JP2885801B2 - 変復調装置 - Google Patents
変復調装置Info
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- JP2885801B2 JP2885801B2 JP63167226A JP16722688A JP2885801B2 JP 2885801 B2 JP2885801 B2 JP 2885801B2 JP 63167226 A JP63167226 A JP 63167226A JP 16722688 A JP16722688 A JP 16722688A JP 2885801 B2 JP2885801 B2 JP 2885801B2
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、回線からの音声信号の入力を検出するため
の装置を備えた変復調装置に関する。
の装置を備えた変復調装置に関する。
従来の技術 従来より、ファクシミリ装置などの電話機を内蔵した
通信端末においては、回線から入力する音声信号と変復
調信号とを識別することにより、通信端末機能と電話機
能との機能切り換えを行っている。
通信端末においては、回線から入力する音声信号と変復
調信号とを識別することにより、通信端末機能と電話機
能との機能切り換えを行っている。
このような音声信号と変復調信号の識別については従
来より様々な方法があるが、変復調信号の検出を行って
変復調信号でなければ音声信号であると判断する方法が
一般的であり、積極的に音声信号を検出する方法は限ら
れていた。
来より様々な方法があるが、変復調信号の検出を行って
変復調信号でなければ音声信号であると判断する方法が
一般的であり、積極的に音声信号を検出する方法は限ら
れていた。
この積極的に音声信号を検出する従来例について、第
７図により以下説明する。
７図により以下説明する。
ここに示す例は、デジタル変復調装置に適用されたも
ので、回線からのアナログ入力信号１はアナログ／デジ
タル変換器２によりデジタル信号に変換され、さらに一
群のバンドパスフィルタ3i（ｉ＝0,1,…,n）を通されて
から一群の二乗器４および積分器５により二乗積分さ
れ、各バンドパスフィルタの周波数帯域の成分毎の平均
エネルギー値Xiが求められる。そして、エンコーダ６
は、各平均エネルギー値Xiの中で最大値でかつある閾値
以上の周波数の番号ｉのコードを周波数識別信号７とし
て出力する。
ので、回線からのアナログ入力信号１はアナログ／デジ
タル変換器２によりデジタル信号に変換され、さらに一
群のバンドパスフィルタ3i（ｉ＝0,1,…,n）を通されて
から一群の二乗器４および積分器５により二乗積分さ
れ、各バンドパスフィルタの周波数帯域の成分毎の平均
エネルギー値Xiが求められる。そして、エンコーダ６
は、各平均エネルギー値Xiの中で最大値でかつある閾値
以上の周波数の番号ｉのコードを周波数識別信号７とし
て出力する。
音声検出は、このような周波数識別の結果に基づき行
われる。すなわち、変化点検出回路８によって音声識別
信号７の変化点（コードの切り換わり）を検出した時か
らの時間を時間監視回路９により監視し、ある変化点か
ら次の変化点までの時間が一定時間Δｔを越えると非音
声と判定し、音声判定信号10をオフする。変化点の間隔
がΔｔ以下であれば音声と判定し、音声判定信号10をオ
ンする。
われる。すなわち、変化点検出回路８によって音声識別
信号７の変化点（コードの切り換わり）を検出した時か
らの時間を時間監視回路９により監視し、ある変化点か
ら次の変化点までの時間が一定時間Δｔを越えると非音
声と判定し、音声判定信号10をオフする。変化点の間隔
がΔｔ以下であれば音声と判定し、音声判定信号10をオ
ンする。
発明が解決しようとする課題 しかし、かかる構成によれば高信頼の音声検出ができ
ないという問題があった。これについて、第８図に示し
た信号波形図を参照しながら説明する。なお、ここでは
説明を簡単にするためｎ＝１とする。
ないという問題があった。これについて、第８図に示し
た信号波形図を参照しながら説明する。なお、ここでは
説明を簡単にするためｎ＝１とする。
アナログ入力信号１の内で非音声信号A,Bは単一周波
数で振幅が一定しているため、各周波数成分の平均エネ
ルギー値X0,X1はΔｔを越える時間継続して閾値以上と
なる。したがって、図示のように音声判定信号10はオフ
する。
