JP2937653B2 - Frequency characteristic adjustment circuit - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は周波数特性調整回路に関
し、特にＶＴＲのビデオ信号処理等において画質調整用
などに用いられる周波数特性調整回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a frequency characteristic adjusting circuit, and more particularly to a frequency characteristic adjusting circuit used for adjusting image quality in video signal processing of a VTR.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来の周波数特性調整回路の一例の構成
図を図５に示す。図５に示されるように、入力端子６１
の入力信号を同相入力とする相互コンダクタンス回路４
６と、入力端子６１の入力信号を増幅し位相反転して出
力する利得可変反転増幅回路４５と、相互コンダクタン
ス回路４６の出力側と利得可変反転増幅回路４５の出力
側との間に接続されるコンデンサ４７と、バッファ回路
４８と、相互コンダンクタンス回路４６の出力信号をバ
ッファ回路４８を介して同相入力とする相互コンダクタ
ンス回路４９と、相互コンダクタンス回路４９の出力側
と相互コンダクタンス回路４６の同相入力端との間に接
続されるコンデンサ５０と、バッファ回路５１とを備え
て構成されており、相互コンダンクタンス回路４９の出
力信号をバッファ回路５１を介して出力端子６２に出力
するとともに、バッファ回路５１の出力信号は、相互コ
ンダクタンス回路４６、４９のそれぞれの逆相入力端に
帰還されている。2. Description of the Related Art FIG. 5 shows a configuration diagram of an example of a conventional frequency characteristic adjusting circuit. As shown in FIG.
Transconductance circuit 4 with the input signal of
6, a variable gain inverting amplifier 45 for amplifying the input signal of the input terminal 61, inverting the phase, and outputting the inverted signal , and connected between the output side of the transconductance circuit 46 and the output side of the variable gain inverting amplifier 45. A capacitor 47, a buffer circuit 48, a transconductance circuit 49 having an output signal of the mutual conductance circuit 46 as an in-phase input through the buffer circuit 48, an output side of the mutual conductance circuit 49 and an in-phase input of the mutual conductance circuit 46. And a buffer circuit 51 connected between the output terminal 62 and an output terminal 62 via the buffer circuit 51 to output an output signal of the mutual conductance circuit 49. The output signal of 51 is fed back to the negative phase input terminal of each of the transconductance circuits 46 and 49.
【０００３】図５において、相互コンダクタンス回路４
６および４９の相互コンダンタンスを、それぞれｇm1お
よびｇm2とし、コンデンサ４７および５０の容量値を、
それぞれＣ1 およびＣ2 、利得可変反転増幅回路４５の
利得をＡv とすると、図５に示される周波数特性調整回
路の伝達関数Ｔ（ｓ）は、次式にて与えられる。In FIG. 5, a transconductance circuit 4
The mutual conductance of 6 and 49 is g m1 and g m2 , respectively, and the capacitance values of capacitors 47 and 50 are
Assuming that C 1 and C 2 , respectively, and the gain of the variable gain inverting amplifier 45 are Av, the transfer function T (s) of the frequency characteristic adjusting circuit shown in FIG. 5 is given by the following equation.
【０００４】 [0004]
【０００５】（１）式において、ｇm ＝ｇm1＝ｇm2、Ｃ
＝Ｃ1 ＝Ｃ2 とすると、次式のようさ簡略化される。In the equation (1), g m = g m1 = g m2 , C
Assuming that = C 1 = C 2 , the following equation is simplified.
【０００６】 [0006]
【０００７】（２）式より、共振角周波数ωo と尖鋭度
Ｑはそれぞれ次式にて表わされる。[0007] from equation (2), each resonance angular frequency ω o and the sharpness Q is represented by the following equation.
【０００８】 [0008]
【０００９】 [0009]
【００１０】従って、以下のように、利得可変反転増幅
回路４５の利得Ａv を可変とすることにより、周波数特
性を調整することができる。Accordingly, the frequency characteristic can be adjusted by making the gain Av of the variable gain inverting amplifier circuit 45 variable as described below.
