となる問題を有している。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Summary] When a switching element such as a power transistor is turned on, it is general to drive with a constant current. When driving with a constant current, a constant current control circuit is required.
Since the voltage to drive the power transistor changes according to the temperature and the load current of the power transistor, the power consumed by the constant current control circuit changes in accordance with the change. This change in power consumption has the problem of increasing the size of the constant current control circuit and reducing the power efficiency.
本発明は定電流制御回路が流すべき電流に対して必要
とする最低限の電圧を印加すべき電源の電圧を制御して
いる。この制御により定電流制御回路の小型化さらには
電力の高効率化をはかっている。According to the present invention, the voltage of the power supply to which the minimum voltage required for the current to be passed by the constant current control circuit is applied is controlled. With this control, the size of the constant current control circuit is reduced, and the power efficiency is increased.
本発明は、バイポーラトランジスタ、バイポーラ型SI
T等のスイッチ素子を駆動する駆動回路に関する。The present invention relates to a bipolar transistor, a bipolar SI
The present invention relates to a driving circuit for driving a switching element such as T.
直流モータにおいて低電圧で高出力用であるならば、
そのモータに流すべき電流は多大な値となる。このた
め、モータに流す電流を制御するスイッチ素子に、パワ
ートランジスタを用い、さらにそのパワートランジスタ
を完全にオンとするためベース電流を定電流で与えてい
る。If the DC motor is for low voltage and high output,
The current to be passed through the motor has a large value. For this reason, a power transistor is used as a switch element for controlling the current flowing through the motor, and a base current is given as a constant current to completely turn on the power transistor.
第４図は従来方式の駆動回路である。 FIG. 4 shows a conventional driving circuit.
DC−DCコンバータ10には図示しないが一定の電圧が例
えばバッテリー等から加わっており、DC−DCコンバータ
は後述するパワートランジスタをオンとするベース電流
を流すべき電圧を発生する。DC−DCコンバータ10の出力
は定電流型駆動回路11に加わる。定電流型駆動回路11内
にはシャント抵抗12、FET13の直列回路が設けられてお
り、この直列回路を介してパワートランジスタ14のベー
スに接続される。シャント抵抗12は後述するがパワート
ランジスタ14のベースに流れ込む電流を検出する抵抗で
ある。Although not shown, a constant voltage is applied to the DC-DC converter 10 from, for example, a battery or the like, and the DC-DC converter generates a voltage at which a base current for turning on a power transistor described later flows. The output of the DC-DC converter 10 is applied to a constant current drive circuit 11. In the constant current drive circuit 11, a series circuit of the shunt resistor 12 and the FET 13 is provided, and is connected to the base of the power transistor 14 via this series circuit. As will be described later, the shunt resistor 12 is a resistor for detecting a current flowing into the base of the power transistor 14.
シャント抵抗12のDC−DCコンバータ10に接続された端
子は抵抗15と抵抗16の直列回路によって接地されてい
る。そして、抵抗15、16の接続点は差動増幅器17の反転
入力（−）に接続している。A terminal of the shunt resistor 12 connected to the DC-DC converter 10 is grounded by a series circuit of the resistors 15 and 16. The connection point between the resistors 15 and 16 is connected to the inverting input (−) of the differential amplifier 17.
一方シャント抵抗12の他端は抵抗18を介し差動増幅器
17の非反転入力（＋）に接続している。On the other hand, the other end of the shunt resistor 12 is connected via a resistor 18 to a differential amplifier.
Connected to 17 non-inverting inputs (+).
抵抗15、16の直列回路は特定の電圧を発生するための
分圧回路であり（DC−DCコンバータ10の出力電圧を分圧
する）、差動増幅器17はこの電圧と非反転入力に加わる
電圧を比較する。The series circuit of the resistors 15 and 16 is a voltage dividing circuit for generating a specific voltage (divides the output voltage of the DC-DC converter 10), and the differential amplifier 17 calculates this voltage and the voltage applied to the non-inverting input. Compare.