数で振幅が一定しているため、各周波数成分の平均エネ
ルギー値X0,X1はΔｔを越える時間継続して閾値以上と
なる。したがって、図示のように音声判定信号10はオフ
する。
他方、音声信号は振幅が変動する多周波信号である
が、各周波数成分に対する平均エネルギー値の時間的変
化の具合は、対応するバンドパスフィルタの係数（Ｑ
値）に依存する。すなわち、バンドパスフィルタのＱ値
が小さい周波数成分の場合、それが変動すると平均エネ
ルギー値も強く変動するのに対し、バンドパスフィルタ
のＱ値が大きい周波数成分の場合、それが変動しても平
均エネルギー値の変動は小さい。
が、各周波数成分に対する平均エネルギー値の時間的変
化の具合は、対応するバンドパスフィルタの係数（Ｑ
値）に依存する。すなわち、バンドパスフィルタのＱ値
が小さい周波数成分の場合、それが変動すると平均エネ
ルギー値も強く変動するのに対し、バンドパスフィルタ
のＱ値が大きい周波数成分の場合、それが変動しても平
均エネルギー値の変動は小さい。
その結果、第８図中の音声信号である信号Ｃは非音声
信号であると誤判定され、音声判定信号10はオフしてし
まう。
信号であると誤判定され、音声判定信号10はオフしてし
まう。
逆に、同様の理由により、非音声の周波数変調された
アナログ入力信号が音声信号と誤判定されることがあ
る。
アナログ入力信号が音声信号と誤判定されることがあ
る。
本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、周
波数識別用バンドパスフィルタの係数の影響を排除し、
単一周波数もしくは周波数変調された非音声信号の誤検
出を防止した音声検出を可能とする変復調装置を提供す
ることを目的とする。
波数識別用バンドパスフィルタの係数の影響を排除し、
単一周波数もしくは周波数変調された非音声信号の誤検
出を防止した音声検出を可能とする変復調装置を提供す
ることを目的とする。
課題を解決するための手段 上述の課題を解決するため、本発明の変復調装置は、
通信端末機能と電話機能を有する装置に適用される変復
調装置であって、回線からアナログ信号を入力する入力
手段と、この入力手段により入力されたアナログ信号の
利得を制御する可変増幅器および自動利得制御回路を備
えた自動利得制御系と、前記自動利得制御回路より出力
される利得制御信号の一定時間内における最大値と最小
値との差分を検出する差分検出手段と、この差分検出手
段により検出された差分と基準値との比較により、前記
差分が前記基準値を越えたときには前記アナログ信号を
音声信号であると判定し、前記基準値を越えないときに
は前記アナログ信号を単一周波数の非音声信号もしくは
周波数変調された非音声信号であると判定する判定手段
とを備えたことを特徴としている。
通信端末機能と電話機能を有する装置に適用される変復
調装置であって、回線からアナログ信号を入力する入力
手段と、この入力手段により入力されたアナログ信号の
利得を制御する可変増幅器および自動利得制御回路を備
えた自動利得制御系と、前記自動利得制御回路より出力
される利得制御信号の一定時間内における最大値と最小
値との差分を検出する差分検出手段と、この差分検出手
段により検出された差分と基準値との比較により、前記
差分が前記基準値を越えたときには前記アナログ信号を
音声信号であると判定し、前記基準値を越えないときに
は前記アナログ信号を単一周波数の非音声信号もしくは
周波数変調された非音声信号であると判定する判定手段
とを備えたことを特徴としている。
また、本発明の変復調装置は、前記差分検出手段に代
えて自動利得制御回路より出力される利得制御信号の交
流成分を抽出する抽出手段と、この抽出手段により抽出
された交流成分の平均エネルギー値を検出する検出手段
とを備え、この検出手段により検出された平均エネルギ
ー値と基準値とを比較するようにしたものである。
えて自動利得制御回路より出力される利得制御信号の交
流成分を抽出する抽出手段と、この抽出手段により抽出
された交流成分の平均エネルギー値を検出する検出手段
とを備え、この検出手段により検出された平均エネルギ
ー値と基準値とを比較するようにしたものである。
作用 自動利得制御系は出力エネルギーが一定となるように
絶えず利得のフィードバック制御がなされるものであ
り、系の入力信号すなわち回線からのアナログ入力信号
が一定振幅ならば、利得制御信号はその入力信号振幅に
応じた一定の値に安定する。これは、入力信号が単一周
