JP2857668B2 - コンーレント特徴を有するロックされていないｗ帯域受信機 - Google Patents
コンーレント特徴を有するロックされていないｗ帯域受信機Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は一般にＷ帯域レーダ
受信機に関し、特にロックされていない電圧制御発振器
を使用してパルス間コヒーレンスを生じさせる干渉性Ｗ
帯域レーダ受信機に関する。
受信機に関し、特にロックされていない電圧制御発振器
を使用してパルス間コヒーレンスを生じさせる干渉性Ｗ
帯域レーダ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】ロックされていない電圧制御発振器を使
用する通常のＷ帯域レーダ受信機は非コヒーレントであ
り、正確に目標を決定するために有効に使用されること
はできない。
用する通常のＷ帯域レーダ受信機は非コヒーレントであ
り、正確に目標を決定するために有効に使用されること
はできない。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】したがって、本発明の
目的はロックされていない電圧制御発振器を使用してパ
ルス間コヒーレンスを有するコヒーレントＷ帯域レーダ
受信機を提供することである。
目的はロックされていない電圧制御発振器を使用してパ
ルス間コヒーレンスを有するコヒーレントＷ帯域レーダ
受信機を提供することである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記およびその他の目的
を満足させるために、本発明は、ガン電圧制御発振器の
ようなロックされていない電圧制御発振器を使用してパ
ルス間コヒーレンスを有するコヒーレントレーダ受信機
を提供する。本発明は、例えばロックされていない電圧
制御発振器を使用してＷ帯域における安価な兵器受信機
を提供する。レーダ受信機によって達成されたパルス間
コヒーレンスは、バイスタティックレーダ反射波から関
心のある目標の正確な位置決定を可能にする。本発明
は、ロックされていない電圧制御発振器を備えている
が、正確な目標決定のために効果的に使用されることの
できない類似の非コヒーレント受信機の性能を高めるも
のである。
を満足させるために、本発明は、ガン電圧制御発振器の
ようなロックされていない電圧制御発振器を使用してパ
ルス間コヒーレンスを有するコヒーレントレーダ受信機
を提供する。本発明は、例えばロックされていない電圧
制御発振器を使用してＷ帯域における安価な兵器受信機
を提供する。レーダ受信機によって達成されたパルス間
コヒーレンスは、バイスタティックレーダ反射波から関
心のある目標の正確な位置決定を可能にする。本発明
は、ロックされていない電圧制御発振器を備えている
が、正確な目標決定のために効果的に使用されることの
できない類似の非コヒーレント受信機の性能を高めるも
のである。
【０００５】特に本発明のＷ帯域バイスタティック受信
機は、走査和チャンネル、ターゲットを走査するバイス
タティック照射装置アンテナ、受信された交互の和およ
び差パルスエコー信号を下方変換してビデオ信号を供給
する下方変換器、およびターゲット上にゼロ位置を正確
に位置させるように下方変換されたビデオ信号を処理す
る処理回路を含む。フーリエ変換回路、大きさ検出器、
並びにピーク検出および重心回路は、その周波数を制御
する安価な電圧制御発振器（または局部発振器）への電
圧周波数制御出力信号を生成するために使用される。ア
ンテナによって生成された走査パターンの中心からのゼ
ロオフセットの位置を決定するためにビデオ信号を処理
する角度推定アルゴリズムが使用される。
機は、走査和チャンネル、ターゲットを走査するバイス
タティック照射装置アンテナ、受信された交互の和およ
び差パルスエコー信号を下方変換してビデオ信号を供給
する下方変換器、およびターゲット上にゼロ位置を正確
に位置させるように下方変換されたビデオ信号を処理す
る処理回路を含む。フーリエ変換回路、大きさ検出器、
並びにピーク検出および重心回路は、その周波数を制御
する安価な電圧制御発振器（または局部発振器）への電
圧周波数制御出力信号を生成するために使用される。ア
ンテナによって生成された走査パターンの中心からのゼ
ロオフセットの位置を決定するためにビデオ信号を処理
する角度推定アルゴリズムが使用される。
【０００６】本発明は、ロックされていない電圧制御発
振器によりバイスタティック兵器受信機のターゲット位
置決定の正確度を大幅に改良する。特に本発明は、本出
願人に譲渡された米国特許第 5,473,331号明細書("Comb
ined SAR Monopulse and Inverse Monopulse Weapon Gu
idance")に記載されている逆モノパルス誘導システム用
の廉価でコンパクトな受信機において使用されることが
できる。本発明はまた本出願人によって開発された精測
悪天候兵器システムにおいて有効に使用されることがで
きる。
振器によりバイスタティック兵器受信機のターゲット位
