JP2749306B2 - AC electric vehicle control device - Google Patents

AC electric vehicle control device

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JP2749306B2
JP2749306B2 JP62294147A JP29414787A JP2749306B2 JP 2749306 B2 JP2749306 B2 JP 2749306B2 JP 62294147 A JP62294147 A JP 62294147A JP 29414787 A JP29414787 A JP 29414787A JP 2749306 B2 JP2749306 B2 JP 2749306B2
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  • Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、推進用電動機として誘導電動機などの交流
電動機を用い、電圧形コンバータと電圧形インバータを
用いて交流給電により駆動する方式の電気車の制御に係
り、特に、給電電圧の変動が大きくなる虞れのある電鉄
システムに好適な交流電気車制御装置に関する。 〔従来の技術〕 近年、車両のメンテナンスフリー化の向上が強まり、
これにより交流電源を用いた鉄道車両の駆動システムと
して、電圧形コンバータ及びインバータによる誘導電動
機の駆動システムが採用されるようになつてきた。 このシステムでは、架線などから給電される交流電圧
をコンバータで直流に変換して平滑コンデンサに加え、
さらに平滑コンデンサの直流電圧をインバータに加えて
可変電圧、可変周波数の三相交流電圧を発生させ、駆動
用の誘導電動機に印加し、車両を走行させるようになつ
ており、このとき、コンバータは、電気車の運転状態に
応じた、所要の電力が、インバータの直流入力として供
給されるように制御されている。 ところで、電気鉄道システムでは、一般に、その給電
電圧の変動率に比較的大きな許容度が与えられており、
例えば同一変電所の給電区間内に複数の電気車が存在し
たときなどでは、±20%にも達する電圧変動が現われ
る。 しかして、上記した駆動システムでは、このような交
流給電電圧の変動にもかかわらず、そのコンバータの制
御により常に所要の直流電力をインバータに供給するこ
とができるが、これには限度があり、特に、交流給電電
圧が大きく低下したときには、コンバータの入力電流を
増加させなければならないが、このとき、インバータを
構成する主回路素子の電流しや断能力の限界から、従来
は、例えば、昭和62年電気学会全国大会講演論文集(19
87年)の1099〜1100頁により開示されているように制御
していた。すなわち、コンバータには、その直流出力電
圧を制御する電圧調整器と、交流入力電流を制御する入
力交流電流調整器があるが、この電圧調整器の出力にリ
ミツタを設け、このリミツタの出力を入力交流電流調整
器の基準入力とし、このときのリミツト値をコンバータ
の主回路素子の電流しや断能力の限界に対応させるよう
にするのである。 こうして、上記した従来技術では、低入力電圧時で
も、入力交流電流が主回路素子の電流しや断能力を超え
ないようにしているが、この結果、当然のこととして、
この従来技術では、コンバータの出力電力も制限されて
しまう。 一方、これとは別に、電気鉄道システムでは、複数の
変電所から架線を介して電力を供給しており、各変電所
毎に架線が分割されている。このため、ある変電所の給
電区間から、他の変電所の給電区間へと電気車が渡る際
に0.5秒程度の無電圧期間が存在する。 しかして、この無電圧期間においては、コンバータの
運転が出来ないばかりでなく、再び電圧が印加されたと
きなどに過大な電圧、電流がコンバータを構成するスイ
ツチング素子に加わり、これを損傷する虞れがある。 そこで、従来の交流電気車制御装置では、例えば特開
昭60−200790号公報記載のごとく制御している。すなわ
ち、入力交流電圧等の監視手段を設け、無電圧期間を検
知したなら、電動機のトルク制御等に優先して回生運転