波数であっても多周波数であっても、一定振幅であれば
同様である。他方、振幅変動が大きい音声信号が系に入
力した場合、その振幅変動の速度に対して系が十分な回
復速度を持っているならば（これは通常満足される）、
利得制御信号も大きく変動する。
絶えず利得のフィードバック制御がなされるものであ
り、系の入力信号すなわち回線からのアナログ入力信号
が一定振幅ならば、利得制御信号はその入力信号振幅に
応じた一定の値に安定する。これは、入力信号が単一周
波数であっても多周波数であっても、一定振幅であれば
同様である。他方、振幅変動が大きい音声信号が系に入
力した場合、その振幅変動の速度に対して系が十分な回
復速度を持っているならば（これは通常満足される）、
利得制御信号も大きく変動する。
したがって、上述の構成によれば、音声信号と周波数
変調された非音声信号と識別できる。また構成上、従来
のようにバンドパスフィルタの係数の影響はないことは
明らかである。
変調された非音声信号と識別できる。また構成上、従来
のようにバンドパスフィルタの係数の影響はないことは
明らかである。
このように、本発明によれば高信頼の音声検出が可能
である。
である。
実施例 以下本発明の実施例について、図面を参照しながら説
明する。
明する。
第１図は本発明の一実施例を示す概略ブロック図であ
る。これはデジタル変復調装置に適用された実施例であ
り、図中の第７図と同じ符号は同一部または同一信号を
示す。
る。これはデジタル変復調装置に適用された実施例であ
り、図中の第７図と同じ符号は同一部または同一信号を
示す。
第１図において、20はデジタル制御型の可変利得増幅
器（プログラマブル・ゲイン・アンプ）、21はアナログ
／デジタル変換器２の出力信号の平均エネルギー値すな
わち全周波数成分の二乗積分値を一定化するような可変
利得増幅器20に対する利得制御信号Cag（デジタル信
号）を発生する自動利得制御回路である。この可変利得
増幅器20および自動利得制御回路21は、アナログ／デジ
タル変換器２とともに回線からのアナログ入力信号１に
対する自動利得制御系22を構成している。なお、このよ
うな自動利得制御系は従来より変復調装置に一般に設け
られているものである。
器（プログラマブル・ゲイン・アンプ）、21はアナログ
／デジタル変換器２の出力信号の平均エネルギー値すな
わち全周波数成分の二乗積分値を一定化するような可変
利得増幅器20に対する利得制御信号Cag（デジタル信
号）を発生する自動利得制御回路である。この可変利得
増幅器20および自動利得制御回路21は、アナログ／デジ
タル変換器２とともに回線からのアナログ入力信号１に
対する自動利得制御系22を構成している。なお、このよ
うな自動利得制御系は従来より変復調装置に一般に設け
られているものである。
23は利得制御信号Cagの時間的変動を監視することに
より音声信号であるか否かを判定する音声判定回路であ
り、その出力信号である音声判定信号24を判定結果によ
ってオンまたはオフする。すなわち、音声信号と判定し
たときにオン、非音声信号と判定したときにオフする。
より音声信号であるか否かを判定する音声判定回路であ
り、その出力信号である音声判定信号24を判定結果によ
ってオンまたはオフする。すなわち、音声信号と判定し
たときにオン、非音声信号と判定したときにオフする。
第２図は音声判定回路23の一例を示すブロック図であ
って、30は各判定時点の過去Δｔ時間分の利得制御信号
Cagの値を保持するためのシフトレジスタ、31および32
はそれぞれシフトレジスタ30に蓄積された利得制御信号
値の最大値および最小値を検出する最大値検出回路およ
び最小値検出回路、33は検出された最大値と最小値を入
力としてその差分を得る差分回路、34はこの差分を基準
値Δｖと比較するコンパレータである。
って、30は各判定時点の過去Δｔ時間分の利得制御信号
Cagの値を保持するためのシフトレジスタ、31および32
はそれぞれシフトレジスタ30に蓄積された利得制御信号
値の最大値および最小値を検出する最大値検出回路およ
び最小値検出回路、33は検出された最大値と最小値を入
力としてその差分を得る差分回路、34はこの差分を基準
値Δｖと比較するコンパレータである。
第３図は、第２図に示した音声判定回路23の動作を説
明するための信号波形図である。利得制御信号Cagが図
示のように変動した場合、時刻Taで過去Δｔ時間内の利
得制御信号Cagの最大値と最小値との差分がΔｖ以下と