置決定の正確度を大幅に改良する。特に本発明は、本出
願人に譲渡された米国特許第 5,473,331号明細書("Comb
ined SAR Monopulse and Inverse Monopulse Weapon Gu
idance")に記載されている逆モノパルス誘導システム用
の廉価でコンパクトな受信機において使用されることが
できる。本発明はまた本出願人によって開発された精測
悪天候兵器システムにおいて有効に使用されることがで
きる。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下の詳細な説明および添付図面
を参照して、本発明の種々の特徴および利点を容易に理
解することができる。なお、同じ参照符号は同じ構造素
子を示すものである。例示するために、本出願人によっ
て開発されたＰＡＷＷＳ兵器システムとして知られてい
る精測悪天候兵器システムにおいて、照射装置すなわち
レーダ送信機（示されていない）は関心の対象であるタ
ーゲット上に送信差チャンネルゼロを配置する。照射装
置は、和および差チャンネル送信パルスの間で交互に切
替わる。兵器上のＷ帯域バイスタティック受信機は走査
アンテナを使用し、それは和チャンネルだけを使用して
ターゲット地域を走査し、正確にゼロ位置を決定する。
実施された妥協をもたらすための研究は、送信された和
および差チャンネルパルスの大きさおよび相対位相が共
に測定された場合、ゼロ位置が兵器によって非常に正確
に決定されることができることを示している。本発明の
１つの観点によると、走査アンテナによって生成された
走査パターンの中心からのゼロオフセットの位置を正確
に決定するためにこれら測定したものの振幅および位相
の両方を使用するこの受信機において実施される新しい
アルゴリズムが開発されている。
を参照して、本発明の種々の特徴および利点を容易に理
解することができる。なお、同じ参照符号は同じ構造素
子を示すものである。例示するために、本出願人によっ
て開発されたＰＡＷＷＳ兵器システムとして知られてい
る精測悪天候兵器システムにおいて、照射装置すなわち
レーダ送信機（示されていない）は関心の対象であるタ
ーゲット上に送信差チャンネルゼロを配置する。照射装
置は、和および差チャンネル送信パルスの間で交互に切
替わる。兵器上のＷ帯域バイスタティック受信機は走査
アンテナを使用し、それは和チャンネルだけを使用して
ターゲット地域を走査し、正確にゼロ位置を決定する。
実施された妥協をもたらすための研究は、送信された和
および差チャンネルパルスの大きさおよび相対位相が共
に測定された場合、ゼロ位置が兵器によって非常に正確
に決定されることができることを示している。本発明の
１つの観点によると、走査アンテナによって生成された
走査パターンの中心からのゼロオフセットの位置を正確
に決定するためにこれら測定したものの振幅および位相
の両方を使用するこの受信機において実施される新しい
アルゴリズムが開発されている。
【０００８】このアルゴリズムにおいて、兵器上の走査
アンテナによるファネルゼロ送信パターンおよび円錐走
査パターンを想定すると、走査パターンの中心からゼロ
の方位角および仰角オフセットは以下の式によって推定
される：
アンテナによるファネルゼロ送信パターンおよび円錐走
査パターンを想定すると、走査パターンの中心からゼロ
の方位角および仰角オフセットは以下の式によって推定
される：
【数１】 ここで、Σは探索装置、例えばホーミング飛翔体のビー
ム位置の和であり、ｓは和電圧であり、ｄは差電圧であ
り、ｘおよびｙはビーム中心の方位角および仰角位置で
あり、ｋ＝１．２＊（ホーミング飛翔体ビーム幅／ホー
ミング飛翔体走査直径）2 であり、ｓｘおよびｓｙはホ
ーミング飛翔体が見る方位角および仰角差チャンネル傾
斜である。
ム位置の和であり、ｓは和電圧であり、ｄは差電圧であ
り、ｘおよびｙはビーム中心の方位角および仰角位置で
あり、ｋ＝１．２＊（ホーミング飛翔体ビーム幅／ホー
ミング飛翔体走査直径）2 であり、ｓｘおよびｓｙはホ
ーミング飛翔体が見る方位角および仰角差チャンネル傾
斜である。
【０００９】上記の式中の分子の第１の項は、散乱体か
らの受信機走査中心のベクトル距離を決定する。上記の
式中の分子の第２の項は、散乱体からのゼロのベクトル
変位を決定する。これらの項の差により、受信機走査中
心のゼロからのベクトル変位が得られる。シミュレーシ
ョンした結果、このアルゴリズムによって高度に正確に
ゼロ位置が決定され、かつ種々のクラッタ背景、クラッ
タディスクリートおよびターゲットに強いことが証明さ
れている。
らの受信機走査中心のベクトル距離を決定する。上記の
式中の分子の第２の項は、散乱体からのゼロのベクトル
変位を決定する。これらの項の差により、受信機走査中
心のゼロからのベクトル変位が得られる。シミュレーシ
ョンした結果、このアルゴリズムによって高度に正確に
ゼロ位置が決定され、かつ種々のクラッタ背景、クラッ
タディスクリートおよびターゲットに強いことが証明さ
れている。
【００１０】送信和および差チャンネルパルスは、受信
