JP2765211B2 - 線形化電力増幅器の電力制御回路 - Google Patents
線形化電力増幅器の電力制御回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は線形化電力増幅器に関し、特にディジタルセ
ルラ方式の自動車の電力増幅器の送信電力制御方法に関
するものである。
ルラ方式の自動車の電力増幅器の送信電力制御方法に関
するものである。
（従来の技術） 第４図は従来のアナログセルラ方式の自動車電話にお
ける電力制御回路の一例を示す回路図である。自動車電
話システムにおいては、基地局と端末機との距離に応じ
て、端末機（移動機）の送信出力電力を６〜８段階に
（4dB間隔）で制御する。第４図において、電力増幅器
（以下、PAと略す）41は出力電力を可変することができ
る出力電力制御端子42を有しており、PA41の出力電力の
一部は出力カプラ43（例えば結合ストリップライン）に
よって取出し、出力検波器44に接続される。出力検波器
44の検波電圧は可変減衰器45によって電力制御レベルに
応じて減衰され、比較器46の反転端子に入力される。比
較器46の出力はPA41の電力制御端子42に帰還電圧として
印加される。以上述べた制御ループによってVref電圧に
応じて出力電力に制御される。その作用は例えば出力電
力が大きい方にずれると、出力検波器44の検波出力電圧
が大きくなり、比較器46の反転端子の電圧が大きくなっ
て、比較器46の出力電圧は小さくなる。従って、PA41の
制御端子42の電圧が小となり、出力電圧を小さい方向に
引戻す。出力電力の制御は可変減衰器45を例えば4dB間
隔で変化させれば実行される。可変減衰器45は例えば第
５図に示すようにＣ−MOS IC（NEC:μPD4051）のアナロ
グスイッチと分割抵抗によって構成され、３ビットの制
御入力（A,B,C）によってオンとするSW1〜SW8を選択す
ることにより、減衰量を可変できる。
ける電力制御回路の一例を示す回路図である。自動車電
話システムにおいては、基地局と端末機との距離に応じ
て、端末機（移動機）の送信出力電力を６〜８段階に
（4dB間隔）で制御する。第４図において、電力増幅器
（以下、PAと略す）41は出力電力を可変することができ
る出力電力制御端子42を有しており、PA41の出力電力の
一部は出力カプラ43（例えば結合ストリップライン）に
よって取出し、出力検波器44に接続される。出力検波器
44の検波電圧は可変減衰器45によって電力制御レベルに
応じて減衰され、比較器46の反転端子に入力される。比
較器46の出力はPA41の電力制御端子42に帰還電圧として
印加される。以上述べた制御ループによってVref電圧に
応じて出力電力に制御される。その作用は例えば出力電
力が大きい方にずれると、出力検波器44の検波出力電圧
が大きくなり、比較器46の反転端子の電圧が大きくなっ
て、比較器46の出力電圧は小さくなる。従って、PA41の
制御端子42の電圧が小となり、出力電圧を小さい方向に
引戻す。出力電力の制御は可変減衰器45を例えば4dB間
隔で変化させれば実行される。可変減衰器45は例えば第
５図に示すようにＣ−MOS IC（NEC:μPD4051）のアナロ
グスイッチと分割抵抗によって構成され、３ビットの制
御入力（A,B,C）によってオンとするSW1〜SW8を選択す
ることにより、減衰量を可変できる。
アナログセルラにおいては電力制御範囲は4dBは７段
階なので24dBである。一方、ディジタルセルラにおいて
は第６図に示したように各レベルで20dBに渡って刻々と
変化し、しかも９段階（将来は10段階）に変化させる。
従って、全体で52dBに渡って出力制御が可能でなければ
ならない。
階なので24dBである。一方、ディジタルセルラにおいて
は第６図に示したように各レベルで20dBに渡って刻々と
変化し、しかも９段階（将来は10段階）に変化させる。
従って、全体で52dBに渡って出力制御が可能でなければ
ならない。
第７図はディジタルセルラ方式で用いられる包絡線帰
還形線形化増幅器の一例を示す回路図であり、第４図と
同じ参照符号は同じ構成要素を示す。異なる構成要素と
して、入力信号の一部が入力カプラ71に取出され、入力