差動増幅器17の非反転入力にはダイオード19のアノー
ドが接続し、ダイオード19のカソードには駆動信号発生
器20の一端が接続している。尚、駆動信号発生器20の他
端は接地している。駆動信号発生器20はパルスを発生す
る回路であり、駆動信号発生器20がローレベルの時には
ダイオード19を介して差動増幅器の非反転入力が接地レ
ベルとなる。前述した如く反転入力には抵抗15、16の分
圧回路によるDC−DCコンバータ10の分圧電圧が加わって
いるのでこの時には差動増幅器17の出力はマイナス電圧
となる。The anode of the diode 19 is connected to the non-inverting input of the differential amplifier 17, and one end of the drive signal generator 20 is connected to the cathode of the diode 19. Note that the other end of the drive signal generator 20 is grounded. The drive signal generator 20 is a circuit that generates a pulse. When the drive signal generator 20 is at a low level, the non-inverting input of the differential amplifier via the diode 19 is at the ground level. As described above, since the divided voltage of the DC-DC converter 10 by the voltage dividing circuit of the resistors 15 and 16 is applied to the inverting input, the output of the differential amplifier 17 becomes a negative voltage at this time.
差動増幅器17の出力は抵抗21を介し接地し、また、抵
抗22を介してFET13のゲートに接続している。駆動信号
発生器20の出力がローレベルであった時には差動増幅器
17の出力はマイナス電圧となるのでFET13はオフとな
る。The output of the differential amplifier 17 is grounded via a resistor 21 and connected to the gate of the FET 13 via a resistor 22. When the output of the drive signal generator 20 is low level, the differential amplifier
Since the output of 17 becomes a negative voltage, the FET 13 is turned off.
一方、駆動信号発生器20がハイレベルであった時には
ダイオード19はオフとなり、差動増幅器17の反転入力に
は抵抗15、16によって分圧した電圧が、非反転入力には
シャント抵抗12のFET13側に接続された電圧が加わる。
シャント抵抗12に流れる電流が少ない場合、シャント抵
抗12に流れる電流によって発生する電圧は小となり差動
増幅器17の非反転入力に加わる電圧は抵抗15、16によっ
てDC−DCコンバータ10の出力電圧が分圧された電圧より
高くなり、差動増幅器17の出力はプラス電圧を発生す
る。この差動増幅器17のプラス電圧によってFET13はオ
ンとなり電流をパワートランジスタ14に流す。On the other hand, when the drive signal generator 20 is at the high level, the diode 19 is turned off, the voltage divided by the resistors 15 and 16 is applied to the inverting input of the differential amplifier 17, and the FET 13 of the shunt resistor 12 is applied to the non-inverting input. Side connected voltage is applied.
When the current flowing through the shunt resistor 12 is small, the voltage generated by the current flowing through the shunt resistor 12 becomes small and the voltage applied to the non-inverting input of the differential amplifier 17 is divided by the resistors 15 and 16 so that the output voltage of the DC-DC converter 10 is divided. As a result, the output of the differential amplifier 17 generates a positive voltage. The FET 13 is turned on by the positive voltage of the differential amplifier 17, and a current flows to the power transistor 14.
例えば、ある特定の電流が流れた時、シャント抵抗12
の電圧はある特定の電圧となり、この電圧すなわちFET1
3と接続されている端子の電圧と、抵抗15、16によって
分圧された電圧との差が小さくなる。この差が小さくな
ることにより差動増幅器17の出力は０レベル近傍とな
り、差動増幅器の反転入力と非反転入力との電圧差が少
なくなるようにFET13のゲート電圧を制御する。すなわ
ち、前述した動作をまとめると差動増幅器17の増幅によ
ってFET13に流れる電流が一定（抵抗12に発生する電圧
が一定）となるようFET13のゲート電圧を制御する。For example, when a certain current flows, the shunt resistor 12
Is a certain voltage, and this voltage, that is, FET1
The difference between the voltage of the terminal connected to 3 and the voltage divided by the resistors 15 and 16 is reduced. By reducing this difference, the output of the differential amplifier 17 becomes close to the 0 level, and the gate voltage of the FET 13 is controlled so that the voltage difference between the inverting input and the non-inverting input of the differential amplifier decreases. That is, to summarize the above-described operations, the gate voltage of the FET 13 is controlled so that the current flowing through the FET 13 by the amplification of the differential amplifier 17 is constant (the voltage generated in the resistor 12 is constant).
以上のような定電流型駆動回路11の動作によりパワー
トランジスタ14のベースに流れる電流は一定となり、例
えばモータを回転させるような場合、そのモータに流れ
る電流ICに対し、パワートランジスタ14がオンとなるべ
き電流を流す。The current flowing through the base of the power transistor 14 becomes constant by the operation of the constant current driving circuit 11 described above, when for example to rotate the motor, to the current I C flowing through the motor, the power transistor 14 is turned on and Apply the required current.