機中の電圧制御発振器の周波数変化および不確かさにか
かわらず相対的な差対和位相の正確な推定を可能にする
ように厳密にインターリーブされる。この照射波形は、
約７５ｋＨｚのパルス繰返し周波数において約０．５μ
秒の持続時間をそれぞれ有するインターリーブされた和
および差チャンネルパルスのバーストを典型的に含んで
いる。バーストは、兵器弾着前の約１０秒間０．５ミリ
秒毎に繰返される。受信された和チャンネルパルスは、
一般に差チャンネルパルスよりはるかに強い。
機中の電圧制御発振器の周波数変化および不確かさにか
かわらず相対的な差対和位相の正確な推定を可能にする
ように厳密にインターリーブされる。この照射波形は、
約７５ｋＨｚのパルス繰返し周波数において約０．５μ
秒の持続時間をそれぞれ有するインターリーブされた和
および差チャンネルパルスのバーストを典型的に含んで
いる。バーストは、兵器弾着前の約１０秒間０．５ミリ
秒毎に繰返される。受信された和チャンネルパルスは、
一般に差チャンネルパルスよりはるかに強い。
【００１１】したがって、和チャンネルパルスは、受信
された波形に関連した、例えば比例した電圧制御発振器
の周波数を得るために使用される。この周波数推定値
は、一般にパルス繰返し周波数（ＰＲＦ）に関して曖昧
さがある。これは、和および差チャンネル間の相対位相
の推定値に影響を与えない。これはそれが３６０°の位
相の曖昧性に対応しているためである。
された波形に関連した、例えば比例した電圧制御発振器
の周波数を得るために使用される。この周波数推定値
は、一般にパルス繰返し周波数（ＰＲＦ）に関して曖昧
さがある。これは、和および差チャンネル間の相対位相
の推定値に影響を与えない。これはそれが３６０°の位
相の曖昧性に対応しているためである。
【００１２】波形が和パルスと差パルスの間で単純に交
互するシーケンスならば、周波数推定値は１／２のＰＲ
Ｆに関して不確かであり、その結果位相情報を無効にす
る１８０°の相対位相曖昧性を生じさせる。図１に示さ
れ、本発明において使用される交互パルス対の波形は、
この１８０°の位相曖昧性を除去する。図１において、
Σは和チャンネルパルスを示し、Δは差チャンネルパル
スを示す。
互するシーケンスならば、周波数推定値は１／２のＰＲ
Ｆに関して不確かであり、その結果位相情報を無効にす
る１８０°の相対位相曖昧性を生じさせる。図１に示さ
れ、本発明において使用される交互パルス対の波形は、
この１８０°の位相曖昧性を除去する。図１において、
Σは和チャンネルパルスを示し、Δは差チャンネルパル
スを示す。
【００１３】上記の検討された内容を参照にして、本発
明の原理による受信機10の実施レベルまで簡略化された
実施形態のブロック図が図２に示されている。受信機10
は、ターゲットから反射されたレーダ反射（図１に示さ
れているような和および差パルス）を受信する走査アン
テナ11（例えば、円錐走査パターンを生成する）を含ん
でいる。第１および第２の順次に結合されたミキサ12，
14を含む２段の下方変換器30はアンテナ11に結合され、
これらミキサの各出力は第１および第２の増幅器13，16
にそれぞれ結合される。第１のミキサ12は、安価なロッ
クされていないガン発振器27のようなロックされていな
い電圧制御発振器27に結合される。第２のミキサ14は、
局部発振器15に結合されている。
明の原理による受信機10の実施レベルまで簡略化された
実施形態のブロック図が図２に示されている。受信機10
は、ターゲットから反射されたレーダ反射（図１に示さ
れているような和および差パルス）を受信する走査アン
テナ11（例えば、円錐走査パターンを生成する）を含ん
でいる。第１および第２の順次に結合されたミキサ12，
14を含む２段の下方変換器30はアンテナ11に結合され、
これらミキサの各出力は第１および第２の増幅器13，16
にそれぞれ結合される。第１のミキサ12は、安価なロッ
クされていないガン発振器27のようなロックされていな
い電圧制御発振器27に結合される。第２のミキサ14は、
局部発振器15に結合されている。
【００１４】下方変換器30は受信されたレーダ反射波を
下方変換して、それに対応したビデオ信号を生成する。
任意のビデオフィルタ17は下方変換器30に結合され、ビ
デオ信号を濾波するために使用される。このビデオフィ
ルタ17には任意の自動利得回路（ＡＧＣ）18が結合さ
れ、このＡＧＣ18に後続してビデオ信号をデジタル化す
るアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）21、複素数和チャ
ンネルおよび差チャンネルサンプルを生成するデジタル
ＩＱ変換回路22、および和および差出力信号をそれぞれ
生成する和および差高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）23に
結合される。高速フーリエ変換器23によって生成された
和および差出力は、大きさ検出器24、ピーク検出および
重心回路25、並びに位相検出回路26を通って角度推定回
路28に供給される。
下方変換して、それに対応したビデオ信号を生成する。
