JP2928627B2 - Ultrasonic signal processor - Google Patents
Ultrasonic signal processorInfo
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- JP2928627B2 JP2928627B2 JP2323166A JP32316690A JP2928627B2 JP 2928627 B2 JP2928627 B2 JP 2928627B2 JP 2323166 A JP2323166 A JP 2323166A JP 32316690 A JP32316690 A JP 32316690A JP 2928627 B2 JP2928627 B2 JP 2928627B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は超音波により物体の検出あるいは検査を行う
装置に関し、とくに複数の超音波トランスデューサ素子
からの受信信号を整相する整相処理に関する。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an apparatus for detecting or inspecting an object using ultrasonic waves, and particularly to a phasing process for phasing received signals from a plurality of ultrasonic transducer elements.
配列する複数のトランスデュー素子で検出された超音
波の受波信号にそれぞれ遅延を与えること所望の方位、
もしくは距離からの超音波の波面を同位相とし、これを
加え合せて改善された方位分解能を得る超音波装置が物
体のキズの検査，ソナーあるいは生体の超音波断層像の
撮像などの種々の分野で用いられる。The desired orientation to provide a delay to the received signal of the ultrasonic wave detected by a plurality of transducer elements arranged,
Alternatively, an ultrasonic device that obtains an improved azimuth resolution by making the wavefront of an ultrasonic wave from a distance the same phase and adding the same to various fields such as inspection of a flaw of an object, sonar or imaging of an ultrasonic tomographic image of a living body. Used in
また、特開昭52−20857号、及び米国特許第4,140,022
号には位相がそれぞれ制御された参照信号と各受信信号
とを混合することにより受信信号を低周波信号に周波数
移動し、その後それぞれ遅延を与えて加算する装置が示
される。これらの装置では、周波数移動整相法が行なわ
れると言うことができる。Also, JP-A-52-20857, and U.S. Pat.
In the figure, a device is shown in which a received signal is frequency-shifted to a low-frequency signal by mixing a reference signal whose phase is controlled respectively with each received signal, and thereafter each is delayed and added. In these devices, it can be said that the frequency shift phasing method is performed.
上記のいずれの整相法をとる装置においても、位相を
合せるべき方位もしくは距離の変更に応じて個々の信号
への遅延量を変更する必要がある。限られた装置コスト
でこれを実現するため、遅延を与えるための遅延部は、
限られた値の複数の遅延時間の中からその受信信号につ
いての遅延時間の理論値を近似できる遅延時間を選択し
て実行する構成とするのが一般的である。つまり、遅延
時間は、ある量子化単位の整数倍の値の中から選ばれ
る。In any of the devices employing the above phasing method, it is necessary to change the amount of delay to each signal in accordance with the change in the azimuth or distance to be matched. In order to achieve this with limited equipment cost, the delay unit to give a delay,
Generally, a configuration is adopted in which a delay time that can approximate the theoretical value of the delay time of the received signal is selected from a plurality of delay times having a limited value and executed. That is, the delay time is selected from values that are integral multiples of a certain quantization unit.
上記した周波数移動整相法では、遅延部の遅延時間の
量子化単位を単純な整相法より大きくしても十分な方位
分解能が得られる。例えば、上記特開昭52−20857号に
記載されたひとつの例では、混合により周波数移動され
た各受信信号は、所定周期でサンプリングされ、そのサ
ンプリング周期の整数倍の遅延量が実現されているが、
その標本化周期を比較的大きくとることができる。ただ
し、各受信信号に混合する参照信号の位相制御は、整相
すべき波面に対応して十分に精密に行う必要があり、こ
のような周波数移動部を構成するのに困難が伴なってい
た。In the above-described frequency shift phasing method, a sufficient azimuth resolution can be obtained even if the quantization unit of the delay time of the delay unit is made larger than that of the simple phasing method. For example, in one example described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 52-20857, each received signal frequency-shifted by mixing is sampled at a predetermined cycle, and a delay amount that is an integral multiple of the sampling cycle is realized. But,
The sampling period can be made relatively large. However, the phase control of the reference signal to be mixed with each received signal needs to be performed with sufficient precision corresponding to the wavefront to be phased, and it has been difficult to configure such a frequency shift unit. .
本発明の特徴は周波数移動整相法を、微小遅延後に周
波数移動を行う構成とすることにより実現する点にあ
る。A feature of the present invention is that the frequency shift phasing method is realized by adopting a configuration in which the frequency shift is performed after a minute delay.