前述した定電流型駆動回路の電流制御によってパワー
トンランジスタ14は確実にオンとなる。しかしながら、
パワートランジスタ14のベースエミッタ間の飽和電圧
は、負荷に流れる電流すなわちコレクター電流や、温度
により変化する。このため定電流型駆動回路11はパワー
トランジスタ14に流れるコレクター電流や温度に対応し
て全ての状態においてパワートランジスタ14をオンとす
る電流を流さなくてはならずDC−DCコンバータ10が必要
とする電圧は高いものとなってしまう。The power control transistor 14 is reliably turned on by the current control of the constant current drive circuit described above. However,
The saturation voltage between the base and the emitter of the power transistor 14 changes depending on the current flowing through the load, that is, the collector current, and the temperature. For this reason, the constant current type drive circuit 11 must flow a current for turning on the power transistor 14 in all states according to the collector current flowing through the power transistor 14 and the temperature, and the DC-DC converter 10 is required. The voltage will be high.
さらに詳しく説明するとパワートランジスタ14のコレ
クタ電流が高い場合や温度が低い場合には飽和電圧V
BE(SAT)は高くなり、FET13にはベース電流を流すべく理
想的な電圧がかかる（理想的になるようDC−DCコンバー
タ10の出力電圧が設定されている）。一方、パワートラ
ンジスタ14のコレクター電流ICが低い場合や温度が高い
場合には飽和電圧VBE(SAT)は低くなり、この時には定電
流型駆動回路11内のFET13に必要以上の高い電圧が加わ
り、損失が多くなる。このためFET13に大型のものを使
わなくてはならず、さらにはDC−DCコンバータ10が発生
すべき電圧（電力）は高いものでなくてはならず、DC−
DCコンバータも大型化するという問題を有していた。More specifically, when the collector current of the power transistor 14 is high or the temperature is low, the saturation voltage V
BE (SAT) becomes high, and an ideal voltage is applied to the FET 13 so that a base current flows (the output voltage of the DC-DC converter 10 is set to be ideal). On the other hand, if or when the temperature collector current I C of the power transistor 14 is low is high saturation voltage V BE (SAT) is lowered, a high voltage more than necessary to FET13 at this time to the constant current driving circuit 11 is applied , Loss increases. Therefore, a large FET 13 must be used, and the voltage (power) to be generated by the DC-DC converter 10 must be high.
There was a problem that the DC converter also became large.
また、さらにFET13で多く損失するので電力効率が低
下するという問題を有していた。In addition, there is also a problem that power efficiency is reduced due to further loss in the FET 13.
本発明はパワートランジスタ14の電流や飽和電圧の変
化に依存せず定電流型駆動回路11内で損失する電力を低
下させるスイッチ素子の駆動回路にある。The present invention resides in a switch element drive circuit that reduces power lost in the constant current drive circuit 11 without depending on changes in the current or saturation voltage of the power transistor 14.
第１図は本発明のブロック図である。 FIG. 1 is a block diagram of the present invention.
本発明は、スイッチ手段１の制御端子と電源２間に設
けられ、電流制御信号に対応して電気スイッチ手段１へ
一定の電流を加えてスイッチ手段１をオン制御する電流
制御手段３を有する駆動回路におけるものである。電圧
制御手段４は電流制御手段３の電圧であるいわゆる電源
２とスイッチ手段１間の電圧やスイッチ１の制御端子の
電圧から、電源２の出力電圧を制御する。この電源２の
出力電圧の制御は前記電流制御手段３が有するトランジ
スタが電流を流すために必要とする電圧にすべき制御で
ある。The present invention relates to a drive having a current control means 3 provided between a control terminal of a switch means 1 and a power supply 2 for applying a constant current to the electric switch means 1 in response to a current control signal to control the switch means 1 to be turned on. In the circuit. The voltage control means 4 controls the output voltage of the power supply 2 from the voltage of the current control means 3 between the power supply 2 and the switch means 1 or the voltage of the control terminal of the switch 1. The control of the output voltage of the power supply 2 is a control to make a voltage necessary for a transistor of the current control means 3 to flow a current.
電流制御手段３はスイッチ手段１がオンとなるべき電
流を流す。スイッチ手段１の制御端子の電圧は負荷や温
度によって変化するため、電流制御手段３内のトランジ
スタの電圧はそのスイッチ手段１の制御端子電圧によっ
て変化する。この変化に対し前記トランジスタの電圧を
トランジスタが動作すべき必要最低限の電圧となるよう
電圧制御手段４は電源２を制御する。The current control means 3 allows a current to be turned on by the switch means 1 to flow. Since the voltage at the control terminal of the switch means 1 changes according to the load and the temperature, the voltage of the transistor in the current control means 3 changes according to the control terminal voltage of the switch means 1. In response to this change, the voltage control means 4 controls the power supply 2 so that the voltage of the transistor becomes the minimum voltage required for the transistor to operate.