任意のビデオフィルタ17は下方変換器30に結合され、ビ
デオ信号を濾波するために使用される。このビデオフィ
ルタ17には任意の自動利得回路（ＡＧＣ）18が結合さ
れ、このＡＧＣ18に後続してビデオ信号をデジタル化す
るアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）21、複素数和チャ
ンネルおよび差チャンネルサンプルを生成するデジタル
ＩＱ変換回路22、および和および差出力信号をそれぞれ
生成する和および差高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）23に
結合される。高速フーリエ変換器23によって生成された
和および差出力は、大きさ検出器24、ピーク検出および
重心回路25、並びに位相検出回路26を通って角度推定回
路28に供給される。
【００１５】大きさ検出器24は、和高速フーリエ変換器
23の出力を使用して信号周波数を検出する。ピーク検出
および重心回路25は、送信周波数からのビームの中心に
おけるロックされていない電圧制御発振器の中心周波数
のオフセットを決定し、またその周波数を制御するため
に使用される電圧制御発振器27に電圧周波数制御出力信
号を供給する。位相決定回路26は、和および差信号間の
位相を決定する。角度推定回路28は位相決定回路26に結
合され、上述の処理された和および差反射パルスの大き
さおよび位相、並びにゼロ位置アルゴリズムを使用して
走査パターンの中心からのゼロのオフセットを推定す
る。
23の出力を使用して信号周波数を検出する。ピーク検出
および重心回路25は、送信周波数からのビームの中心に
おけるロックされていない電圧制御発振器の中心周波数
のオフセットを決定し、またその周波数を制御するため
に使用される電圧制御発振器27に電圧周波数制御出力信
号を供給する。位相決定回路26は、和および差信号間の
位相を決定する。角度推定回路28は位相決定回路26に結
合され、上述の処理された和および差反射パルスの大き
さおよび位相、並びにゼロ位置アルゴリズムを使用して
走査パターンの中心からのゼロのオフセットを推定す
る。
【００１６】動作において、２段下方変換器30は、アナ
ログデジタル変換器21におけるサンプリング（例えば５
ＭＨｚで）の前にビデオ信号への下方変換を行う。０．
２ミリ秒の期間の送信バーストに対して、例えば別々の
１６ポイント高速フーリエ変換23が和および差チャンネ
ル反射波に対して実施される。和および差チャンネルパ
ルス並びにゼロの各和および差高速フーリエ変換23への
挿入は図３に示されており、それにおいて点はゼロの挿
入を表わす。和チャンネルパルスの周波数は、電圧制御
発振器27の自己同調を行うために和高速フーリエ変換23
の出力を使用して大きさ検出器24において検出される。
ピーク検出および重心回路25によって得られた電圧周波
数制御出力信号は、ガン電圧制御発振器27の代わりに局
部発振器15（ＩＦ発振器15）に供給されてもよい（図２
において破線の矢印で示されている）。
ログデジタル変換器21におけるサンプリング（例えば５
ＭＨｚで）の前にビデオ信号への下方変換を行う。０．
２ミリ秒の期間の送信バーストに対して、例えば別々の
１６ポイント高速フーリエ変換23が和および差チャンネ
ル反射波に対して実施される。和および差チャンネルパ
ルス並びにゼロの各和および差高速フーリエ変換23への
挿入は図３に示されており、それにおいて点はゼロの挿
入を表わす。和チャンネルパルスの周波数は、電圧制御
発振器27の自己同調を行うために和高速フーリエ変換23
の出力を使用して大きさ検出器24において検出される。
ピーク検出および重心回路25によって得られた電圧周波
数制御出力信号は、ガン電圧制御発振器27の代わりに局
部発振器15（ＩＦ発振器15）に供給されてもよい（図２
において破線の矢印で示されている）。
【００１７】受信された反射信号の大きさおよび位相
は、角度推定回路28で実行されるように走査パターンの
中心（上記に示されたゼロ位置アルゴリズム式によって
決定される）からのゼロのオフセットを計算するために
使用される。７５ｋＨｚ／ミリ秒より低い最大付随スル
ーレートに対して、例えば信号はバースト間の０．５ミ
リ秒の期間中に高速フーリエ変換23の７５ｋＨｚ帯域幅
の半分より小さい偏差を生じ、したがってその信号はバ
ーストからで追跡されることができる。適切なロックさ
れていないガン電圧制御発振器27は本出願人が販売して
おり、またヒューズ社ミリメータ波製品カタログに載っ
ており、上述されたレベルより低いスルーレートを実現
し、したがって要求を満たすものである。
は、角度推定回路28で実行されるように走査パターンの
中心（上記に示されたゼロ位置アルゴリズム式によって
決定される）からのゼロのオフセットを計算するために
使用される。７５ｋＨｚ／ミリ秒より低い最大付随スル
ーレートに対して、例えば信号はバースト間の０．５ミ
リ秒の期間中に高速フーリエ変換23の７５ｋＨｚ帯域幅
の半分より小さい偏差を生じ、したがってその信号はバ
