JP2696816B2 - TV receiver - Google Patents
TV receiverInfo
- Publication number
- JP2696816B2 JP2696816B2 JP61107011A JP10701186A JP2696816B2 JP 2696816 B2 JP2696816 B2 JP 2696816B2 JP 61107011 A JP61107011 A JP 61107011A JP 10701186 A JP10701186 A JP 10701186A JP 2696816 B2 JP2696816 B2 JP 2696816B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- horizontal
- detection
- signal
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Synchronizing For Television (AREA)
- Details Of Television Scanning (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、テレビジョン受像機の特に放射線保護回路
に関するものである。
従来の技術
一般的にテレビジョン受像機、特にアメリカ,カナダ
向けのテレビジョン受像機には必ず放射線保護回路が付
加されている。以下、従来例を説明する。
第2図はテレビジョン受像機の電源安定化回路、水平発
振回路、水平AFC回路、水平ドライブ回路、水平出力回
路及び放射線保護回路を示す。
第2図の構成および動作の概要を説明する。
商用交流電源は電源整流平滑回路1を通り直流となされ
てその出力端に出力され、フライバックトランスT1の巻
線L1を介してシリコン制御整流素子Q1のアノードに供給
されている。シリコン制御整流素子Q1のゲートはトリガ
パルス発生回路2に接続されている。このトリガパルス
発生回路2にはシリコン制御整流素子Q1のカソードに接
続された電圧検出回路3の検出出力信号とフライバック
トランスT1からの水平パルスが供給されている。
シリコン制御整流素子Q1の各部(アノードとゲート)
の電圧波形を第3図に示す。即ち、シリコン制御整流素
子Q1はトリガパルス発生回路2からのパルスにより導通
状態に入り、巻線L1によって発生されるフライバックの
負パルスによってターンオフさせられる。シリコン制御
整流素子Q1のカソードの電位が下がると、カソードの電
圧を検出している電圧検出回路3の検出出力によってト
リガパルス発生回路2からシリコン制御整流素子Q1のゲ
ートに供給される、トリガパルスの発生タイミングが早
くなり、シリコン制御整流素子Q1の導通期間を長くし、
コンデンサC1等への供給電荷を増やし、シリコン制御整
流素子Q1のカソード電位の低下を補なう。逆にシリコン
制御整流素子Q1のカソード電位が上った時はトリガパル
スの発生タイミングが遅くなり、シリコン制御整流素子
Q1の導通期間を短くする。尚、電源を投入した時のスタ
ート回路は本発明と直接関係ないので省略する。
一方、同期分離,水平発振,AFC回路を集積回路化した
回路4は水平ドライブ回路5を介して水平出力トランジ
スタQ2に接続されている。水平出力トランジスタQ2のコ
レクタは偏向ヨーク(図示せず)、フライバックトラン
スT1の1次側巻線L2および直列共振回路L3,C2を介して
電源に接続されている。尚、この直列共振回路L3,C2の
働きについては後述する。
ブラウン管(図示せず)の陽極にはフライバックトラ
ンスT1の高圧巻線L4が接続されており、高圧巻線L4のCR
Tへ接続される端子と反対側端子は平滑コンデンサC4及
び適当なインピーダンスをもってアース又はB電源に接
続され、又時にはCRTの明るさを制御する回路に接続さ
れたりする。即ち、コンデンサC4とインピーダンス素子
Zの交点の電位は、CRTの陽極電流が増すとそれに比例
して下がる。この点は加算回路6に接続されている。
巻線L5は、整流ダイオードD1と平滑コンデンサC3によ
りCRT陽極電圧にほぼ比例した電圧を発生させ、この電
圧は加算回路6に供給される。
この加算回路6は放射線保護の為のもので、上記巻線L5
と、コンデンサC4とインピーダンス素子Zの交点の出力
を適切に演算し、巻線L5の出力、又はコンデンサC4とイ
ンピータンス素子Zの交点の出力およびそれ等の適当な
演算値が、ある値以上になると、加算回路6の出力が
“H"(高レベル)になり、トランジスタQ3をオンにす
る。即ち、何らかの異常が発生し、ブラウン管の陽極電
圧が上昇又は陽極電流が増し、ある値を越えると加算回
路6の出力が“H"になり、トランジスタQ3をオンにす
る。それ以外の正常動作時は加算回路6の出力は“L"
(低レベル)で、トランジスタQ3はオフである。
一方、回路4内の水平発振回路の自由発振周波数の可
変抵抗R1、抵抗R2、コンデンサC5の時定数で決まり、R1
はそれの調整用可変抵抗器である。この同期分離,水平
発振,AFC回路4にはフライバックトランスT1の巻線L6よ
り抵抗R3、コンデンサC6を介してフライバックパルスが
供給される。また他端子から映像信号が供給され、回路
4内にある同期分離回路で分離された同期信号と上記フ
ライバックパルスとが位相比較され、これ比較出力が水
平発振回路に供給され、水平発振を映像信号と同期させ
ている。
しかるに、前述した様に、加算回路6の出力が“H"に
なり、トランジスタQ3がオンになると、コンデンサC5、
抵抗R1,R2で決まる自由水平発振周波数が、抵抗R2の両
端がショートされたことになり、このため水平AFCの保
持範囲以上に高くなり、ブラウン管面上の水平同期を外
ずし、ブラウン管の画面を異常な画面にし、視聴者に異
常の起きた事を知らしめる。
尚抵抗R1,R2の交点とトランジスタQ3のコレクタの間
の抵抗R6は、トランジスタQ3がONした時の水平発振周波
数が余り高くならないようにする為に挿入する事もあ
る。
また、水平出力トランジスタQ2のコレクタに巻線L2と
並列に入っている直列共振回路C2,L3は巻線L1のシリコ
ン制御整流素子Q1側端子に表われる負の水平フライバッ
クパルスの波形成形のためのものである。
発明が解決しようとする問題点
通常、この水平AFC回路の周波数保持範囲は通常のNTS
C方式に於て、15.7kHzを中心にしておおよそ±1〜1.5k
Hz位ある。従ってトランジスタQ3をオンる事によって水
平発振周波数を同期がとれないようにする為には、トラ
ンジスタQ3がオンした時に水平の自由発振周波数がおお
よそ17,2kHz以上になるようにしなければならない。こ
れは可変抵抗R1の調整位置及び抵抗R2、回路4、コンデ
ンサC5(抵抗R6を挿入してある時はR6)等のバラツキを
含めて保証しなければならない為、同期がかからないよ
うにするための水平自由発振周波数は19〜20kHz程度を
ねらう必要があり、前記の様なバラツキを含めると最高
は22〜23kHz位になる事が考えられる。
また、CRTの陽極電流が増すとフライバックトランジ
スタT1の磁気インピーダンスの変化等により、シリコン