【００１１】Ａv ＝−１倍の場合：（２）式と（４）
式より、図２（ａ）に示されるように、全周波数帯域に
おいてフラットの特性となる。When A v = −1: Equation (2) and (4)
From the formula, as shown in FIG. 2A, the characteristics are flat in all frequency bands.
【００１２】Ａv ＜−１倍の場合：（２）式と（３）
式と（４）式より、図２（ｂ）に示されるように、共振
角周波数ωo において、尖鋭度Ｑの増幅度を有する周波
数特性となる。When A v <−1: Equations (2) and (3)
From the formula and (4), as shown in FIG. 2 (b), in the resonance angular frequency omega o, a frequency characteristic having an amplification degree of sharpness Q.
【００１３】−１＜Ａv ≦０の場合：（２）式と
（３）式と（４）式より、図２（ｃ）に示されるよう
に、共振角周波数ωo において、尖鋭度Ｑの減衰度を有
する周波数特性となる。[0013] For -1 <A v ≦ 0: ( 2) equation (3) and from (4), as shown in FIG. 2 (c), the resonance angular frequency omega o, sharpness Q Frequency characteristic having the degree of attenuation.
【００１４】[0014]
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の周波数
特性調整回路においては、利得可変反転増幅回路を設け
ることが必要となるが、一般に利得Ａv の反転増幅回路
は、入出力間に寄生容量Ｃが介在すると、ミラー効果に
より入力容量が等価的に略（１＋Ａv ）Ｃとなり、高域
周波数特性が減衰する状態となる。このため、利得可変
反転増幅回路の回路構成が複雑になるという欠点があ
り、また利得可変反転増幅回路の回路電流の分だけ周波
数調整回路全体の回路電流が増大するという欠点があ
る。In [0008] the conventional frequency characteristic adjusting circuit described above, it becomes necessary to provide a variable gain inverting amplifier circuit, an inverting amplifier circuit generally gain A v is the parasitic capacitance between the input and output When C is interposed, the input capacitance becomes equivalently approximately (1 + A v ) C due to the Miller effect, and the high frequency characteristic is attenuated. For this reason, there is a disadvantage that the circuit configuration of the variable gain inverting amplifier circuit becomes complicated, and there is a disadvantage that the circuit current of the entire frequency adjustment circuit increases by the circuit current of the variable gain inverting amplifier circuit.
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】第１の発明の周波数特性
調整回路は、同相入力端が所定の入力端子に接続され、
出力端が第１のコンデンサを介して接地される第１の相
互コンダクタンス回路と、前記入力端子と前記第１の相
互コンダクタンス回路の逆相入力端との間に接続される
第１の抵抗と、入力端が前記第１の相互コンダクタンス
回路の出力端に接続され、当該第１の相互コンダクタン
ス回路に対するバッファ機能を有する第１のバッファ回
路と、同相入力端が前記第１のバッファ回路の出力端に
接続され、逆相入力端が前記第１の相互コンダクタンス
回路の逆相入力端に接続される第２の相互コンダクタン
ス回路と、前記第１の相互コンダクタンス回路の同相入
力端と、前記第２の相互コンダクタンス回路の出力端と
の間に接続される第２のコンデンサと、入力端が前記第
２の相互コンダクタンス回路の出力端に接続され、出力
端が所定の出力端子に接続されて、前記第２の相互コン
ダクタンス回路に対するバッファ機能を有する第２のバ
ッファ回路と、前記第２のバッファ回路の出力端と、前
記第２の相互コンダクタンス回路の逆相入力端との間に
接続される第２の抵抗と、を少なくとも備えて構成さ
れ、前記第１および第２の相互コンダクタンス回路の相
互コンダクタンスの積の値を一定に保持し、且つそれぞ
れの相互コンダクタンスの値を可変とすることにより、
前記入力端子と前記出力端子間の伝達関数の周波数特性
を調整することを特徴としている。According to a first aspect of the present invention, there is provided a frequency characteristic adjusting circuit having an in-phase input terminal connected to a predetermined input terminal;
A first transconductance circuit having an output terminal grounded via a first capacitor, a first resistor connected between the input terminal and a negative-phase input terminal of the first transconductance circuit, An input terminal is connected to an output terminal of the first transconductance circuit, a first buffer circuit having a buffer function for the first transconductance circuit, and an in-phase input terminal is connected to an output terminal of the first buffer circuit. A second transconductance circuit connected to the first