ーストからで追跡されることができる。適切なロックさ
れていないガン電圧制御発振器27は本出願人が販売して
おり、またヒューズ社ミリメータ波製品カタログに載っ
ており、上述されたレベルより低いスルーレートを実現
し、したがって要求を満たすものである。
【００１８】このロックされていない電圧制御発振器27
の性能は、カタログ中のＦＭ雑音密度に対する曲線を使
用し、かつ以下の式を使用して周波数ドリフトを計算し
て推定された：
の性能は、カタログ中のＦＭ雑音密度に対する曲線を使
用し、かつ以下の式を使用して周波数ドリフトを計算し
て推定された：
【数２】 ｔ ＝０．５ミリ秒（バーストからバーストまでの
周期） ｒ ＝０．２ミリ秒（バースト持続時間） ｎ（ｆ）＝ＦＭ雑音密度（カタログの６９頁） ｆ ＝周波数。
周期） ｒ ＝０．２ミリ秒（バースト持続時間） ｎ（ｆ）＝ＦＭ雑音密度（カタログの６９頁） ｆ ＝周波数。
【００１９】推定された周波数ドリフトは、０．５ミリ
秒にわたって＜７５ｋＨｚ／ミリ秒でδｆ＝１４．８ｋ
Ｈｚと計算された。０．２μ秒のバーストにわたってス
ルーした周波数によって発生された非線形位相による損
失は、以下の式を使用して計算された：
秒にわたって＜７５ｋＨｚ／ミリ秒でδｆ＝１４．８ｋ
Ｈｚと計算された。０．２μ秒のバーストにわたってス
ルーした周波数によって発生された非線形位相による損
失は、以下の式を使用して計算された：
【数３】 これは、ほとんどの適用にとって無視できる程度であ
る。
る。
【００２０】使用される特定の波形および発振器に応じ
て、ロックされていない発振器27の周波数変化は、周波
数レートが推定されていない場合には著しいパルス間エ
ラーを発生させるように十分に高い。さらに、バースト
間の周波数変化はＰＲＦの１／２を超えるため、パルス
間周波数測定値に基づく発振器27の制御を複雑にする。
第１の問題を解決するために、以下に示すアルゴリズム
を使用して相対的な差チャンネル位相を計算することが
できる。このアルゴリズムは１対の差パルスの周囲の２
対の和パルス（例えば図１に示されているような）から
の周波数レートの推定値を使用して、周波数レートがＰ
ＲＦ2 ／８より小さい限り、正確な位相推定値を提供す
る。
て、ロックされていない発振器27の周波数変化は、周波
数レートが推定されていない場合には著しいパルス間エ
ラーを発生させるように十分に高い。さらに、バースト
間の周波数変化はＰＲＦの１／２を超えるため、パルス
間周波数測定値に基づく発振器27の制御を複雑にする。
第１の問題を解決するために、以下に示すアルゴリズム
を使用して相対的な差チャンネル位相を計算することが
できる。このアルゴリズムは１対の差パルスの周囲の２
対の和パルス（例えば図１に示されているような）から
の周波数レートの推定値を使用して、周波数レートがＰ
ＲＦ2 ／８より小さい限り、正確な位相推定値を提供す
る。
【００２１】このアルゴリズムにおいて、複素電圧はｘ
i によって表され、ここでパルス指数値ｉ＝０，１，４
および５は和パルスに対応し、ｉ＝２および３は差パル
スに対応する。以下の式： ｗ＝１／２ａｒｇ（ｘ0 ＊ｘ1 ｘ4 ＊ｘ5 ） から平均の正規化された角周波数が決定され、またこれ
は以下の試験にしたがってπによって調節される： ｜ｘ1 −ｔ｜＞｜ｘ1 ＋ｔ｜ であり、ｔ＝ｅ-i3wｘ4 であるならば、 ｗ→ｗ＋π その後、以下の式： ｙi ＝ｅ-jiwｘi から得られる周波数で電圧が調節される。
i によって表され、ここでパルス指数値ｉ＝０，１，４
および５は和パルスに対応し、ｉ＝２および３は差パル
スに対応する。以下の式： ｗ＝１／２ａｒｇ（ｘ0 ＊ｘ1 ｘ4 ＊ｘ5 ） から平均の正規化された角周波数が決定され、またこれ
は以下の試験にしたがってπによって調節される： ｜ｘ1 −ｔ｜＞｜ｘ1 ＋ｔ｜ であり、ｔ＝ｅ-i3wｘ4 であるならば、 ｗ→ｗ＋π その後、以下の式： ｙi ＝ｅ-jiwｘi から得られる周波数で電圧が調節される。
【００２２】平均の位相および直角位相に対する差チャ
ンネル電圧と補正項の和は、以下の式： ｃd ＝ｙ2 ＋ｙ3 ｃ0 ＝（ｙ0 ＋ｙ1 ＋ｙ4 ＋ｙ5 ）＊ ｃq ＝ｙ0 ｙ1 ＊＋ｙ4 ＊ｙ5 を使用して求められる。
ンネル電圧と補正項の和は、以下の式： ｃd ＝ｙ2 ＋ｙ3 ｃ0 ＝（ｙ0 ＋ｙ1 ＋ｙ4 ＋ｙ5 ）＊ ｃq ＝ｙ0 ｙ1 ＊＋ｙ4 ＊ｙ5 を使用して求められる。
【００２３】最後に、ｃ＝ｃd ｃ0 ｃq として、式：ｐ
＝ａｒｇ（ｃ）を使用して、位相が求められる。数組の
パルスが利用できるならば、上述のようにしてｃk が各
組のｋに対して求められ（和パルスの対の上に重畳した
連続した組により）、位相が組の和から求められ、次の
ように表される：
＝ａｒｇ（ｃ）を使用して、位相が求められる。数組の
パルスが利用できるならば、上述のようにしてｃk が各
組のｋに対して求められ（和パルスの対の上に重畳した
連続した組により）、位相が組の和から求められ、次の
ように表される：
【数４】
【００２４】第２の問題を克服するために、例えばパル