電圧制御手段４で常に電流制御手段３内のトランジス
タ間の電圧を動作すべき必要最低限の電圧とするので、
その消費電力は少なくなる。Since the voltage between the transistors in the current control means 3 is always set to the minimum necessary voltage for operation by the voltage control means 4,
Its power consumption is reduced.
以下、図面を用いて本発明を詳細に説明する。 Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
第２図は本発明の第１の実施例の構成図である。 FIG. 2 is a configuration diagram of the first embodiment of the present invention.
第２図においてはパワートランジスタ21をオンとする
ため、DC−DCコンバータ22と定電流型駆動回路23とより
なる。DC−DCコンバータ22は図示しないが、バッテリ等
から定電圧が加わっており、PWM制御回路25の制御によ
りスイッチング回路24がオン／オフし出力する。この出
力電圧は例えば、LC等のフィルターにより平滑にされ直
流電圧となる（POUT）。In FIG. 2, a DC-DC converter 22 and a constant current type driving circuit 23 are provided to turn on the power transistor 21. Although not shown, the DC-DC converter 22 is supplied with a constant voltage from a battery or the like, and the switching circuit 24 is turned on / off under the control of the PWM control circuit 25 to output. This output voltage is smoothed by, for example, a filter such as an LC and becomes a DC voltage (POUT).
スイッチング回路24の出力POUTは差動増幅器26の反転
入力に加わる。一方、差動増幅器26の非反転入力には基
準電圧源27の出力が加わっており、差動増幅器26はスイ
ッチング回路24の出力電圧と基準電圧源27の電圧とを比
較し、スイッチング回路24の出力POUTが基準電圧源27の
電圧よりか低い場合にプラス電圧を高い場合にはマイナ
ス電圧を出力する。PWM制御回路25にはこの差動増幅器2
6の出力が加わっており、PWM制御回路25はこの差動増幅
器26の出力の正負によって、スイッチング回路24のスイ
ッチ動作を制御する。例えばPOUTが基準電圧電源27の出
力電圧よりか低い場合には差動増幅器26の出力はプラス
電圧となり、PWM制御回路25はこのプラス電圧を検出し
てスイッチング回路24のスイッチ動作のパルス幅を長く
する。このパルス幅を長くすることによってスイッチン
グ回路24のPOUTは高くなる。また、POUTが基準電圧電源
27の出力電圧より高い場合には差動増幅器26の出力はマ
イナス電圧となり、PWM制御回路25はこのマイナス電圧
を検出してスイッチング回路24のスイッチ動作のパルス
幅を短くする。このパルス幅を短くすることによって、
スイッチング回路24のPOUTは低くなる。すなわち、基準
電圧源27の出力電圧と、スイッチング回路24の出力POUT
とが等しくなるようPWM制御回路25はパルス幅を制御す
る。The output POUT of the switching circuit 24 is applied to the inverting input of the differential amplifier 26. On the other hand, the output of the reference voltage source 27 is applied to the non-inverting input of the differential amplifier 26, and the differential amplifier 26 compares the output voltage of the switching circuit 24 with the voltage of the reference voltage source 27, and When the output POUT is lower than the voltage of the reference voltage source 27, a positive voltage is output, and when the output POUT is higher, a negative voltage is output. The PWM control circuit 25 includes the differential amplifier 2
The PWM control circuit 25 controls the switching operation of the switching circuit 24 according to the sign of the output of the differential amplifier 26. For example, when POUT is lower than the output voltage of the reference voltage power supply 27, the output of the differential amplifier 26 becomes a positive voltage, and the PWM control circuit 25 detects this positive voltage and increases the pulse width of the switching operation of the switching circuit 24. I do. By increasing the pulse width, POUT of the switching circuit 24 increases. POUT is the reference voltage power supply.
If the output voltage is higher than 27, the output of the differential amplifier 26 becomes a negative voltage, and the PWM control circuit 25 detects this negative voltage and shortens the pulse width of the switching operation of the switching circuit 24. By shortening this pulse width,
POUT of the switching circuit 24 becomes low. That is, the output voltage of the reference voltage source 27 and the output POUT of the switching circuit 24
The PWM control circuit 25 controls the pulse width so that is equal.