制御整流素子Q1のアノードの電圧波形は第4の破線に示
す様にパルスの先の方の波形が細ってくる。こうなる
と、シリコン制御整流素子Q1がターンオフするには、シ
リコン制御整流素子Q1のアノードがカソードより電位が
充分低くなってから時間がかかる為、τ1の時点でオフ
になる。従って、シリコン制御整流そしいQ1がターンオ
フする時τ1のシリコン制御整流素子Q1のアノード電位
は、CRT陽極電流が増すと共に上昇して来て、ついには
シリコン制御整流素子Q1はこのフライバックパルスがア
ノードに加わってもターンオフしなくなる。この時、シ
リコン制御整流素子Q1は導通し放しになるのでシリコン
制御整流素子Q1はカソード電位は異常に上昇し、カソー
ドに接続されいてる回路に過負荷がかかり、最終的には
回路を破壊する。
この時、インダクタンスL3、コンデンサC2の共振回路
を付加するとCRTの陽極電流が増しても、第4図一点鎖
線の様なパルス波形の細りは少なくなる。従って上記に
述べた様な不都合はなくす事が出来る。又、共振回路L
3,C2の共振周波数が15.7kHzに近い程効果があり、通
常、前述したトランジスタQ3がオンになった時の水平周
波数より高く、又その範囲で出来る限り低いところにな
るようにインダクタンスL3、コンデンサC2の値を決定す
る。これはもし、水平発振周波数が共振回路L3,C2の共
振周波数になると、水平出力トランジスタQ2にL3,C2の
共振電流が流れ、水平出力トランジスタQ2を瞬時に破壊
する為である。
従って、C2,L3の共振周波数は絶対にトランジスタQ3
がオンした時の水平発振周波数以上にしておかなければ
ならない。しかし、この共振周波数が高くなる程前述し
たシリコン制御整流素子のQ1のアノードのフライバック
のパルス成形の効果は少なくなる。
従って、従来には上記の問題を解決する為に、コンデ
ンサC5、抵抗R2、回路4、コンデンサC2、インダクタン
スL3、抵抗R1及びR6が挿入されている場合は抵抗R6及び
その他の部品のバラツキを厳しく規制すると共に、フラ
イバックトランスT1の高圧出力の最大値を犠牲にしてい
た。即ち、ブラウン管のもっている性能を充分発揮出来
ない事があり、これは著しく商品価値を下げる事になっ
ていた。
本発明はかかる従来の問題点を解消するものであり、
簡単な回路を付加する事により、放射線保護回路が動作
した時の水平発振周波数を従来よりも低くする事が可能
な手段を提供するものである。
問題点を解決するための手段
本発明は、放射線保護回路が動作した時に、テレビジ
ョン受像機の水平AFC回路のループを開放もしくはAFCル
ープの利得を下げるようにした事を特徴とするものであ
る。
作用
本発明のテレビジョン受像機は、何らかの異常が生じ
て受像機の放射線保護回路が働き、受像機の水平発振周
波数を強制的に高くして同期外れの状態を作り、視聴者
に異常を知らしめる時、水平発振AFC回路のループを、
フライバックトランスよりの水平比較パルスを遮断する
等の手段により開放状態とし、もしくはAFCループの利
得を下げて上記同期外れの状態の水平発振周波数を放送
周波数よりそれ程高くなくする事により、この時の水平
出力トランジスタ又は電源回路等への過負荷を防止する
ことができる。
実施例
以下本発明の一実施例を第1図を用いて説明する。第
1図において第2図と同一物には同一番号を符して説明
する。第1図において従来例の問題点を解決するために
は、共振回路C2,L3の効果を大きくした時にシリコン制
御整流素子Q1が導通したままになる状態を避ける方法が
あれば良い。これにはトランジスタQ3がオンした時の水
平自由発振周波数を低くすれば良い。この為には、トラ
ンジスタQ3がオンになった時の水平AFCの保持範囲を極
端に少くするか、水平AFC回路を開けば、水平自由発振
周波数をほんの少しずらすだけでCRTを異常な画面とな
らせ得る。
抵抗R4,R5,トランジスタQ4は本発明によって付加され
た回路で、トランジスタQ4はコレクタをコンデンサC6と
抵抗R3の接続点に接続し、エミッタを接地しており、ベ
ースに抵抗R4,R5を接続している。抵抗R4の一端を加算
回路6の出力端に接続している。
上記構成において、トランジスタQ3がオンした状態で
は同じくトランジスタQ4もオンし、フライバックトラン
スT1の巻線L6より水平AFC回路に供給される比較用フラ
イバックパルスが抵抗R3と導通状態になったトランジス
タQ4の為に減衰してしまい回路4に加わらなくなる。従
ってこの時は水平AFC回路は開かれており、AFC動作はし
なく、AFCは周波数保持範囲をほとんどもたなくなり、
水平自由発振周波数をほんの少し100〜200Hz程度ずらす
だけで同期外れの状態を作り出せる。トランジスタQ3が
オンした時に水平自由発振周波数を上記の様に少くする
為にはトランジスタQ3のコレクタに適当な抵抗R6を挿入
すれば良い。
こうするといわゆる放射線保護回路が働いて水平周波数
をずらした時もこの周波数は正規の15.7kHzの一寸上に
なれば良く、17kHz以下にするのは容易であり、従って
共振回路C2,L3の共振周波数も従来のものより低いとこ
ろに設定でき、CRTの陽極電流が増したりした時にシリ
コン制御整流素子Q1が導通したままになるという不具合
な現象をなくすのに非常に効果がある。この様な効果は
電源電圧が上がった時も効果がある。即ち、シリコン制
御整流素子Q1のアノード波形の細りがないと、第3図の
τ1の時点でのシリコン制御整流素子Q1のアノードの電
位は共振回路L3,C2のない時より低くなるので、シリコ
ン制御整流素子Q1が導通したままとなる誤動作にも効果
が大きい。
また、本構成を用いると回路4,C5,R1,C2,L3等のバラツ
キが許される範囲も大きくなり、設計のし易さ、コスト
の低減がはかれる。
なお、本例では水平AFCループ開放状態にするのに比
較パルスの供給系路を切ったが、他に同期分離回路への
映像信号入力を切っても良いし、同期分離回路の出力を
切っても良い。また、水平AFCループを開放する代わり
に、AFC回路のループ利得を充分に下げるようにしても
よい。
発明の効果
以上の様に、本発明によれば、極めて安価に、テレビ
ジョン受像機の故障をなくす事ができ、設計のし易さ、
又高価な部品であるコンデンサC2,C5、集積回路等のバ
ラツキも広く許せる様になり、その効果は極めて大きい
ものである。なお、放射線保護回路が働いた時に通常動
作時と余り違わない水平周波数で異常な状態を作る事
は、通常と余り違わない負荷状態で異常を作れ、この点