ス内サンプリングを使用して曖昧でない発振器周波数オ
フセットの概略推定値が得られる。例えば０．５μ秒の
パルスを有する波形に対して、ＩＱへのデジタル変換に
よる１０ＭＨｚの実数のサンプリング速度、或はアナロ
グＩＱ検出器からの５ＭＨｚの複素数サンプリング速度
が使用されることができる。周波数推定値は連続したサ
ンプル間の位相シフトから得られ、その推定値はバース
ト内の和パルスを平均することによって改良されてもよ
い。周波数推定値は、下方変換された信号がビデオフィ
ルタ17のパスバンド内のほぼ中心に位置されるように、
ロックされていない電圧制御発振器27の周波数制御する
ために使用される。
ス内サンプリングを使用して曖昧でない発振器周波数オ
フセットの概略推定値が得られる。例えば０．５μ秒の
パルスを有する波形に対して、ＩＱへのデジタル変換に
よる１０ＭＨｚの実数のサンプリング速度、或はアナロ
グＩＱ検出器からの５ＭＨｚの複素数サンプリング速度
が使用されることができる。周波数推定値は連続したサ
ンプル間の位相シフトから得られ、その推定値はバース
ト内の和パルスを平均することによって改良されてもよ
い。周波数推定値は、下方変換された信号がビデオフィ
ルタ17のパスバンド内のほぼ中心に位置されるように、
ロックされていない電圧制御発振器27の周波数制御する
ために使用される。
【００２５】以上、ロックされていないガン電圧制御発
振器を使用してパルス間コヒーレンスを生じさせるコヒ
ーレントなＷ帯域レーダ受信機を説明してきた。記載さ
れた実施形態は、本発明の原理の適用を表す多数の特定
の実施形態のいくつかの例示に過ぎないことを理解すべ
きである。明らかに、当業者は本発明の技術的範囲を逸
脱することなくその他の多種多様な構造を容易に認識で
きる。
振器を使用してパルス間コヒーレンスを生じさせるコヒ
ーレントなＷ帯域レーダ受信機を説明してきた。記載さ
れた実施形態は、本発明の原理の適用を表す多数の特定
の実施形態のいくつかの例示に過ぎないことを理解すべ
きである。明らかに、当業者は本発明の技術的範囲を逸
脱することなくその他の多種多様な構造を容易に認識で
きる。
【図１】本発明において使用される典型的な照射装置の
波形図。
波形図。
【図２】本発明の原理による受信機のブロック図。
【図３】図２の受信機において使用される各高速フーリ
エ変換中への和および差パルスの挿入を示し、点がゼロ
の挿入を示している波形図。
エ変換中への和および差パルスの挿入を示し、点がゼロ
の挿入を示している波形図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ロバート・エー・ローゼン アメリカ合衆国、カリフォルニア州 91301、アゴーラ・ヒルズ、カームフィ ールド・アベニュー 6051 (56)参考文献 特開 平７−27856（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−323583（ＪＰ，Ａ) 特許2582556（ＪＰ，Ｂ２) 特許2659031（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01S 7/02 - 7/42 G01S 13/00 - 13/95
Claims (1)
- 【請求項１】 ターゲットから反射された和および差パ
ルスの対を処理するコヒーレントなＷ帯域レーダ受信機
において、 ターゲットから反射された和および差パルスの対を順次
受信する予め定められた走査パターンを有する走査アン
テナと、 ロックされていない電圧制御発振器と、 局部発振器と、 受信された和および差パルスの対を対応したビデオ信号
に下方変換する下方変換器と、 ビデオ信号をデジタル化するために自動利得回路に結合
されているアナログデジタル変換器と、 和および差チャンネル信号の複素サンプルを生成するア
ナログデジタル変換器に結合されているデジタルＩＱ変
換回路と、 デジタルＩＱ変換回路に結合されて和および差出力信号
をそれぞれ生成する和および差高速フーリエ変換器と、 この和および差高速フーリエ変換器に結合され、ロック
されていない電圧制御発振器または局部発振器に選択的
に結合されてその周波数を制御するために使用される電
圧周波数制御出力信号を生成する大きさ検出器と、 この大きさ検出器に結合されてバイスタティックのロッ
クされていない電圧制御発振器の中心周波数からの送信
機の周波数オフセットを決定するピーク検出および重心
回路と、 ピーク検出および重心回路に結合されて和および差信号
の間の位相を決定する位相決定回路と、 この位相決定回路に結合されて処理された和および差パ
ルスの大きさおよび位相、並びに予め定められたゼロ位
置アルゴリズムを使用してアンテナによって生成された
走査パターンの中心からのゼロのオフセットを推定する
角度推定回路とを具備していることを特徴とするコヒー
レントなＷ帯域レーダ受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US660654 | 1996-06-04 | ||