スイッチング回路24の出力POUTは定電流型駆動回路23
内の電流センサ32を介し、FET28のドレインに接続さ
れ、FET28のソースはパワートランジスタ21のベースに
接続される。FET28のゲートは抵抗29、30を介して接地
しており、抵抗29、30の接続点は差動増幅器31の出力に
接続している。The output POUT of the switching circuit 24 is the constant current type driving circuit 23
The source of the FET 28 is connected to the base of the power transistor 21 via the current sensor 32 in the inside. The gate of the FET 28 is grounded via the resistors 29 and 30, and the connection point between the resistors 29 and 30 is connected to the output of the differential amplifier 31.
差動増幅器31の非反転入力（＋）には、電流センサ32
によってFET28のドレインに流れる電流がセンスされ、
変換回路33によって電流に依存した例えば反比例した電
圧が加わる。差動増幅器31の反転入力（−）には定電圧
源Ｅのプラス電極が接続している。なお、定電圧源Ｅの
負端子は接地している。さらに、差動増幅器31の非反転
入力（＋）はダイオード34のアノードに接続している。
ダイオード34のカソードは、一端が接地した駆動信号発
生器20に接続している。駆動信号発生器20は、パワート
ランジスタ21をパルスドライブするため、短時間内にオ
ン／オフして負荷に流れる電流を制御するパルスを発生
する。ローレベル（Ｌレベル）の時にパワートランジス
タ21をオフ、ハイレベル（Ｈレベル）の時にパワートラ
ンジスタ21をオンとする。A non-inverting input (+) of the differential amplifier 31 has a current sensor 32
The current flowing to the drain of FET 28 is sensed by
The conversion circuit 33 applies, for example, an inversely proportional voltage depending on the current. The plus electrode of the constant voltage source E is connected to the inverting input (-) of the differential amplifier 31. Note that the negative terminal of the constant voltage source E is grounded. Further, the non-inverting input (+) of the differential amplifier 31 is connected to the anode of the diode 34.
The cathode of the diode 34 is connected to the drive signal generator 20 whose one end is grounded. The drive signal generator 20 generates a pulse for controlling the current flowing to the load by turning on / off in a short time in order to pulse-drive the power transistor 21. The power transistor 21 is turned off at a low level (L level), and turned on at a high level (H level).
駆動信号発生器20の出力がＨレベルの時にはダイオー
ド34はオフとなり、電流センサ32によってFET28に流れ
る電流をセンスして変換した電圧が変換回路33から差動
増幅器31の非反転入力（＋）に加わる。差動増幅器31は
この変換回路33の電圧と定電圧源Ｅの出力電圧とを比較
し、変換回路33の出力が定電圧電源Ｅの電圧より高い場
合には（目的の電流よりか少ない）、差動増幅器31はプ
ラス電圧を出力する。このプラス電圧によりFET28はさ
らに多くの電流を流すこととなる。また、逆に変換回路
33の電圧が定電圧電源Ｅの電圧よりか低い場合には差動
増幅器31はマイナス電圧を出力しFET28に加えるゲート
電圧を低下させる。すなわち定電流センサ32より得られ
た変換回路33の出力電圧が一定となるよう、換言するな
らばFET28に流れる電流を一定とするようFET28のゲート
電圧を差動増幅器31は制御する。When the output of the drive signal generator 20 is at the H level, the diode 34 is turned off, and the voltage obtained by sensing and converting the current flowing through the FET 28 by the current sensor 32 is supplied from the conversion circuit 33 to the non-inverting input (+) of the differential amplifier 31. Join. The differential amplifier 31 compares the voltage of the conversion circuit 33 with the output voltage of the constant voltage source E. If the output of the conversion circuit 33 is higher than the voltage of the constant voltage power supply E (or less than the target current), The differential amplifier 31 outputs a positive voltage. This positive voltage causes the FET 28 to flow more current. Conversely, the conversion circuit
When the voltage at 33 is lower than the voltage of the constant voltage power supply E, the differential amplifier 31 outputs a negative voltage to reduce the gate voltage applied to the FET 28. That is, the differential amplifier 31 controls the gate voltage of the FET 28 so that the output voltage of the conversion circuit 33 obtained from the constant current sensor 32 is constant, in other words, the current flowing through the FET 28 is constant.
前述したような駆動信号発生器20のH/Lレベルに対応
してパワートランジスタ21がオン／オフする。The power transistor 21 turns on / off according to the H / L level of the drive signal generator 20 as described above.