なるため、音声判定信号24はオフするが、時刻Tbでは過
去Δｔ時間内の差分がΔｖを越えるため、音声判定信号
24は再びオンする。その後も差分すなわちCagの変動値
がΔｖを越えるため、音声判定信号24はオンしたままと
なる。
明するための信号波形図である。利得制御信号Cagが図
示のように変動した場合、時刻Taで過去Δｔ時間内の利
得制御信号Cagの最大値と最小値との差分がΔｖ以下と
なるため、音声判定信号24はオフするが、時刻Tbでは過
去Δｔ時間内の差分がΔｖを越えるため、音声判定信号
24は再びオンする。その後も差分すなわちCagの変動値
がΔｖを越えるため、音声判定信号24はオンしたままと
なる。
第４図は、アナログ入力信号に対する音声検出動作を
説明するための信号波形図である。なお、説明を簡単に
するためｎ＝１としてある。以下、この図を参照して動
作を説明する。
説明するための信号波形図である。なお、説明を簡単に
するためｎ＝１としてある。以下、この図を参照して動
作を説明する。
アナログ入力信号７の内で、非音声信号である信号A,
Bは、単一周波でかつ振幅が一定であるため利得制御信
号Cagの値も図示のように安定する。したがって、可変
利得増幅回路20の利得が安定してからほぼΔｔ後に音声
判定信号24はオフする。すなわち、信号A,Bは非音声と
判定される。
Bは、単一周波でかつ振幅が一定であるため利得制御信
号Cagの値も図示のように安定する。したがって、可変
利得増幅回路20の利得が安定してからほぼΔｔ後に音声
判定信号24はオフする。すなわち、信号A,Bは非音声と
判定される。
他方、音声信号である信号Ｃは振幅が激しく変動する
ため、利得制御信号Cagの値も図示のように大きく変動
する。したがって、この信号区間内において、各時点に
おける過去Δｔ内の最大値と最小値との差分はΔｖを越
え、音声判定信号24は連続的にオンする。すなわち、信
号Ｃは音声信号であると判定される。
ため、利得制御信号Cagの値も図示のように大きく変動
する。したがって、この信号区間内において、各時点に
おける過去Δｔ内の最大値と最小値との差分はΔｖを越
え、音声判定信号24は連続的にオンする。すなわち、信
号Ｃは音声信号であると判定される。
ここで、バンドパスフィルタ30はＱ値が小さく、バン
ドパスフィルタ31はＱ値が大きいので、信号Ｃに対する
平均エネルギー値X0は図示のように大きく変動するが、
平均エネルギー値X1は変動が小さい。このように信号Ｃ
のような音声信号や周波数変調された非音声信号が入力
した時に、各周波数成分の平均エネルギー値の変動具合
が対応するバンドパスフィルタの係数に依存するため、
上述のように従来方法によると検出エラーが起こった。
ドパスフィルタ31はＱ値が大きいので、信号Ｃに対する
平均エネルギー値X0は図示のように大きく変動するが、
平均エネルギー値X1は変動が小さい。このように信号Ｃ
のような音声信号や周波数変調された非音声信号が入力
した時に、各周波数成分の平均エネルギー値の変動具合
が対応するバンドパスフィルタの係数に依存するため、
上述のように従来方法によると検出エラーが起こった。
しかし、本発明が音声判定に利用する利得制御信号Ca
gは、バンドパスフィルタの係数に依存せず、したがっ
て周波数にも依存せず、アナログ入力信号１の平均エネ
ルギー値にのみ依存する信号であるため、単一周波数の
非音声信号や周波数変調された非音声信号の誤検出を防
止し、音声信号を正確に検出することができる。
gは、バンドパスフィルタの係数に依存せず、したがっ
て周波数にも依存せず、アナログ入力信号１の平均エネ
ルギー値にのみ依存する信号であるため、単一周波数の
非音声信号や周波数変調された非音声信号の誤検出を防
止し、音声信号を正確に検出することができる。
第５図は第１図中の音声判定回路23の他の例を示すブ
ロック図である。この例は、ハイパスフィルタ40により
利得制御信号Cagの直流成分を除去し、その交流成分す
なわち変動分を抽出する。そして、この交流成分の二乗
積分値Cagすなわち平均エネルギー値を二乗器41および
積分器42により求め、これをコンパレータ43により基準
値Δｖと比較する。
ロック図である。この例は、ハイパスフィルタ40により
利得制御信号Cagの直流成分を除去し、その交流成分す
なわち変動分を抽出する。そして、この交流成分の二乗
積分値Cagすなわち平均エネルギー値を二乗器41および
積分器42により求め、これをコンパレータ43により基準
値Δｖと比較する。
第６図は、第５図に示した音声判定回路23の動作説明
のための信号波形図である。利得制御信号Cagが安定し
ている非音声区間においては、その変動分だけの平均エ
ネルギー値Cagは小さいので、音声判定信号24はオフす
る。
のための信号波形図である。利得制御信号Cagが安定し
ている非音声区間においては、その変動分だけの平均エ
ネルギー値Cagは小さいので、音声判定信号24はオフす
る。
他方、音声信号の区間では利得制御信号Cagが大きく
変動するので、その変動分の平均エネルギー値Cagが連
続的にΔｖを越え、音声判定信号24は連続的にオンす
る。
変動するので、その変動分の平均エネルギー値Cagが連
続的にΔｖを越え、音声判定信号24は連続的にオンす
る。
したがって、この例に示す音声判定回路23の構成によ
っても、回線から入力する音声信号を確実に検出するこ
とができる。
っても、回線から入力する音声信号を確実に検出するこ
とができる。
以上、変復調装置に適用した実施例について説明した
が、本発明は変復調装置以外にも同様に適用可能であ
る。
が、本発明は変復調装置以外にも同様に適用可能であ
る。
また、自動利得制御系は、アナログ制御型可変増幅器
の利得をアナログ利得制御信号で制御するものであって
もよく、さらに音声判定回路の構成も実施例のものに限
定されない。
の利得をアナログ利得制御信号で制御するものであって
もよく、さらに音声判定回路の構成も実施例のものに限
定されない。
発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は、回線から
のアナログ入力信号に対する自動利得制御系における可
変増幅器の利得制御信号の値の時間的変動を監視するこ
とにより、音声信号の判定を行うため、周波数変調され
た非音声信号などを音声信号と間違うことなく、高信頼
の音声検出が可能になるという効果を有するものであ
る。
のアナログ入力信号に対する自動利得制御系における可
変増幅器の利得制御信号の値の時間的変動を監視するこ
とにより、音声信号の判定を行うため、周波数変調され
た非音声信号などを音声信号と間違うことなく、高信頼
の音声検出が可能になるという効果を有するものであ
る。
第１図は変復調装置に適用された本発明の一実施例の概
略構成図、第２図は第１図中の音声判定回路の一例を示
すブロック図、第３図は第２図の音声判定回路の動作説
明用信号波形図、第４図は音声検出動作の説明用信号波
形図、第５図は第１図中の音声判定回路の別の例を示す
ブロック図、第６図は第５図の音声判定回路の動作説明
用信号波形図、第７図は従来例の概略構成図、第８図は
同従来例の動作説明用信号波形図である。 １……アナログ入力信号、２……アナログ／デジタル変
換器、20……可変利得増幅器、21……自動利得制御回
路、22……自動利得制御系、23……音声判定回路、24…
…音声判定信号、Cag……利得制御信号、30……シフト
レジスタ、31……最大値検出回路、32……最小値検出回
路、33……差分回路、34……コンパレータ、40……ハイ
パスフィルタ、41……二乗器、42……積分器、43……コ
ンパレータ。
略構成図、第２図は第１図中の音声判定回路の一例を示
すブロック図、第３図は第２図の音声判定回路の動作説
明用信号波形図、第４図は音声検出動作の説明用信号波
形図、第５図は第１図中の音声判定回路の別の例を示す
ブロック図、第６図は第５図の音声判定回路の動作説明
用信号波形図、第７図は従来例の概略構成図、第８図は
同従来例の動作説明用信号波形図である。 １……アナログ入力信号、２……アナログ／デジタル変
換器、20……可変利得増幅器、21……自動利得制御回
路、22……自動利得制御系、23……音声判定回路、24…
…音声判定信号、Cag……利得制御信号、30……シフト
レジスタ、31……最大値検出回路、32……最小値検出回
路、33……差分回路、34……コンパレータ、40……ハイ
パスフィルタ、41……二乗器、42……積分器、43……コ