| US08/660,654 US5736956A (en) | 1996-06-04 | 1996-06-04 | Unlocked W-band receiver with coherent features |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1090398A JPH1090398A (ja) | 1998-04-10 |
| JP2857668B2 true JP2857668B2 (ja) | 1999-02-17 |
Family
ID=24650427
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9145405A Expired - Lifetime JP2857668B2 (ja) | 1996-06-04 | 1997-06-03 | コンーレント特徴を有するロックされていないｗ帯域受信機 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5736956A (ja) |
| EP (1) | EP0811852B1 (ja) |
| JP (1) | JP2857668B2 (ja) |
| AU (1) | AU695082B2 (ja) |
| CA (1) | CA2205471C (ja) |
| DE (1) | DE69700373T2 (ja) |
| ES (1) | ES2134664T3 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5826819A (en) | 1997-06-27 | 1998-10-27 | Raytheon Company | Weapon system employing a transponder bomb and guidance method thereof |
| US5959573A (en) * | 1998-05-22 | 1999-09-28 | Raytheon Company | Processing method using an advanced waveform for unlocked coherent and wideband bistatic radar operation |
| US6313785B1 (en) | 2000-04-28 | 2001-11-06 | Lockheed Martin Corporation | Dual detection processing for detecting signals with high acceleration uncertainty |
| DE60220904T2 (de) * | 2001-04-26 | 2008-02-28 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Verfahren und system zur bildung eines antennenmusters |
| US7197089B2 (en) * | 2002-08-30 | 2007-03-27 | Rf Micro Devices, Inc. | Frequency plan for GPS receiver |
| US7099406B2 (en) * | 2002-08-30 | 2006-08-29 | Rf Micro Devices, Inc. | Alias sampling for IF-to-baseband conversion in a GPS receiver |
| US7065629B2 (en) * | 2002-11-18 | 2006-06-20 | Rf Micro Devices, Inc. | Address translation logic for use in a GPS receiver |
| DE102004044581B4 (de) * | 2004-09-13 | 2014-12-18 | Pmdtechnologies Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Laufzeitsensitiven Messung eines Signals |
| US7333049B2 (en) * | 2006-02-10 | 2008-02-19 | Raytheon Company | Waveform ambiguity optimization for bistatic radar operation |
| JP5279990B2 (ja) * | 2006-06-13 | 2013-09-04 | 古野電気株式会社 | レーダ装置 |
| JP5352959B2 (ja) * | 2007-03-16 | 2013-11-27 | 富士通株式会社 | 直接シーケンススペクトル拡散方式のレーダー、レーダーで使用される方法及びコンピュータプログラム |
