JP2711534B2 - コンデンサースイッチ式誘導モーター駆動装置 - Google Patents
コンデンサースイッチ式誘導モーター駆動装置Info
- Publication number
- JP2711534B2 JP2711534B2 JP61503473A JP50347386A JP2711534B2 JP 2711534 B2 JP2711534 B2 JP 2711534B2 JP 61503473 A JP61503473 A JP 61503473A JP 50347386 A JP50347386 A JP 50347386A JP 2711534 B2 JP2711534 B2 JP 2711534B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- terminal
- gate control
- voltage
- switching element
- commutation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
- H02M5/443—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/45—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M5/4505—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Preliminary Treatment Of Fibers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
1.発明の経緯
2.発明の分野
本発明は、誘導モーター及び同様の負荷特性を有する
マシンのための直流に接続される交流インバーター駆動
装置に関するものである。 先行技術の説明 これまで交流誘導モーター駆動回路は、一般に、イン
バーター出力部に比較的一定の直流電流が供給される定
電流駆動装置か又はインバーター出力部に比較的一定の
直流電圧が供給される定電圧駆動装置であった。速度を
調節することのできる電圧供給型駆動装置は、典型的に
は、可変電圧・可変周波数の矩形波インバーター駆動装
置であったが、最近ではパルス幅変調インバーター駆動
装置もでてきた。 パルス幅変調駆動装置では、一定のリンク電圧（link
volatge）がパルス変調回路に入力され、そこで可変電
圧・可変周波数のモーター駆動出力が合成される。 典型的な矩形波可変電圧・可変周波数インバーター駆
動装置を第１図に示す。第１図に示したインバーター駆
動装置は、出力部のシリコン制御整流器、即ちサイリス
ターを強制転流するのに必要とされる転流回路を含んで
いない。このようなタイプの６段インバーター駆動装置
では、インバーターの各“脚”は120゜の期間イネーブ
ル（enable）され、第１図に概略的に図示されている６
段波形と概ね類似した出力線間電圧が生成される。 これらの矩形波インバーター型モーター駆動装置で
は、モーターの速度はインバーターの転流周波数を変え
ることにより制御される。また、適切なトルク能力を維
持するため、DCリンク電圧を変化させて周波数に対する
電圧の比率を一定に維持することも必要である。このた
め、このようなタイプの駆動装置は可変電圧・可変周波
数インバーター駆動装置と呼ばれている。 インバーター駆動装置では、典型的には、サイリスタ
ー、即ちシリコン制御整流器のようなゲート制御スイッ
チング回路素子が使用される。これらの素子はゲートに
バイアス電圧を加えることによってイネーブルされる
が、スイッチをディスエーブルするべく逆バイアス電圧
を供給するための強制転流用外部回路も必要とする。別
の方法として、トランジスター、ゲートターンオフサイ
リスター、または絶縁ゲート型トランジスターのような
ゲート制御スイッチング素子を使用するインバーター駆
動装置もある。このようなタイプのスイッチング素子を
用いた回路では、スイッチを流れる電流は、ベースにエ
ミッタに対するバイアス電圧を加えるか又は除去するこ
とにより遮断される。いずれにしても、スイッチング素
子は誘導モーターへと流れる電流を遮断するために用い
られるが、そのときスイッチング素子の両端に急激な電
圧変化、即ち大きなdV/dTが生じる。 商業的に入手可能なほとんどのスイッチング素子は、
このような急激な電圧変化に耐えることができないた
め、典型的なインバーター駆動装置では、スイッチング
素子を保護するため、容量性バッファリング又は緩衝回
路が含まれている。しかしながら、緩衝回路によって与
えられる保護の程度に比例して損失も生じる。第２図に
示す従来の緩衝回路では、スイッチが開かれるとき、電
流がダイオードを通じてコンデンサーへと速やかに流れ
ることにより電圧が抑制される。スイッチが閉じられる
と、コンデンサーは抵抗を通じて徐々に放電する。その
結果、各スイッチング・サイクルで、1/2CV2の損失が発
生する。従って、損失を低減するには緩衝用キャパシタ
ンスをできるだけ小さくする必要がある。このため、こ
れまでのスイッチング効率を改善するための努力は、緩
衝損失をできるだけ小さくするためスイッチング素子の
電圧許容範囲を向上すること及びスイッチング時間を短
くすることに向けられていた。更に、従来のインバータ
ー駆動装置は、スイッチング後、モーターからの誘導電
流を環流させるべく、インバーター・スイッチング素子
と逆並列に接続された環流ダイオード（free wheeling
diode）または整流器を必要とする。これらの環流ダイ
オードは出力における逆電圧を防止し、負電力に対して
逆向きの電流の流れを要求、即ち生成する。また、AC電
源ラインへと電力を逆流させるため、駆動装置の入力部
に逆向きのサイリスターも必要である。こうして、電圧
変化速度が速い、またはdV/dTが大きいスイッチング回
路は複雑で高価なものとなっていた。 3.発明の要約 このような先行技術とは対象的に、本発明の駆動装置
では６段電圧源インバーターの出力に容量性負荷が接続
されており、その容量性エネルギー蓄積容量は、モータ
ーの誘導エネルギー蓄積容量より僅かに小さいだけとな
ってる。先行技術のインバーター駆動装置では、このよ
うな大きなキャパシタンスによって、許容できないほど
大きな緩衝損失が生成されたであろうが、本発明の駆動
装置ではこの固有の特徴によって、そのような損失が回
避されている。 このような容量性負荷を本発明の駆動装置の出力段に
用いることは、直接的な利点が多数ある。インバーター
のスイッチング素子の両端にかかる電圧の変化速度が大
幅に（100〜1000倍程度）低減され、典型的には230ボル
トAC駆動に対し約0.5ボルト／マイクロ秒である。スイ
ッチング素子におけるこのような電圧変化速度の低下に
よって、より廉価なスイッチング装置、より簡単なスイ
ッチング技術を用いることが可能となる。更に、本発明
の駆動装置では、大きな誘導電流が出力スイッチング素
子を環流するよりも、むしろ容量性バッファリングに吸
収されるため、出力段に逆並列環流ダイオードを必要と
しない。これによって、インバーター駆動装置の出力部
が簡単になるとともに、出力部の負電圧動作によって負
トルクの発生が可能となる。本発明の駆動装置では、各
入力部及び出力部に６個のスイッチング素子又はサイリ
スターがあるだけで、完全な４象限動作が可能である。 本発明の駆動装置では、モーター速度を制御するよう
に出力段の各スイッチング素子のスイッチング周波数が
制御されるだけでなく、スイッチングデバイスの両端の
電圧が予め定められた値（典型的には５ボルト）より小
さいときにのみスイッチング素子がイネーブルされるこ
とが必要である。出力スイッチング素子がこのように制
御されることにより、本発明の駆動装置では、バッファ
リング・コンデンサーにそれを破壊するような電流が流
れるのが防止され、出力ブリッジに於いて逆極性の素子
が同時にイネーブルされた場合に生じ得る短絡の可能性
が大幅に低減される。 本発明による駆動装置では、インバータ・スイッチン
グ素子として、逆電圧に耐えることができる簡単なスイ
ッチング素子を使用することができる。そのようなスイ
ッチング素子としては、例えば、1983年９月22日に本出
願人により出願された、係属中の米国特許出願第534,56
7号明細書に開示されているトランジスター転流式サイ
リスター・スイッチング素子がある。この特許出願は、
引証として本出願に加えられる。 本発明のモーター駆動装置により得られる利点には、
より効率のよい極性反転、スイッチング損失の低減、緩
衝及び強制転流による損失の除去も含まれる。また、高
速のスイッチングにより過大な電圧が過度的に生ずるこ
とがないため、より低い電圧にしか耐えることのできな
いスイッチング素子を出力段に使用することができる。
本発明の駆動装置では、電流サージが除去されることに
よりインバーター及びモーターの動作がより安定すると
いう利点もある。更に、従来の駆動装置では電圧のスイ
ッチングの結果モーターに吸収されていた調波電流が低
減されるため、より効率的にモーターを作動させ、温度
上昇を抑えることができる。 逆並列環流ダイオードが不要となっているため、本発
明の駆動装置では、シリコン制御整流器のような出力ス
イッチング素子が、転流中に逆バイアスされることも可
能である。更に、環流ダイオードがなくなることにより
ラインが地絡しにくくなるとともに、フルスピードに於
いても低速時と同じ様に、全ての動作フェーズに於いて
出力部へ流れる電流が概ね一定となるような駆動装置が
得られる。定電圧と組み合わされた場合、電力は概ね一
定となり、低周波数に於いてもモーターのトルクのふら
つきは非常に小さくなる。駆動装置を流れる電流が概ね
一定であるため、比較的小型のフィルター用コンデンサ
ーを使用することができ、それによって駆動装置全体の
コストを低減することができる。 図面の説明 第１図は、従来の可変電圧・可変周波数矩形波誘導モ
ーター駆動装置の模式的電気回路図である。 第２図は、従来の容量性バッファリング又は緩衝回路
の模式的な電気回路図である。 第３図は、本発明によるインバーター・モーター駆動
装置の模式的な電気回路図である。 第４図及び第５図は、本発明によるモーター駆動装置
の部分の模式的な電気回路図である。 第６図は、本発明によるモーター駆動装置の一部分の
模式的な電気回路図である。 第７図及び第８図は、本発明によるモーター駆動装置
の部分の模式的な電気回路図である。 第９図は、本発明によるモーター駆動装置の一部分の
模式的な電気回路図である。 第10図及び第11図は、本発明によるモーター駆動装置
の部分の模式的な電気回路図である。 好適実施態様の説明 図面に於いて、本発明によるコンデンサースイッチ式
誘導モーター駆動装置は文字Ｄによって全体的に示され
ている。第３図を参照されたい。駆動装置Ｄには、入力
回路Ｒ、フィルター回路Ｆ、インバーター回路Ｉ、転流
回路Ｃ及び転流用電源Ｐが含まれている。 入力回路Ｒには、三相交流ライン入力10及び従来の６
素子三相ブリッジ整流器12が含まれている。整流器12
は、ラインの交流電圧を直流電圧に変換してフィルター
Ｆに印加する。モーター電圧の制御は、従来方法で、整
流器ブリッジ12を構成するシリコン制御サイリスター12
a、12b、12c、12d、12e及び12fの位相タイミングを制御
することによりなされる。本発明の特徴をなすものでは
ないため、従来のモーター電圧制御装置の詳細は第３図
には図示されていない。 フィルターＦには、インダクター14及び無極コンデン
サー16、18が含まれている。コンデンサー16、18はフィ
ルターＦの出力部にて直列回路を形成し、各々共通の中
性点端子20に接続されている。こうして入力回路Ｒとフ
ィルターＦによって、DCリンク電圧VDが端子22、24に生
成され、インバーター回路Ｉに印加される。 インバーター回路Ｉは、強制転流されるインバーター
・ブリッジを形成する６個のスイッチング素子S1〜S6を
含んでおり、三相モーターＭに出力駆動電圧を与える働
きをする。スイッチS1〜S6は、逆電圧を阻止することが
できる任意の適切なスイッチング素子とすることがで
き、そのような素子には、例えば絶縁ゲート・トランジ
スター、本出願人による係属中の米国特許出願第534,56
7号明細書に開示されてるようなトランジスター制御サ
イリスターの組合せ、あるいは従来のサイリスターがあ