で水平出力回路及び電源回路等の信頼性も向上する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a television receiver, and more particularly to a radiation protection circuit. 2. Description of the Related Art Generally, a television receiver, particularly a television receiver for the United States and Canada, is always provided with a radiation protection circuit. Hereinafter, a conventional example will be described. FIG. 2 shows a power supply stabilization circuit, a horizontal oscillation circuit, a horizontal AFC circuit, a horizontal drive circuit, a horizontal output circuit, and a radiation protection circuit of the television receiver. An outline of the configuration and operation of FIG. 2 will be described. The commercial AC power is passed through the power supply rectifying / smoothing circuit 1 and converted to DC, output to its output terminal, and supplied to the anode of the silicon controlled rectifier Q1 via the winding L1 of the flyback transformer T1. The gate of the silicon controlled rectifier Q1 is connected to the trigger pulse generation circuit 2. The trigger pulse generation circuit 2 is supplied with a detection output signal of a voltage detection circuit 3 connected to the cathode of the silicon controlled rectifier Q1 and a horizontal pulse from the flyback transformer T1. Parts of silicon controlled rectifier Q1 (anode and gate)
FIG. 3 shows the voltage waveform of FIG. That is, the silicon controlled rectifier element Q1 enters a conductive state by a pulse from the trigger pulse generation circuit 2, and is turned off by a flyback negative pulse generated by the winding L1. When the potential of the cathode of the silicon controlled rectifier Q1 decreases, the trigger pulse supplied from the trigger pulse generation circuit 2 to the gate of the silicon controlled rectifier Q1 by the detection output of the voltage detection circuit 3 that detects the cathode voltage, The generation timing is earlier, the conduction period of the silicon control rectifier Q1 is longer,
The charge supplied to the capacitor C1 and the like is increased to compensate for the decrease in the cathode potential of the silicon control rectifier Q1. Conversely, when the cathode potential of the silicon controlled rectifier Q1 rises, the trigger pulse generation timing is delayed,
Shorten the conduction period of Q1. Note that the start circuit when the power is turned on is not directly related to the present invention, and is therefore omitted. On the other hand, a circuit 4 in which the sync separation, horizontal oscillation, and AFC circuit are integrated is connected to a horizontal output transistor Q2 via a horizontal drive circuit 5. The collector of the horizontal output transistor Q2 is connected to a power supply via a deflection yoke (not shown), the primary winding L2 of the flyback transformer T1, and the series resonance circuits L3 and C2. The operation of the series resonance circuits L3 and C2 will be described later. The cathode of the cathode ray tube (not shown) is connected to the high-voltage winding L4 of the flyback transformer T1, and the CR of the high-voltage winding L4 is