| US8698058B1 (en) * | 2010-07-23 | 2014-04-15 | Lockheed Martin Corporation | Missile with ranging bistatic RF seeker |
| US20170168541A1 (en) | 2015-12-15 | 2017-06-15 | Intel Corporation | Processor core energy management |
| EP3742190B1 (en) * | 2019-05-21 | 2022-03-30 | Inxpect S.p.A. | Method of detecting objects in an environment using coexisting radar devices |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4088997A (en) * | 1977-02-28 | 1978-05-09 | General Dynamics Corporation | Single channel monopulse radar system |
| GB2057808A (en) * | 1979-08-23 | 1981-04-01 | Marconi Co Ltd | Secondary surveillance radar |
| US4679207A (en) * | 1985-07-24 | 1987-07-07 | Hughes Aircraft Company | Single channel tracking for frequency hopping communication systems |
| GB2279529B (en) * | 1989-05-18 | 1995-05-31 | Plessey Co Plc | Radar |
| JP3142364B2 (ja) * | 1992-03-31 | 2001-03-07 | 株式会社東芝 | レーダ装置 |
| US5473331A (en) * | 1994-10-31 | 1995-12-05 | Hughes Aircraft Company | Combined SAR monopulse and inverse monopulse weapon guidance |
| US5594450A (en) * | 1995-06-07 | 1997-01-14 | Schober; Michael B. | Radar system and method for detecting targets clutter using target intensity and angular position |
-
1996
- 1996-06-04 US US08/660,654 patent/US5736956A/en not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-05-15 CA CA002205471A patent/CA2205471C/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-05-19 AU AU22794/97A patent/AU695082B2/en not_active Expired
- 1997-06-03 JP JP9145405A patent/JP2857668B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1997-06-03 ES ES97108947T patent/ES2134664T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1997-06-03 EP EP97108947A patent/EP0811852B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-06-03 DE DE69700373T patent/DE69700373T2/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ES2134664T3 (es) | 1999-10-01 |
| AU2279497A (en) | 1997-12-11 |
| EP0811852B1 (en) | 1999-08-04 |
| JPH1090398A (ja) | 1998-04-10 |
| CA2205471C (en) | 2000-07-11 |
| CA2205471A1 (en) | 1997-12-04 |
| EP0811852A1 (en) | 1997-12-10 |
| DE69700373T2 (de) | 2000-03-30 |
| DE69700373D1 (de) | 1999-09-09 |
| AU695082B2 (en) | 1998-08-06 |
| US5736956A (en) | 1998-04-07 |
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