る。好適実施態様では、スイッチS1〜S6はシリコン制御
整流器またはサイリスターである。本発明の独特の転流
及びスイッチング制御回路によって、スイッチS1〜S6と
して比較的廉価で容易に入手可能なサイリスターを使用
することができる。これらのスイッチS1〜S6は、スイッ
チングの際、比較的ゆっくりとした電圧変化にしか曝さ
れない。例えば、スイッチS1〜Ｓが曝されるスイッチン
グ時の電圧変化は、230ボルトの交流モーター駆動装置
に対し１マイクロ秒当たり約1/2ボルトである。 インバーターＩには、それぞれサイリスターＳ−１乃
至Ｓ−６と関連するサイリスター・スイッチング制御回
路Ｇ−１乃至Ｇ−６も含まれている。回路Ｇ−１〜Ｇ−
６の詳細については第６図に示す。 各サイリスターＳのスイッチングは、転流回路Ｃと制
御回路Ｇにより二重に制御される。制御回路Ｇは、個々
のサイリスターＳのアノードとカソードの電圧差が所定
の小さな限界値内にない場合、サイリスターＳがイネー
ブルされないように働く。この様にして、スイッチング
素子として安く容易に入手可能なサイリスターを使用す
ることができ、スイッチS1〜S6の周りに逆並列環流ダイ
オードを接続する必要もなくなる。これらのダイオード
を無くすることにより得られる利点の一つは、スイッチ
イS1〜S6が転流中に逆バイアスされ得るということであ
る。別の利点は、本発明の駆動装置では緩衝の必要が無
くなり、従来の高電圧スイッチング駆動装置に於いて起
こっていた高調波により引き起こされる動作上の悪影響
及び損失が著しく低減されることである。 ここで第６図を参照するに、制御回路Ｇ−１（全てに
関して回路Ｇ−２〜Ｇ−６は同じ）は、図示されている
ように、サイリスターＳ−１のゲート37及びアノード28
に接続されている。制御回路Ｇ−１はPNPゲート駆動ト
ランジスター30と、トランジスター30のコレクターに接
続された直列抵抗分圧回路32とを含んでおり、SCR Ｓ
−１にイネーブルゲート電流を適宜与える働きをする。
トランジスター30のエミッターは、例えば直流プラス６
ボルトに固定することのできる正の低レベル直流電圧源
34に接続されている。トランジスター30のコレクターは
分圧回路32を介して、例えばマイナス５ボルトに固定す
ることのできる負の低レベル直流電源36に接続されてい
る。コンデンサー38がSCR Ｓ−１のゲート37とカソー
ド39の間に設けられており、正のイネーブル電圧がゲー
ト37に与えられた後、SCR Ｓ−１がイネーブルされる
のを若干遅らせる働きをするとともに、カソード39に加
えられている電圧が反転したとき、SCR Ｓ−１を確実
にディスエーブルする働きをする。これについては、後
にまた説明する。 回路Ｇ−１の主たる目的は、モーターを制御するべく
SCR Ｓ−１をイネーブルすること、且つこのイネーブ
ルが整流器Ｓ−１の両端の電圧が所定の小さな限界値内
にある場合にのみ行われるようにすることである。整流
器Ｓ−１は、トランジスター30を通じてゲートを駆動す
ること／駆動をやめることによって、イネーブル／ディ
スエーブルされる。以下の２つの状態が満たされた場合
にのみ、トランジスター30はイネーブルされ、ゲート37
に加えられる電圧カソード39に対して正となる。２つの
状態とは、即ち（ａ）整流器Ｓ−１の両端の電圧が所定
の限界値内にあること、（ｂ）第６図に模式的に示され
ているように、従来のモーター周波数制御回路42によっ
て発生される周波数に依存したイネーブル信号に応答し
てオプト・アイソレーター40がイネーブルされることで
ある。回路42によって周波数に依存したイネーブル信号
がオプト・アイソレーター40に与えられ、スイッチング
周波数が制御されることにより、従来と同様にモーター
制御がなされる。 制御回路Ｇ−１は、整流器44と抵抗46をオプト・アイ
ソレーター40のコレクター回路内に含んでいる。第６図
を見るとわかるように、トランジスター30は、オプト・
アイソレーター40がモーター周波数制御回路42からの制
御信号に応じてイネーブルされ、且つダイオード44に加
えられる電圧がダイオード44を順方向にバイアスし、ト
ランジスター30にベース電流が供給されるよう十分大き
い場合にのみイネーブルされる。従って、トランジスタ
ー30は、端子28における電圧、即ちSCR Ｓ−１に加え
られる電圧が充分に小さく、ダイオード44が低レベル直
流電圧源34からダイオード48と抵抗46を介して供給され
る電圧により順方向バイアスされる場合にのみイネーブ
ルされる。この様にして整流器Ｓ−１は、整流器Ｓ−１
の両端の電圧、即ち端子28と端子39の間の電圧が予め定
められた最小値より小さく、制御整流器Ｓ−１乃至Ｓ−
６のスイッチングのdV/dTが小さい場合にのみイネーブ
ルされる。ダイオード48（第６図）は、整流器Ｓ−１が
逆バイアスされたときオプト・アイソレーター40を過大
な電圧から保護するために設けられている。抵抗46の値
は、許容される最大スイッチング電圧（好適実施態様で
は約５ボルト）が指定されるよう選択されている。抵抗
50とコンデンサー52がトランジスター30のエミッターか
らベース回路へと設けられており、これらは、オプト・
アイソレーター40とダイオード44が両方ともイネーブル
された後、トランジスター30がターンオンするのを遅延
させる働きをする。 第７図及び第８図に別のゲート回路設計を示す。第６
図のゲート回路では、サイリスターまたはスイッチＳ−
１の両端のアノード−カソード間電圧が小さな基準電圧
値より小さく、回路がイネーブルされたときにゲートが
駆動されるようになっていた。第７図及び第８図の別の
回路では、アノード−カソード間電圧が増加していると
きにのみ（その値とは関係なく）ゲート駆動回路がイネ
ーブルされゲート駆動がなされる。これによって、サイ
リスターＳ−１の両端の電圧降下が初期に於いて小さい
ためにサイリスターＳ−１がスイッチングするのを防
ぎ、小さな電流サージを無くすことができる。これらの
回路では、アノード−カソード間電圧が小さな基準値未
満でない場合でも、ラインに何らかの揺動が生じている
とき、モーター駆動装置Ｄが電力を送ることができるよ
うにサイリスターＳ−１がスイッチングすることが可能
である。また、サイリスターＳ−１の導通開始後はアノ
ード−カソード間電圧が一定になり、ゲート駆動がなさ
れないため、ゲート駆動電力が節約される。 第７図及び第８図に示されている回路は同じ様に動作
するが、イネーブルのされ方は異なる。第７図の回路は
オプト・アイソレーター142を使用することによってイ
ネーブルされるが、第８図の回路は、波形156で表わさ
れる出力を有するスイッチング可能な電圧源によりイネ
ーブルされる。この信号156は、制御された高周波数変
圧器及び整流器回路又は他の一般に使用可能な回路から
発生可能である。 第７図を参照するに、抵抗132はサイリスターＳ−１
に於けるゲート電流を消散させてターオンオフを促進す
るために用いられている。第７図の回路はPNPゲート駆
動トランジスター136を含んでおり、トランジスター136
のコレクターとサイリスターＳ−１のゲート37の間には
リミット抵抗134が接続されている。トランジスター136
のコレクターとサイリスターＳ−１のカソード39の間に
はゲート回路を保護するためのツェナー・ダイオード13
0が接続してある。ゲート駆動トランジスター136のエミ
ッターは、例えばプラス５ボルトに固定することのでき
る正の低レベル直流電圧源34に接続されている。 サイリスターＳ−１のアノード28とカソード39の間
に、回路の電圧変化検出部が接続されている。この電圧
変化検出部は、電圧検出コンデンサー152と電流制限用
抵抗150の直列接続を含んでおり、抵抗150はエミッター
がカソード39に接続されたNPNトランジスター144のベー
スに接続されている。また、ダイオード148と抵抗146が
トランジスター144のベースとカソード39の間に並列に
接続されており、回路を逆向きに保護するとともに回路
を効果的にターンオフする働きをする。 電圧検出トランジスター144のコレクターは、オプト
・アイソレーター142と抵抗154の直列接続を介してゲー
ト駆動トランジスター136のベースに接続されている。
アノード28とカソード39の間の電圧変化速度が電圧検出
トランジスター144をターンオフさせる程度に充分に正
であり、且つオプト・アイソレーター142がイネーブル
されると、ゲート駆動トランジスター136に対するベー
ス電流経路が形成され、サイリスターＳ−１のスイッチ
ングがイネーブルされる。 ゲート駆動トランジスター136のエミッターとベース
の間には抵抗138とコンデンサー140が並列に接続されて
いる。この抵抗は確実にターンオフさせる働きをし、こ
のコンデンサーはシステム内での過度変化を制限して、
サイリスターＳ−１が意図しないのにターンオフするの
を防止するフィルターとして働く。 第８図の回路は第７図の回路と類似しているが、オプ
・アイソレーター142が除去され、正の低レベル電圧源3
4が、波形156で示されているようにスイッチング可能な
電圧源に置き換えられている点が異なる。 転流回路Ｃにはモーター作動コンデンサー54、56及び
58が含まれており、それらの一端はそれぞれモーター巻
線回路Ｍ−１、Ｍ−２及びＭ−３に接続され（第３
図）、他端はそれぞれ導体100、102及び104を用いて転
流サイリスター及びダイオード回路60、62及び64に接続
されている。サイリスター／ダイオード回路60、62及び
64によって、巻線Ｍ−１、Ｍ−２及びＭ−３からそれぞ
れコンデンサー54、56及び58を通って電源Ｐへ向かう経
路が形成され、スイッチング中にコンデンサー54、56及
び58がモーター端子Ｍ−１、Ｍ−２及びＭ−３からの循
環電流（recirculation current）を吸収することがで
きるようになっている。更に、コンデンサー54、56及び
58によってサイリスターＳ−１乃至Ｓ−６の転流のため
の逆バイアス電圧が供給される。詳述すると、サイリス
ター／ダイオード回路60、62及び64は、第３図に示され
ているように極性が整合されて逆並列対として接続され
ている。回路60、62及び64は、端子66及び68から端子7
0、72及び74へとそれぞれコンデンサー54、56及び58を
介して電圧変化を伝達し、主サイリスターＳ−１乃至Ｓ
−６を強制転流させる逆バイアス電圧を供給する。 第４図及び第５図に別のサイリスター／ダイオード回
路を２つ示す。ある過度的な動作状態に於いて、例え
ば、主電源コンデンサー16及び18の電圧が増加している
ような場合、比較的小さな電流がサイリスター／ダイオ
ード回路の第１サイリスターを通って流れており、その
とき第２のサイリスターがゲートオンするということが
有り得る。これは、転流用電源Ｐの損傷につながる。こ
れを避けるには、回路の第１サイリスターを通って流れ
る比較的小さな電流の流れを変える手段を設ける必要が
ある。第４図及び第５図に示すのはそれを行うための別
の２個の回路である。 これらの２個の回路は、各々サイリスター112及び118
と直列に接続された飽和可能な変圧器（リアクトル）11
4、120及び124、126を用いている。これらの飽和可能な
リアクトルは、サイリスター／ダイオード回路の第２サ
イリスターがゲートオンされるとき、サイリスター／ダ
イオード回路の第１サイリスターが転流されるに充分な
時間逆バイアスする働きをする。飽和可能な変圧器の飽
和後のリアクタンスによって、転流されるサイリスター
の逆向きの電流変化速度が制限される。典型的には、転
流されるサイリスターは50マイクロ秒の間逆バイアスさ
れ、飽和電流は最大転流電流の約10％である。電圧変化
速度を制限するため、導体100とアースとの間に比較的
小型のコンデンサー122を設置してもよい。 転流用電源Ｐは中性点端子20に対し固定され、低レベ
ルの直流電圧を点流回路Ｃに供給する。電源Ｐは従来の
三相入力変圧器75を含んでおり、それによって入力ライ
ンの電源10の電圧は下げられ、駆動用に入力される電圧
の約１％が従来の三相全波整流器76に供給されるように
なっている。整流器76は以下に述べるように転流回路Ｃ
を駆動するため、コンデンサー78及び79に於いて母線10
6及び108上に直流電圧を出力する。コンデンサー78及び
79、及び電源回路Ｐの他の要素の値は、典型的にはコン
デンサー78及び79上の出力電圧が、駆動電圧VDの５％乃
至10％となるように選択される。絶縁ゲート型トランジ