複数の受信素子にて受信した信号の位相合わせを行い
加算することにより方位分解能が形成される。従来の構
成は第２図に示すものであるが、ここでａ）は単純な構
成であり、受信素子TRからの信号を微少遅延回路により
遅延させ、充分小さい遅延時間がτ′を単位として設定
可能な量子化遅延回路により遅延させ、加算することに
より目的信号のみを受信する。この構成によるとτ′が
小さいことから量子化遅延回路の構成が困難となる。ま
たｂ）が筆者の考案による周波数移動法でありTRからの
信号と、時間を精密に制御した参照信号Ｒとの乗算等に
よる混合処理を行い低周波信号に変換した後、比較的大
きな遅延時間τ″を単位として設定可能な量子化遅延回
路により遅延させ、加算することによる、量子化遅延回
路を簡単化する構成である。この構成によると混合部の
構成が困難となる。また、波形が劣化する。The azimuth resolution is formed by adjusting the phases of the signals received by the plurality of receiving elements and adding them. The conventional configuration is shown in FIG. 2, where a) is a simple configuration in which the signal from the receiving element TR is delayed by a minute delay circuit, and a sufficiently small delay time is set in units of τ ′. Only the target signal is received by delaying and adding by a possible quantization delay circuit. According to this configuration, since τ ′ is small, the configuration of the quantization delay circuit becomes difficult. B) is a frequency shift method devised by the present inventor, which performs a mixing process such as multiplication of a signal from TR and a reference signal R whose time is precisely controlled to convert the signal into a low-frequency signal, and then a relatively large delay time. This is a configuration that simplifies the quantization delay circuit by delaying and adding by a quantization delay circuit that can be set in units of τ ″. With this configuration, the configuration of the mixing unit becomes difficult. to degrade.
上記したごとく微少遅延を行なった後に混合処理を行
う構成とすることにより波形の劣化が阻止され、同時に
周波数が低周波に移動可能であることから、量子化遅延
部の周波数特性に関する要求も緩和されこの部分の構成
も簡単になる。As described above, the configuration in which the mixing process is performed after performing the small delay prevents the waveform from deteriorating, and at the same time, the frequency can be shifted to a low frequency, so that the requirement regarding the frequency characteristics of the quantization delay unit is also eased. The configuration of this part is also simplified.
まず、第３図により動作を検討する。第３図において
TRが超音波の送受波器であり、SDが微少遅延回路、Ｍが
混合器、QDが遅延時間の設定単位がτＱなる量子化遅延
回路である。First, the operation will be discussed with reference to FIG. In FIG.
TR is an ultrasonic wave transmitter / receiver, SD is a minute delay circuit, M is a mixer, and QD is a quantization delay circuit whose setting unit of delay time is τ Q.
中心周波数がωＳなる送信信号をｓ（ｔ）とすると、 ｓ（ｔ）＝Ａ（ｔ）exp（ｊωSt） と近似できる。ここで、Ａ（ｔ）は送信信号の包絡線形
状である。この送信信号による反射信号の第ｎ素子によ
る受信信号un（ｔ）は音波の伝搬時間をτｎとすること
により un（ｔ）＝ｓ（ｔ−τｎ） ＝Ａ（ｔ−τｎ）exp｛ｊωｓ（ｔ−τｎ）｝ となる。このun（ｔ）をSDにより遅延させ,fn（ｔ）と
する。この信号fn（ｔ）は、QDにより同相と出来るため
にknを整数として fn（ｔ）＝Ａ（ｔ＋knτＱ）exp{jωＳ(t+kｎτＱ)} なる信号である。この信号と参照信号ｈ（ｔ）との乗算
を行なう。ここで、ｈ（ｔ）を ｈ（ｔ）＝exp｛−ｊωdt）｝ とする。このため、乗算結果をgn（ｔ）とすると gn（ｔ）＝fn（ｔ）ｈ（ｔ） ＝Ａ（ｔ＋knτＱ） ・exp［ｊ
｛（ωＳ−ωｄ）ｔ＋knωＳτＱ｝］ ＝Ａ（ｔ＋knτＱ） ・exp［ｊ
｛ω′ｔ＋knωＳτＱ｝］ ＝Ａ（ｔ＋knτＱ） ・exp［ｊ
｛ω′ｔ＋kn（ω′＋ωｄ）τＱ｝］ ＝Ａ（ｔ＋knτＱ） ・exp［ｊ
｛ω′（ｔ＋knτＱ）＋knωｄτＱ｝］ である。ここでω′は移動後の周波数に相当し ωｓ−ω′＝ωｄ である。この波形がQDによりknτＱなる時間の遅延処理
を受けた信号vn（ｔ）は vn（ｔ）＝gn（ｔ−knτＱ） ＝Ａ（ｔ）exp［ｊω′ｔ＋knωｄτＱ］ ＝Ａ（ｔ）exp［ｊω′ｔ＋２πknτQ/
τｄ］ となる。ここでτｄは参照信号の周期であり、 ωｄ＝２π／τｄ である。この信号においては、knはｎに依存して異なる