一方、FET28のドレインは差動増幅器35の非反転入力
（＋）に、FET28のソースは差動増幅器35の反転入力
（−）に接続している。差動増幅器35は例えばゲイン１
の増幅器であり、差動増幅器35の出力はFET28のドレイ
ン−ソース間の電圧差と等しい電圧を基準電圧源27に加
える。基準電圧源27はこの差動増幅器35の出力電圧に対
応し、基準電圧を変化させる。例えばFET28にその動作
上必要とする一定の電圧が常にかかるよう、基準電圧を
制御する。すなわちFET28のドレイン−ソース間の電圧
が高い場合には基準電圧を下げ、また、FET28のドレイ
ン−ソース間が特定電圧以下のときには高くなるよう基
準電圧を変化させる。この基準電圧の変化によりパワー
トランジスタ21をオンするときには、常に一定の電圧が
FET28に加わることとなる。On the other hand, the drain of the FET 28 is connected to the non-inverting input (+) of the differential amplifier 35, and the source of the FET 28 is connected to the inverting input (-) of the differential amplifier 35. The differential amplifier 35 has, for example, a gain of 1.
The output of the differential amplifier 35 applies a voltage equal to the voltage difference between the drain and source of the FET 28 to the reference voltage source 27. The reference voltage source 27 changes the reference voltage according to the output voltage of the differential amplifier 35. For example, the reference voltage is controlled so that a constant voltage required for the operation is always applied to the FET 28. That is, when the voltage between the drain and the source of the FET 28 is high, the reference voltage is lowered, and when the voltage between the drain and the source of the FET 28 is equal to or lower than a specific voltage, the reference voltage is changed to be high. When the power transistor 21 is turned on due to the change in the reference voltage, a constant voltage is always maintained.
It will join FET28.
また、駆動信号発生器20の出力がＬレベルの時にはダ
イオード34はオンとなり、差動増幅器31はマイナス電圧
を出力する。よって、FET28はオフとなり、パワートラ
ンジスタ21への電流を停止（オフ）する。FET28がオフ
の時にもFET28のソース−ドレイン間の電圧が前述した
動作により一定電圧となるようDC−DCコンバータ22は電
圧を出力する。この時にはFET28がオフであるのでDC−D
Cコンバータ22の出力は低い電圧となる。以上のようなF
ET28のドレイン−ソース間の電圧を求め、その電圧が一
定となるべきDC−DCコンバータ22の出力電圧を制御して
いるので、定電流型駆動回路23からパワートランジスタ
21を定電流ドライブする場合、FET28に常に一定の電圧
がドレイン−ソース間にかかることとなり、安定してパ
ワートランジスタ21を定電流駆動することができる。ま
た、パワートランジスタ21の負荷が変化したり、温度が
変化することによってパワートランジスタのベース−エ
ミッタ間の飽和電圧（VBE(SAT)）が変化しても、FET28
間の電圧が感知されてDC−DCコンバータ22で一定となる
よう制御が加わるので、FET28の損失はほぼ一定となる
とともに、パワートランジスタ21の変化に依存せずパワ
ートランジスタ21をオンとすることができる。When the output of the drive signal generator 20 is at the L level, the diode 34 is turned on, and the differential amplifier 31 outputs a negative voltage. Therefore, the FET 28 is turned off, and the current to the power transistor 21 is stopped (turned off). Even when the FET 28 is off, the DC-DC converter 22 outputs a voltage so that the voltage between the source and the drain of the FET 28 becomes constant by the above-described operation. At this time, since FET 28 is off, DC-D
The output of the C converter 22 has a low voltage. F like above
The voltage between the drain and the source of the ET 28 is obtained, and the output voltage of the DC-DC converter 22 that should be constant is controlled.
When the constant current drive is applied to the FET 21, a constant voltage is always applied to the FET 28 between the drain and the source, so that the power transistor 21 can be stably driven with the constant current. Further, even when the load of the power transistor 21 changes or the temperature changes, the saturation voltage (V BE (SAT) ) between the base and the emitter of the power transistor changes.
Since the voltage between them is sensed and control is applied so that the DC-DC converter 22 keeps the voltage constant, the loss of the FET 28 becomes almost constant, and the power transistor 21 can be turned on independently of the change of the power transistor 21. it can.
第３図は本発明の第２の実施例の構成図である。な
お、図中本発明の第１の実施例と同一回路は同一記号を
付けて説明を省略する。FIG. 3 is a block diagram of a second embodiment of the present invention. In the figure, the same circuits as those in the first embodiment of the present invention are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
本発明の第１の実施例においてはFET28のドレイン−
ソース間の電圧を一定となるようDC−DCコンバータ22を
制御しているが、第３図の実施例においてはパワートラ
ンジスタ21のベース−エミッタ間の飽和電圧によってDC
−DCコンバータ22の出力電圧POUTを制御している。すな
わちパワートランジスタ21のベースが差動増幅器35′の
非反転入力（＋）に、パワートランジスタ21のエミッタ
（グランド）が差動増幅器35′の反転入力（−）に加わ
っている。この差動増幅器35′の出力は例えば利得が１
であるならば、パワートランジスタ21のベース−エミッ
タ間の電圧差がそのまま出力される。この電圧は基準電
圧源27′に加わる。In the first embodiment of the present invention, the drain of the FET 28 is
Although the DC-DC converter 22 is controlled so that the voltage between the sources is constant, the DC-DC converter 22 is controlled by the saturation voltage between the base and the emitter of the power transistor 21 in the embodiment of FIG.
-The output voltage POUT of the DC converter 22 is controlled. That is, the base of the power transistor 21 is applied to the non-inverting input (+) of the differential amplifier 35 ', and the emitter (ground) of the power transistor 21 is applied to the inverting input (-) of the differential amplifier 35'. The output of the differential amplifier 35 'has a gain of 1
If, the voltage difference between the base and the emitter of the power transistor 21 is output as it is. This voltage is applied to a reference voltage source 27 '.
前述した第１の実施例においてはFET28のドレイン−
ソース間の電圧によって基準電圧源27の出力を変化して
いるが、基準電圧源27′の出力電圧はパワートランジス
タへのベース−エミッタ間の電圧に依存し変化させてい
る。In the first embodiment, the drain of the FET 28
Although the output of the reference voltage source 27 is changed by the voltage between the sources, the output voltage of the reference voltage source 27 'is changed depending on the voltage between the base and the emitter to the power transistor.
FET28のドレイン−ソース間はFETが定電流を流すべき
最低限の電圧が必要であり、この電圧にパワートランジ
スタ21のベース−エミッタ間の電圧を加算した電圧がDC
−DCコンバータ22の出力として必要な電圧である。この
ためパワートランジスタ21のベース−エミッタ間の電圧
が変化することによって、DC−DCコンバータ22の出力を
変化させFET28が必要とする電圧＋パワートランジスタ2
1のベース−エミッタ間の電圧となるよう基準電圧源2
7′の出力を制御する。The minimum voltage required for the FET to flow a constant current is required between the drain and source of the FET 28, and the voltage obtained by adding the voltage between the base and the emitter of the power transistor 21 to this voltage is a DC voltage.
-A voltage required as an output of the DC converter 22. Therefore, when the voltage between the base and the emitter of the power transistor 21 changes, the output of the DC-DC converter 22 changes, and the voltage required by the FET 28 + the power transistor 2
Reference voltage source 2 so that the voltage between base and emitter
Control the output of 7 '.
前述した第１の実施例ならびに第２の実施例ともにFE
T28には例えば必要最低限の電圧が加わり、FET28の消費
電力を少なくすることができる。この消費電力が少ない
ことによって小型化、さらにはDC−DCコンバータ21の小
型化も可能となる。In both the first embodiment and the second embodiment described above, the FE
For example, a required minimum voltage is applied to T28, so that power consumption of the FET 28 can be reduced. Since the power consumption is small, the size can be reduced, and the size of the DC-DC converter 21 can be reduced.
以上述べたように本発明によればパワートランジスタ
をオンとする定電流型駆動回路の損失は少なくなり小型
さらには低消費電力、高効率化をはかることができる。As described above, according to the present invention, the loss of the constant current type driving circuit that turns on the power transistor is reduced, so that the size, the power consumption, and the efficiency can be improved.
第１図は本発明のブロック図、 第２図は第１の実施例の構成図、 第３図は本発明の第２の実施例の構成図、 第４図は従来方式の駆動回路図である。 １……スイッチ手段、 ２……電源、 ３……電流制御手段、 ４……電圧制御手段． FIG. 1 is a block diagram of the present invention, FIG. 2 is a block diagram of a first embodiment, FIG. 3 is a block diagram of a second embodiment of the present invention, and FIG. is there. 1 ... switch means, 2 ... power supply, 3 ... current control means, 4 ... voltage control means.