スターやトランジスター制御サイリスターのような自己
転流（self−commutating）スイッチング素子は、この
外部転流回路を必要としない。しかし、それらにもモー
ター作動コンデンサーは必要である。 いったん負荷が所定の速度に達した後、速度を低下さ
せたり停止させたりしたいとき、モーター駆動装置Ｄに
よって負荷の制動を行うことができる。制動されると、
負荷の運動エネルギーは駆動装置Ｄ内の電気エネルギー
に変換されて電力が発生する。このような電力の再発生
（regeneration）の間、そのエネルギーの一部は転流用
電源Ｐに供給される。この電力は、回路の損傷を防ぐた
め、入力ラインにもどすか、または消散させなければな
らない。消散させる必要がある電力の最大量は、駆動装
置の最大定格出力の約３％である。 第９図に、余剰な転流電力を消散させるための最も簡
単なやり方を示す。これは簡単な、抵抗による電力消散
技術である。転流用電源Ｐの出力母線106と108の間に、
電力抵抗160がスイッチ162と直列に接続されている。ス
イッチ162が閉位置にあるとき、電力用抵抗160は電力を
消散させる働きをし、電力の再発生が起こってもいいよ
うにする。スイッチ162は、ヒステリシスを有する制御
回路164により制御され、十分長く閉位置にあるように
ディジタル的に動作することが好ましい。更に、電力用
抵抗160は電力の再発生中にのみ接続され、駆動装置Ｄ
の全体的な効率を低下させないことが好ましい。スイッ
チ162は、トランジスター、ゲート・ターンオフ・サイ
リスター、あるいは強制転流サイリスター回路とするこ
とができる。 より効率のよい回路を第10図及び第11図に示す。これ
らの図では、転流用電源Ｐの三相全波整流器76が、自己
制御型トランジスター・インバーター250に置き換えら
れる。このインバーター250は再発生電力を入力三相系
統に送り返すことができ、それによて電力用抵抗が不要
となり、抵抗回路で発生する熱の放散も必要なくなる。
従って、この回路によって、システムの全体的な効率は
短期的にも長期的にも向上する。 回路250の大まかな構成は三相全波整流回路と同じで
あるが、回路250ではNPNトランジスター及び駆動回路が
整流ダイオードと逆並列になるように追加されている。
第10図では、ダイオード170とトランジスター172、ダイ
オード174とトランジスター176、ダイオード178とトラ
ンジスター180、ダイオード182とトランジスター184、
ダイオード186とトランジスター188、ダイオード190と
トランジスター192の６つの対が形成されている。これ
らのインバーター・トランジスタは、第10図では単一の
NPNトランジスタとして表されているが、第11図ではダ
ーリントン接続されたトランジスタ対として表されてい
ることに注意されたい。モーター駆動装置Ｄがモーター
駆動電力を送っていて電力の再発生は生じていないと
き、トランジスターは全てターンオフされ、回路は転流
用電源Ｐに必要とされるフィルター機能を果たすインダ
クター194及びコンデンサー78、79を備えた標準的な三
相ブリッジ整流回路として動作する。 回路が制動モード、即ち電力再発生モードにあると
き、トランジスターが励起される。例として、ダイオー
ド・トランジスター対20をゲート駆動回路と共に第11図
に示す。ゲート駆動回路はインバーター・トランジスタ
ーをターンオンするのに必要とされる。このゲート回路
は、インバーター・トランジスターのコレクター・エミ
ッター間電圧が約３ボルトより小さいときにはいつで
も、そのインバーター・トランジスターが導通状態とな
ることができるように設計される。 電圧源34と同じような正の低レベル直流電圧源224
が、転流用ゲート駆動PNPトランジスター218のエミッタ
ーに接続されている。トランジスター218のコレクター
は、電流制限用の抵抗216を通じてダーリントン接続さ
れたトランジスタ対206のベース駆動回路に接続されて
いる。転流用ゲート駆動トランジスター218のエミッタ
ーとベースの間にはターンオフを確実にするための抵抗
220が接続されており、トランジスター218のベースと正
のインバーター・レール202の間には電流制限用抵抗222
とダイオード226が直列に接続されている。ダイオード2
26は、レール202の電圧が低レベル電圧源224より高いと
き電流が流れないように阻止し、逆方向に回路を保護す
る働きをする。このような電流阻止作用と、回路内の様
々な電圧降下及び低レベルの電圧224として選択された
電圧値とが合わさった結果、レール202と三相入力ライ
ン204の間の電圧差が約３ボルトより小さいときにのみ
トランジスター218がターンオンすることができるよう
になっている。好ましくは、低レベル電圧224は駆動装
置が電力再発生モードにあるときのみ有効となり、駆動
装置がモーター駆動モードにあるときは使用されないよ
うになっている。それによって、全体の駆動効率が一層
改善される。 この転流インバーター回路は以下のように動作する。
インバーター・トランジスター172と192が導通状態にあ
り、残りのトランジスターはそれらの両端の電圧が好適
な値である３ボルトを越えているためオフ状態にあると
する。また、入力ライン244の電圧が上昇し、入力ライ
ン242の電圧に近づいてきているとする。ライン244の電
圧が上昇してライン242の電圧を越えると、ダイオー174
を通じて電流が流れ初め、インバーター・トランジスタ
ー172を通じて流れている主電流に加わる。この電流は
ダイオード174及びインバーター・トランジスター172内
に速やかに発生し、インバーター・トランジスター172
は飽和しているため、その両端の電圧が増加する。この
電圧の増加によってインバーター・トランジスター172
のベース駆動は停止され、インバーター・トランジスタ
ー172はターンオフる。インバーター・トランジスター1
72がターンオフするとき、余剰電流が三相ライン242と2
44の漏れインダクタンスを通じて流れているが、これは
電圧抑制素子196内で消散される。トランジスター172を
通って流れていた電流は電圧抑制素子196とダイオード1
82に振り分けられるからである。この余剰電流は炭やか
に消散され、主電流はトランジスター176に移行する。
このプロセスが、残りのフェーズに対しても続く。 この駆動装置は、三相誘導モーターに、周波数、電圧
が調製可能な三相駆動信号を供給する。前述した入力部
とフィルター部により電圧が出力部に供給される。ブリ
ッジ内の各サイリスターを順次導通させることにより交
流電流がモーターに供給される。従来と同様にブリッジ
の極性を連続的に切換えることにより均衡した三相出力
が得られる。 シリコン制御整流器即ちSCRは外部から転流しなけれ
ばならないため、転流部Ｃ及び転流用電源Ｐが設けら
れ、主SCRの外部からの強制転流が可能となっている。 駆動装置の動作は、３つの出力ブリッジの各々に於い
てSCRが一つイネーブルされた状態で低い電圧をインバ
ーター部Ｉに印加することにより開始される。一つのブ
リッジの極性は他の２つのブリッジとは逆になる。電圧
が印加されることによりモーター巻線を通って電流が流
れ始める。転流用SCR Ｃ−１乃至Ｃ−６は、対応する
主SCR Ｓ−１乃至Ｓ−６がオン状態のときイネーブル
され、対応するSCR Ｓ−１乃至Ｓ−６がオフ状態のと
きディスエーブルされる。この対応関係は第３図に示さ
れている。このような対応関係は逆の極性でなされてい
る。例えば、転流用電源Ｐの低電圧側にある転流用SCR
Ｃ−１はインバーター部の高電圧側の主SCR Ｓ−１
に対応しており、主SCR Ｓ−１と同時にイネーブルさ
れる。 インバーターＩのクロック動作（clocking）は主SCR
Ｓが転流されるときに始まる。転流プロセスについて
例を挙げて説明する。転流は、まず転流すべき主SCR
（例えばＳ−１）の対応する転流用SCR Ｃ−１のゲー
ト駆動をやめることにより始まる。短時間（典型的には
100マイクロ秒）の後、出力ブリッジの対向する位置に
ある主SCR（即ちＳ−２）のゲート回路、及び対応する
転流用SCR Ｃ−２がイネーブルされる。Ｓ−２が順方
向に典型的には５ボルトおり大きな電圧を阻止している
限り、第６図のダイオード44は逆バイアスされるため、
SCR Ｓ−２にゲート電流は流れない。SCR−Ｓ−１の転
流に先だってモーター作動コンデンサー54の端子80の電
位は転流用電源Ｐの低い方の電位となっている。SCR
Ｃ−２がイネーブルされると、それはターンオンし、端
子80の電位は速やかにＰの高い方の電位に上昇する。そ
の結果、コンデンサー54に接続された端子70の電圧によ
ってＳ−１に逆バイアス電圧が加えられる。SCR Ｓ−
１を流れていた電流は遮断され、速やかにコンデンサー
54、Ｃ−２、及びＰに振り分けられる。 SCR Ｓ−１は、230ボルトで駆動するときには、典型
的には30ボルトで逆バイアスされる。また、そのゲート
もターンオフを速めるため負にバイアスされる。SCR
Ｃ−２、コンデンサー54及びモーター巻線Ｍ−１を流れ
る電流によって、コンデンサー54の両端の電圧に典型的
には１マイクロ秒当たり0.5ボルトの速さの変化が生じ
る。それによって、SCR Ｓ−１は典型的には60マイク
ロ秒の間逆バイアスされる。この間にSCR Ｓ−１は導
通状態から非導通状態へと遷移する。SCR Ｓ−１が再
び順方向にバイアスされるときにもまだ、電圧変化速度
は、典型的には230ボルト駆動に対し１マイクロ秒当た
り0.5ボルトである。このようにdV/dTが小さいことによ
り、実効ターンオフ時間が短くなるため、必要な逆バイ
アス電圧を小さくすることができる。 ゲート駆動できる程度にSCR Ｓ−２の両端の電圧が
十分低下するには、かなりの時間（典型的には600マイ
クロ秒）を要する。この間、SCR Ｓ−１もSCR Ｓ−２
も導通状態とならない。モーター作動コンデンサー54と
エネルギー交換するモーターの漏れインダクタンスは、
このような小さなdV/dT及び比較的長い休止期間に影響
している。通常、この漏れインダクタンスは、コンデン
サー54にモーターの循環電流が吸収されているとき、SC
R Ｓ−２の両端の電圧を負にするのに充分である。巻
線Ｍ−１の電圧がモーターの中性点の電圧に対し負にな
っているため、ある点に於いて、巻線Ｍ−１、コンデン
サー54、SCR Ｃ−２を通って流れる電流は０になり、
電流の向きが反転する。電流は、SCR Ｓ−２が再び順
方向バイアスされるまで、コンデンサー54と逆並列ダイ
オードＤ−２を通って流れる。SCR Ｓ−２が順方向バ
イアスされると、電流はコンデンサー54及びダイオード
Ｄ−２からSCR Ｓ−２へと移り、端子24へと流れる。S
CR Ｃ−２を流れる電流は０となっており、従って“オ
フ”となっている。 SCR Ｓ−２を通って流れる電流は、半サイクルが経
過し、SCR Ｃ−１がイネーブルされてSCR Ｃ−２の転
流が始まるまで流れ続ける。他の２つの出力ブリッジ上
でなされる転流プロセスも同様である。 駆動制御は、マニュアルまたは自動で外部制御により
選択された周波数でモーター制御回路42を介してインバ
ーター部Ｉを駆動することを含む。出力電圧は周波数と
モーターに加えられた負荷により決定される。一般に、
周波数が高く負荷が大きいほど電圧値は高くなり、逆も
成り立つ。低力率を許容するための環流ダイオードがイ
ンバーター部に無いため、電圧は負荷に合わせて正確に
制御されなければならない。従って、本発明の駆動装置
とともに利用される電圧制御は、負荷及び周波数の制御
に応じて電圧を増加または減少させ、出力にて最適の力
率を維持することが望ましい。力率の検出は多くの公知
技術のいずれかにより行なうことができる。 上述した本発明の開示内容と説明は例示的なものであ
り、例示した回路及び構成の詳細と同様に、寸法、形
状、材料、構成部品、回路素子、配線接続、接点等の各
種変更は、本発明の技術思想から逸脱することなく可能
である。
マシンのための直流に接続される交流インバーター駆動
装置に関するものである。 先行技術の説明 これまで交流誘導モーター駆動回路は、一般に、イン
バーター出力部に比較的一定の直流電流が供給される定
電流駆動装置か又はインバーター出力部に比較的一定の
直流電圧が供給される定電圧駆動装置であった。速度を
調節することのできる電圧供給型駆動装置は、典型的に
は、可変電圧・可変周波数の矩形波インバーター駆動装
置であったが、最近ではパルス幅変調インバーター駆動