検波器72で検波され、振幅成分＝包絡線が生成されて、
これが比較器46の非反転端子に入力されている。ループ
の周波数帯域が包絡線信号の周波数帯域より十分大きけ
れば包絡線の変化にループが追従するので出力電力は包
絡線どおりに変化する。つまり、振幅成分が再生される
ので線形増幅が実行される。
還形線形化増幅器の一例を示す回路図であり、第４図と
同じ参照符号は同じ構成要素を示す。異なる構成要素と
して、入力信号の一部が入力カプラ71に取出され、入力
検波器72で検波され、振幅成分＝包絡線が生成されて、
これが比較器46の非反転端子に入力されている。ループ
の周波数帯域が包絡線信号の周波数帯域より十分大きけ
れば包絡線の変化にループが追従するので出力電力は包
絡線どおりに変化する。つまり、振幅成分が再生される
ので線形増幅が実行される。
（発明が解決しようとする課題） しかしながら、上記従来の回路ではループ・ゲインが
非常に大きくなるので動作が不安定に陥りやすい（80dB
以上のループ・ゲイン）。第６図に示すように可変減衰
器12で52dBに渡りループ・ゲインを変動させる。従っ
て、最低でも直流ゲインが52dB必要である。しかも、振
幅位相変調波は24kHzの帯域をもつのでこの帯域で変形
化を十分に例えば20dBのループ・ゲイン）を行なうため
には、52＋20＋α≒80dBのループ・ゲイン（DC）が必要
である。通常80dBのループ・ゲインで安定動作は困難で
ある。
非常に大きくなるので動作が不安定に陥りやすい（80dB
以上のループ・ゲイン）。第６図に示すように可変減衰
器12で52dBに渡りループ・ゲインを変動させる。従っ
て、最低でも直流ゲインが52dB必要である。しかも、振
幅位相変調波は24kHzの帯域をもつのでこの帯域で変形
化を十分に例えば20dBのループ・ゲイン）を行なうため
には、52＋20＋α≒80dBのループ・ゲイン（DC）が必要
である。通常80dBのループ・ゲインで安定動作は困難で
ある。
また、ループ・ゲインが大きいため、ループ内のオペ
アンプ等のダイナミック・レンジが極めて大きくないと
クリップ（飽和）してしまう。無線機内で使用する電源
電圧には限界があり、携帯電話では高々6Vである。逆
に、クリップを回避するために、最大振幅を制限する
と、微少レベルでのオペアンプドリフト、オフセット等
の影響から免れない。マイナス電源の使用の必要性も生
じるがコスト、複雑さの点から許容し難い。
アンプ等のダイナミック・レンジが極めて大きくないと
クリップ（飽和）してしまう。無線機内で使用する電源
電圧には限界があり、携帯電話では高々6Vである。逆
に、クリップを回避するために、最大振幅を制限する
と、微少レベルでのオペアンプドリフト、オフセット等
の影響から免れない。マイナス電源の使用の必要性も生
じるがコスト、複雑さの点から許容し難い。
本発明はこれらの問題点を解決するためのもので、可
変減衰器をループ外にも設置してループの安定性の向上
及びループ内オペアンプ等の電圧ダイナミック・レンジ
不足の解消を可能にする優れた線形化電力増幅器の電力
制御回路を提供することを目的とする。
変減衰器をループ外にも設置してループの安定性の向上
及びループ内オペアンプ等の電圧ダイナミック・レンジ
不足の解消を可能にする優れた線形化電力増幅器の電力
制御回路を提供することを目的とする。
（課題を解決するための手段） 本発明は前記問題点を解決するために、包絡線帰還を
用いた線形化電力増幅器において、電力増幅器の出力は
出力カプラ及び出力検波器を経て第１の可変減衰器を介
して比較器の反転端子に接続され、かつ比較器の出力は
電力増幅器の電力制御端子に接続されてループを形成
し、電力増幅器の入力は入力カプラ及び入力検波器を経
て第２の可変減衰器を介して比較器の非反転端子に接続
され、電力増幅器に副制御端子が設けられ、該副制御端
子に可変電圧源が接続されたことに特徴がある。
用いた線形化電力増幅器において、電力増幅器の出力は
出力カプラ及び出力検波器を経て第１の可変減衰器を介
して比較器の反転端子に接続され、かつ比較器の出力は
電力増幅器の電力制御端子に接続されてループを形成
し、電力増幅器の入力は入力カプラ及び入力検波器を経
て第２の可変減衰器を介して比較器の非反転端子に接続
され、電力増幅器に副制御端子が設けられ、該副制御端
子に可変電圧源が接続されたことに特徴がある。
また、他の本発明の線形化電力増幅器の電力制御回路
は、電力増幅器の出力は出力カプラ及び出力検波器を経
て比較器の反転端子に接続され、かつ比較器の出力は電
力増幅器の電力制御端子に接続されてループを形成し、
電力増幅器の入力は入力カプラ及び入力検波器を経て比
較器の非反転端子に接続され、電力増幅器の副制御端子
が設けられ、該副制御端子に可変電圧源が接続されたこ
とに特徴がある。
は、電力増幅器の出力は出力カプラ及び出力検波器を経
て比較器の反転端子に接続され、かつ比較器の出力は電
力増幅器の電力制御端子に接続されてループを形成し、
電力増幅器の入力は入力カプラ及び入力検波器を経て比
較器の非反転端子に接続され、電力増幅器の副制御端子
が設けられ、該副制御端子に可変電圧源が接続されたこ
とに特徴がある。
（作用） 以上のような構成を有する本発明によれば、比較器の
出力は電力制御端子に帰還電圧として印加される。入力
信号の一部は入力カプラで取出され、入力検波器で包絡
線信号を生成する。そして、可変減衰器を経て比較器の
非反転端子に接続される。第１及び第２の可変減衰器は
制御信号で減衰量を制御される。よって、ループ動作の
安定化が期待できる。また、ループ・ゲインの減少によ
り、ループ内のオペ・アンプ等の電圧ダイナミック・レ
ンジが比較的小さくて済む。
出力は電力制御端子に帰還電圧として印加される。入力
信号の一部は入力カプラで取出され、入力検波器で包絡
線信号を生成する。そして、可変減衰器を経て比較器の
非反転端子に接続される。第１及び第２の可変減衰器は
制御信号で減衰量を制御される。よって、ループ動作の
安定化が期待できる。また、ループ・ゲインの減少によ
り、ループ内のオペ・アンプ等の電圧ダイナミック・レ
ンジが比較的小さくて済む。
また、プログラマブル安定化電源に接続された制御信
号により電力増幅器の出力電力レベルに応じて可変電圧
源を制御して、副制御端子を介して電力増幅器の線形度
を制御する。よって、電力増幅器の線形性を改善でき
る。
号により電力増幅器の出力電力レベルに応じて可変電圧
源を制御して、副制御端子を介して電力増幅器の線形度
を制御する。よって、電力増幅器の線形性を改善でき
る。
（実施例） 以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。同図
において、電力増幅器11は出力電力制御を行なう電力制
御端子12と電力増幅器の線形性を出力電力レベルに応じ
て最適化しうる補助的な副制御端子13を有している。こ
れについては後述する。出力電力の一部は出力カプラ14
で取出され、出力検波器15で検波された後に可変減衰器
16を経て比較器21の反転端子に接続される。比較器17の
出力は電力制御端子12に帰還電圧として印加される。入
力信号の一部は入力カプラ18で取出され、入力検波器19
で包絡線信号を生成する。そして、可変減衰器20を経て
比較器17の非反転端子に接続される。可変減衰器20はA,
B,Cの３ビットの制御信号で減衰量を最大23＝８段階に
制御できる。一方、可変減衰器16は１ビットのＤ制御信
号で２段階に減衰量を可変できる。
において、電力増幅器11は出力電力制御を行なう電力制
御端子12と電力増幅器の線形性を出力電力レベルに応じ
て最適化しうる補助的な副制御端子13を有している。こ
れについては後述する。出力電力の一部は出力カプラ14
で取出され、出力検波器15で検波された後に可変減衰器
16を経て比較器21の反転端子に接続される。比較器17の
出力は電力制御端子12に帰還電圧として印加される。入
力信号の一部は入力カプラ18で取出され、入力検波器19
で包絡線信号を生成する。そして、可変減衰器20を経て
比較器17の非反転端子に接続される。可変減衰器20はA,
B,Cの３ビットの制御信号で減衰量を最大23＝８段階に
制御できる。一方、可変減衰器16は１ビットのＤ制御信
号で２段階に減衰量を可変できる。
また、Ａ〜Ｄの４ビットの制御信号はプログラマブル
安定化電源21に接続されており、最大24＝16通りの電圧
を出力でき、副制御端子13に接続されて制御出力電力レ
ベルに応じて電力増幅器11自身の線形度が最良となるよ
うな電圧値を副制御端子13に与える。
安定化電源21に接続されており、最大24＝16通りの電圧
を出力でき、副制御端子13に接続されて制御出力電力レ
ベルに応じて電力増幅器11自身の線形度が最良となるよ
うな電圧値を副制御端子13に与える。
次に、本実施例の動作について説明する。
基本的には第５図の包絡線帰還形線形化増幅器と同じ
であり、線形化作用については省略する。ここで、第２
図は北米方式のディジタルセルラ方式の自動車電話の制
御レベル（平均電力レベル）と、上記の制御信号のレベ
ルH,L（1,0）及び可変減衰器16,20の減衰量の相対値を
示した図である。第２図からわかるように、ループ外の
可変減衰器20によって4dBステップのレベル切り替えを
行なうと共に、レベル１〜４とレベル５〜９とでループ
・ゲインを12dB切り替えている。このループ・ゲインを
切り替える際にループ外の可変減衰器20の減衰量を折り
返して全体で4dBステップ９段階の電力制御が実行され
る。
であり、線形化作用については省略する。ここで、第２
図は北米方式のディジタルセルラ方式の自動車電話の制
御レベル（平均電力レベル）と、上記の制御信号のレベ
ルH,L（1,0）及び可変減衰器16,20の減衰量の相対値を
示した図である。第２図からわかるように、ループ外の
可変減衰器20によって4dBステップのレベル切り替えを
行なうと共に、レベル１〜４とレベル５〜９とでループ
・ゲインを12dB切り替えている。このループ・ゲインを
切り替える際にループ外の可変減衰器20の減衰量を折り
返して全体で4dBステップ９段階の電力制御が実行され
る。
この方法によれば、ループ・ゲインを12dBだけ可変す
ることで電力制御が実行される。従って、従来の第４図
の方法等に比較してループ・ゲインを少なくとも20dB以
上下げることができる。従って、ループ動作を安定化で
きる。また、ループ内オペ・アンプ等の電圧ダイナミッ
クレンジにも余裕が生じてくる。
ることで電力制御が実行される。従って、従来の第４図
の方法等に比較してループ・ゲインを少なくとも20dB以
上下げることができる。従って、ループ動作を安定化で
きる。また、ループ内オペ・アンプ等の電圧ダイナミッ
クレンジにも余裕が生じてくる。
上記の観点から、可変減衰器20だけで全ての電力制御
を行なって可変減衰器16は使用しないという方法も考え
られるがこの場合も微少レベルでのオペ・アンプのドリ
フトやオフセットの影響を受けやすくなる。従って、電
力制御のための減衰量切り替えをループ内外に併置して
いるところに本実施例の特徴がある。
を行なって可変減衰器16は使用しないという方法も考え
られるがこの場合も微少レベルでのオペ・アンプのドリ
フトやオフセットの影響を受けやすくなる。従って、電
力制御のための減衰量切り替えをループ内外に併置して
いるところに本実施例の特徴がある。
さらに、本実施例では制御信号Ａ〜Ｄを利用してプロ
グラマブル安定化電源21を制御して電力増幅器11自身の
線形性を改善し、全体の線形化動作を改善するという補
助的作用を行なうことに第２の特徴がある。ここで、電
力増幅器の線形性について説明する。一般に、無線器に
使用される電力増幅器は第３図（ａ）のように高周波信
号の入出力端子Pin,Poutと、電源端子VCC及び電力制御
を行なうVcont端子が存在する。ディジタルセルラに必
要とされるのは入出力電力が直線となる線形増幅器であ
る（第３図（ｂ））。しかし、実際の電力増幅器の入出
力特性は第３図（ｃ），（ｄ）のように各所で湾曲して
おり線形化する必要がある。このために、Vcont端子へ
の包絡線帰還を利用したのが第１図、第４図等に示した
線形化増幅器である。
グラマブル安定化電源21を制御して電力増幅器11自身の
線形性を改善し、全体の線形化動作を改善するという補
助的作用を行なうことに第２の特徴がある。ここで、電
力増幅器の線形性について説明する。一般に、無線器に
使用される電力増幅器は第３図（ａ）のように高周波信
号の入出力端子Pin,Poutと、電源端子VCC及び電力制御
を行なうVcont端子が存在する。ディジタルセルラに必
要とされるのは入出力電力が直線となる線形増幅器であ
る（第３図（ｂ））。しかし、実際の電力増幅器の入出
力特性は第３図（ｃ），（ｄ）のように各所で湾曲して
おり線形化する必要がある。このために、Vcont端子へ
の包絡線帰還を利用したのが第１図、第４図等に示した
線形化増幅器である。
この線形化を有効に実行するためにはVcont電圧と出
力電力とが第３図（ｅ）の破線のように直線である程よ
い。しかし、これも実際には実線a,b,cのように湾曲し
ている。しかしながら、この湾曲は電源電圧VCCを変化
させることである程度改善できる。したがって、制御す
る平均電力レベルに応じてVCCを変化させてVcont−出力
電力の線形性を最適となるように設定することで全体の
線形化動作を有効に実行できる。
力電力とが第３図（ｅ）の破線のように直線である程よ
い。しかし、これも実際には実線a,b,cのように湾曲し
ている。しかしながら、この湾曲は電源電圧VCCを変化
させることである程度改善できる。したがって、制御す
る平均電力レベルに応じてVCCを変化させてVcont−出力
電力の線形性を最適となるように設定することで全体の
線形化動作を有効に実行できる。
以上説明した観点により、電力制御信号Ａ〜Ｄを用い
て電力増幅器の電力制御端子以外の電源端子電圧を電力
制御レベルに応じて最適設定することは非常に有効であ
る。
て電力増幅器の電力制御端子以外の電源端子電圧を電力
制御レベルに応じて最適設定することは非常に有効であ
る。
（発明の効果） 以上説明したように、本発明によれば、包絡線帰還形
線形化増幅器のループ内外に可変減衰器を併置すること
により、ループ・ゲインを20dB以下減少させることがで
き、ループ動作の安定化が期待できる。また、ループ・
ゲインの減少により、ループ内のオペ・アンプ等の電圧
ダイナミック・レンジが比較的小さくて済む。さらに、
制御信号（４ビット）を利用して、プログラマブル安定
化電源により電源電圧を可変することにより、線形性を
改善できる。
線形化増幅器のループ内外に可変減衰器を併置すること
により、ループ・ゲインを20dB以下減少させることがで
き、ループ動作の安定化が期待できる。また、ループ・
ゲインの減少により、ループ内のオペ・アンプ等の電圧
ダイナミック・レンジが比較的小さくて済む。さらに、
制御信号（４ビット）を利用して、プログラマブル安定
化電源により電源電圧を可変することにより、線形性を
改善できる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、 第２図は北米方式のディジタルセルラ方式の自動車電話
の制御レベルと、制御信号のレベル及び可変減衰器の減
衰量の相対値を示す図、 第３図は電力増幅器の線形性を説明する図、 第４図は従来のアナログセルラ方式の自動車電話器にお
ける出力電力制御回路の一例を示す回路図、 第５図は第４図の可変減衰器の一例を示す回路図、 第６図はディジタルセルラ方式の自動車電話器の出力電
力制御範囲を示す図、 第７図はディジタルセルラ方式で用いられる包絡線帰還
形線形化増幅器の一例を示す回路図である。 11,41……電力増幅器、 12,42……電力制御端子、 13……副制御端子、 14,43……出力カプラ、 15,44……出力検波器、 16,20,45……可変減衰器、 17,46……比較器、 18,71……入力カプラ、 19,72……入力検波器、 21……プログラマブル安定化電源。
の制御レベルと、制御信号のレベル及び可変減衰器の減
衰量の相対値を示す図、 第３図は電力増幅器の線形性を説明する図、 第４図は従来のアナログセルラ方式の自動車電話器にお
ける出力電力制御回路の一例を示す回路図、 第５図は第４図の可変減衰器の一例を示す回路図、 第６図はディジタルセルラ方式の自動車電話器の出力電
力制御範囲を示す図、 第７図はディジタルセルラ方式で用いられる包絡線帰還
形線形化増幅器の一例を示す回路図である。 11,41……電力増幅器、 12,42……電力制御端子、 13……副制御端子、 14,43……出力カプラ、 15,44……出力検波器、 16,20,45……可変減衰器、 17,46……比較器、 18,71……入力カプラ、 19,72……入力検波器、 21……プログラマブル安定化電源。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03F 1/32 H03G 3/12
Claims (3)
- 【請求項１】包絡線帰還を用いた線形化電力増幅器にお
いて、 電力増幅器の出力は出力カプラ及び出力検波器を経て第
１の可変減衰器を介して比較器の反転端子に接続され、
かつ比較器の出力は電力増幅器の電力制御端子に接続さ
れてループを形成し、 電力増幅器の入力は入力カプラ及び入力検波器を経て第
２の可変減衰器を介して比較器の非反転端子に接続さ
れ、 第１及び第２の可変減衰器の減衰量を制御することによ
り電力増幅器の電力制御を行なうことを特徴とする線形
化電力増幅器の電力制御回路。 - 【請求項２】前記電力増幅器の副制御端子が設けられ、
該副制御端子に可変電圧源が接続され、電力増幅器の出
力電力レベルに応じて前記可変電圧源を制御して前記副
制御端子を介して電力増幅器の線形度を制御する請求項
１記載の線形化電力増幅器の電力制御回路。 - 【請求項３】包絡線帰還を用いた線形化電力増幅器にお
いて、 電力増幅器の出力は出力カプラ及び出力検波器を経て比
較器の反転端子に接続され、かつ比較器の出力は電力増
幅器の電力制御端子に接続されてループを形成し、 電力増幅器の入力は入力カプラ及び入力検波器を経て比
較器の非反転端子に接続され、 前記電力増幅器の副制御端子が設けられ、該副制御端子
に可変電圧源が接続され、電力増幅器の出力電力レベル
に応じて前記可変電圧源を制御して前記副制御端子を介
して電力増幅器の線形度を制御する線形化電力増幅器の
電力制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2250066A JP2765211B2 (ja) | 1990-09-21 | 1990-09-21 | 線形化電力増幅器の電力制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2250066A JP2765211B2 (ja) | 1990-09-21 | 1990-09-21 | 線形化電力増幅器の電力制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04130805A JPH04130805A (ja) | 1992-05-01 |
| JP2765211B2 true JP2765211B2 (ja) | 1998-06-11 |
Family
ID=17202299
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2250066A Expired - Lifetime JP2765211B2 (ja) | 1990-09-21 | 1990-09-21 | 線形化電力増幅器の電力制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2765211B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6133792A (en) * | 1998-09-17 | 2000-10-17 | Telefonakteibolaget Lm Ericsson | Method and apparatus for preventing power amplifier saturation |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5875906A (ja) * | 1981-10-31 | 1983-05-07 | Anpeele:Kk | 高周波直線増幅装置 |
-
1990
- 1990-09-21 JP JP2250066A patent/JP2765211B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04130805A (ja) | 1992-05-01 |
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