ンパレータ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−76899（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−132799（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−256394（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−118197（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−131766（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G10L 3/00 H04M 11/00
Claims (2)
- 【請求項１】通信端末機能と電話機能を有する装置に適
用される変復調装置であって、回線からアナログ信号を
入力する入力手段と、この入力手段により入力されたア
ナログ信号の利得を制御する可変増幅器および自動利得
制御回路を備えた自動利得制御系と、前記自動利得制御
回路から前記可変増幅器へ出力される利得制御信号の一
定時間内における最大値と最小値との差分を検出する差
分検出手段と、この差分検出手段により検出された差分
と基準値との比較により、前記差分が前記基準値を越え
たときには前記アナログ信号を音声信号であると判定
し、前記基準値を越えないときには前記アナログ信号を
単一周波数の非音声信号もしくは周波数変調された非音
声信号であると判定する判定手段とを有することを特徴
とする変復調装置。 - 【請求項２】通信端末機能と電話機能を有する装置に適
用される変復調装置であって、回線からアナログ信号を
入力する入力手段と、この入力手段により入力されたア
ナログ信号の利得を制御する可変増幅器および自動利得
制御回路を備えた自動利得制御系と、前記自動利得制御
回路から前記可変増幅器へ出力される利得制御信号の交
流成分を抽出する抽出手段と、この抽出手段により抽出
された交流成分の平均エネルギー値を検出する検出手段
と、この検出手段により検出された平均エネルギー値と
基準値との比較により前記平均エネルギー値が前記基準
値を越えたときに前記アナログ入力信号を音声信号であ
ると判定し、前記基準値を越えないときには前記アナロ
グ信号を単一周波数の非音声信号もしくは周波数変調さ
れた非音声信号であると判定する判定手段とを有するこ
とを特徴とする変復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63167226A JP2885801B2 (ja) | 1988-07-05 | 1988-07-05 | 変復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63167226A JP2885801B2 (ja) | 1988-07-05 | 1988-07-05 | 変復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0216859A JPH0216859A (ja) | 1990-01-19 |
| JP2885801B2 true JP2885801B2 (ja) | 1999-04-26 |
Family
ID=15845786
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63167226A Expired - Fee Related JP2885801B2 (ja) | 1988-07-05 | 1988-07-05 | 変復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2885801B2 (ja) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5876899A (ja) * | 1981-10-31 | 1983-05-10 | 株式会社東芝 | 音声区間検出装置 |
| JPS58132799A (ja) * | 1982-02-03 | 1983-08-08 | 富士通株式会社 | 音声検出回路 |
| JPS63118197A (ja) * | 1986-11-06 | 1988-05-23 | 松下電器産業株式会社 | 音声検出装置 |
-
1988
- 1988-07-05 JP JP63167226A patent/JP2885801B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0216859A (ja) | 1990-01-19 |
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