装置もでてきた。 パルス幅変調駆動装置では、一定のリンク電圧（link
volatge）がパルス変調回路に入力され、そこで可変電
圧・可変周波数のモーター駆動出力が合成される。 典型的な矩形波可変電圧・可変周波数インバーター駆
動装置を第１図に示す。第１図に示したインバーター駆
動装置は、出力部のシリコン制御整流器、即ちサイリス
ターを強制転流するのに必要とされる転流回路を含んで
いない。このようなタイプの６段インバーター駆動装置
では、インバーターの各“脚”は120゜の期間イネーブ
ル（enable）され、第１図に概略的に図示されている６
段波形と概ね類似した出力線間電圧が生成される。 これらの矩形波インバーター型モーター駆動装置で
は、モーターの速度はインバーターの転流周波数を変え
ることにより制御される。また、適切なトルク能力を維
持するため、DCリンク電圧を変化させて周波数に対する
電圧の比率を一定に維持することも必要である。このた
め、このようなタイプの駆動装置は可変電圧・可変周波
数インバーター駆動装置と呼ばれている。 インバーター駆動装置では、典型的には、サイリスタ
ー、即ちシリコン制御整流器のようなゲート制御スイッ
チング回路素子が使用される。これらの素子はゲートに
バイアス電圧を加えることによってイネーブルされる
が、スイッチをディスエーブルするべく逆バイアス電圧
を供給するための強制転流用外部回路も必要とする。別
の方法として、トランジスター、ゲートターンオフサイ
リスター、または絶縁ゲート型トランジスターのような
ゲート制御スイッチング素子を使用するインバーター駆
動装置もある。このようなタイプのスイッチング素子を
用いた回路では、スイッチを流れる電流は、ベースにエ
ミッタに対するバイアス電圧を加えるか又は除去するこ
とにより遮断される。いずれにしても、スイッチング素
子は誘導モーターへと流れる電流を遮断するために用い
られるが、そのときスイッチング素子の両端に急激な電
圧変化、即ち大きなdV/dTが生じる。 商業的に入手可能なほとんどのスイッチング素子は、
このような急激な電圧変化に耐えることができないた
め、典型的なインバーター駆動装置では、スイッチング
素子を保護するため、容量性バッファリング又は緩衝回
路が含まれている。しかしながら、緩衝回路によって与
えられる保護の程度に比例して損失も生じる。第２図に
示す従来の緩衝回路では、スイッチが開かれるとき、電
流がダイオードを通じてコンデンサーへと速やかに流れ
ることにより電圧が抑制される。スイッチが閉じられる
と、コンデンサーは抵抗を通じて徐々に放電する。その
結果、各スイッチング・サイクルで、1/2CV2の損失が発
生する。従って、損失を低減するには緩衝用キャパシタ
ンスをできるだけ小さくする必要がある。このため、こ
れまでのスイッチング効率を改善するための努力は、緩
衝損失をできるだけ小さくするためスイッチング素子の
電圧許容範囲を向上すること及びスイッチング時間を短
くすることに向けられていた。更に、従来のインバータ
ー駆動装置は、スイッチング後、モーターからの誘導電
流を環流させるべく、インバーター・スイッチング素子
と逆並列に接続された環流ダイオード（free wheeling
diode）または整流器を必要とする。これらの環流ダイ
オードは出力における逆電圧を防止し、負電力に対して
逆向きの電流の流れを要求、即ち生成する。また、AC電
源ラインへと電力を逆流させるため、駆動装置の入力部
に逆向きのサイリスターも必要である。こうして、電圧
変化速度が速い、またはdV/dTが大きいスイッチング回
路は複雑で高価なものとなっていた。 3.発明の要約 このような先行技術とは対象的に、本発明の駆動装置
では６段電圧源インバーターの出力に容量性負荷が接続
されており、その容量性エネルギー蓄積容量は、モータ
ーの誘導エネルギー蓄積容量より僅かに小さいだけとな
ってる。先行技術のインバーター駆動装置では、このよ
うな大きなキャパシタンスによって、許容できないほど
大きな緩衝損失が生成されたであろうが、本発明の駆動
装置ではこの固有の特徴によって、そのような損失が回
避されている。 このような容量性負荷を本発明の駆動装置の出力段に
用いることは、直接的な利点が多数ある。インバーター
のスイッチング素子の両端にかかる電圧の変化速度が大
幅に（100〜1000倍程度）低減され、典型的には230ボル
トAC駆動に対し約0.5ボルト／マイクロ秒である。スイ
ッチング素子におけるこのような電圧変化速度の低下に
よって、より廉価なスイッチング装置、より簡単なスイ
ッチング技術を用いることが可能となる。更に、本発明
の駆動装置では、大きな誘導電流が出力スイッチング素
子を環流するよりも、むしろ容量性バッファリングに吸
収されるため、出力段に逆並列環流ダイオードを必要と
しない。これによって、インバーター駆動装置の出力部
が簡単になるとともに、出力部の負電圧動作によって負
トルクの発生が可能となる。本発明の駆動装置では、各
入力部及び出力部に６個のスイッチング素子又はサイリ
スターがあるだけで、完全な４象限動作が可能である。 本発明の駆動装置では、モーター速度を制御するよう
に出力段の各スイッチング素子のスイッチング周波数が
制御されるだけでなく、スイッチングデバイスの両端の
電圧が予め定められた値（典型的には５ボルト）より小
さいときにのみスイッチング素子がイネーブルされるこ
とが必要である。出力スイッチング素子がこのように制
御されることにより、本発明の駆動装置では、バッファ
リング・コンデンサーにそれを破壊するような電流が流
れるのが防止され、出力ブリッジに於いて逆極性の素子
が同時にイネーブルされた場合に生じ得る短絡の可能性
が大幅に低減される。 本発明による駆動装置では、インバータ・スイッチン
グ素子として、逆電圧に耐えることができる簡単なスイ
ッチング素子を使用することができる。そのようなスイ
ッチング素子としては、例えば、1983年９月22日に本出
願人により出願された、係属中の米国特許出願第534,56
7号明細書に開示されているトランジスター転流式サイ
リスター・スイッチング素子がある。この特許出願は、
引証として本出願に加えられる。 本発明のモーター駆動装置により得られる利点には、
より効率のよい極性反転、スイッチング損失の低減、緩
衝及び強制転流による損失の除去も含まれる。また、高
速のスイッチングにより過大な電圧が過度的に生ずるこ
とがないため、より低い電圧にしか耐えることのできな
いスイッチング素子を出力段に使用することができる。
本発明の駆動装置では、電流サージが除去されることに
よりインバーター及びモーターの動作がより安定すると
いう利点もある。更に、従来の駆動装置では電圧のスイ
ッチングの結果モーターに吸収されていた調波電流が低
減されるため、より効率的にモーターを作動させ、温度
上昇を抑えることができる。 逆並列環流ダイオードが不要となっているため、本発
明の駆動装置では、シリコン制御整流器のような出力ス
イッチング素子が、転流中に逆バイアスされることも可
能である。更に、環流ダイオードがなくなることにより
ラインが地絡しにくくなるとともに、フルスピードに於
いても低速時と同じ様に、全ての動作フェーズに於いて
出力部へ流れる電流が概ね一定となるような駆動装置が
得られる。定電圧と組み合わされた場合、電力は概ね一
定となり、低周波数に於いてもモーターのトルクのふら
つきは非常に小さくなる。駆動装置を流れる電流が概ね
一定であるため、比較的小型のフィルター用コンデンサ
ーを使用することができ、それによって駆動装置全体の
コストを低減することができる。 図面の説明 第１図は、従来の可変電圧・可変周波数矩形波誘導モ
ーター駆動装置の模式的電気回路図である。 第２図は、従来の容量性バッファリング又は緩衝回路
の模式的な電気回路図である。 第３図は、本発明によるインバーター・モーター駆動
装置の模式的な電気回路図である。 第４図及び第５図は、本発明によるモーター駆動装置
の部分の模式的な電気回路図である。 第６図は、本発明によるモーター駆動装置の一部分の
模式的な電気回路図である。 第７図及び第８図は、本発明によるモーター駆動装置
の部分の模式的な電気回路図である。 第９図は、本発明によるモーター駆動装置の一部分の
模式的な電気回路図である。 第10図及び第11図は、本発明によるモーター駆動装置
の部分の模式的な電気回路図である。 好適実施態様の説明 図面に於いて、本発明によるコンデンサースイッチ式
誘導モーター駆動装置は文字Ｄによって全体的に示され
ている。第３図を参照されたい。駆動装置Ｄには、入力
回路Ｒ、フィルター回路Ｆ、インバーター回路Ｉ、転流
回路Ｃ及び転流用電源Ｐが含まれている。 入力回路Ｒには、三相交流ライン入力10及び従来の６
素子三相ブリッジ整流器12が含まれている。整流器12
は、ラインの交流電圧を直流電圧に変換してフィルター
Ｆに印加する。モーター電圧の制御は、従来方法で、整
流器ブリッジ12を構成するシリコン制御サイリスター12
a、12b、12c、12d、12e及び12fの位相タイミングを制御
することによりなされる。本発明の特徴をなすものでは
ないため、従来のモーター電圧制御装置の詳細は第３図
には図示されていない。 フィルターＦには、インダクター14及び無極コンデン
サー16、18が含まれている。コンデンサー16、18はフィ
ルターＦの出力部にて直列回路を形成し、各々共通の中
性点端子20に接続されている。こうして入力回路Ｒとフ
ィルターＦによって、DCリンク電圧VDが端子22、24に生
成され、インバーター回路Ｉに印加される。 インバーター回路Ｉは、強制転流されるインバーター
・ブリッジを形成する６個のスイッチング素子S1〜S6を
含んでおり、三相モーターＭに出力駆動電圧を与える働
きをする。スイッチS1〜S6は、逆電圧を阻止することが
できる任意の適切なスイッチング素子とすることがで
き、そのような素子には、例えば絶縁ゲート・トランジ
スター、本出願人による係属中の米国特許出願第534,56
7号明細書に開示されてるようなトランジスター制御サ
イリスターの組合せ、あるいは従来のサイリスターがあ
る。好適実施態様では、スイッチS1〜S6はシリコン制御
整流器またはサイリスターである。本発明の独特の転流
及びスイッチング制御回路によって、スイッチS1〜S6と
して比較的廉価で容易に入手可能なサイリスターを使用
することができる。これらのスイッチS1〜S6は、スイッ
チングの際、比較的ゆっくりとした電圧変化にしか曝さ
れない。例えば、スイッチS1〜Ｓが曝されるスイッチン
グ時の電圧変化は、230ボルトの交流モーター駆動装置
に対し１マイクロ秒当たり約1/2ボルトである。 インバーターＩには、それぞれサイリスターＳ−１乃
至Ｓ−６と関連するサイリスター・スイッチング制御回
路Ｇ−１乃至Ｇ−６も含まれている。回路Ｇ−１〜Ｇ−
６の詳細については第６図に示す。 各サイリスターＳのスイッチングは、転流回路Ｃと制
御回路Ｇにより二重に制御される。制御回路Ｇは、個々
のサイリスターＳのアノードとカソードの電圧差が所定
の小さな限界値内にない場合、サイリスターＳがイネー
ブルされないように働く。この様にして、スイッチング
素子として安く容易に入手可能なサイリスターを使用す
ることができ、スイッチS1〜S6の周りに逆並列環流ダイ
オードを接続する必要もなくなる。これらのダイオード
を無くすることにより得られる利点の一つは、スイッチ
イS1〜S6が転流中に逆バイアスされ得るということであ
る。別の利点は、本発明の駆動装置では緩衝の必要が無
くなり、従来の高電圧スイッチング駆動装置に於いて起
こっていた高調波により引き起こされる動作上の悪影響
及び損失が著しく低減されることである。 ここで第６図を参照するに、制御回路Ｇ−１（全てに
関して回路Ｇ−２〜Ｇ−６は同じ）は、図示されている
ように、サイリスターＳ−１のゲート37及びアノード28
に接続されている。制御回路Ｇ−１はPNPゲート駆動ト
ランジスター30と、トランジスター30のコレクターに接
続された直列抵抗分圧回路32とを含んでおり、SCR Ｓ
−１にイネーブルゲート電流を適宜与える働きをする。
トランジスター30のエミッターは、例えば直流プラス６
ボルトに固定することのできる正の低レベル直流電圧源
34に接続されている。トランジスター30のコレクターは
分圧回路32を介して、例えばマイナス５ボルトに固定す
ることのできる負の低レベル直流電源36に接続されてい
る。コンデンサー38がSCR Ｓ−１のゲート37とカソー