を行うようインバータの運転状態を切替えるようにし、
これにより、無電圧期間においてはインバータから平滑
コンデンサに回生電力を供給し、コンバータの直流側出
力電圧が給電区間での電圧にほぼ等しく保たれるように
するのである。 〔発明が解決しようとする問題点〕 上記従来技術では、コンバータの入力交流電圧が低下
したときにコンバータの出力電力が制限されてしまう点
については配慮されていない。このため、電気車の力行
運転中に、コンバータが出力可能な最大直流電力より大
きな電力をインバータが負荷として消費すると、平滑コ
ンデンサの直流電圧が低下してコンバータ及びインバー
タの協調運転が出来なくなり、電気車が制御不能になる
虞れがある。 また、従来技術では、回生運転時に、コンバータが電
源へ回生可能な最大電力より大きな電力を、このインバ
ータが平滑コンデンサに回生すると、その電圧が過大と
なり、コンバータ及びインバータを構成する主回路素子
等を損傷する虞れがある。 本発明の目的は、入力交流電圧が変動してもコンバー
タとインバータの協調運転が崩れる虞れがなく、常に安
定した運行が可能な交流電気車制御装置を提供すること
にある。 〔問題点を解決するための手段〕 上記目的は、電気車推進用交流電動機の電流を、イン
バータの直流側電圧維持のために制御することにより達
成される。 具体的には、上記目的は、交流電力をPWM制御により
直流電力に変換する電圧形コンバータと、前記直流電力
をPWM制御により交流電力に変換して電気車を推進する
交流電動機に給電する電圧形インバータと、これらコン
バータとインバータの直流側結合部に接続した平滑コン
デンサと、前記コンバータの交流入力電流が指令値にな
るように制御する電流制御手段とを備えた交流電気車制
御装置において、前記交流電動機が力行時、前記コンバ
ータの交流入力電流が制限値に達したら、該コンバータ
の交流入力電流を一定値に制御すると共に、前記インバ
ータの出力電流を減少させる制御手段を設けることによ
り達成される。 〔作 用〕 力行運転中にコンバータの入力交流電流が制限値に達
した場合には、それに応じてインバータの消費電力も制
限され、これにより、コンバータの供給電力とインバー
タの消費電力を等しく保ち、平滑コンデンサの電圧低下
を防止する。 一方、回生運転中にコンバータの電流が制限値に達し
た場合には、インバータの回生電力が制限され、このこ
とにより、コンバータとインバータの回生電力を等しく
保ち、平滑コンデンサの電圧が過大となるのを防止す
る。 この結果、平滑コンデンサの電圧が維持され、電気車
の維続的な運行が可能になる。 〔実施例〕 以下、本発明による交流電気車制御装置について、図
示の実施例により詳細に説明する。 第1図は本発明の一実施例で、この実施例では、図示
してない変電所からの交流電圧を、架線1,パンタグラフ
2を介して変圧器3の一次側に加え、その二次電圧Es
リアクトル4を介して電圧形コンバータ5に加えるよう
になつている。 ここで、コンバータ5は、GTOサイリスタ等の自己消
弧可能なスイツチング素子とダイオードより構成され、
その交流入力端子電圧Ecを、後述するようにして操作す
ることにより、入力電流Isの大きさと位相が制御され
る。 これらの関係をベクトル図で表したのが、第2図であ
る。すなわち、二次電圧Esに対して、入力端子電圧Ec
図示のごとく設定すると、両者の差がリアクトル4に印
加されるリアクトル電圧ELとなる。ここで、入力電流Is
とリアクトル電圧ELとは直交関係にあるので、入力電流
Isは図示のようになる。したがつて、入力交流電圧Ec
虚軸成分(二次電圧Esと直交する成分)Eciを操作する
ことにより、入力電流Isの有効成分(二次電圧Esと同相
成分)が制御され、入力交流電圧Ecの実軸成分Ecrを操
作することにより、入力電流Isの位相(基本波力率)が
制御される。そして、直流側には、入力交流電力に等し
い直流電力が発生し、これにより平滑コンデンサ6の端
子電圧はEdになる。 一方、電圧形インバータ7は、自己消弧可能なスイツ
チング素子とダイオードより構成され、直流電圧Edをも
とに、公知のPWM(Pulse Width Modulation,パルス幅変
調)制御技術により、可変電圧、可変周波数の三相交流
電圧を発生し、推進用の誘導電動機8に加え、この結果