ため、これらを加算した結果である は、位相が一般的には一致せず、成長しない。When the transmission signal center frequency is omega S and s (t), can be approximated by s (t) = A (t ) exp (jω S t). Here, A (t) is the envelope shape of the transmission signal. Received signal u n by the n-th element of the reflected signal by the transmission signal (t) u n is by the propagation time of the sound wave and τ n (t) = s ( t-τ n) = A (t-τ n ) Exp {jω s (t−τ n )}. This u n (t) is delayed by SD, and is referred to as f n (t). The signal f n (t) is the k n to be in-phase with f n (t) = A ( t + k n τ Q) exp {jω S (t + k n τ Q)} becomes a signal as an integer by QD is there. This signal is multiplied by a reference signal h (t). Here, h (t) is set as h (t) = exp {−jω d t)}. Therefore, assuming that the multiplication result is g n (t), g n (t) = f n (t) h (t) = A (t + k n τ Q ) · exp [j
{(Ω S -ω d) t + k n ω S τ Q}] = A (t + k n τ Q) · exp [j
{Ω't + k n ω S τ Q}] = A (t + k n τ Q) · exp [j
{Ω't + k n (ω ' + ω d) τ Q}] = A (t + k n τ Q) · exp [j
A {ω '(t + k n τ Q) + k n ω d τ Q}]. Here ω 'corresponds to the frequency after the movement ω s -ω' a = ω d. Signal waveform is subjected to k n tau Q becomes time delay processing by QD v n (t) is v n (t) = g n (t-k n τ Q) = A (t) exp [jω't + k n ω d τ Q] = A (t) exp [jω't + 2πk n τ Q /
τ d ]. Here, τ d is the period of the reference signal, and ω d = 2π / τ d . In this signal, since k n differs depending on n, it is the result of adding these. Generally do not match and do not grow in phase.
以下、第１図に示す実施例により本発明の方式の動作
を詳細に説明する。第１図にて、TR1〜TRNは送受波器
（トランスデューサ素子）、SDは微小遅延回路、Ｍは混
合器、RGは参照符号発生器、PSは移相器、PCは移相制御
器、QDは量子化遅延回路、ADは加算器である。各素子か
らの受信符号un（ｔ）は、微小遅延回路SDでfn（ｔ）だ
け遅延された後、混合器Ｍで参照符号ｈ（ｔ）と混合さ
れる。混合により発生する低周波成分gn（ｔ）は移相器
PSで移相された後、各々量子化遅延回路QDで遅延され、
加算器ADで加算される。本方式においては、参照信号ｈ
（ｔ）の周期τｄと、量子化遅延回路QDの遅延時間の設
定単位τＱは、L,Iを整数として τＱ＝（I/L）τｄ なる関係に設定する。ｈ（ｔ）の周波数ωｄに関しては である。この関係が成立すると、vn（ｔ）は vn（ｔ）＝Ａ（ｔ）exp［ｊω′ｔ＋２πknτQ/
τｄ］ ＝Ａ（ｔ）exp［ｊω′ｔ＋２πkn（I/L）］ ＝Ａ（ｔ）exp［ｊω′ｔ＋（２π/L）knI］ となる。このように各信号は、knの値に対応して２π/L
を単位として位相が回転する。そこで、位相回転器PSに
より混合器出力の位相をＬ種類の位相量だけ回転するこ
とにより全ての信号vn″（ｔ）が vn″（ｔ）＝Ａ（ｔ）exp［ｊω′ｔ］ となり、全ての信号が、包絡線形状と位相の双方におい
て一致するため、完全に同一波形となる。このため、こ
れらの加算結果であるｗ″（ｔ）は となり、包絡線形状の変化を受けることなく加算により
大きく成長する。Hereinafter, the operation of the system of the present invention will be described in detail with reference to the embodiment shown in FIG. In FIG. 1, TR 1 to TR N are a transducer (transducer element), SD is a minute delay circuit, M is a mixer, RG is a reference code generator, PS is a phase shifter, and PC is a phase shift controller. , QD is a quantization delay circuit, and AD is an adder. The received code u n (t) from each element is delayed by f n (t) in the minute delay circuit SD, and then mixed with the reference code h (t) in the mixer M. The low frequency component g n (t) generated by mixing is a phase shifter
After being phase shifted by PS, each is delayed by the quantization delay circuit QD,
The addition is performed by the adder AD. In this method, the reference signal h