ド39の間に設けられており、正のイネーブル電圧がゲー
ト37に与えられた後、SCR Ｓ−１がイネーブルされる
のを若干遅らせる働きをするとともに、カソード39に加
えられている電圧が反転したとき、SCR Ｓ−１を確実
にディスエーブルする働きをする。これについては、後
にまた説明する。 回路Ｇ−１の主たる目的は、モーターを制御するべく
SCR Ｓ−１をイネーブルすること、且つこのイネーブ
ルが整流器Ｓ−１の両端の電圧が所定の小さな限界値内
にある場合にのみ行われるようにすることである。整流
器Ｓ−１は、トランジスター30を通じてゲートを駆動す
ること／駆動をやめることによって、イネーブル／ディ
スエーブルされる。以下の２つの状態が満たされた場合
にのみ、トランジスター30はイネーブルされ、ゲート37
に加えられる電圧カソード39に対して正となる。２つの
状態とは、即ち（ａ）整流器Ｓ−１の両端の電圧が所定
の限界値内にあること、（ｂ）第６図に模式的に示され
ているように、従来のモーター周波数制御回路42によっ
て発生される周波数に依存したイネーブル信号に応答し
てオプト・アイソレーター40がイネーブルされることで
ある。回路42によって周波数に依存したイネーブル信号
がオプト・アイソレーター40に与えられ、スイッチング
周波数が制御されることにより、従来と同様にモーター
制御がなされる。 制御回路Ｇ−１は、整流器44と抵抗46をオプト・アイ
ソレーター40のコレクター回路内に含んでいる。第６図
を見るとわかるように、トランジスター30は、オプト・
アイソレーター40がモーター周波数制御回路42からの制
御信号に応じてイネーブルされ、且つダイオード44に加
えられる電圧がダイオード44を順方向にバイアスし、ト
ランジスター30にベース電流が供給されるよう十分大き
い場合にのみイネーブルされる。従って、トランジスタ
ー30は、端子28における電圧、即ちSCR Ｓ−１に加え
られる電圧が充分に小さく、ダイオード44が低レベル直
流電圧源34からダイオード48と抵抗46を介して供給され
る電圧により順方向バイアスされる場合にのみイネーブ
ルされる。この様にして整流器Ｓ−１は、整流器Ｓ−１
の両端の電圧、即ち端子28と端子39の間の電圧が予め定
められた最小値より小さく、制御整流器Ｓ−１乃至Ｓ−
６のスイッチングのdV/dTが小さい場合にのみイネーブ
ルされる。ダイオード48（第６図）は、整流器Ｓ−１が
逆バイアスされたときオプト・アイソレーター40を過大
な電圧から保護するために設けられている。抵抗46の値
は、許容される最大スイッチング電圧（好適実施態様で
は約５ボルト）が指定されるよう選択されている。抵抗
50とコンデンサー52がトランジスター30のエミッターか
らベース回路へと設けられており、これらは、オプト・
アイソレーター40とダイオード44が両方ともイネーブル
された後、トランジスター30がターンオンするのを遅延
させる働きをする。 第７図及び第８図に別のゲート回路設計を示す。第６
図のゲート回路では、サイリスターまたはスイッチＳ−
１の両端のアノード−カソード間電圧が小さな基準電圧
値より小さく、回路がイネーブルされたときにゲートが
駆動されるようになっていた。第７図及び第８図の別の
回路では、アノード−カソード間電圧が増加していると
きにのみ（その値とは関係なく）ゲート駆動回路がイネ
ーブルされゲート駆動がなされる。これによって、サイ
リスターＳ−１の両端の電圧降下が初期に於いて小さい
ためにサイリスターＳ−１がスイッチングするのを防
ぎ、小さな電流サージを無くすことができる。これらの
回路では、アノード−カソード間電圧が小さな基準値未
満でない場合でも、ラインに何らかの揺動が生じている
とき、モーター駆動装置Ｄが電力を送ることができるよ
うにサイリスターＳ−１がスイッチングすることが可能
である。また、サイリスターＳ−１の導通開始後はアノ
ード−カソード間電圧が一定になり、ゲート駆動がなさ
れないため、ゲート駆動電力が節約される。 第７図及び第８図に示されている回路は同じ様に動作
するが、イネーブルのされ方は異なる。第７図の回路は
オプト・アイソレーター142を使用することによってイ
ネーブルされるが、第８図の回路は、波形156で表わさ
れる出力を有するスイッチング可能な電圧源によりイネ
ーブルされる。この信号156は、制御された高周波数変
圧器及び整流器回路又は他の一般に使用可能な回路から
発生可能である。 第７図を参照するに、抵抗132はサイリスターＳ−１
に於けるゲート電流を消散させてターオンオフを促進す
るために用いられている。第７図の回路はPNPゲート駆
動トランジスター136を含んでおり、トランジスター136
のコレクターとサイリスターＳ−１のゲート37の間には
リミット抵抗134が接続されている。トランジスター136
のコレクターとサイリスターＳ−１のカソード39の間に
はゲート回路を保護するためのツェナー・ダイオード13
0が接続してある。ゲート駆動トランジスター136のエミ
ッターは、例えばプラス５ボルトに固定することのでき
る正の低レベル直流電圧源34に接続されている。 サイリスターＳ−１のアノード28とカソード39の間
に、回路の電圧変化検出部が接続されている。この電圧
変化検出部は、電圧検出コンデンサー152と電流制限用
抵抗150の直列接続を含んでおり、抵抗150はエミッター
がカソード39に接続されたNPNトランジスター144のベー
スに接続されている。また、ダイオード148と抵抗146が
トランジスター144のベースとカソード39の間に並列に
接続されており、回路を逆向きに保護するとともに回路
を効果的にターンオフする働きをする。 電圧検出トランジスター144のコレクターは、オプト
・アイソレーター142と抵抗154の直列接続を介してゲー
ト駆動トランジスター136のベースに接続されている。
アノード28とカソード39の間の電圧変化速度が電圧検出
トランジスター144をターンオフさせる程度に充分に正
であり、且つオプト・アイソレーター142がイネーブル
されると、ゲート駆動トランジスター136に対するベー
ス電流経路が形成され、サイリスターＳ−１のスイッチ
ングがイネーブルされる。 ゲート駆動トランジスター136のエミッターとベース
の間には抵抗138とコンデンサー140が並列に接続されて
いる。この抵抗は確実にターンオフさせる働きをし、こ
のコンデンサーはシステム内での過度変化を制限して、
サイリスターＳ−１が意図しないのにターンオフするの
を防止するフィルターとして働く。 第８図の回路は第７図の回路と類似しているが、オプ
・アイソレーター142が除去され、正の低レベル電圧源3
4が、波形156で示されているようにスイッチング可能な
電圧源に置き換えられている点が異なる。 転流回路Ｃにはモーター作動コンデンサー54、56及び
58が含まれており、それらの一端はそれぞれモーター巻
線回路Ｍ−１、Ｍ−２及びＭ−３に接続され（第３
図）、他端はそれぞれ導体100、102及び104を用いて転
流サイリスター及びダイオード回路60、62及び64に接続
されている。サイリスター／ダイオード回路60、62及び
64によって、巻線Ｍ−１、Ｍ−２及びＭ−３からそれぞ
れコンデンサー54、56及び58を通って電源Ｐへ向かう経
路が形成され、スイッチング中にコンデンサー54、56及
び58がモーター端子Ｍ−１、Ｍ−２及びＭ−３からの循
環電流（recirculation current）を吸収することがで
きるようになっている。更に、コンデンサー54、56及び
58によってサイリスターＳ−１乃至Ｓ−６の転流のため
の逆バイアス電圧が供給される。詳述すると、サイリス
ター／ダイオード回路60、62及び64は、第３図に示され
ているように極性が整合されて逆並列対として接続され
ている。回路60、62及び64は、端子66及び68から端子7
0、72及び74へとそれぞれコンデンサー54、56及び58を
介して電圧変化を伝達し、主サイリスターＳ−１乃至Ｓ
−６を強制転流させる逆バイアス電圧を供給する。 第４図及び第５図に別のサイリスター／ダイオード回
路を２つ示す。ある過度的な動作状態に於いて、例え
ば、主電源コンデンサー16及び18の電圧が増加している
ような場合、比較的小さな電流がサイリスター／ダイオ
ード回路の第１サイリスターを通って流れており、その
とき第２のサイリスターがゲートオンするということが
有り得る。これは、転流用電源Ｐの損傷につながる。こ
れを避けるには、回路の第１サイリスターを通って流れ
る比較的小さな電流の流れを変える手段を設ける必要が
ある。第４図及び第５図に示すのはそれを行うための別
の２個の回路である。 これらの２個の回路は、各々サイリスター112及び118
と直列に接続された飽和可能な変圧器（リアクトル）11
4、120及び124、126を用いている。これらの飽和可能な
リアクトルは、サイリスター／ダイオード回路の第２サ
イリスターがゲートオンされるとき、サイリスター／ダ
イオード回路の第１サイリスターが転流されるに充分な
時間逆バイアスする働きをする。飽和可能な変圧器の飽
和後のリアクタンスによって、転流されるサイリスター
の逆向きの電流変化速度が制限される。典型的には、転
流されるサイリスターは50マイクロ秒の間逆バイアスさ
れ、飽和電流は最大転流電流の約10％である。電圧変化
速度を制限するため、導体100とアースとの間に比較的
小型のコンデンサー122を設置してもよい。 転流用電源Ｐは中性点端子20に対し固定され、低レベ
ルの直流電圧を点流回路Ｃに供給する。電源Ｐは従来の
三相入力変圧器75を含んでおり、それによって入力ライ
ンの電源10の電圧は下げられ、駆動用に入力される電圧
の約１％が従来の三相全波整流器76に供給されるように
なっている。整流器76は以下に述べるように転流回路Ｃ
を駆動するため、コンデンサー78及び79に於いて母線10
6及び108上に直流電圧を出力する。コンデンサー78及び
79、及び電源回路Ｐの他の要素の値は、典型的にはコン
デンサー78及び79上の出力電圧が、駆動電圧VDの５％乃
至10％となるように選択される。絶縁ゲート型トランジ
スターやトランジスター制御サイリスターのような自己
転流（self−commutating）スイッチング素子は、この
外部転流回路を必要としない。しかし、それらにもモー
ター作動コンデンサーは必要である。 いったん負荷が所定の速度に達した後、速度を低下さ
せたり停止させたりしたいとき、モーター駆動装置Ｄに
よって負荷の制動を行うことができる。制動されると、
負荷の運動エネルギーは駆動装置Ｄ内の電気エネルギー
に変換されて電力が発生する。このような電力の再発生
（regeneration）の間、そのエネルギーの一部は転流用
電源Ｐに供給される。この電力は、回路の損傷を防ぐた
め、入力ラインにもどすか、または消散させなければな
らない。消散させる必要がある電力の最大量は、駆動装
置の最大定格出力の約３％である。 第９図に、余剰な転流電力を消散させるための最も簡
単なやり方を示す。これは簡単な、抵抗による電力消散
技術である。転流用電源Ｐの出力母線106と108の間に、
電力抵抗160がスイッチ162と直列に接続されている。ス
イッチ162が閉位置にあるとき、電力用抵抗160は電力を
消散させる働きをし、電力の再発生が起こってもいいよ
うにする。スイッチ162は、ヒステリシスを有する制御
回路164により制御され、十分長く閉位置にあるように
ディジタル的に動作することが好ましい。更に、電力用
抵抗160は電力の再発生中にのみ接続され、駆動装置Ｄ
の全体的な効率を低下させないことが好ましい。スイッ
チ162は、トランジスター、ゲート・ターンオフ・サイ
リスター、あるいは強制転流サイリスター回路とするこ
とができる。 より効率のよい回路を第10図及び第11図に示す。これ
らの図では、転流用電源Ｐの三相全波整流器76が、自己
制御型トランジスター・インバーター250に置き換えら
れる。このインバーター250は再発生電力を入力三相系
統に送り返すことができ、それによて電力用抵抗が不要
となり、抵抗回路で発生する熱の放散も必要なくなる。
従って、この回路によって、システムの全体的な効率は
短期的にも長期的にも向上する。 回路250の大まかな構成は三相全波整流回路と同じで
あるが、回路250ではNPNトランジスター及び駆動回路が
整流ダイオードと逆並列になるように追加されている。
第10図では、ダイオード170とトランジスター172、ダイ
オード174とトランジスター176、ダイオード178とトラ