電流Iu,Iv,Iwが流れる。 ここで、誘導電動機8への供給電流を制御する方法に
ついて説明する。まず、電動機8の電流IuIv,Iwのう
ち、有効電動機電流Imr(電圧との同相成分)を電流検
出器9で検出し、有効電動機電流指令Imr と比較し、
電動機電流調節器10は、その偏差に応じて、すべり周波
数fsを出力する。 さらに、電動機8のロータ回転周波数frを、パルスジ
エネレータ11を介して検出し、すべり周波数fsに加算し
て、インバータ周波数fiを定め、変調度制御器12は、電
動機8の電圧がインバータ周波数fiに比例するように、
変調度Kを制御する。 そして、PWM変調回路13は、インバータ周波数fiと変
調度Kに応じてパルス幅変調制御を行い、ゲートパルス
を発生してインバータ7に加える。このようにして、有
効電動機電流Imrが、有効電動機電流指令Imr と等しく
なるよう制御される。 ここで、有効電動機電流指令Imr は極性を備えてお
り、これが正の場合には、すべり周波数fsも正となり、
電動機8は正トルクを発生して力行運転となる。また、
このときのインバータ入力電流Iiは図示の極性である。 一方、有効電動機電流指令Imr が負の場合には、す
べり周波数fsも負となり、電動機8は負トルクを発生し
て回生ブレーキ運転となり、このときのインバータ入力
電流Iiは図示のものと逆極性となる。 次に、コンバータ5による直流電圧Edの制御方法につ
いて説明する。 まず、直流電圧Edを直流電圧指令Ed と比較し、電圧
調節器14はその偏差に応じた出力信号εedを発生し、リ
ミツタ15に加え、リミツタ15は、有効入力電流指令Isr
と、電動機電流補正指令Imrcを出力する。 一方、入力電流検出器16は、入力電流Isのうち、二次
電圧Esと同相成分、すなわち有効入力電流Isrを検出
し、これを有効入力電流指令Isr と比較し、その偏差
を電流調節器17に加え、コンバータ5の入力端子電圧Ec
の虚軸成分Eciを出力する。 また、位相検出器18は、入力電流Isと二次電圧Esとの
位相差φを検出し、位相指令φとの偏差を位相調節器
19に加え、コンバータ5の入力端子電圧Ecの実軸成分E
crを出力する。 そして、PWM変調回路20は、Ecの実軸成分ECR,虚軸成
分Eciに応じてパルス幅変調制御を行い、ゲートパルス
を発生してコンバータ5に加える。 このようにして、入力電流Isの有効成分、すなわち有
効入力電流Isrが指令Isr と等しく、位相差φが、位相
指令φと等しくなるよう制御される。ここに、有効入
力電流指令Isr 及び有効入力電流Isrは極性を備えてお
り、正の場合には二次電圧Esと同相、すなわち力行運転
を意味し、コンバータ出力電流Idは図示の極性で流れ
る。 一方、負の場合には回生運転を意味し、コンバータ出
力電流Idは図示のものと逆極性となる。 ところで、リミツタ15は、第3図に示した特性を備え
ており、電圧調節器14の出力信号εedに応じて、有効入
力電流指令Isr と電動機電流補正指令Imrcを制御す
る。ここに、入力電流限界ISMはコンバータ5を構成す
る主回路素子の電流遮断能力等から定まる入力電流Is
許容最大電流である。 通常の運転状態では、電圧調節器14の出力信号ε
edは、第3図中のaからbの間で変化し、この範囲では
有効入力電流指令Isr は出力信号εedに比例し、電動
機電流補正指令Imrcは零である。 そこで、力行運転時、すなわち、運転指令Ipが正の場
合において、インバータ入力電流Iiよりコンバータ出力
電流Idが小さく、直流電圧Edが低下すると、電圧調節器
14の出力信号εedが増大し、有効入力電流指令Isr
大きくなり、コンバータ出力電流Idが増大する。 このようにして、インバータ入力電流Iiの値に係わら
ず、直流電圧Edは一定に制御される。 一方、回生ブレーキ運転時にはインバータ入力電流Ii
の極性が反転し、インバータ7から平滑コンデンサ6に
電流が流入する。この結果、直流電圧Edが増大すると、
電圧調節器14の出力信号εedは負となり、有効入力電流
指令Isr も負となる。この結果、コンバータ5は回生
運転となつてコンバータ出力電流Idの極性が反転し、平
滑コンデンサ6からコンバータ5へ電流が流れ、直流電
圧Edが一定に保たれる。 以上が通常運転時、すなわち電圧調節器14の出力信号