The terminal opposite to the terminal connected to T is connected to a grounding or B power supply with a smoothing capacitor C4 and a suitable impedance, and sometimes to a circuit for controlling the brightness of the CRT. That is, the potential at the intersection of the capacitor C4 and the impedance element Z decreases in proportion to the increase in the anode current of the CRT. This point is connected to the adding circuit 6. The winding L5 generates a voltage substantially proportional to the CRT anode voltage by the rectifier diode D1 and the smoothing capacitor C3, and this voltage is supplied to the adding circuit 6. This addition circuit 6 is for protecting the radiation, and the above-mentioned winding L5
And the output of the winding L5, or the output of the intersection of the capacitor C4 and the impedance element Z and the appropriate calculated value of the output of the intersection of the capacitor C4 and the impedance element Z exceed a certain value. Then, the output of the adding circuit 6 becomes "H" (high level), turning on the transistor Q3. That is, when some abnormality occurs and the anode voltage of the cathode ray tube rises or the anode current increases and exceeds a certain value, the output of the adding circuit 6 becomes "H" and the transistor Q3 is turned on. During other normal operations, the output of the adder circuit 6 is "L".
(Low level), transistor Q3 is off. On the other hand, the free oscillation frequency of the horizontal oscillation circuit in the circuit 4 is determined by the time constant of the variable resistor R1, the resistor R2, and the capacitor C5.
Is a variable resistor for adjusting it. A flyback pulse is supplied from the winding L6 of the flyback transformer T1 to the synchronous separation, horizontal oscillation, and AFC circuit 4 via the resistor R3 and the capacitor C6. A video signal is supplied from another terminal, and the phase of the flyback pulse is compared with the phase of the sync signal separated by the sync separation circuit in the circuit 4. The comparison output is supplied to a horizontal oscillation circuit, and the horizontal oscillation is output. Synchronized with the signal. However, as described above, when the output of the adding circuit 6 becomes “H” and the transistor Q3 is turned on, the capacitors C5,
The free horizontal oscillation frequency determined by the resistors R1 and R2 becomes higher than the holding range of the horizontal AFC because both ends of the resistor R2 are short-circuited. To an abnormal screen and inform the viewer that an abnormality has occurred. The resistor R6 between the intersection of the resistors R1 and R2 and the collector of the transistor Q3 may be inserted to prevent the horizontal oscillation frequency when the transistor Q3 is turned on from becoming too high. The series resonant circuits C2 and L3 in the collector of the horizontal output transistor Q2 in parallel with the winding L2 are used to shape the waveform of the negative horizontal flyback pulse that appears at the silicon-controlled rectifier Q1 terminal of the winding L1. belongs to. Problems to be Solved by the Invention Normally, the frequency holding range of this horizontal AFC circuit is a normal NTS
In the C system, about ± 1 to 1.5k around 15.7kHz