transconductance circuit, the second transconductance circuit being connected to the first transconductance circuit, and the second transconductance circuit being connected to the second transconductance circuit. A second capacitor connected between the output terminal of the conductance circuit, an input terminal connected to the output terminal of the second transconductance circuit, and an output terminal connected to a predetermined output terminal; A second buffer circuit having a buffer function for the second transconductance circuit, and an output terminal of the second buffer circuit and a negative-phase input terminal of the second transconductance circuit. And a second resistor connected to the first and second transconductance circuits, the value of the product of the transconductance of the first and second transconductance circuits is kept constant, and the value of each transconductance is variable. By doing
The frequency characteristic of a transfer function between the input terminal and the output terminal is adjusted.
【００１６】また、第２の発明の周波数特性調整回路
は、同相入力端が所定の入力端子に接続され、出力端が
第１のコンデンサを介して接地される第１の相互コンダ
クタンス回路と、入力端が前記第１の相互コンダクタン
ス回路の出力端に接続され、当該第１の相互コンダクタ
ンス回路に対するバッファ機能を有する第１のバッファ
回路と、同相入力端が前記第１のバッファ回路の出力端
に接続され、逆相入力端が第１の抵抗を介して前記第１
の相互コンダクタンス回路の同相入力端に接続されると
ともに、第２の抵抗を介して前記第１の相互コンダクタ
ンス回路の逆相入力端ならびに所定の出力端子に接続さ
れる第２の相互コンダクタンス回路と、前記第１の相互
コンダクタンス回路の同相入力端と、前記第２の相互コ
ンダクタンス回路の出力端との間に接続される第２のコ
ンデンサと、入力端が前記第２の相互コンダクタンス回
路の出力端に接続され、出力端が前記出力端子に接続さ
れて、前記第２の相互コンダクタンス回路に対するバッ
ファ機能を有する第２のバッファ回路と、を少なくとも
備えて構成され、前記第１および第２の相互コンダクタ
ンス回路の相互コンダクタンスの積の値を一定に保持
し、且つそれぞれの相互コンダクタンスの値を可変とす
ることにより、前記入力端子と前記出力端子間の伝達関
数の周波数特性を調整することを特徴としている。The frequency characteristic adjusting circuit according to a second aspect of the present invention includes: a first transconductance circuit having an in-phase input terminal connected to a predetermined input terminal and an output terminal grounded via a first capacitor; An end is connected to an output end of the first transconductance circuit, a first buffer circuit having a buffer function for the first transconductance circuit, and an in-phase input end is connected to an output end of the first buffer circuit. And the negative-phase input terminal is connected to the first
A second transconductance circuit connected to an in-phase input terminal of the transconductance circuit of the first embodiment, and connected to a negative-phase input terminal of the first transconductance circuit and a predetermined output terminal via a second resistor; A second capacitor connected between an in-phase input terminal of the first transconductance circuit, an output terminal of the second transconductance circuit, and an input terminal connected to an output terminal of the second transconductance circuit. And a second buffer circuit having an output terminal connected to the output terminal and having a buffer function with respect to the second transconductance circuit. The first and second transconductance circuits By keeping the value of the product of the transconductances constant and making each transconductance value variable, It is characterized by adjusting the force terminal the frequency characteristics of the transfer function between the output terminals.