εedが、第3図中のaからbの範囲にある場合の動作説
明である。 次に、力行時において二次電圧Esが減少すると、コン
バータ5の入力電力が減少し、コンバータ出力電流Id
減少する。このため、直流電圧Edが減少し、電圧調節器
14の出力信号εedが増大する。そして、出力信号εed
第3図中のbより大きくなると、有効入力電流指令Isr
は、入力電流限界ISMに保たれる。 この結果、コンバータ出力電流Idも一定に保たれる
が、電動機電流補正指令Imrcが増大する。そこで、第4
図中一点鎖線で示したごとく、有効電動機電流指令Imr
が減少し、インバータ入力電流Iiも減少して、直流電
圧Edが一定に保たれる。 一方、回生ブレーキ運転時において二次電圧Esが減少
すると、コンバータ5の回生電力が減少し、コンバータ
出力電流Id(図示のものとは逆極性)が減少する。この
ため、直流電圧Edが増大し、電圧調節器14の出力信号ε
edが減少する。ここで、出力信号εedが第3図中のaよ
り小さくなると、有効入力電流指令Isr は、絶対値が
入力電流ISMに等しく、極性が負の値に保たれる。 この結果、コンバータ出力電流Idは一定に保たれる
が、第4図中二点鎖線で示したごとく、有効電動機電流
指令Imr の絶対値が減少し、インバータ入力電流Ii
絶対値も減少し、直流電圧Edが一定に保たれる。 従つて、この実施例によれば、二次電圧Esが減少し、
有効入力電流指令Isr が電流限界ISMに保たれた場合に
おいても、直流電圧Edを一定に制御して電気車の運転を
可能とすることが出来る。 また、この実施例によれば、電気車が給電区間を渡る
際の無電圧期間においても、二次電圧Esが低下した場合
と同様、有効電動機電流指令Imr が操作され、直流電
圧Edが一定に保持されることは明らかである。 〔発明の効果〕 本発明によれば、交流給電電圧が低下し、その結果、
コンバータ入力電流が主回路素子の電流容量等から定ま
る限界値に制限された場合でも、電動機電流の操作によ
り直流電圧は一定に保たれるから、低入力電圧時におい
ても安定した電気車の運転継続が可能になる効果があ
る。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial Application Field] The present invention relates to an electric vehicle of a system that uses an AC motor such as an induction motor as a propulsion motor and is driven by AC power using a voltage-type converter and a voltage-type inverter. In particular, the present invention relates to an AC electric vehicle control device suitable for an electric railway system in which there is a possibility that a fluctuation in a power supply voltage becomes large. [Prior art] In recent years, maintenance-free vehicles have been increasingly improved,
Accordingly, a drive system for an induction motor using a voltage-source converter and an inverter has been adopted as a drive system for a railway vehicle using an AC power supply. In this system, an AC voltage supplied from an overhead wire or the like is converted to DC by a converter and added to a smoothing capacitor.