There is about Hz. Therefore, in order to prevent the horizontal oscillation frequency from being synchronized by turning on the transistor Q3, the horizontal free oscillation frequency must be about 17.2 kHz or more when the transistor Q3 is turned on. This must be guaranteed including the adjustment position of the variable resistor R1 and the variations of the resistor R2, the circuit 4, the capacitor C5 (R6 when the resistor R6 is inserted), etc. The horizontal free oscillation frequency needs to be set to about 19 to 20 kHz, and the maximum is considered to be about 22 to 23 kHz when the above-mentioned variation is included. When the anode current of the CRT increases, the voltage waveform of the anode of the silicon controlled rectifier element Q1 becomes thinner as shown by the fourth broken line due to a change in the magnetic impedance of the flyback transistor T1 and the like. come. When this happens, a silicon controlled rectifier Q1 turns off, the anode of the silicon controlled rectifier Q1 is because it takes time from when the potential than the cathode is sufficiently low, turned off at the time of tau 1. Therefore, the anode potential of tau 1 silicon controlled rectifier Q1 when SCR Soshii Q1 is turned off, the come increased with CRT anode current increases, the silicon controlled rectifier Q1 finally this flyback pulse It does not turn off when applied to the anode. At this time, the silicon controlled rectifier Q1 conducts and is released, so that the cathode potential of the silicon controlled rectifier Q1 abnormally rises, overloading the circuit connected to the cathode, and eventually destroying the circuit. At this time, if the resonance circuit of the inductance L3 and the capacitor C2 is added, even if the anode current of the CRT increases, the narrowing of the pulse waveform as shown by the chain line in FIG. 4 decreases. Therefore, the disadvantages described above can be eliminated. Also, the resonance circuit L
3, The effect is closer as the resonance frequency of C2 is closer to 15.7 kHz, usually the inductance L3 and the capacitor so that they are higher than the horizontal frequency when the transistor Q3 is turned on, and as low as possible in that range. Determine the value of C2. This is because if the horizontal oscillation frequency becomes the resonance frequency of the resonance circuits L3 and C2, the resonance current of L3 and C2 flows through the horizontal output transistor Q2, and the horizontal output transistor Q2 is instantaneously destroyed. Therefore, the resonance frequency of C2 and L3 is
Must be equal to or higher than the horizontal oscillation frequency when the switch is turned on. However, as the resonance frequency increases, the effect of the pulse shaping of the flyback of the anode of Q1 of the silicon controlled rectifier described above decreases. Therefore, conventionally, in order to solve the above problem, when the capacitor C5, the resistor R2, the circuit 4, the capacitor C2, the inductance L3, and the resistors R1 and R6 are inserted, the variation of the resistor R6 and other components is strictly reduced. Regulation and sacrifices the maximum high-voltage output of the flyback transformer T1. That is, the performance of the cathode ray tube may not be sufficiently exhibited, which significantly lowers the commercial value. The present invention is to solve such a conventional problem,