【００１７】[0017]
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。Next, the present invention will be described with reference to the drawings.
【００１８】図１は本発明の第１の実施例を示すブロッ
ク図である。図１に示されるように、本実施例は、抵抗
２および３、ＰＮＰトランジスタ４および５、定電流源
６および可変抵抗７を含む分流回路１に対応して、入力
端子６１の入力信号を同相入力とする相互コンダクタン
ス回路８と、相互コンダクタンス回路８の同相入力端と
逆相入力端との間に接続される抵抗９と、相互コンダク
タンス回路８の出力側と接地端との間に接続されるコン
デンサ１０と、バッファ回路１１と、相互コンダクタン
ス回路８の出力信号をバッファ回路１１を介して同相入
力とする相互コンダクタンス回路１２と、相互コンダク
タンス回路１２の出力側と相互コンダクタンス回路８の
同相入力端との間に接続されるコンデンサ１３と、バッ
ファ回路１４と、相互コンダクタンス回路１２の出力信
号をバッファ回路１４を介して出力端子６２に出力し、
バッファ回路１４の出力側と相互コンダクタンス回路８
および１２の逆相入力端との間に接続される抵抗１５と
を備えて構成されており、相互コンダクタンス回路１２
の出力信号をバッファ回路１４を介して出力端子６２に
出力するとともに、バッファ回路１４の出力信号は、抵
抗１５を介して相互コンダクタンス回路８、１２のそれ
ぞれの逆相入力端に帰還されている。FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, in the present embodiment, an input signal of an input terminal 61 is in-phase corresponding to a shunt circuit 1 including resistors 2 and 3, PNP transistors 4 and 5, a constant current source 6 and a variable resistor 7. A transconductance circuit 8 to be input, a resistor 9 connected between an in-phase input terminal and an anti-phase input terminal of the transconductance circuit 8, and a connection between an output side of the transconductance circuit 8 and a ground terminal. A capacitor 10, a buffer circuit 11, a transconductance circuit 12 that receives an output signal of the transconductance circuit 8 as an in-phase input through the buffer circuit 11, an output side of the transconductance circuit 12, and an in-phase input terminal of the transconductance circuit 8. The output signal of the capacitor 13, the buffer circuit 14, and the transconductance circuit 12 connected between the And outputs it to the power terminal 62,
Output side of buffer circuit 14 and transconductance circuit 8
And a resistor 15 connected between the negative-phase input terminals of
Is output to the output terminal 62 via the buffer circuit 14, and the output signal of the buffer circuit 14 is fed back to the respective negative-phase input terminals of the transconductance circuits 8 and 12 via the resistor 15.
【００１９】図１において、相互コンダクタンス回路８
および１２の相互コンダクタンスを、それぞれｇm1およ
びｇm2とし、コンデンサ１０および１３の容量値を、そ
れぞれＣ1 およびＣ2 、抵抗９および１５の抵抗値を、
それぞれＲ1 およびＲ2 とすると、図１に示される本実
施例の伝達関数Ｔ(s) は、次式にて与えられる。In FIG. 1, a transconductance circuit 8
And 12 are g m1 and g m2 , respectively, the capacitance values of capacitors 10 and 13 are C 1 and C 2 , respectively, and the resistance values of resistors 9 and 15 are
Assuming that R 1 and R 2 respectively, the transfer function T (s) of the present embodiment shown in FIG. 1 is given by the following equation.
【００２０】 [0020]
【００２１】（５）式において、Ｒ1 ＝Ｒ2 とすると、
次式のように簡略化される。In equation (5), if R 1 = R 2 ,
It is simplified as follows:
【００２２】 [0022]
【００２３】（６）式より、共振角周波数ωo と尖鋭度
Ｑはそれぞれ次式にて表わされる。[0023] from the equation (6), each resonance angular frequency ω o and the sharpness Q is represented by the following equation.