In addition, a DC voltage of the smoothing capacitor is applied to the inverter to generate a variable voltage, a three-phase AC voltage having a variable frequency, and the voltage is applied to the induction motor for driving to drive the vehicle. The required electric power according to the operation state of the electric vehicle is controlled so as to be supplied as a DC input of the inverter. By the way, in the electric railway system, generally, a relatively large tolerance is given to the fluctuation rate of the power supply voltage,
For example, when there are a plurality of electric vehicles in a power supply section of the same substation, a voltage fluctuation as much as ± 20% appears. Thus, in the above-described drive system, the required DC power can always be supplied to the inverter by controlling the converter despite the fluctuation of the AC power supply voltage. However, there is a limit to this. However, when the AC power supply voltage is greatly reduced, the input current of the converter must be increased. Proceedings of the IEEJ National Convention (19
1987), pp. 1099-1100. That is, the converter includes a voltage regulator for controlling the DC output voltage and an input AC current regulator for controlling the AC input current.A limiter is provided at the output of the voltage regulator, and the output of the limiter is input. The reference value for the AC current regulator is used, and the limit value at this time is made to correspond to the limit of the current or disconnection capability of the main circuit element of the converter. Thus, in the above-described prior art, even at the time of a low input voltage, the input AC current does not exceed the current-carrying or disconnection ability of the main circuit element. As a result, as a matter of course,
In this prior art, the output power of the converter is also limited. On the other hand, in the electric railway system, power is supplied from a plurality of substations via overhead lines, and the overhead lines are divided for each substation. For this reason, when an electric vehicle crosses from a power supply section of a certain substation to a power supply section of another substation, there is a non-voltage period of about 0.5 seconds. Thus, during this non-voltage period, not only can the converter not be operated, but also when a voltage is applied again, an excessive voltage or current is applied to the switching element constituting the converter, and the switching element may be damaged. There is. Therefore, in the conventional AC electric vehicle control device, control is performed as described in, for example, JP-A-60-200790. That is, a monitoring means for input AC voltage or the like is provided, and if a no-voltage period is detected, the operation state of the inverter is switched so as to perform regenerative operation in preference to torque control of the electric motor,
As a result, during the no-voltage period, regenerative power is supplied from the inverter to the smoothing capacitor, and the DC output voltage of the converter is maintained substantially equal to the voltage in the power supply section. [Problems to be Solved by the Invention] In the above conventional technology, no consideration is given to the fact that the output power of the converter is limited when the input AC voltage of the converter is reduced. For this reason, if the inverter consumes more power than the maximum DC power that can be output by the converter during the power running operation of the electric vehicle, the DC voltage of the smoothing capacitor decreases, and the converter and the inverter cannot cooperate. There is a risk that the vehicle will become uncontrollable. Further, in the conventional technology, during regeneration operation, when the inverter regenerates power greater than the maximum power that can be regenerated to the power supply by the converter to the smoothing capacitor, the voltage becomes excessively large, and the main circuit elements and the like constituting the converter and the inverter are damaged. There is a risk of damage. An object of the present invention is to provide an AC electric vehicle control device capable of always operating stably without fear that the cooperative operation of the converter and the inverter is disrupted even if the input AC voltage fluctuates. [Means for Solving the Problems] The above object is achieved by controlling the current of an AC motor for electric vehicle propulsion to maintain the DC side voltage of the inverter. Specifically, the above object is to provide a voltage source converter for converting AC power to DC power by PWM control, and a voltage source for converting the DC power to AC power by PWM control and supplying power to an AC motor for propelling an electric vehicle. An AC electric vehicle control device, comprising: an inverter; a smoothing capacitor connected to a DC side coupling portion between the converter and the inverter; and current control means for controlling an AC input current of the converter to a command value. This is achieved by providing control means for controlling the AC input current of the converter to a constant value and reducing the output current of the inverter when the AC input current of the converter reaches the limit value when the motor is running. [Operation] When the input AC current of the converter reaches the limit value during