By adding a simple circuit, it is possible to provide a means capable of lowering the horizontal oscillation frequency when the radiation protection circuit is operated as compared with the conventional case. Means for Solving the Problems The present invention is characterized in that when the radiation protection circuit is activated, the horizontal AFC circuit loop of the television receiver is opened or the gain of the AFC loop is reduced. . Function In the television receiver of the present invention, a certain abnormality occurs, the radiation protection circuit of the receiver operates, the horizontal oscillation frequency of the receiver is forcibly increased, an out-of-synchronization state is created, and the viewer is notified of the abnormality. When closing, the loop of horizontal oscillation AFC circuit,
At this time, the horizontal oscillation frequency in the out-of-synchronization state is not made much higher than the broadcasting frequency by opening the horizontal comparison pulse from the flyback transformer by means such as cutting off the horizontal comparison pulse or by lowering the gain of the AFC loop. Overload on a horizontal output transistor, a power supply circuit, or the like can be prevented. Embodiment An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. In FIG. 1, the same components as those in FIG. In order to solve the problems of the conventional example in FIG. 1, it is sufficient if there is a method of avoiding a state in which the silicon controlled rectifier element Q1 remains conductive when the effect of the resonance circuits C2 and L3 is increased. This can be achieved by lowering the horizontal free oscillation frequency when the transistor Q3 is turned on. For this purpose, the holding range of the horizontal AFC when the transistor Q3 is turned on is extremely reduced, or if the horizontal AFC circuit is opened, the CRT will become an abnormal screen by only slightly shifting the horizontal free oscillation frequency. I can do it. The resistors R4 and R5 and the transistor Q4 are circuits added according to the present invention.The transistor Q4 has a collector connected to a connection point between the capacitor C6 and the resistor R3, an emitter grounded, and a base connected to the resistors R4 and R5. ing. One end of the resistor R4 is connected to the output terminal of the adding circuit 6. In the above configuration, when the transistor Q3 is turned on, the transistor Q4 is also turned on, and the comparison flyback pulse supplied from the winding L6 of the flyback transformer T1 to the horizontal AFC circuit becomes conductive with the resistor R3. Therefore, it is attenuated and does not enter the circuit 4. Therefore, at this time, the horizontal AFC circuit is open, AFC operation is not performed, AFC has almost no frequency holding range,