【００２４】 [0024]
【００２５】 [0025]
【００２６】また、相互コンダクタンスｇm1とｇm2は電
流に正比例するので、図１における分流回路１におい
て、定電流源６の電流値Ｉo を定電流Ｉ1 とＩ2 に分流
する量を可変とすることにより、相互コンダクタンスｇ
m1とｇm2の値を可変とすることができる。Further, since the mutual conductances g m1 and g m2 are directly proportional to the current, the amount by which the current value I o of the constant current source 6 is divided into the constant currents I 1 and I 2 in the shunt circuit 1 in FIG. , The transconductance g
The values of m1 and g m2 can be made variable.
【００２７】従って、以下のように、相互コンダクタン
ス回路８と１２における相互コンダクタンスの比率を変
えずに、それぞれの相互コンダクタンスを可変とするこ
とにより、周波数特性を調整することが可能となる。Therefore, the frequency characteristics can be adjusted by making the mutual conductances variable without changing the mutual conductance ratio in the mutual conductance circuits 8 and 12 as described below.
【００２８】ｇm1ｇm2＝一定、ｇm1＝ｇm2の場合：
（６）式と（８）式より、図２（ａ）に示されるよう
に、全周波数帯域においてフラットの特性となる。If g m1 g m2 = constant, g m1 = g m2 :
From Equations (6) and (8), as shown in FIG. 2A, flat characteristics are obtained in all frequency bands.
【００２９】ｇm1ｇm2＝一定、ｇm1＞ｇm2の場合：
（６）式、（７）式および（８）式より、図２（ｂ）に
示されるように、共振角周波数ωo において、尖鋭度Ｑ
の増幅度を有する周波数特性となる。If g m1 g m2 = constant, g m1 > g m2 :
(6) and (7) and (8), as shown in FIG. 2 (b), in the resonance angular frequency omega o, sharpness Q
Frequency characteristic having the degree of amplification.
【００３０】ｇm1ｇm2＝一定、ｇm1＜ｇm2の場合：
（６）式、（７）式および（８）式より、図２（ｃ）に
示されるように、共振角周波数ωo において、尖鋭度Ｑ
の減衰度を有する周波数特性となる。If g m1 g m2 = constant, g m1 <g m2 :
(6) and (7) and (8), as shown in FIG. 2 (c), the resonance angular frequency omega o, sharpness Q
Frequency characteristic having the degree of attenuation.
【００３１】次に、図３は、図１の実施例の具体例を示
す回路図であり、図１における抵抗９および１５は、図
３における相互コンダクタンス回路８および１２を構成
している抵抗２４、２５および抵抗３７、３８と兼用さ
れており、図１に示される場合と同様の作用効果があ
る。FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific example of the embodiment shown in FIG. 1. The resistors 9 and 15 in FIG. 1 are replaced by resistors 24 forming the transconductance circuits 8 and 12 in FIG. , 25 and the resistors 37 and 38, and have the same operation and effect as the case shown in FIG.