The period τ d of (t) and the setting unit τ Q of the delay time of the quantization delay circuit QD are set so that L and I are integers and τ Q = (I / L) τ d . For the frequency ω d of h (t) It is. When this relationship is established, v n (t) becomes v n (t) = A (t) exp [jω′t + 2πk n τ Q /
tau d] = the A (t) exp [jω't + 2πk n (I / L)] = A (t) exp [jω't + (2π / L) k n I]. Each signal in this manner, corresponding to the value of k n 2π / L
The phase rotates in units of. Then, by rotating the phase of the mixer output by the phase rotator PS by L kinds of phase amounts, all the signals v n ″ (t) become v n ″ (t) = A (t) exp [jω′t] Since all signals match in both the envelope shape and the phase, the waveforms are completely the same. Therefore, w ″ (t) that is the result of these additions is , And greatly grow by addition without receiving a change in the envelope shape.
ここで、第１図構成の特殊例として、Ｌ＝１の場合に
つき、動作を説明する。τQ/τｄ＝I/L＝Ｉなる場合で
あるが、この場合のvn（ｔ）は vn（ｔ）＝Ａ（ｔ）exp［ｊω′ｔ＋２πkn（I/L）］ ＝Ａ（ｔ）exp［ｊω′ｔ＋２πknI］ ＝Ａ（ｔ）exp［ｊω′ｔ］ となり、PSを使用することなく、全ての信号が完全に同
一波形となる。このため、これらを加算した結果である
ｗ（ｔ）は となり、包絡線形状の変化を受けることなく加算により
大きく成長する。したがってPSを省略した第３図の構成
で整相が可能となるＬ＝１における装置構成の具体例
は、例えばＩ＝Ｌ＝１に対応して、τＱ＝τｄ＝100nse
c.であり、主遅延部量子化単位100nsec.、参照信号周波
数10MHzとなる。Here, as a special example of the configuration of FIG. 1, the operation will be described for the case of L = 1. Although a case consisting τ Q / τ d = I / L = I, v n in this case (t) is v n (t) = A ( t) exp [jω't + 2πk n (I / L)] = A (t) exp [jω't + 2πk n I] = a (t) exp [jω't] next, without the use of PS, all signals are completely identical waveforms. Therefore, w (t) which is the result of adding these is , And greatly grow by addition without receiving a change in the envelope shape. Therefore, a specific example of the device configuration at L = 1 where phasing is possible with the configuration of FIG. 3 in which PS is omitted is, for example, corresponding to I = L = 1, and τ Q = τ d = 100 ns.
c. The main delay unit quantization unit is 100 nsec., and the reference signal frequency is 10 MHz.
次に、Ｌ＝２であるが、この場合はτQ/τｄ＝I/L＝1
/2,3/2,5/2…であり、この場合にはＩは奇数であり、vn
（ｔ）は となる。このように各信号は、knが奇数の場合と偶数の
場合とで位相が反転する。そこで、第１図のPSとして位
相反転器を使用し混合器出力の位相を反転させることに
より全ての信号vn′（ｔ）が vn′（ｔ）＝Ａ（ｔ）exp［ｊω′ｔ］ となり、完全に同一波形となる。このため、これらの加
算結果であるｗ′（ｔ）も と、包絡線形状の変化を受けることなく加算により大き
く成長する。Ｌ＝２における装置構成の具体例は、例え
ばＩ＝３、Ｌ＝２に対応して、τＱ＝120nsec.,τｄ＝8
0nsec.であり、主遅延部量子化単位120nsec.、参照信号
周波数12.5MHzとなる。Next, L = 2. In this case, τ Q / τ d = I / L = 1
/ 2,3 / 2,5 / 2 ... where I is odd and v n
(T) is Becomes Each signal in this way, k n phase is inverted between cases where the odd and even. Therefore, all signals by inverting the mixer output of the phase using the phase inverter as PS in Figure 1 v n '(t) is v n' (t) = A (t) exp [jω't And the waveforms are completely the same. Therefore, w ′ (t) which is the result of the addition is also , And greatly grow by addition without receiving a change in the envelope shape. A specific example of the device configuration when L = 2 is, for example, τ Q = 120 nsec., Τ d = 8, corresponding to I = 3 and L = 2.