An out-of-synchronization state can be created by shifting the horizontal free oscillation frequency a little by about 100 to 200 Hz. To reduce the horizontal free oscillation frequency as described above when the transistor Q3 is turned on, an appropriate resistor R6 may be inserted into the collector of the transistor Q3. In this way, even when the so-called radiation protection circuit operates and shifts the horizontal frequency, this frequency only needs to be one dimension of the regular 15.7 kHz, and it is easy to set it to 17 kHz or less, so that the resonance frequency of the resonance circuits C2 and L3 Can be set lower than the conventional one, which is very effective in eliminating the disadvantageous phenomenon that the silicon control rectifier element Q1 remains conductive when the anode current of the CRT increases. Such an effect is effective even when the power supply voltage increases. That is, when there is no thinning of the anode waveform silicon controlled rectifier Q1, since the anode potential of the silicon controlled rectifier Q1 at the time of tau 1 of FIG. 3 becomes lower than when there is no resonance circuit L3, C2, silicon It is also highly effective for malfunctions in which the control rectifier Q1 remains conductive. Further, when this configuration is used, the range in which the variations of the circuits 4, C5, R1, C2, L3, etc. are allowed is increased, and the design is easy and the cost is reduced. In this example, the supply path of the comparison pulse was cut to make the horizontal AFC loop open, but the video signal input to the sync separation circuit may be cut off, or the output of the sync separation circuit may be cut off. Is also good. Instead of opening the horizontal AFC loop, the loop gain of the AFC circuit may be sufficiently reduced. Effects of the Invention As described above, according to the present invention, extremely inexpensive, it is possible to eliminate the failure of the television receiver, ease of design,
Also, variations in capacitors C2 and C5, which are expensive parts, integrated circuits, and the like can be widely accepted, and the effect is extremely large. In addition, when the radiation protection circuit is activated, creating an abnormal state at a horizontal frequency that is not significantly different from that during normal operation can create an abnormality under a load condition that is not significantly different from normal, and in this regard, the horizontal output circuit and power supply circuit etc. Reliability is also improved.
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明の一実施例におけるテレビジョン受像機
の回路図、第2図は従来例のテレビジョン受像機の回路
図、第3図a,bは第2図の要部の電圧波形図、第4図は
第2図の作用を説明するための要部電圧波形図である。
T1……フライバックトランス、4……同期分離・水平発
振・AFC回路、6……加算回路、Q2……水平出力トラン
ジスタ、Q3,Q4……トランジスタ、R1……可変抵抗器、R
2〜R6……抵抗器、C1〜C6……コンデンサ。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a circuit diagram of a television receiver according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram of a conventional television receiver, and FIGS. FIG. 4 is a main part voltage waveform diagram for explaining the operation of FIG. 2. T1: Flyback transformer, 4: Synchronous separation / horizontal oscillation / AFC circuit, 6: Addition circuit, Q2: Horizontal output transistor, Q3, Q4: Transistor, R1: Variable resistor, R
2 to R6: resistor, C1 to C6: capacitor.
Claims (1)
る第1の検出手段と、陽極電圧に対応した検出信号を出
力する第2の検出手段と、前記第1と第2の検出手段か
らの検出出力を演算して合成した合成信号を出力する演
算手段と、前記第1の検出手段からの検出出力又は前記
第2の検出手段からの検出出力又は前記合成信号出力の
値が所定値以上になると異常検出信号を出力する異常検
出手段と、切換え可能な発振時定数回路を有する水平発
振回路と、映像信号の同期信号と位相比較されるフライ
バックパルスをAFC回路に供給するフライバックパルス
供給手段と、前記異常検出信号により前記フライバック
パルス供給手段を制御する供給制御手段とを備え、前記
異常検出手段から出力される異常検出信号により発振時
定数回路の時定数を切換えて前記水平発振回路の水平発
振周波数を放送信号の水平同期信号と異ならせるととも
に、前記供給制御手段により前記フライバックパルス供
給手段を制御してフライバックパルスを減衰させること
により、AFC回路のループを開くか又はこのループの利
得を下げるようにしたことを特徴とするテレビジョン受
像機。(57) [Claims] First detection means for outputting a detection signal corresponding to the anode current of the cathode ray tube; second detection means for outputting a detection signal corresponding to the anode voltage; and detection outputs from the first and second detection means. Calculating means for outputting a synthesized signal obtained by calculating and synthesizing; detecting an abnormality when a detection output from the first detecting means, a detection output from the second detecting means, or a value of the synthesized signal output becomes a predetermined value or more; Abnormality detection means for outputting a signal, a horizontal oscillation circuit having a switchable oscillation time constant circuit, flyback pulse supply means for supplying a flyback pulse, which is compared in phase with a synchronization signal of a video signal, to an AFC circuit, Supply control means for controlling the flyback pulse supply means with an abnormality detection signal, and switching the time constant of the oscillation time constant circuit with the abnormality detection signal output from the abnormality detection means By making the horizontal oscillation frequency of the horizontal oscillation circuit different from the horizontal synchronization signal of the broadcast signal, and by controlling the flyback pulse supply means by the supply control means to attenuate the flyback pulse, the loop of the AFC circuit is reduced. A television receiver, which is open or reduces the gain of this loop.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61107011A JP2696816B2 (en) | 1986-05-09 | 1986-05-09 | TV receiver |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61107011A JP2696816B2 (en) | 1986-05-09 | 1986-05-09 | TV receiver |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62263774A JPS62263774A (en) | 1987-11-16 |
JP2696816B2 true JP2696816B2 (en) | 1998-01-14 |
Family
ID=14448238
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61107011A Expired - Lifetime JP2696816B2 (en) | 1986-05-09 | 1986-05-09 | TV receiver |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2696816B2 (en) |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS524117A (en) * | 1975-06-27 | 1977-01-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Extraordinary high-tension preventing circuit |
JPS5271124A (en) * | 1975-12-10 | 1977-06-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Protection device of television receiver |
JPS608694B2 (en) * | 1977-07-05 | 1985-03-05 | 大日本インキ化学工業株式会社 | thermosetting resin composition |
JPS59843U (en) * | 1982-06-26 | 1984-01-06 | ワイケイケイ株式会社 | Kasagi mounting structure |
JPS6022694U (en) * | 1983-07-23 | 1985-02-16 | 株式会社 ニチベイ | slanted window blinds |
-
1986
- 1986-05-09 JP JP61107011A patent/JP2696816B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS62263774A (en) | 1987-11-16 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4042858A (en) | Television receiver protection circuit | |
JP2602011B2 (en) | Television display | |
US4788591A (en) | Switched-mode power supply for a television receiver provided with a stand-by system | |
JPS59843Y2 (en) | TV show | |
JPH04229772A (en) | Video display device | |
KR100240806B1 (en) | Television sync. and phase detector disable circuit | |
JP2696816B2 (en) | TV receiver | |
CA1231180A (en) | Frequency switching circuit for multiple scan rate video display apparatus | |
KR100254639B1 (en) | Power regulation during start up and shut down | |
EP0520141B1 (en) | High voltage shutdown circuit | |
CA1230689A (en) | Oscillator-frequency control interface circuit | |
JPH0582110B2 (en) | ||
JP3458961B2 (en) | Deflection circuit | |
US6252361B1 (en) | High-voltage power supply disabling circuit for video display | |
GB2204461A (en) | Synchronizing-signal separation circuit | |
JPS6036924Y2 (en) | Horizontal oscillation frequency control circuit | |
JP2560532B2 (en) | Horizontal high voltage output protection circuit | |
KR970005221B1 (en) | Television fault protection apparatus | |
JPH04257168A (en) | Television receiver | |
JP3269119B2 (en) | Television receiver | |
US3715493A (en) | Service switch arrangement for improved interlace performance | |
JPS633268Y2 (en) | ||
JP2962760B2 (en) | Horizontal synchronization circuit | |
JPS6114221Y2 (en) | ||
JPS6195673A (en) | Multiscan-type receiver |