Claims (2)
（２）との間に接続されたトランジスタ（28）を有し、
制御信号に対応して該トランジスタ（28）を動作させる
ことにより前記直流電源（２）から前記トランジスタ
（28）を介して前記スイッチ素子（１）の制御端子へ一
定の電流を加えて前記スイッチ素子（１）をオン・オフ
制御する電流制御手段（３）と、 前記スイッチ素子（１）の制御端子に加わる制御電圧を
検出し、その検出結果に基づいて、前記トランジスタ
（28）の端子間電圧がその動作上必要とする電圧となる
ように前記直流電源（２）の出力電圧を制御する電圧制
御手段（４）と、 を備えてなることを特徴とするスイッチ素子の駆動回
路。A transistor (28) connected between a control terminal of the switch element (1) and a DC power supply (2);
The transistor (28) is operated in response to a control signal to apply a constant current from the DC power supply (2) to the control terminal of the switch element (1) via the transistor (28). (1) a current control means (3) for on / off control, and a control voltage applied to a control terminal of the switch element (1) is detected. Based on the detection result, a voltage between terminals of the transistor (28) is detected. And a voltage control means (4) for controlling an output voltage of the DC power supply (2) so as to have a voltage required for its operation.
チ素子（１）をオンとするための定電流を前記トランジ
スタ（28）が流せるための最低限の電圧であることを特
徴とする請求項１記載のスイッチ素子の駆動回路。2. The voltage required for the operation is a minimum voltage for allowing the transistor (28) to supply a constant current for turning on the switch element (1). Item 2. A drive circuit for a switch element according to item 1.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1229542A JP2975381B2 (en) | 1989-09-05 | 1989-09-05 | Switch element drive circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1229542A JP2975381B2 (en) | 1989-09-05 | 1989-09-05 | Switch element drive circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0392012A JPH0392012A (en) | 1991-04-17 |
| JP2975381B2 true JP2975381B2 (en) | 1999-11-10 |
Family
ID=16893800
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1229542A Expired - Lifetime JP2975381B2 (en) | 1989-09-05 | 1989-09-05 | Switch element drive circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2975381B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9762225B2 (en) | 2015-08-19 | 2017-09-12 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power supply apparatus and control method thereof |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5904964B2 (en) | 2013-03-21 | 2016-04-20 | 株式会社東芝 | Power circuit |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS584416A (en) * | 1981-06-30 | 1983-01-11 | Atoo Kk | Stabilized power supply circuit device |
| JPH0693618B2 (en) * | 1985-11-01 | 1994-11-16 | 株式会社豊田自動織機製作所 | Switching device drive device |
| JPS62180409A (en) * | 1986-02-05 | 1987-08-07 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Series stabilized control type power supply device |
-
1989
- 1989-09-05 JP JP1229542A patent/JP2975381B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9762225B2 (en) | 2015-08-19 | 2017-09-12 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power supply apparatus and control method thereof |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0392012A (en) | 1991-04-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7592792B2 (en) | Power supply | |
| US6469483B2 (en) | PWM control circuit for DC-DC converter | |
| CN109586566B (en) | In-vehicle determination circuit and in-vehicle power supply device | |
| US7024864B2 (en) | Bipolar current source based on a unipolar power supply | |
| US5077487A (en) | Driver circuit for a large capacity switching element | |
| JP2975381B2 (en) | Switch element drive circuit | |
| JP3444468B2 (en) | DC-DC converter | |
| EP0913928B1 (en) | Power amplification device | |
| JPS6015954B2 (en) | Energy saving current source | |
| JPH03100814A (en) | Constant voltage circuit | |
| US7535267B2 (en) | Output circuit and operational amplifier | |
| JP2534217Y2 (en) | DC-DC converter | |
| JPH11164549A (en) | Dc-dc converter | |
| JPH04407B2 (en) | ||
| JP2003087069A (en) | Automatic power control circuit | |
| JP2836382B2 (en) | DC power supply | |
| JPH07295659A (en) | Peltier element driving circuit | |
| JPH0744095Y2 (en) | Amplifier with switching control circuit | |
| JPH0517691Y2 (en) | ||
| JPH0645841A (en) | Control circuit for voltage/current converter | |
| JP2000221215A (en) | Current detection method and current control method for power mosfet | |
| JPH0343833Y2 (en) | ||
| JP2575165B2 (en) | Drive control device for DC motor | |
| JPH04244778A (en) | Overcurrent detecting circuit | |
| JPS62107694A (en) | Speed controller for dc motor |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080903 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100903 Year of fee payment: 11 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100903 Year of fee payment: 11 |