0 nsec., Which is a main delay unit quantization unit of 120 nsec. And a reference signal frequency of 12.5 MHz.
ここで、第４図にRC示す参照信号制御部により参照信
号ｈ（ｔ）の位相制御を行なう構成につき説明する。Here, a configuration in which the reference signal control unit shown in FIG. 4 performs phase control of the reference signal h (t) will be described.
ｈ（ｔ）＝exp｛−ｊωdt）｝ であり、RCによる移相量をφｎとするとRCの出力h
n（ｔ）は hn（ｔ）＝ｈ（ｔ）exp｛−ｊφｎ｝ である。このため、乗算結果をgn（ｔ）とすると gn（ｔ）＝fn（ｔ）ｈ（ｔ）exp｛−ｊφｎ｝ ＝Ａ（ｔ＋knτＱ） ・exp[j{ω′(t+kｎτＱ)+kｎωｄτＱ-
φｎ}] である。この波形がQDによりｋτＱなる時間の遅延処理
を受けた信号vn（ｔ）は vn（ｔ）＝gn（ｔ−knτＱ） ＝Ａ（ｔ）exp［ｊω′ｔ＋knωｄτＱ−φ
ｎ］ ＝Ａ(t)exp[jω′t+2πkｎτＱ/τｄ-φｎ] となる。そこで、RCの移相量φｎを φｎ＝２πknτQ/τｄ と設定することにより、全ての混合器出力vn″（ｔ）が vn″（ｔ）＝Ａ（ｔ）exp［ｊω′ｔ］ となり、完全に同一波形となる。このため、これらの加
算結果であるｗ″（ｔ）は となり、包絡線形状の変化を受けることなく加算により
大きく成長する。この場合においては、φｎの値を自由
に設定可能なことからQDの遅延時間が量子化されている
必要性は無い。h (t) = a exp {-jω d t)}, when the phase shift amount by RC and phi n RC output h
n (t) is h n (t) = h (t) exp {−jφ n }. Therefore, when the result of the multiplication and g n (t) g n ( t) = f n (t) h (t) exp {-jφ n} = A (t + k n τ Q) · exp [j {ω '( t + k n τ Q) + k n ω d τ Q -
φ n }]. Signal waveform is subjected to Lkr Q becomes time delay processing by QD v n (t) is v n (t) = g n (t-k n τ Q) = A (t) exp [jω't + k n ω d τ Q −φ
n] = a A (t) exp [jω't + 2πk n τ Q / τ d -φ n]. Therefore, by setting the RC in the amount of phase shift phi n and φ n = 2πk n τ Q / τ d, all of the mixer output v n "(t) is v n" (t) = A (t) exp [Jω't], and have completely the same waveform. Therefore, w ″ (t) that is the result of these additions is , And greatly grow by addition without receiving a change in the envelope shape. In this case, the need QD delay time because it can freely set the value of phi n is quantized is not.