ンジスター180、ダイオード182とトランジスター184、
ダイオード186とトランジスター188、ダイオード190と
トランジスター192の６つの対が形成されている。これ
らのインバーター・トランジスタは、第10図では単一の
NPNトランジスタとして表されているが、第11図ではダ
ーリントン接続されたトランジスタ対として表されてい
ることに注意されたい。モーター駆動装置Ｄがモーター
駆動電力を送っていて電力の再発生は生じていないと
き、トランジスターは全てターンオフされ、回路は転流
用電源Ｐに必要とされるフィルター機能を果たすインダ
クター194及びコンデンサー78、79を備えた標準的な三
相ブリッジ整流回路として動作する。 回路が制動モード、即ち電力再発生モードにあると
き、トランジスターが励起される。例として、ダイオー
ド・トランジスター対20をゲート駆動回路と共に第11図
に示す。ゲート駆動回路はインバーター・トランジスタ
ーをターンオンするのに必要とされる。このゲート回路
は、インバーター・トランジスターのコレクター・エミ
ッター間電圧が約３ボルトより小さいときにはいつで
も、そのインバーター・トランジスターが導通状態とな
ることができるように設計される。 電圧源34と同じような正の低レベル直流電圧源224
が、転流用ゲート駆動PNPトランジスター218のエミッタ
ーに接続されている。トランジスター218のコレクター
は、電流制限用の抵抗216を通じてダーリントン接続さ
れたトランジスタ対206のベース駆動回路に接続されて
いる。転流用ゲート駆動トランジスター218のエミッタ
ーとベースの間にはターンオフを確実にするための抵抗
220が接続されており、トランジスター218のベースと正
のインバーター・レール202の間には電流制限用抵抗222
とダイオード226が直列に接続されている。ダイオード2
26は、レール202の電圧が低レベル電圧源224より高いと
き電流が流れないように阻止し、逆方向に回路を保護す
る働きをする。このような電流阻止作用と、回路内の様
々な電圧降下及び低レベルの電圧224として選択された
電圧値とが合わさった結果、レール202と三相入力ライ
ン204の間の電圧差が約３ボルトより小さいときにのみ
トランジスター218がターンオンすることができるよう
になっている。好ましくは、低レベル電圧224は駆動装
置が電力再発生モードにあるときのみ有効となり、駆動
装置がモーター駆動モードにあるときは使用されないよ
うになっている。それによって、全体の駆動効率が一層
改善される。 この転流インバーター回路は以下のように動作する。
インバーター・トランジスター172と192が導通状態にあ
り、残りのトランジスターはそれらの両端の電圧が好適
な値である３ボルトを越えているためオフ状態にあると
する。また、入力ライン244の電圧が上昇し、入力ライ
ン242の電圧に近づいてきているとする。ライン244の電
圧が上昇してライン242の電圧を越えると、ダイオー174
を通じて電流が流れ初め、インバーター・トランジスタ
ー172を通じて流れている主電流に加わる。この電流は
ダイオード174及びインバーター・トランジスター172内
に速やかに発生し、インバーター・トランジスター172
は飽和しているため、その両端の電圧が増加する。この
電圧の増加によってインバーター・トランジスター172
のベース駆動は停止され、インバーター・トランジスタ
ー172はターンオフる。インバーター・トランジスター1
72がターンオフするとき、余剰電流が三相ライン242と2
44の漏れインダクタンスを通じて流れているが、これは
電圧抑制素子196内で消散される。トランジスター172を
通って流れていた電流は電圧抑制素子196とダイオード1
82に振り分けられるからである。この余剰電流は炭やか
に消散され、主電流はトランジスター176に移行する。
このプロセスが、残りのフェーズに対しても続く。 この駆動装置は、三相誘導モーターに、周波数、電圧
が調製可能な三相駆動信号を供給する。前述した入力部
とフィルター部により電圧が出力部に供給される。ブリ
ッジ内の各サイリスターを順次導通させることにより交
流電流がモーターに供給される。従来と同様にブリッジ
の極性を連続的に切換えることにより均衡した三相出力
が得られる。 シリコン制御整流器即ちSCRは外部から転流しなけれ
ばならないため、転流部Ｃ及び転流用電源Ｐが設けら
れ、主SCRの外部からの強制転流が可能となっている。 駆動装置の動作は、３つの出力ブリッジの各々に於い
てSCRが一つイネーブルされた状態で低い電圧をインバ
ーター部Ｉに印加することにより開始される。一つのブ
リッジの極性は他の２つのブリッジとは逆になる。電圧
が印加されることによりモーター巻線を通って電流が流
れ始める。転流用SCR Ｃ−１乃至Ｃ−６は、対応する
主SCR Ｓ−１乃至Ｓ−６がオン状態のときイネーブル
され、対応するSCR Ｓ−１乃至Ｓ−６がオフ状態のと
きディスエーブルされる。この対応関係は第３図に示さ
れている。このような対応関係は逆の極性でなされてい
る。例えば、転流用電源Ｐの低電圧側にある転流用SCR
Ｃ−１はインバーター部の高電圧側の主SCR Ｓ−１
に対応しており、主SCR Ｓ−１と同時にイネーブルさ
れる。 インバーターＩのクロック動作（clocking）は主SCR
Ｓが転流されるときに始まる。転流プロセスについて
例を挙げて説明する。転流は、まず転流すべき主SCR
（例えばＳ−１）の対応する転流用SCR Ｃ−１のゲー
ト駆動をやめることにより始まる。短時間（典型的には
100マイクロ秒）の後、出力ブリッジの対向する位置に
ある主SCR（即ちＳ−２）のゲート回路、及び対応する
転流用SCR Ｃ−２がイネーブルされる。Ｓ−２が順方
向に典型的には５ボルトおり大きな電圧を阻止している
限り、第６図のダイオード44は逆バイアスされるため、
SCR Ｓ−２にゲート電流は流れない。SCR−Ｓ−１の転
流に先だってモーター作動コンデンサー54の端子80の電
位は転流用電源Ｐの低い方の電位となっている。SCR
Ｃ−２がイネーブルされると、それはターンオンし、端
子80の電位は速やかにＰの高い方の電位に上昇する。そ
の結果、コンデンサー54に接続された端子70の電圧によ
ってＳ−１に逆バイアス電圧が加えられる。SCR Ｓ−
１を流れていた電流は遮断され、速やかにコンデンサー
54、Ｃ−２、及びＰに振り分けられる。 SCR Ｓ−１は、230ボルトで駆動するときには、典型
的には30ボルトで逆バイアスされる。また、そのゲート
もターンオフを速めるため負にバイアスされる。SCR
Ｃ−２、コンデンサー54及びモーター巻線Ｍ−１を流れ
る電流によって、コンデンサー54の両端の電圧に典型的
には１マイクロ秒当たり0.5ボルトの速さの変化が生じ
る。それによって、SCR Ｓ−１は典型的には60マイク
ロ秒の間逆バイアスされる。この間にSCR Ｓ−１は導
通状態から非導通状態へと遷移する。SCR Ｓ−１が再
び順方向にバイアスされるときにもまだ、電圧変化速度
は、典型的には230ボルト駆動に対し１マイクロ秒当た
り0.5ボルトである。このようにdV/dTが小さいことによ
り、実効ターンオフ時間が短くなるため、必要な逆バイ
アス電圧を小さくすることができる。 ゲート駆動できる程度にSCR Ｓ−２の両端の電圧が
十分低下するには、かなりの時間（典型的には600マイ
クロ秒）を要する。この間、SCR Ｓ−１もSCR Ｓ−２
も導通状態とならない。モーター作動コンデンサー54と
エネルギー交換するモーターの漏れインダクタンスは、
このような小さなdV/dT及び比較的長い休止期間に影響
している。通常、この漏れインダクタンスは、コンデン
サー54にモーターの循環電流が吸収されているとき、SC
R Ｓ−２の両端の電圧を負にするのに充分である。巻
線Ｍ−１の電圧がモーターの中性点の電圧に対し負にな
っているため、ある点に於いて、巻線Ｍ−１、コンデン
サー54、SCR Ｃ−２を通って流れる電流は０になり、
電流の向きが反転する。電流は、SCR Ｓ−２が再び順
方向バイアスされるまで、コンデンサー54と逆並列ダイ
オードＤ−２を通って流れる。SCR Ｓ−２が順方向バ
イアスされると、電流はコンデンサー54及びダイオード
Ｄ−２からSCR Ｓ−２へと移り、端子24へと流れる。S
CR Ｃ−２を流れる電流は０となっており、従って“オ
フ”となっている。 SCR Ｓ−２を通って流れる電流は、半サイクルが経
過し、SCR Ｃ−１がイネーブルされてSCR Ｃ−２の転
流が始まるまで流れ続ける。他の２つの出力ブリッジ上
でなされる転流プロセスも同様である。 駆動制御は、マニュアルまたは自動で外部制御により
選択された周波数でモーター制御回路42を介してインバ
ーター部Ｉを駆動することを含む。出力電圧は周波数と
モーターに加えられた負荷により決定される。一般に、
周波数が高く負荷が大きいほど電圧値は高くなり、逆も
成り立つ。低力率を許容するための環流ダイオードがイ
ンバーター部に無いため、電圧は負荷に合わせて正確に
制御されなければならない。従って、本発明の駆動装置
とともに利用される電圧制御は、負荷及び周波数の制御
に応じて電圧を増加または減少させ、出力にて最適の力
率を維持することが望ましい。力率の検出は多くの公知
技術のいずれかにより行なうことができる。 上述した本発明の開示内容と説明は例示的なものであ
り、例示した回路及び構成の詳細と同様に、寸法、形
状、材料、構成部品、回路素子、配線接続、接点等の各
種変更は、本発明の技術思想から逸脱することなく可能
である。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．直流電圧源から交流駆動電流を生成する交流誘導モ
ーター駆動装置であって、 前記電圧源と前記モーターとの間に接続された三相モー
ター駆動インバーター回路を形成する複数個のゲート制
御モーター駆動スイッチング素子と、 前記モーターに三相駆動電流が供給されるようタイミン
グを合わせて前記ゲート制御スイッチング素子を選択的
にイネーブルするための複数のゲート制御手段であっ
て、各ゲート制御手段は対応するスイッチング素子の入
力端子における電圧が予め定められた値より小さくない
ときは前記対応するスイッチング素子がオン状態になら
ないようにする電圧検出手段を含む該複数のゲート制御
手段と、 前記スイッチング素子を強制転流するための手段と、 第１端子と第２端子を有する複数の容量性バッファリン
グ手段であって、前記第１端子は前記インバーター回路
の各相の前記スイッチング素子間に接続されており、前
記第２端子は前記強制転流手段に接続されており、該容
量性バッファリング手段のエネルギー蓄積容量は前記モ
ーターのエネルギー蓄積容量より若干小さいように選択
されている複数個の容量性バッファリング手段とを含む
ことを特徴とする交流誘導モーター駆動装置。 ２．前記強制転流手段が 前記モーターに三相駆動電流が供給されるようタイミン
グを合わせて前記スイッチング素子を強制転流させるべ
く、逆バイアス電圧を前記ゲート制御スイッチング素子
に選択的に加えるための手段を含むことを特徴とする請
求の範囲第１項に記載の駆動装置。 ３．前記逆バイアス手段が、 第１端子と第２端子を有し、前記第１端子と前記第２端
子の間に出力電圧を生成するよう適合された直流転流用
電圧源と、 各容量性バッファリング手段の第２端子と前記転流用電
圧源の前記第１端子との間に接続された複数個の第１転
流回路と、 各容量性バッファリング手段の第２端子と前記転流用電
圧源の前記第２端子との間に、前記第１転流回路と並列
に接続された複数個の第２転流回路とを有し、 前記第１転流回路の各々が、 前記転流用電圧源の前記第１端子の電圧が前記容量性バ
ッファリング手段の前記第２端子の電圧に対し相対的に
正であるときイネーブルされるよう接続された第１ゲー
ト制御転流用スイッチング素子と、 前記転流用電圧源の前記第１端子の電圧が前記容量性バ
ッファリング手段の前記第２端子の電圧に対し相対的に
負であるときイネーブルされるよう前記第１ゲート制御
転流用スイッチング素子と逆並列に接続された第１整流
器とを含み、 前記第２転流回路の各々が、 前記容量性バッファリング手段の前記第２端子の電圧が
前記転流用電圧源の前記第２端子の電圧に対し相対的に
正であるときイネーブルされるよう接続された第２ゲー
ト制御転流用スイッチング素子と、 前記容量性バッファリング手段の前記第２端子の電圧が