the power running operation, the power consumption of the inverter is also limited accordingly, thereby keeping the power supply of the converter and the power consumption of the inverter equal. Prevent voltage drop of smoothing capacitor. On the other hand, when the current of the converter reaches the limit value during the regenerative operation, the regenerative power of the inverter is limited, which keeps the regenerative power of the converter and the inverter equal and the voltage of the smoothing capacitor becomes excessive. To prevent As a result, the voltage of the smoothing capacitor is maintained, and the electric vehicle can be operated continuously. Hereinafter, an AC electric vehicle control device according to the present invention will be described in detail with reference to the illustrated embodiments. FIG. 1 shows an embodiment of the present invention. In this embodiment, an AC voltage from a substation (not shown) is applied to the primary side of a transformer 3 via an overhead wire 1 and a pantograph 2, and the secondary voltage is applied to the transformer. the E s through the reactor 4 and summer to apply the voltage type converter 5. Here, the converter 5 is composed of a self-extinguishing switching element such as a GTO thyristor and a diode,
The AC input terminal voltage E c, by operating as described later, the magnitude and phase of the input current I s is controlled. FIG. 2 shows these relationships in a vector diagram. That is, the secondary voltage E s, when set as shown in the drawing the input terminal voltage E c, the reactor voltage E L the difference between the two is applied to the reactor 4. Where the input current Is
And the reactor voltage E L are orthogonal, so the input current
I s is as shown in the figure. Was but connexion, by operating the imaginary axis component (component perpendicular to the secondary voltage E s) E ci of the input AC voltage E c, the effective component of the input current I s (secondary voltage E s and phase component) is It is controlled by operating a real axis component E cr of the input AC voltage E c, the input current I s of the phase (the fundamental wave power factor) is controlled. Then, a DC power equal to the input AC power is generated on the DC side, whereby the terminal voltage of the smoothing capacitor 6 becomes Ed . On the other hand, voltage source inverter 7 is constructed from self-commutation of switching-element and a diode, based on the DC voltage E d, the known PWM (Pulse Width Modulation, PWM) by control technology, variable voltage, variable A three-phase AC voltage having a frequency is generated and added to the induction motor 8 for propulsion. As a result, currents I u , I v , and I w flow. Here, a method of controlling the supply current to the induction motor 8 will be described. First, among the currents I u I v and I w of the motor 8, an effective motor current I mr (a component in phase with the voltage) is detected by the current detector 9, and is compared with an effective motor current command I mr * .
Motor current regulator 10, depending on the deviation, and outputs a slip frequency f s. Further, the rotor rotational frequency f r of the motor 8, and detected through the pulse diethyl Nereta 11 adds the slip frequency f s, defines the inverter frequency f i, the modulation degree control circuit 12, the voltage of the electric motor 8 is As proportional to the inverter frequency f i ,
The modulation degree K is controlled. Then, PWM modulation circuit 13 performs pulse width modulation control in accordance with the inverter frequency f i and the modulation factor K, is added to the inverter 7 generates a gate pulse. In this way, the effective motor current I mr is controlled to be equal to the effective motor current command I mr * . Here, the effective motor current command I mr * has a polarity, and when this is positive, the slip frequency f s is also positive,
The electric motor 8 generates a positive torque to perform a power running operation. Also,
At this time, the inverter input current Ii has the illustrated polarity. On the other hand, when the effective motor current command I mr * is negative, the slip frequency f s also becomes negative, and the motor 8 generates a negative torque to perform regenerative braking operation. At this time, the inverter input current I i And reverse polarity. Next, a description will be given of a control method of the DC voltage E d by the converter 5. First, the DC voltage E d compared to the DC voltage command E d *, the voltage regulator 14 generates an output signal epsilon ed in accordance with the deviation, in addition to Rimitsuta 15, Rimitsuta 15, the effective input current command I sr
*, And outputs the motor current correction command I mrc. On the other hand, the input current detector 16, of the input current I s, the secondary voltage E s and phase component, i.e. detects the valid input current I sr, compares it with valid input current command I sr *, the deviation Is added to the current controller 17 and the input terminal voltage E c of the converter 5 is
Outputs the imaginary axis component E ci of. The phase detector 18 detects a phase difference phi between the input current I s and the secondary voltage E s, the phase adjuster the deviation between the phase command phi *
In addition to 19, the real axis component E of the input terminal voltage E c of the converter 5