【００３２】図３において、抵抗１８、２４、２５、２
８、３７および３８の抵抗値を、それぞれＲ3 、Ｒ4 、
Ｒ5 、Ｒ6 、Ｒ7 およびＲ8 として表わし、且つＲ＝Ｒ
3 ＝Ｒ4 ／２＝Ｒ5 ／２＝Ｒ6 ＝Ｒ7 ／２＝Ｒ8 ／２と
して、コンデンサ１０および１３の容量値をＣ1 および
Ｃ2 、定電流源６の電流値をＩo 、ＰＮＰトランジスタ
４のコレクタ電流をＩ1 とし、ＮＰＮトランジスタ２
２、２３および３０より成るカレントミラー回路のミラ
ー係数を１として、定電流源４１の電流値をＮＰＮトラ
ンジスタ２２のコレクタ電流値の１／２とし、ＮＰＮト
ランジスタ２１、３４および３５より成るカレントミラ
ー回路のミラー係数を１として、定電流源３６の電流値
をＮＰＮトランジスタ３０のコレクタ電流値の１／２と
すると、相互コンダクダンス回路８および１２のそれぞ
れの相互コンダウタンスｇm1およびｇm2は次式により与
えられる。In FIG. 3, resistors 18, 24, 25, 2
The resistance values of 8, 37 and 38 are R 3 , R 4 ,
Represented as R 5 , R 6 , R 7 and R 8 and R = R
3 = R 4/2 = R 5/2 = R 6 = R 7/2 = as R 8/2, C 1 and C 2 of the capacitance value of the capacitor 10 and 13, a current value I o of the constant current source 6 , The collector current of the PNP transistor 4 is I 1 , and the NPN transistor 2 is
A current mirror circuit composed of NPN transistors 21, 34, and 35 has a current mirror circuit composed of NPN transistors 21, 34, and 35 assuming that the mirror coefficient of the current mirror circuit composed of NPN transistors 21, 34, and 35 is 1/2 of the collector current value of NPN transistor 22. Assuming that the current value of the constant current source 36 is の of the collector current value of the NPN transistor 30, the mutual conductances g m1 and g m2 of the mutual conductance circuits 8 and 12 are given by the following equations. Given.
【００３３】 [0033]
【００３４】 [0034]
【００３５】上記の（９）式および（１０）式より、ｇ
m1とｇm2との比を変えてもｇm1ｇm2＝一定となるので、
図１による動作説明と同様に周波数特性を調整すること
ができる。From the above equations (9) and (10), g
Since g m1 g m2 = constant even if the ratio between m1 and g m2 is changed,
The frequency characteristic can be adjusted in the same manner as in the description of the operation with reference to FIG.
【００３６】また、図４は、本発明の第２の実施例を示
すブロック図である。図４に示されるように、本実施例
における分流回路１は、前述の第１の実施例の場合と同
様であるが、相互コンダクタンス回路４２の逆相入力端
に対するバッファ回路１４の出力信号の帰還経路におけ
る抵抗（図１における抵抗９および１５）が排除され
て、直接バッファ回路１４の出力信号が相互コンダクタ
ンス回路４２の逆相入力端に接続されている点が、第１
の実施例の場合と異なっている。しかし、作用効果につ
いては、第１の実施例の場合と同様である。FIG. 4 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention. As shown in FIG. 4, the shunt circuit 1 of the present embodiment is the same as that of the first embodiment, but the feedback of the output signal of the buffer circuit 14 to the negative-phase input terminal of the transconductance circuit 42. The first point is that the resistance in the path (the resistances 9 and 15 in FIG. 1) is eliminated and the output signal of the buffer circuit 14 is directly connected to the negative-phase input terminal of the transconductance circuit 42.
Is different from the embodiment. However, the operation and effect are the same as those of the first embodiment.
【００３７】[0037]
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、縦続接
続される一対の相互コンダクタンス回路に電流を配分す
る分流回路を設け、前記相互コンダクタンス回路の相互
コンダクタンスの積を一定値に保持して、それぞれの相
互コンダクタンス回路に配分される電流値を可変とする
ことにより、利得可変反転増幅回路の使用を不要とし、
これにより回路構成を簡易化することができるともに、
消費電流をも低減することができるという効果がある。As described above, according to the present invention, a shunt circuit for distributing current to a pair of cascade-connected transconductance circuits is provided, and the product of the transconductance of the transconductance circuit is maintained at a constant value. By making the current value distributed to each transconductance circuit variable, the use of a variable gain inverting amplifier circuit becomes unnecessary,
This not only simplifies the circuit configuration, but also
There is an effect that current consumption can be reduced.
【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
【図２】第１の実施例における周波数特性を示す図であ
る、FIG. 2 is a diagram showing frequency characteristics in the first embodiment;
【図３】第１の実施例の具体例を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific example of the first embodiment.
【図４】本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。FIG. 4 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
【図５】従来例を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a conventional example.
１ 分流回路 ２、３、９、１５、１８、２４、２５、２８、３７、３
８、４４、４５ 抵抗 ４、５ ＰＮＰトランジスタ ６、２７、３６、４０、４１ 定電流源 ７ 可変抵抗 ８、１２、４２、４３、４６、４９ 相互コンダクタ
ンス回路 １０、１３、４７、５０ コンデンサ １１、１４、４８、５１ バッファ回路 １６、１７、２１〜２３、２６、３０〜３２、３４、３
５、３９ ＮＰＮトランジスタ １９、２０、２９、３３ ダイオード ４５ 可変利得反転増幅回路1 Shunt circuit 2, 3, 9, 15, 18, 24, 25, 28, 37, 3
8, 44, 45 Resistance 4, 5 PNP transistor 6, 27, 36, 40, 41 Constant current source 7 Variable resistance 8, 12, 42, 43, 46, 49 Transconductance circuit 10, 13, 47, 50 Capacitor 11, 14, 48, 51 Buffer circuits 16, 17, 21 to 23, 26, 30 to 32, 34, 3
5, 39 NPN transistor 19, 20, 29, 33 Diode 45 Variable gain inverting amplifier circuit
Claims (3)
れ、出力端が第１のコンデンサを介して接地される第１
の相互コンダクタンス回路と、 前記入力端子と前記第１の相互コンダクタンス回路の逆
相入力端との間に接続される第１の抵抗と、 入力端が前記第１の相互コンダクタンス回路の出力端に
接続され、当該第１の相互コンダクタンス回路に対する
バッファ機能を有する第１のバッファ回路と、 同相入力端が前記第１のバッファ回路の出力端に接続さ
れ、逆相入力端が前記第１の相互コンダクタンス回路の
逆相入力端に接続される第２の相互コンダクタンス回路
と、 前記第１の相互コンダクタンス回路の同相入力端と、前
記第２の相互コンダクタンス回路の出力端との間に接続
される第２のコンデンサと、 入力端が前記第２の相互コンダクタンス回路の出力端に
接続され、出力端が所定の出力端子に接続されて、前記
第２の相互コンダクタンス回路に対するバッファ機能を
有する第２のバッファ回路と、 前記第２のバッファ回路の出力端と、前記第２の相互コ
ンダクタンス回路の逆相入力端との間に接続される第２
の抵抗と、 を少なくとも備えて構成され、前記第１および第２の相
互コンダクタンス回路の相互コンダクタンスの積の値を
一定に保持し、且つそれぞれの相互コンダクタンスの値
を可変とすることにより、前記入力端子と前記出力端子
間の伝達関数の周波数特性を調整することを特徴とする
周波数特性調整回路。A first input terminal connected to a predetermined input terminal and an output terminal connected to a ground via a first capacitor;
A first resistor connected between the input terminal and an opposite-phase input terminal of the first transconductance circuit; and an input terminal connected to an output terminal of the first transconductance circuit. A first buffer circuit having a buffer function for the first transconductance circuit; an in-phase input terminal connected to an output terminal of the first buffer circuit; and an in-phase input terminal connected to the first transconductance circuit. A second transconductance circuit connected to a negative-phase input terminal of the second circuit, a second transconductance circuit connected between an in-phase input terminal of the first transconductance circuit, and an output terminal of the second transconductance circuit. A capacitor, an input terminal connected to an output terminal of the second transconductance circuit, and an output terminal connected to a predetermined output terminal; A second buffer circuit having a buffer function for the circuit, the output terminal of the second buffer circuit, the second being connected between the negative phase input terminal of the second transconductance circuit
And the resistance of the first and second transconductance circuits is kept constant, and the value of each of the transconductances is made variable. A frequency characteristic adjusting circuit for adjusting a frequency characteristic of a transfer function between a terminal and the output terminal.
れ、出力端が第１のコンデンサを介して接地される第１
の相互コンダクタンス回路と、 入力端が前記第１の相互コンダクタンス回路の出力端に
接続され、当該第１の相互コンダクタンス回路に対する
バッファ機能を有する第１のバッファ回路と、 同相入力端が前記第１のバッファ回路の出力端に接続さ
れ、逆相入力端が第１の抵抗を介して前記第１の相互コ
ンダクタンス回路の同相入力端に接続されるとともに、
第２の抵抗を介して前記第１の相互コンダクタンス回路
の逆相入力端ならびに所定の出力端子に接続される第２
の相互コンダクタンス回路と、 前記第１の相互コンダクタンス回路の同相入力端と、前
記第２の相互コンダクタンス回路の出力端との間に接続
される第２のコンデンサと、 入力端が前記第２の相互コンダクタンス回路の出力端に
接続され、出力端が前記出力端子に接続されて、前記第
２の相互コンダクタンス回路に対するバッファ機能を有
する第２のバッファ回路と、 を少なくとも備えて構成され、前記第１および第２の相
互コンダクタンス回路の相互コンダクタンスの積の値を
一定に保持し、且つそれぞれの相互コンダクタンスの値
を可変とすることにより、前記入力端子と前記出力端子
間の伝達関数の周波数特性を調整することを特徴とする
周波数特性調整回路。2. A first in-phase input terminal connected to a predetermined input terminal and an output terminal grounded via a first capacitor.
A first buffer circuit having an input terminal connected to an output terminal of the first transconductance circuit, and having a buffer function for the first transconductance circuit; An output terminal of the buffer circuit, an opposite-phase input terminal is connected to a common-mode input terminal of the first transconductance circuit via a first resistor,
A second resistor connected to a negative-phase input terminal of the first transconductance circuit and a predetermined output terminal via a second resistor;
A second capacitor connected between an in-phase input terminal of the first transconductance circuit, an output terminal of the second transconductance circuit, and an input terminal connected to the second mutual conductance circuit. A second buffer circuit connected to an output terminal of the conductance circuit, and an output terminal connected to the output terminal, and having a buffer function for the second transconductance circuit. The frequency characteristic of the transfer function between the input terminal and the output terminal is adjusted by keeping the value of the product of the transconductance of the second transconductance circuit constant and making the value of each transconductance variable. A frequency characteristic adjustment circuit characterized by the above-mentioned.
コンダクタンス回路に供給する各定電流の値により、前
記第１および第２の相互コンダクタンス回路の各相互コ
ンダクタンスの値を設定する請求項１または２記載の周
波数特性調整回路。 3. The method according to claim 1, wherein said first and second mutual currents are separated from a shunt circuit.
Depending on the value of each constant current supplied to the conductance circuit,
The mutual connection of the first and second transconductance circuits
3. The circuit according to claim 1, wherein the value of the conductance is set.
Wave number characteristic adjustment circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4264473A JP2937653B2 (en) | 1992-10-02 | 1992-10-02 | Frequency characteristic adjustment circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4264473A JP2937653B2 (en) | 1992-10-02 | 1992-10-02 | Frequency characteristic adjustment circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06121191A JPH06121191A (en) | 1994-04-28 |
| JP2937653B2 true JP2937653B2 (en) | 1999-08-23 |
Family
ID=17403717
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4264473A Expired - Lifetime JP2937653B2 (en) | 1992-10-02 | 1992-10-02 | Frequency characteristic adjustment circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2937653B2 (en) |
-
1992
- 1992-10-02 JP JP4264473A patent/JP2937653B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06121191A (en) | 1994-04-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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