前記転流用電圧源の前記第２端子の電圧に対し相対的に
負であるときイネーブルされるよう前記第２ゲート制御
転流用スイッチング素子と逆並列に接続された第２整流
器とを含み、 更に、前記逆バイアス手段が、 前記モーターに三相駆動電流が供給されるようタイミン
グを合わせて前記ゲート制御転流用スイッチング素子を
選択的にイネーブルする転流用スイッチング制御手段を
含むことを特徴とする請求の範囲第２項に記載の駆動装
置。 ４．前記ゲート制御手段が、低レベル直流電圧源に接続
された第１ゲート制御端子と、制御される前記モーター
駆動スイッチング素子のゲート回路に接続された第２ゲ
ート制御端子と、前記ゲート制御モーター駆動スイッチ
ング素子のアノードに接続された第３ゲート制御端子と
を有する回路を含んでおり、 前記回路が更に、 前記第１ゲート制御端子と前記第２ゲート制御端子との
間に接続された第１ゲート制御スイッチング素子と、 前記第１ゲート制御スイッチング素子のイネーブル端子
と前記第３ゲート制御端子との間に接続された第２ゲー
ト制御スイッチング素子と、 前記第３ゲート制御端子の電圧が前記第２ゲート制御ス
イッチング素子の出力端子に於ける電圧に対し相対的に
負であるときイネーブルされるよう前記第２ゲート制御
スイッチング素子の出力端子と前記第３ゲート制御端子
との間に直列に接続された整流器と、 前記第１ゲート制御端子と、前記第２スイッチング素子
と前記整流器の接続部との間に接続され、前記接続部に
於ける電圧をクランプして前記第２スイッチング素子の
両端に損傷を引き起こすような電圧がかからないように
するための電流阻止手段と、 前記モーターに三相駆動電流が供給されるよう前記ゲー
ト制御モーター駆動スイッチング素子をイネーブルする
べく前記第２ゲート制御端子に出力ゲート電流を加える
ため、タイミングを合わせて前記第１、第２ゲート制御
スイッチング素子をイネーブルするためのイネーブル手
段とを含むことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の
駆動装置。 ５．直流電圧源から交流駆動電流を生成する交流誘導モ
ーター駆動装置であって、 前記電圧源と前記モーターとの間に接続された三相モー
ター駆動インバーター回路を形成する複数個のゲート制
御モーター駆動スイッチング素子と、 前記モーターに三相駆動電流が供給されるようタイミン
グを合わせて前記ゲート制御スイッチング素子を選択的
にイネーブルするための複数のゲート制御手段であっ
て、各ゲート制御手段は対応するスイッチング素子の入
力端子における電圧が予め定められた値より小さいかま
たは増加しているとき以外は前記対応するスイッチング
素子がオン状態にならないようにする電圧検出手段を含
む該複数のゲート制御手段と、 前記ゲート制御スイッチング素子に選択的に逆バイアス
電圧を加え、前記モーターに三相駆動電流が供給される
ようタイミングを合わせて前記スイッチング素子を強制
転流するための手段と、 第１端子と第２端子を有する複数の容量性バッファリン
グ手段であって、前記第１端子は前記インバーター回路
の各相の前記スイッチング素子間に接続されており、前
記第２端子は前記強制転流手段に接続されており、該容
量性バッファリング手段のエネルギー蓄積容量は前記モ
ーターのエネルギー蓄積容量より若干小さいように選択
されている複数個の容量性バッファリング手段とを含
み、 前記選択手段に逆バイアス電圧を加えるための逆バイア
ス手段が、前記ゲート制御スイッチング素子に選択的に
逆バイアス電圧を加えるための飽和可能なリアクトルを
含んでいることを特徴とする交流誘導モーター駆動装
置。 ６．前記逆バイアス手段が、 第１端子と第２端子を有し、前記第１端子と前記第２端
子の間に出力電圧を生成するよう適合された直流転流用
電圧源と、 各容量性バッファリング手段の第２端子と前記転流用電
圧源の前記第１端子との間に接続された複数個の第１転
流回路と、 各容量性バッファリング手段の第２端子と前記転流用電
圧源の前記第２端子との間に、前記第１転流回路と並列
に接続された複数個の第２転流回路とを有し、 前記第１転流回路の各々が 飽和可能なリアクトルと直列に接続され、前記転流用電
圧源の前記第１端子の電圧が前記容量性バッファリング
手段の前記第２端子の電圧に対し相対的に正であるとき
イネーブルされるよう接続された第１ゲート制御転流用
スイッチング素子と、 前記転流用電圧源の前記第１端子の電圧が前記容量性バ
ッファリング手段の前記第２端子の電圧に対し相対的に
負であるときイネーブルされるよう前記第１ゲート制御
転流用スイッチング素子と逆並列に接続された第１整流
器とを含み、 前記第２転流回路の各々が、 飽和可能なリアクトルと直列に接続され、前記容量性バ
ッファリング手段の前記第２端子の電圧が前記転流用電
圧源の前記第２端子の電圧に対し相対的に正であるとき
イネーブルされるよう接続された第２ゲート制御転流用
スイッチング素子と、 前記容量性バッファリング手段の前記第２端子の電圧が
前記転流用電圧源の前記第２端子の電圧に対し相対的に
負であるときイネーブルされるよう前記第２ゲート制御
転流用スイッチング素子と逆並列に接続された第２整流
器とを含み、 更に、前記逆バイアス手段が、 前記モーターに三相駆動電流が供給されるようタイミン
グを合わせて前記ゲート制御転流用スイッチング素子を
選択的にイネーブルする転流用スイッチング制御手段を
含むことを特徴とする請求の範囲第５項に記載の駆動装
置。 ７．直流電圧源から交流駆動電流を生成する交流誘導モ
ーター駆動装置であって、 前記電圧源と前記モーターとの間に接続された三相モー
ター駆動インバーター回路を形成する複数個のゲート制
御モーター駆動スイッチング素子と、 前記モーターに三相駆動電流が供給されるようタイミン
グを合わせて前記ゲート制御スイッイング素子を選択的
にイネーブルするための複数のゲート制御手段であっ
て、各ゲート制御手段は対応するスイッチング素子の入
力端子における電圧が増加していないときは前記対応す
るスイッチング素子がオン状態にならないようにする電
圧検出手段を含む該複数のゲート制御手段と、 前記スイッチング素子を強制転流するための手段と、 第１端子と第２端子を有する複数の容量性バッファリン
グ手段であって、前記第１端子は前記インバーター回路
の各相の前記スイッチング素子間に接続されており、前
記第２端子は前記強制転流手段に接続されており、該容
量性バッファリング手段のエネルギー蓄積容量は前記モ
ーターのエネルギー蓄積容量より若干小さいように選択
されている複数個の容量性バッファリング手段とを含む
ことを特徴とする交流誘導モーター駆動装置。 ８．前記ゲート制御手段が、 低レベル直流電圧源に接続された第１ゲート制御端子
と、制御される前記ゲート制御モーター駆動スイッチン
グ素子のゲート回路に接続された第２ゲート制御端子
と、前記ゲート制御モーター駆動スイッチング素子のア
ノードに接続された第３ゲート制御端子と、前記ゲート
制御モーター駆動スイッチング素子のカソードに接続さ
れた第４ゲート制御端子とを有する回路を含んでおり、 前記回路が更に、 前記第１ゲート制御端子と前記第２ゲート制御端子との
間に接続された第１ゲート制御スイッチング素子と、 前記第４端子と前記第１ゲート制御スイッチング素子の
イネーブル端子との間に接続された第２ゲート制御スイ
ッチング素子と、 前記第２ゲート制御スイッチング素子の出力端子と前記
第１ゲート制御スイッチング素子のイネーブル入力との
間に直列に接続された第３ゲート制御スイッチング素子
と、 前記第３ゲート制御端子の電圧が前記第４ゲート制御端
子の電圧に対し相対的に正であるとき前記第２ゲート制
御スイッチング素子をイネーブルするための第１イネー
ブル手段と、 第２イネーブル手段であって、タイミングを合わせて前
記第３ゲート制御スイッチング素子をイネーブルし、前
記第１イネーブル手段と該第２イネーブル手段がイネー
ブルされたとき前記第１ゲート制御スイッチング素子が
イネーブルされ、前記ゲート制御モーター駆動スイッチ
ング素子がイネーブルされるようにすることにより、前
記モーターに三相駆動電流が供給されるようにするため
の第２イネーブル手段とを含むことを特徴とする請求の
範囲第７項に記載のモーター駆動装置。 ９．前記ゲート制御手段が、 低レベル直流電圧源に接続可能な第１ゲート制御端子
と、前記ゲート制御モーター駆動スイッチング素子のゲ
ート回路に接続された第２ゲート制御端子と、前記ゲー
ト制御モーター駆動スイッチング素子のアノードに接続
された第３ゲート制御端子と、前記ゲート制御モーター
駆動スイッチング素子のカソードに接続された第４ゲー
ト制御端子とを有する回路を含んでおり、 前記回路が更に、 前記第１ゲート制御端子と前記第２ゲート制御端子との
間に接続された第１ゲート制御スイッチング素子と、 前記第４端子と前記第１ゲート制御スイッチング素子の
イネーブル端子との間に接続された第２ゲート制御スイ
ッチング素子と、 前記第３ゲート制御端子の電圧が前記第４のゲート制御
端子の電圧に対し相対的に正であるとき前記第２ゲート
制御スイッチング素子をイネーブルするための第１イネ
ーブル手段と、 第２イネーブル手段であって、タイミングを合わせて前
記低レベル直流電圧源を前記第１ゲート制御端子に接続
し、前記第１イネーブル手段と該第２イネーブル手段が
イネーブルされたとき前記第１ゲート制御スイッチング
素子がイネーブルされ、前記ゲート制御モーター駆動ス
イッチング素子がイネーブルされるようにすることによ
り、前記モーターに三相駆動電流が供給されるようにす
るための第２イネーブル手段とを含むことを特徴とする
請求の範囲第７項に記載のモーター駆動装置。 １０．直流電圧源から交流駆動電流を生成する交流誘導
モーター駆動装置であって、 前記電圧源と前記モーターとの間に接続された三相モー
ター駆動インバーター回路を形成する複数個のゲート制
御モーター駆動スイッチング素子と、 前記モーターに三相駆動電流が供給されるようタイミン
グを合わせて前記ゲート制御スイッチング素子を選択的
にイネーブルするための複数のゲート制御手段であっ
て、各ゲート制御手段は対応するスイッチング素子の入
力端子における電圧が予め定められた値より小さいかま
たは増加しているとき以外は前記対応するスイッチング
素子がオン状態にならないようにする電圧検出手段を含
む該複数のゲート制御手段と、 前記スイッチング素子を強制転流するための手段と、 前記第１端子と第２端子を有する複数の容量性バッファ
リング手段であって、前記第１端子は前記インバーター
回路の各相の前記スイッチング素子間に接続されてお
り、前記第２端子は前記強制転流手段に接続されてお
り、該容量性バッファリング手段のエネルギー蓄積容量
は前記モーターのエネルギー蓄積容量より若干小さいよ
うに選択されている複数個の容量性バッファリング手段
と、 前記モーターの制動によって生成されるエネルギーを取
り除くための再生エネルギー除去手段とを含むことを特
徴とする交流誘導モーター駆動装置。 １１．前記強制転流手段が 前記モーターに三相駆動電流が供給されるようタイミン
グを合わせて前記スイッチング素子を強制転流させるべ
く、逆バイアス電圧を前記ゲート制御スイッイング素子
に選択的に加えるための手段を含んでおり、 前記逆バイアス手段が、 第１端子と第２端子を有し、交流電源から前記第１端子
と前記第２端子の間に出力電圧を生成するよう適合され
た直流転流用電圧源と、 各容量性バッファリング手段の第２端子と前記転流用電
圧源の前記第１端子との間に接続された複数個の第１転
流回路と、 各容量性バッファリング手段の第２端子と前記転流用電
圧源の前記第２端子との間に、前記第１転流回路と並列
に接続された複数個の第２転流回路とを有しており、 前記強制転流手段が、更に、 前記モーターに三相駆動電流または三相制動電流が供給
されるようタイミングを合わせて前記ゲート制御スイッ
チング素子を選択的にイネーブルする転流用スイッチン
グ制御手段と、 前記モーターを制動することにより発生するエネルギー
を除去するための再発生エネルギー除去手段とを含むこ
とを特徴とする請求の範囲第10項に記載のモーター駆動
装置。 １２．前記再発生エネルギー除去手段が、前記直流転流
用電圧源の前記第１端子と前記第２端子の間に接続され
た抵抗を含んでいることを特徴とする請求の範囲第11項
に記載のモーター駆動装置。 １３．再発生が起こっている間にのみ選択的に前記抵抗
が前記第１端子と第２端子の間に接続されることを特徴