Output cr . Then, the PWM modulation circuit 20 performs pulse width modulation control in accordance with the real axis component E CR and the imaginary axis component E ci of E c , generates a gate pulse, and applies the gate pulse to the converter 5. In this manner, the effective component of the input current I s, i.e. the effective input current I sr is equal to the command I sr *, phase difference phi is controlled to be equal to the phase command phi *. Here, the effective input current command I sr * and the effective input current I sr have polarities, and when positive, mean the same phase as the secondary voltage E s , that is, power running operation, and the converter output current I d is illustrated. Flow with the polarity. On the other hand, a negative value indicates a regenerative operation, and the converter output current Id has a polarity opposite to that shown in the figure. Incidentally, Rimitsuta 15 has a characteristic shown in FIG. 3, in accordance with the output signal epsilon ed voltage regulator 14, controls the effective input current command I sr * and the motor current correction command I mrc. Here, the input current limit I SM is permissible maximum current of the input current I s, which is determined from the current interruption capability and the like of the main circuit elements which constitute the converter 5. In a normal operation state, the output signal ε of the voltage regulator 14
ed changes between a and b in FIG. 3. In this range, the effective input current command I sr * is proportional to the output signal ε ed , and the motor current correction command Imrc is zero. Therefore, during power running, i.e., when the operation command I p is positive, small converter output current I d from the inverter input current I i, the DC voltage E d is decreased, the voltage regulator
The 14 output signal ε ed increases, the effective input current command I sr * increases, and the converter output current I d increases. In this way, regardless of the value of the inverter input current I i, the DC voltage E d is controlled to be constant. On the other hand, during regenerative braking, the inverter input current I i
, The current flows from the inverter 7 to the smoothing capacitor 6. As a result, when the DC voltage Ed increases,
The output signal ε ed of the voltage regulator 14 becomes negative, and the effective input current command I sr * also becomes negative. As a result, the converter 5 is reversed polarity of the converter output current I d Te summer and regenerative operation, current flows from the smoothing capacitor 6 to the converter 5, the DC voltage E d is kept constant. The above is the description of the operation during normal operation, that is, when the output signal ε ed of the voltage regulator 14 is in the range from a to b in FIG. Then, when the secondary voltage E s during power running is reduced, decreased input power of the converter 5, the converter output current I d is decreased. As a result, the DC voltage Ed decreases and the voltage regulator
The 14 output signal ε ed increases. When the output signal ε ed becomes larger than b in FIG. 3, the effective input current command I sr
* It is kept in the input current limit I SM. As a result, it is also the converter output current I d is maintained constant, the motor current correction command I mrc is increased. Therefore, the fourth
As shown by the dashed line in the figure, the effective motor current command I mr
* Decreases, the inverter input current I i be decreased, the DC voltage E d is kept constant. On the other hand, when the secondary voltage E s is decreased at the time of regenerative braking operation, reduces the regenerative power of the converter 5, is reduced (opposite polarity to that of the illustrated) converter output current I d. As a result, the DC voltage Ed increases, and the output signal ε of the
ed decreases. Here, when the output signal ε ed becomes smaller than “a” in FIG. 3, the effective input current command I sr * has an absolute value equal to the input current I SM and a negative polarity. As a result, although the converter output current I d is maintained constant, as shown in FIG. 4 in two-dot chain line, the absolute value of the effective motor current command I mr * is decreased, the absolute value of the inverter input current I i also it decreases, the DC voltage E d is kept constant. Accordance connexion, according to this embodiment, the secondary voltage E s is reduced,
Even when the effective input current command I sr * is kept at the current limit I SM , the electric vehicle can be operated by controlling the DC voltage Ed to be constant. Further, according to this embodiment, even in the no-voltage period when the electric vehicle is crossing the feeder section, as in the case where the secondary voltage E s is decreased, the effective motor current command I mr * is operated, a DC voltage E It is clear that d is kept constant. [Effects of the Invention] According to the present invention, the AC power supply voltage is reduced, and as a result,
Even if the converter input current is limited to a limit value determined by the current capacity of the main circuit element, etc., the DC voltage is kept constant by operating the motor current, so that the stable operation of the electric vehicle continues even at low input voltage. There is an effect that becomes possible.

【図面の簡単な説明】 第1図は本発明による交流電気車制御装置の一実施例を
示す説明図、第2図は動作説明用のベクトル図、第3図
及び第4図はそれぞれ動作説明用の特性図である。 3……変圧器,4……リアクトル,5……電圧形コンバー
タ,6……平滑コンデンサ,7……電圧形インバータ,8……
推進用誘導電動機,9……電流検出器,10……電動機電流
調節器,11……パルスジエネレータ,12……変調度制御
器,13……PWM変調回路,14……電圧調節器,15……リミツ
タ,16……入力電流検出器,17……電流調節器,18……位
相検出器,19……位相調節器,20……PWM変調回路。
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is an explanatory diagram showing an embodiment of an AC electric vehicle control device according to the present invention, FIG. 2 is a vector diagram for explaining operation, and FIGS. FIG. 3… Transformer, 4… Reactor, 5… Voltage converter, 6… Smoothing capacitor, 7… Voltage inverter, 8…
Propulsion induction motor, 9 current detector, 10 motor current regulator, 11 pulse generator, 12 modulation degree controller, 13 PWM modulation circuit, 14 voltage regulator, 15 ... limiter, 16 ... input current detector, 17 ... current regulator, 18 ... phase detector, 19 ... phase regulator, 20 ... PWM modulation circuit.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−210866(JP,A) 特開 昭62−213503(JP,A) 特開 昭60−59904(JP,A) 特開 昭59−99902(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) B60L 9/08 - 9/30──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of front page (56) References JP-A-62-210866 (JP, A) JP-A-62-213503 (JP, A) JP-A-60-59904 (JP, A) JP-A-59-210 99902 (JP, A) (58) Field surveyed (Int. Cl. 6 , DB name) B60L 9/08-9/30

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】 1.交流電力をPWM制御により直流電力に変換する電圧
形コンバータと、前記直流電力をPWM制御により交流電
力に変換して電気車を推進する交流電動機に給電する電
圧形インバータと、これらコンバータとインバータの直
流側結合部に接続した平滑コンデンサと、前記コンバー
タの交流入力電流が指令値になるように制御する電流制
御手段とを備えた交流電気車制御装置において、 前記交流電動機が力行時、前記コンバータの交流入力電
流が制限値に達したら、該コンバータの交流入力電流を
一定値に制御すると共に、前記インバータの出力電流を
減少させる制御手段を設けたことを特徴とする交流電気
車制御装置。
(57) [Claims] A voltage-source converter that converts AC power into DC power by PWM control, a voltage-source inverter that converts the DC power into AC power by PWM control, and supplies power to an AC motor that propels the electric vehicle, An AC electric vehicle control device comprising: a smoothing capacitor connected to a side coupling portion; and current control means for controlling an AC input current of the converter to be a command value. When the input current reaches a limit value, the AC electric vehicle control device is provided with control means for controlling the AC input current of the converter to a constant value and reducing the output current of the inverter.
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