一方、τＱ＝（I/L）τｄ なる関係に設定するとvn（ｔ）は vn(t)＝Ａ(t)exp[jω′t+2πkｎτＱ/τｄ-φｎ] ＝Ａ（ｔ）exp[jω′t+2πkｎ(I/L)-φｎ] ＝Ａ（ｔ）exp[jω′t+(2π/L)kｎI-φｎ] となる。この場合のRCの移相量φｎは φｎ＝（２π/L）knI であり、Ｉが整数であることから、knが整数の場合には
Ｌ種類の位相回転量に限定され、装置構成が簡単とな
る。位相回転器PSにより混合器出力の位相をＬ種類の位
相量だけ回転することにより全ての信号vn″（ｔ）が vn″（ｔ）＝Ａ（ｔ）exp［ｊω′ｔ］ となり、全ての信号が、完全に同一波形となる。このた
め、これらの加算結果であるｗ″（ｔ）は となり、包絡線形状の変化を受けることなく加算により
大きく成長する。On the other hand, if a relationship of τ Q = (I / L) τ d is set, v n (t) becomes v n (t) = A (t) exp [jω′t + 2πk n τ Q / τ d -φ n ] = the a (t) exp [jω't + 2πk n (I / L) -φ n] = a (t) exp [jω't + (2π / L) k n I-φ n]. In this case, the RC phase shift amount φ n is φ n = (2π / L) k n I. Since I is an integer, when k n is an integer, it is limited to L kinds of phase rotation amounts. In addition, the device configuration is simplified. By rotating the phase of the output of the mixer by L kinds of phase amounts by the phase rotator PS, all signals v n ″ (t) become v n ″ (t) = A (t) exp [jω′t], All signals have exactly the same waveform. Therefore, w ″ (t) that is the result of these additions is , And greatly grow by addition without receiving a change in the envelope shape.
以上は説明の簡単のために複素信号として取り扱って
きたが、この構成に限定されるものではなく、実部ある
いは虚部のみによる構成も簡易構成として当然可能であ
る。Although the above has been treated as a complex signal for the sake of simplicity, the present invention is not limited to this configuration, and a configuration using only a real part or an imaginary part is naturally possible as a simple configuration.
主遅延部MDは、以上に示した第１図，第３図，第４図
のいずれの回路においても量子化遅延回路QDは遅延時間
の設定単位が量子化しているため、標本化信号の記憶回
路で構成可能である。その構成を第５図に示す。R1,Rn,
RNはそれぞれ複数の記憶番地を有するアナログメモリで
あり、これらの各メモリへは各チャネルの受信信号（混
合器をへて低周波化された受信信号）がそれぞれ標本化
されて記憶される。記憶、つまり本標本化のタイミング
は周期τｄのクロック信号CPに同期する。また記憶され
た信号はやはりCPに同期して読み出される。ただし、ア
ドレス制御器ACにより、それぞれ記憶アドレスと読出し
アドレスが順次制御され、記憶から何周期目に読み出さ
れるかにより遅延時間が定められる。ここで、基本的に
はτＣ＝τＱと設定するが、信号の周波数によってはτ
Ｃを小さくする必要性などから、２τＣ＝τＱなどと設
定することもある。In any of the circuits shown in FIGS. 1, 3, and 4, the main delay section MD stores the sampling signal because the quantization delay circuit QD has a quantized delay time setting unit. It can be configured by a circuit. The configuration is shown in FIG. R 1 , R n ,
R N are each an analog memory having a plurality of memory addresses, the received signals of each channel to each memory (received signal low frequency reduction by fart mixer) are stored are sampled respectively. Storage, i.e. the timing of the sampling is synchronized to the clock signal CP period tau d. The stored signal is also read out in synchronization with the CP. However, the storage address and the read address are sequentially controlled by the address controller AC, respectively, and the delay time is determined by the number of cycles in which the data is read from the storage. Here, basically, τ C = τ Q is set, but depending on the frequency of the signal, τ C = τ Q
Due to the necessity of reducing C , for example, 2τ C = τ Q may be set.
ここで、PSあるいはPCの構成の複雑化から、Ｌの大き
さとしては16以下が最も適当である。以上は説明の簡単
のために複素信号として取り扱ってきたが、この構成に
限定されるものではなく、実部あるいは虚部のみによる
構成も簡易構成として当然可能である。Here, the size of L is most preferably 16 or less due to the complexity of the PS or PC configuration. Although the above has been treated as a complex signal for the sake of simplicity, the present invention is not limited to this configuration, and a configuration using only a real part or an imaginary part is naturally possible as a simple configuration.
本方式は、波形の劣化を受けない特長を有する。更
に、ω′は低周波へ移動したあとの信号周波数であり、
QDの構成が簡単となる。This method has the feature of not being affected by waveform deterioration. Further, ω ′ is a signal frequency after moving to a low frequency,
The configuration of the QD is simplified.
第１図は、本発明は一実施例の基本構成を説明するブロ
ック図。 第２図は、従来方式の構成説明図。 第３図は、本発明の動作原理の説明図。 第４図は、本発明の実施例のブロック図。 第５図は、本発明のさらに別の実施例の遅延回路ブロッ
ク図。 TR……送受波器、SD……微少遅延回路、Ｍ……混合器、
QD……量子化遅延回路、AD……加算器、RG……参照信号
発生器、PS……位相回転器、PC……位相制御回路、RC…
…参照信号制御部。FIG. 1 is a block diagram illustrating a basic configuration of an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a configuration explanatory view of a conventional system. FIG. 3 is an explanatory diagram of the operation principle of the present invention. FIG. 4 is a block diagram of an embodiment of the present invention. FIG. 5 is a block diagram of a delay circuit according to still another embodiment of the present invention. TR: Transceiver, SD: Micro delay circuit, M: Mixer,
QD: Quantization delay circuit, AD: Adder, RG: Reference signal generator, PS: Phase rotator, PC: Phase control circuit, RC:
... Reference signal control unit.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 近藤 真一 東京都国分寺市東恋ケ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (56)参考文献 特開 昭58−141142（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−265185（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−73162（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−94738（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−194770（ＪＰ，Ａ) 実開 昭57−83477（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭55−158706（ＪＰ，Ｕ) 特許2665019（ＪＰ，Ｂ２) 特許2872396（ＪＰ，Ｂ２) 特公 平５−32709（ＪＰ，Ｂ２) 特公 平３−21178（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01S 7/52 - 7/64 G01S 15/00 - 15/96 G01N 29/22 A61B 8/00 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Shinichi Kondo 1-280 Higashi Koikebo, Kokubunji-shi, Tokyo Inside the Central Research Laboratory, Hitachi, Ltd. (56) References JP-A-58-141142 (JP, A) JP-A-63 JP-A-265185 (JP, A) JP-A-62-73162 (JP, A) JP-A-3-94738 (JP, A) JP-A-4-194770 (JP, A) Japanese Utility Model Publication No. 57-83477 (JP, U) Japanese Utility Model Application Sho 55-158706 (JP, U) Patent 2665019 (JP, B2) Patent 2872396 (JP, B2) Japanese Patent Publication No. 5-32709 (JP, B2) Japanese Patent Publication No. 3-21178 (JP, B2) ) Surveyed field (Int.Cl. 6 , DB name) G01S 7/52-7/64 G01S 15/00-15/96 G01N 29/22 A61B 8/00
Claims (7)
１の遅延手段と、前記微小遅延時間得を与えた受信信号
を周波数変換するための参照信号を発生する手段と、前
記微小遅延時間得を与えた受信信号と前記参照信号とを
混合する手段と、前記参照信号を混合した受信信号に前
記微小遅延手段よりも大きな遅延時間を主遅延時間とし
て与える第２の遅延手段と、前記主遅延時間が与えられ
た各信号を加算する手段を備えた超音波信号処理装置に
おいて、前記第２の遅延手段の遅延時間の設定単位と前
記参照信号の周期との比を整数比I/Lとし、かつ前参照
信号と混合した各信号を２π/Lの単位で位相回転して同
相化し、前記第２の遅延手段に供給する手段を備えたこ
とを特徴とする超音波信号処理装置。A first delay means for giving a minute delay time to a plurality of received signals; a means for generating a reference signal for frequency-converting the received signal given the minute delay time; Means for mixing the obtained received signal and the reference signal, second delay means for giving a delay time greater than the minute delay means as a main delay time to the received signal obtained by mixing the reference signal, In an ultrasonic signal processing apparatus including means for adding each signal given a delay time, a ratio between a set unit of the delay time of the second delay means and a cycle of the reference signal is an integer ratio I / L. An ultrasonic signal processing device comprising means for rotating each signal mixed with the previous reference signal in phase by a unit of 2π / L to be in phase, and supplying the same to the second delay means.
各混合信号の出力を標本化し記憶し、記憶された信号を
前記標本化の周期の整数倍の時間後に読み出して遅延を
行なうことを特徴とする請求項１に記載の超音波信号処
理装置。2. The second delay means samples and stores the output of each of the mixed signals at a predetermined cycle, and reads out the stored signal after an integral multiple of the sampling cycle to delay. The ultrasonic signal processing device according to claim 1, wherein:
超音波信号処理装置において、前記各受信信号に微小時
間の遅延時間を与える複数の第１の遅延手段と、該各第
１の遅延手段の出力に混合する各参照信号の位相の回転
を制御する参照信号制御手段と、該参照信号制御手段に
より位相の回転が制御された前記各参照信号と前記各第
１の遅延手段の出力とを混合する複数の混合手段と、前
記混合手段の各出力の位相を回転して同相化する位相回
転器と、該位相回転器の出力に遅延を与える第２の遅延
手段と、該題２の遅延手段により遅延された各出力を加
算する加算手段とを有し、前記第２の遅延手段の遅延時
間の設定単位τＱと前記参照信号の周期τｄとの比を整
数比I/Lとし、かつ前記位相回転器は２π/Lの単位で位
相を回転することを特徴とする超音波信号処理装置。3. An ultrasonic signal processing apparatus for processing a plurality of received signals to form an image by performing signal processing, wherein a plurality of first delay means for giving a short delay time to each of the received signals; Reference signal control means for controlling the rotation of the phase of each reference signal mixed with the output of the delay means, each of the reference signals whose phase rotation is controlled by the reference signal control means, and the output of each of the first delay means And a phase rotator for rotating the phase of each output of the mixing means to be in phase, a second delay means for delaying the output of the phase rotator, Adding means for adding the respective outputs delayed by the delay means, wherein the ratio of the setting unit τ Q of the delay time of the second delay means to the period τ d of the reference signal is represented by an integer ratio I / L. And the phase rotator rotates the phase in units of 2π / L. Ultrasonic signal processing device.
…,N（N:整数））を整数とするとき、前記各参照信号の
位相の回転量を（Φｎ）を、Φｎ＝（２π/L）knIと設
定することを特徴とする請求項３に記載の超音波信号処
理装置。4. The method according to claim 1, wherein the reference signal control means includes: k n (n = 1, 2,
..., N: When the (N integer)) an integer, a and ([Phi n) amount of phase rotation of the respective reference signals, and sets the Φ n = (2π / L) k n I The ultrasonic signal processing device according to claim 3.
求項４に記載の超音波信号処理装置。5. The ultrasonic signal processing apparatus according to claim 4, wherein said L is 16 or less.
各混合手段の出力を標本化し記憶し、記憶された信号を
前記標本化の周期の整数倍の時間後に読み出して遅延を
行なうことを特徴とする請求項３に記載の超音波信号処
理装置。6. The second delay means samples and stores the output of each of the mixing means at a predetermined cycle, and reads out the stored signal after an integral multiple of the sampling cycle to delay. The ultrasonic signal processing device according to claim 3, wherein:
超音波信号処理装置において、前記各受信信号に微小時
間の遅延時間を与える複数の第１の遅延手段と、該各第
１の遅延手段の出力に対して共通の参照信号を混合する
複数の混合手段と、該各混合手段の出力を遅延させる第
２の遅延手段と、該第２の遅延手段により遅延され各出
力を加算する加算手段とを有し、前記第２の遅延手段の
遅延時間の設定単位を手段を前記参照信号の周期の整数
倍としたことを特徴とする超音波信号処理装置。7. An ultrasonic signal processing apparatus for processing a plurality of received signals to form an image by performing signal processing, wherein a plurality of first delay means for giving a short delay time to each of the received signals; A plurality of mixing means for mixing a common reference signal with the output of the delay means, a second delay means for delaying the output of each of the mixing means, and an addition of each output delayed by the second delay means An ultrasonic signal processing apparatus, comprising: an adding unit, wherein the unit of setting the delay time of the second delay unit is an integral multiple of the period of the reference signal.
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2323166A JP2928627B2 (en) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | Ultrasonic signal processor |
| US07/797,025 US5271276A (en) | 1990-11-28 | 1991-11-25 | Phase regulating apparatus of ultrasonic measuring devices |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2323166A JP2928627B2 (en) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | Ultrasonic signal processor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04194771A JPH04194771A (en) | 1992-07-14 |
| JP2928627B2 true JP2928627B2 (en) | 1999-08-03 |
Family
ID=18151817
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2323166A Expired - Fee Related JP2928627B2 (en) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | Ultrasonic signal processor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2928627B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4698073B2 (en) * | 2001-06-26 | 2011-06-08 | 株式会社日立メディコ | Ultrasonic diagnostic equipment |
-
1990
- 1990-11-28 JP JP2323166A patent/JP2928627B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04194771A (en) | 1992-07-14 |
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