とする請求の範囲第12項に記載のモーター駆動装置。 １４．前記再発生エネルギー除去手段が、生成されたエ
ネルギーを前記交流電圧源に送るための三相インバータ
ー回路を含んでいることを特徴とする請求の範囲第11項
に記載のモーター駆動装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US53456783A | 1983-09-22 | 1983-09-22 | |
| PCT/US1986/001312 WO1987007988A1 (en) | 1983-09-22 | 1986-06-19 | Switched capacitor induction motor drive |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01503430A JPH01503430A (ja) | 1989-11-16 |
| JP2711534B2 true JP2711534B2 (ja) | 1998-02-10 |
Family
ID=42635341
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61503473A Expired - Fee Related JP2711534B2 (ja) | 1983-09-22 | 1986-06-19 | コンデンサースイッチ式誘導モーター駆動装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4597039A (ja) |
| EP (1) | EP0314669B1 (ja) |
| JP (1) | JP2711534B2 (ja) |
| AT (1) | ATE79990T1 (ja) |
| DE (1) | DE3686586T2 (ja) |
| WO (1) | WO1987007988A1 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4597039A (en) * | 1983-09-22 | 1986-06-24 | Solar Refining, Inc. | Switched capacitor induction motor drive |
| US4716515A (en) * | 1984-06-04 | 1987-12-29 | Solar Refining, Inc. | Switched capacitor induction motor drive |
| US4772997A (en) * | 1986-07-18 | 1988-09-20 | Siemens Aktiengesellschaft | Method for starting up a converter drive comprising an intermediate current link converter with phase sequence quenching |
| US5325042A (en) * | 1993-01-29 | 1994-06-28 | Allied Signal Inc. | Turbine engine start system with improved starting characteristics |
| JPH08237936A (ja) * | 1995-02-28 | 1996-09-13 | Fuji Electric Co Ltd | 電圧形インバータのノイズフィルタ |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4224017A (en) * | 1977-07-13 | 1980-09-23 | Valley Candle Mfg. Co., Inc. | Locking arrangement for a candle |
| US4217618A (en) * | 1977-10-25 | 1980-08-12 | Boney George R | Thyristor firing circuit module with integral optical isolation, dv/dt limitation, and bidirectional voltage transient suppression |
| US4224661A (en) * | 1978-09-13 | 1980-09-23 | Chuguev Jury M | Externally commutated compensation-type converter system and method of forced commutation and blocking of rectifiers thereof |
| DE2926470A1 (de) * | 1979-06-30 | 1981-01-15 | Manfred Dipl Ing Gekeler | Ein-kondensator-loescheinrichtung fuer stromrichterbrueckenschaltungen |
| US4244017A (en) * | 1979-08-30 | 1981-01-06 | General Electric Company | Third harmonic auxiliary commutated inverter having selectable commutation capacitance as a function of load current |
| US4597039A (en) * | 1983-09-22 | 1986-06-24 | Solar Refining, Inc. | Switched capacitor induction motor drive |
-
1984
- 1984-06-04 US US06/616,832 patent/US4597039A/en not_active Expired - Lifetime
-
1986
- 1986-06-19 EP EP86904021A patent/EP0314669B1/en not_active Expired
- 1986-06-19 JP JP61503473A patent/JP2711534B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1986-06-19 DE DE8686904021T patent/DE3686586T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-06-19 AT AT86904021T patent/ATE79990T1/de active
- 1986-06-19 WO PCT/US1986/001312 patent/WO1987007988A1/en active IP Right Grant
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ATE79990T1 (de) | 1992-09-15 |
| DE3686586D1 (de) | 1992-10-01 |
| US4597039A (en) | 1986-06-24 |
| DE3686586T2 (de) | 1993-04-08 |
| EP0314669B1 (en) | 1992-08-26 |
| WO1987007988A1 (en) | 1987-12-30 |
| EP0314669A4 (en) | 1989-09-19 |
| EP0314669A1 (en) | 1989-05-10 |
| JPH01503430A (ja) | 1989-11-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6392907B1 (en) | NPC inverter control system | |
| US5982646A (en) | Voltage clamp snubbers for three level converter | |
| US3418558A (en) | Single and bidirectional power flow solid state electric power circuits and commutation circuit therefor | |
| US20010021116A1 (en) | Converter motor with an energy recovery capability | |
| US4449176A (en) | Single phase regeneration with a polyphase rectification power circuit | |
| Mahlein et al. | Passive protection strategy for a drive system with a matrix converter and an induction machine | |
| Okayama et al. | Large capacity high performance 3-level GTO inverter system for steel main rolling mill drives | |
| JPH08507899A (ja) | 固体回路遮断器 | |
| US4611267A (en) | Snubber arrangements with energy recovery for power converters using self-extinguishing devices | |
| US4716515A (en) | Switched capacitor induction motor drive | |
| JP2711534B2 (ja) | コンデンサースイッチ式誘導モーター駆動装置 | |
| US4482946A (en) | Hybrid inverter | |
| US3536984A (en) | Polyphase inverter with selfprotection means | |
| Verhoef | Basic forced-commutated inverters and their characteristics | |
| US4740881A (en) | Simultaneous recovery commutation current source inverter for AC motors drives | |
| US4642747A (en) | Fault-protection apparatus for static AC-to-AC converters and unrestricted frequency changer (UFC) system including such fault-protection apparatus | |
| US4404512A (en) | Motor drive circuit | |
| CA1284818C (en) | Switched capacitor induction motor drive | |
| US3964086A (en) | Complementary commutation circuit for bipolar inverter | |
| US3859587A (en) | Thyristor protection circuit for inverters | |
| Cho et al. | A new current source inverter with simultaneous recovery and commutation | |
| JPH08205560A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3235396B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH1066356A (ja) | 電力変換装置のスナバ回路 | |
| CA1043430A (en) | Multi-purpose thyristor commutation circuit |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |