JP2657328B2 - テレビジョン受像機用色復調回路のｉ軸検出回路 - Google Patents
テレビジョン受像機用色復調回路のｉ軸検出回路Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N11/00—Colour television systems
- H04N11/06—Transmission systems characterised by the manner in which the individual colour picture signal components are combined
- H04N11/12—Transmission systems characterised by the manner in which the individual colour picture signal components are combined using simultaneous signals only
- H04N11/14—Transmission systems characterised by the manner in which the individual colour picture signal components are combined using simultaneous signals only in which one signal, modulated in phase and amplitude, conveys colour information and a second signal conveys brightness information, e.g. NTSC-system
- H04N11/146—Decoding means therefor
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/64—Circuits for processing colour signals
- H04N9/66—Circuits for processing colour signals for synchronous demodulators
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＮＴＳＣ方式のテレビジ
ョン受像機の色復調回路で用いるＩ軸検出回路に関する
ものである。
ョン受像機の色復調回路で用いるＩ軸検出回路に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】ＮＴＳＣ方式のテレビジョン受像機の色
復調回路として２軸色復調回路がある。ＮＴＳＣ方式で
は人間の眼の色に対する解像度が、図６に示すオレンジ
系のシアン系（Ｉ軸方向に相当）に優れており、緑系と
マゼンタ系（Ｑ軸方向に相当）には劣っていることを利
用して色信号を効率良く伝送する。すなわちＮＴＳＣ方
式ではＩ軸方向の伝送帯域を広くしＱ軸方向には帯域に
狭くすることにより色信号を効率良く伝送している。
復調回路として２軸色復調回路がある。ＮＴＳＣ方式で
は人間の眼の色に対する解像度が、図６に示すオレンジ
系のシアン系（Ｉ軸方向に相当）に優れており、緑系と
マゼンタ系（Ｑ軸方向に相当）には劣っていることを利
用して色信号を効率良く伝送する。すなわちＮＴＳＣ方
式ではＩ軸方向の伝送帯域を広くしＱ軸方向には帯域に
狭くすることにより色信号を効率良く伝送している。
【０００３】更にＮＴＳＣ方式では、これらの信号を平
衡変調し輝度信号と多重して伝送している。ここで受信
側では、この多重された信号から色信号を分離した後に
Ｉ軸とＱ軸を検出し色復調を行う。この操作が２軸色復
調である。
衡変調し輝度信号と多重して伝送している。ここで受信
側では、この多重された信号から色信号を分離した後に
Ｉ軸とＱ軸を検出し色復調を行う。この操作が２軸色復
調である。
【０００４】この２軸色復調回路の従来例としては、
「ＮＨＫテレビ技術教科書［上］日本放送協会編」があ
る。なお２軸色復調では、Ｉ軸検出もＱ軸検出も検出の
原理は同じであるので、以下Ｉ軸検出回路について述べ
る。
「ＮＨＫテレビ技術教科書［上］日本放送協会編」があ
る。なお２軸色復調では、Ｉ軸検出もＱ軸検出も検出の
原理は同じであるので、以下Ｉ軸検出回路について述べ
る。
【０００５】以下、図面を参照しながら、従来用いられ
ているＩ軸検出回路の一例について説明する。図５は、
従来のＩ軸検出回路のブロック図を示すものである。
ているＩ軸検出回路の一例について説明する。図５は、
従来のＩ軸検出回路のブロック図を示すものである。
【０００６】図５において、１はクロマ信号Ｓ１の入力
端子、２はカラーバースト・ゲート信号Ｓ ２ ′の入力端
子、３は帯域増幅回路、４はＡＣＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉ
ｃＣｏｌｏｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路、５はカラーバー
スト信号増幅回路、６は３．５８ＭＨｚ発生回路、７は
Ｉ軸復調回路、８は移相回路、９はＩ軸検波出力Ｓ ３ を
出力する出力端子である。
端子、２はカラーバースト・ゲート信号Ｓ ２ ′の入力端
子、３は帯域増幅回路、４はＡＣＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉ
ｃＣｏｌｏｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路、５はカラーバー
スト信号増幅回路、６は３．５８ＭＨｚ発生回路、７は
Ｉ軸復調回路、８は移相回路、９はＩ軸検波出力Ｓ ３ を
出力する出力端子である。
【０００７】以上のように構成されたＩ軸検出回路につ
いて、以下その動作を説明する。
いて、以下その動作を説明する。
【０００８】入力端子１からのクロマ信号Ｓ１を帯域増
幅回路３でＩ軸復調に必要なレベルまで増幅する。ここ
でＡＣＣ回路４は帯域増幅回路３の利得を自動的に調整
する回路で、Ｉ軸復調回路７に加える搬送色信号のレベ
ルを一定にするものである。
幅回路３でＩ軸復調に必要なレベルまで増幅する。ここ
でＡＣＣ回路４は帯域増幅回路３の利得を自動的に調整
する回路で、Ｉ軸復調回路７に加える搬送色信号のレベ
ルを一定にするものである。
【０００９】また、カラーバースト信号増幅回路５は、
クロマ信号Ｓ１からカラーバースト信号Ｓ２を抜き出し
増幅する回路である。カラーバースト信号増幅回路５で
増幅されたカラーバースト信号Ｓ２は、３．５８ＭＨｚ
発生回路６に入力され、Ｉ軸復調回路７で使用されるカ
ラーバースト信号が作られる。
クロマ信号Ｓ１からカラーバースト信号Ｓ２を抜き出し
増幅する回路である。カラーバースト信号増幅回路５で
増幅されたカラーバースト信号Ｓ２は、３．５８ＭＨｚ
発生回路６に入力され、Ｉ軸復調回路７で使用されるカ
ラーバースト信号が作られる。
【００１０】ここで図６（１）に示すようにＩ軸はカラ
ーバースト信号Ｓ２より位相が５７度遅れているので移
相回路８で３．５８ＭＨｚ発生回路６の出力を５７度遅
らせる。Ｉ軸復調回路７では、帯域増幅されたクロマ信
号Ｓ１と移相回路８の出力とがアナログ乗算器で乗算さ
れＩ軸検波出力Ｓ３（図６の（２））が出力端子９より
出力される。
ーバースト信号Ｓ２より位相が５７度遅れているので移
相回路８で３．５８ＭＨｚ発生回路６の出力を５７度遅
らせる。Ｉ軸復調回路７では、帯域増幅されたクロマ信
号Ｓ１と移相回路８の出力とがアナログ乗算器で乗算さ
れＩ軸検波出力Ｓ３（図６の（２））が出力端子９より
出力される。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記、
図５に示すＩ軸復調回路７はアナログ乗算器で構成され
ており、Ｉ軸検出回路を、ディジタル回路で実現するに
は、クロマ信号Ｓ１のサンプリング点での位相検出が困
難であるという問題を有していた。
図５に示すＩ軸復調回路７はアナログ乗算器で構成され
ており、Ｉ軸検出回路を、ディジタル回路で実現するに
は、クロマ信号Ｓ１のサンプリング点での位相検出が困
難であるという問題を有していた。
【００１２】本発明はこのような事情に鑑み、ディジタ
ル回路でもってクロマ信号のサンプリング点からＩ軸の
位相を検出することができるテレビジョン受像機用色復
調回路のＩ軸検出回路を提供することを目的とする。
ル回路でもってクロマ信号のサンプリング点からＩ軸の
位相を検出することができるテレビジョン受像機用色復
調回路のＩ軸検出回路を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のテレビジョン受像機用色復調回路のＩ軸検
出回路は、クロマ信号（サンプリング周波数ｆ１）を、
周波数ｆ２（ｆ１／Ｎ）で、かつ、１クロック（１／ｆ
１）ずつシフトしたＮ相のサブサンプリングパルスによ
ってサブサンプリングを行う第１相から第Ｎ相用のサブ
サンプリング回路と、カラーバースト・ゲート信号で動
作が制御され前記Ｎ個のサブサンプリング回路の出力で
あるサブサンプル値のうちの１つをＩ軸の位相パルスと
して選択するための選択信号を得るＩ軸判定回路と、該
Ｉ軸判定回路の選択信号により前記Ｎ相のサブサンプリ
ングパルスのうちの１つをＩ軸の位相パルスとして選択
し出力する選択回路と、前記クロマ信号を該選択回路か
らのＩ軸の位相パルスでサブサンプリングを行いＩ軸検
波出力を得る第Ｎ＋１サブサンプリング回路とを有する
ことを特徴とする。
に、本発明のテレビジョン受像機用色復調回路のＩ軸検
出回路は、クロマ信号（サンプリング周波数ｆ１）を、
周波数ｆ２（ｆ１／Ｎ）で、かつ、１クロック（１／ｆ
１）ずつシフトしたＮ相のサブサンプリングパルスによ
ってサブサンプリングを行う第１相から第Ｎ相用のサブ
サンプリング回路と、カラーバースト・ゲート信号で動
作が制御され前記Ｎ個のサブサンプリング回路の出力で
あるサブサンプル値のうちの１つをＩ軸の位相パルスと
して選択するための選択信号を得るＩ軸判定回路と、該
Ｉ軸判定回路の選択信号により前記Ｎ相のサブサンプリ
ングパルスのうちの１つをＩ軸の位相パルスとして選択
し出力する選択回路と、前記クロマ信号を該選択回路か
らのＩ軸の位相パルスでサブサンプリングを行いＩ軸検
波出力を得る第Ｎ＋１サブサンプリング回路とを有する
ことを特徴とする。
【００１４】
【作用】本発明によれば、Ｉ軸検出回路のＩ軸判定回路
において、カラーバースト信号（サンプリング周波数ｆ
１）の最大値Ｍ１と、その１クロック後のデータＭ２を
検出し、それらの値を比較することで、クロマ信号のサ
ンプリング点からＩ軸の位相を検出することにより、デ
ィジタル回路での実施を可能とする。
において、カラーバースト信号（サンプリング周波数ｆ
１）の最大値Ｍ１と、その１クロック後のデータＭ２を
検出し、それらの値を比較することで、クロマ信号のサ
ンプリング点からＩ軸の位相を検出することにより、デ
ィジタル回路での実施を可能とする。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の一実施例におけるＩ軸検出回
路について、図面を参照しながら説明する。図１は、本
発明の一実施例におけるＩ軸検出回路のブロック図を示
すものであり、Ｎ相の値を６とした場合について説明す
る。
路について、図面を参照しながら説明する。図１は、本
発明の一実施例におけるＩ軸検出回路のブロック図を示
すものであり、Ｎ相の値を６とした場合について説明す
る。
【００１６】図１において、１０は６相（Ｎ＝６）のサ
ブサンプリングパルス発生回路で、クロマ信号Ｓ１（サ
ンプリング周波数ｆ１）を、周波数ｆ２（ｆ１／Ｎ）
で、かつ、１クロック（１／ｆ１）ずつシフトした６相
のサブサンプリングパルスを発生する。１１〜１６は６
個のサブサンプリング回路で、クロマ信号Ｓ１を、６相
のサブサンプリングパルス発生回路１０からのサブサン
プリングパルスによりサブサンプリングする。１７はＩ
軸判定回路で、前記サブサンプリング回路１１〜１６の
出力のサブサンプル値を入力とし、カラーバースト・ゲ
ート信号Ｓ２′で動作が制御（ＯＮ／ＯＦＦ）され、前
記６個のサブサンプル値のうちの１つをＩ軸の位相パル
スの選択信号Ｓ４として出力する。１８は選択回路で、
該Ｉ軸の位相パルスの選択信号Ｓ４により前記６相のサ
ブサンプリングパルス発生回路１０からのサブサンプリ
ングパルスのうちの１つを選択したＩ軸の位相パルスＳ
５を得る。１９は第Ｎ＋１サブサンプリング回路で、ク
ロマ信号Ｓ１を前記選択回路１８からのＩ軸の位相パル
スＳ５でサブサンプリングを行いＩ軸検波出力Ｓ３を出
力端子９に得る。
ブサンプリングパルス発生回路で、クロマ信号Ｓ１（サ
ンプリング周波数ｆ１）を、周波数ｆ２（ｆ１／Ｎ）
で、かつ、１クロック（１／ｆ１）ずつシフトした６相
のサブサンプリングパルスを発生する。１１〜１６は６
個のサブサンプリング回路で、クロマ信号Ｓ１を、６相
のサブサンプリングパルス発生回路１０からのサブサン
プリングパルスによりサブサンプリングする。１７はＩ
軸判定回路で、前記サブサンプリング回路１１〜１６の
出力のサブサンプル値を入力とし、カラーバースト・ゲ
ート信号Ｓ２′で動作が制御（ＯＮ／ＯＦＦ）され、前
記６個のサブサンプル値のうちの１つをＩ軸の位相パル
スの選択信号Ｓ４として出力する。１８は選択回路で、
該Ｉ軸の位相パルスの選択信号Ｓ４により前記６相のサ
ブサンプリングパルス発生回路１０からのサブサンプリ
ングパルスのうちの１つを選択したＩ軸の位相パルスＳ
５を得る。１９は第Ｎ＋１サブサンプリング回路で、ク
ロマ信号Ｓ１を前記選択回路１８からのＩ軸の位相パル
スＳ５でサブサンプリングを行いＩ軸検波出力Ｓ３を出
力端子９に得る。
【００１７】以下、その動作を説明すると、まず、クロ
マ信号Ｓ１（サンプリング周波数ｆ１）を、周波数ｆ２
（ｆ１／６）で、かつ、１クロック（１／ｆ１）ずつシ
フトした６相のサブサンプリングパルス発生回路１０か
らのサブサンプリングパルスで駆動されるサブサンプリ
ング回路１１〜１６でもって夫々順次にサブサンプリン
グする。これにより、クロマ信号は、図４に示すように
６点でサブサンプリングされる。
マ信号Ｓ１（サンプリング周波数ｆ１）を、周波数ｆ２
（ｆ１／６）で、かつ、１クロック（１／ｆ１）ずつシ
フトした６相のサブサンプリングパルス発生回路１０か
らのサブサンプリングパルスで駆動されるサブサンプリ
ング回路１１〜１６でもって夫々順次にサブサンプリン
グする。これにより、クロマ信号は、図４に示すように
６点でサブサンプリングされる。
【００１８】次にこのサブサンプリング回路１１〜１６
から出力される６相のサブサンプル値をＩ軸判定回路１
７に入力する。このＩ軸判定回路はカラーバースト・ゲ
ート信号Ｓ２′でその動作が制御（ＯＮ／ＯＦＦ）され
Ｉ軸の位相パルスの選択信号Ｓ４を選択回路１８へ出力
する。この選択回路には前記６相のサブサンプリングパ
ルス発生回路１０からのサブサンプリングパルスが入力
され、上記Ｉ軸の位相パルスの選択信号Ｓ４によって６
相のサブサンプリングパルスのうちから判定したＩ軸の
位相パルスＳ５を第Ｎ＋１サブサンプリング回路１９へ
出力する。この第Ｎ＋１サブサンプリング回路には前記
クロマ信号Ｓ１が入力されており、該クロマ信号Ｓ１を
サブサンプリングすることにより出力端子９にＩ軸検波
出力Ｓ３を得ることができる。
から出力される６相のサブサンプル値をＩ軸判定回路１
７に入力する。このＩ軸判定回路はカラーバースト・ゲ
ート信号Ｓ２′でその動作が制御（ＯＮ／ＯＦＦ）され
Ｉ軸の位相パルスの選択信号Ｓ４を選択回路１８へ出力
する。この選択回路には前記６相のサブサンプリングパ
ルス発生回路１０からのサブサンプリングパルスが入力
され、上記Ｉ軸の位相パルスの選択信号Ｓ４によって６
相のサブサンプリングパルスのうちから判定したＩ軸の
位相パルスＳ５を第Ｎ＋１サブサンプリング回路１９へ
出力する。この第Ｎ＋１サブサンプリング回路には前記
クロマ信号Ｓ１が入力されており、該クロマ信号Ｓ１を
サブサンプリングすることにより出力端子９にＩ軸検波
出力Ｓ３を得ることができる。
【００１９】図２は、図１に示すＩ軸判定回路１７の第
１の実施例のブロック図を示し、１７−１〜１７−６は
加算平均回路で、入力端子２からのカラーバースト・ゲ
ート信号Ｓ２′で動作が制御（ＯＮ／ＯＦＦ）され、該
加算平均回路がＯＮの時に入力されたサブサンプリング
回路１１〜１６（図１参照）の出力であるサブサンプル
値を最大値検出回路１７−７及びＫ倍回路１７−８〜１
７−１３へ出力する。
１の実施例のブロック図を示し、１７−１〜１７−６は
加算平均回路で、入力端子２からのカラーバースト・ゲ
ート信号Ｓ２′で動作が制御（ＯＮ／ＯＦＦ）され、該
加算平均回路がＯＮの時に入力されたサブサンプリング
回路１１〜１６（図１参照）の出力であるサブサンプル
値を最大値検出回路１７−７及びＫ倍回路１７−８〜１
７−１３へ出力する。
【００２０】最大値検出回路１７−７は、カラーバース
ト信号Ｓ２（サンプリング周波数ｆ１）に対し、６種類
のサブサンプリングパルスでサブサンプリングされた６
個の値より、その最大値Ｍ１と、その１クロック後のカ
ラーバースト信号Ｓ２の値（データ）Ｍ２を検出する。
Ｋ倍回路１７−８〜１７−１３は前記加算平均回路１７
−１〜１７−６からの加算平均された信号を係数Ｋ倍す
る。１７−１４〜１７−１９は比較器で、第ｍ相（１≦
ｍ≦Ｎ）用のＫ倍回路１７−８〜１７−１３の出力と、
第ｍ＋１相用の加算平均回路１７−１〜１７−６（但
し、ｍ＋１＞Ｎの場合には第１相用の加算平均回路）の
出力とを比較する。１７−２１はＩ軸選択回路で前記比
較器１７−１４〜１７−１９の比較出力を、最大値検出
回路１７−７の出力により選択してＩ軸の位相パルス選
択信号Ｓ４を出力端子１７−２２に出力する。
ト信号Ｓ２（サンプリング周波数ｆ１）に対し、６種類
のサブサンプリングパルスでサブサンプリングされた６
個の値より、その最大値Ｍ１と、その１クロック後のカ
ラーバースト信号Ｓ２の値（データ）Ｍ２を検出する。
Ｋ倍回路１７−８〜１７−１３は前記加算平均回路１７
−１〜１７−６からの加算平均された信号を係数Ｋ倍す
る。１７−１４〜１７−１９は比較器で、第ｍ相（１≦
ｍ≦Ｎ）用のＫ倍回路１７−８〜１７−１３の出力と、
第ｍ＋１相用の加算平均回路１７−１〜１７−６（但
し、ｍ＋１＞Ｎの場合には第１相用の加算平均回路）の
出力とを比較する。１７−２１はＩ軸選択回路で前記比
較器１７−１４〜１７−１９の比較出力を、最大値検出
回路１７−７の出力により選択してＩ軸の位相パルス選
択信号Ｓ４を出力端子１７−２２に出力する。
【００２１】次に動作を説明すると、加算平均回路１７
−１〜１７−６では、サブサンプリング回路１１〜１６
からのサブサンプル値のカラーバースト期間の１部、つ
まり、カラーバースト・ゲート信号Ｓ２′で動作が制御
され、カラーバースト・ゲート信号Ｓ２′がＯＮ時、サ
ブサンプル値の加算平均が算出され、その加算平均出力
は最大値検出回路１７−７及びＫ倍回路１７−８〜１７
−１３へ夫々入力される。
−１〜１７−６では、サブサンプリング回路１１〜１６
からのサブサンプル値のカラーバースト期間の１部、つ
まり、カラーバースト・ゲート信号Ｓ２′で動作が制御
され、カラーバースト・ゲート信号Ｓ２′がＯＮ時、サ
ブサンプル値の加算平均が算出され、その加算平均出力
は最大値検出回路１７−７及びＫ倍回路１７−８〜１７
−１３へ夫々入力される。
【００２２】ここで、最大値検出回路１７−７では図４
に示すようにカラーバースト信号Ｓ２の１サイクル期間
において、カラーバースト信号（サンプリング周波数ｆ
１）の最大値Ｍ１と、その１クロック後のカラーバース
ト信号の値（データ）Ｍ２を検出する。
に示すようにカラーバースト信号Ｓ２の１サイクル期間
において、カラーバースト信号（サンプリング周波数ｆ
１）の最大値Ｍ１と、その１クロック後のカラーバース
ト信号の値（データ）Ｍ２を検出する。
【００２３】一方、Ｋ倍回路１７−８〜１７−１３によ
り最大値Ｍ１をＫ倍した値ＫＭ１と、前記データＭ２の
大小関係を、比較器１７−１４〜１７−１９で求める。
この比較器からの比較出力はＩ軸選択回路１７−２１へ
夫々入力され、ここで、図４（１）に示すようにＫ・Ｍ
１≦Ｍ２ならＭ２に対するサブサンプリングしたパルス
をＩ軸の位相パルスの選択信号Ｓ４として選択し出力端
子１７−２２へ出力する。また、図４（２）に示すよう
にＫ・Ｍ１＞Ｍ２ならＭ１に対するサブサンプリングし
たパルスをＩ軸の位相パルスの選択信号Ｓ４として選択
し出力端子１７−２２へ出力する。これは、Ｉ軸が、図
６に示すように、カラーバーストの最大値より３３゜遅
れた位相にあることを利用している。
り最大値Ｍ１をＫ倍した値ＫＭ１と、前記データＭ２の
大小関係を、比較器１７−１４〜１７−１９で求める。
この比較器からの比較出力はＩ軸選択回路１７−２１へ
夫々入力され、ここで、図４（１）に示すようにＫ・Ｍ
１≦Ｍ２ならＭ２に対するサブサンプリングしたパルス
をＩ軸の位相パルスの選択信号Ｓ４として選択し出力端
子１７−２２へ出力する。また、図４（２）に示すよう
にＫ・Ｍ１＞Ｍ２ならＭ１に対するサブサンプリングし
たパルスをＩ軸の位相パルスの選択信号Ｓ４として選択
し出力端子１７−２２へ出力する。これは、Ｉ軸が、図
６に示すように、カラーバーストの最大値より３３゜遅
れた位相にあることを利用している。
【００２４】このような操作により、ディジタル回路で
もアナログ回路と同様にＩ軸を検出することができる。
もアナログ回路と同様にＩ軸を検出することができる。
【００２５】図３は、図１に示すＩ軸判定回路１７の第
２の実施例のブロック図を示したもので、１７−２３は
データフォーマット変換回路で、加算平均回路１７−１
〜１７−６のＮ個の並列データを直列データに変換す
る。１７−７は前記データフォーマット変換回路からの
直列データより最大値を検出する最大値検出回路、１７
−２４は直列データをＫ倍するＫ倍回路、１７−２５は
Ｋ倍回路１７−２４の出力を１クロック遅延させる遅延
回路で、例えば、フリップフロップ回路で構成する。１
７−２６は１クロック遅延された直列データと、遅延の
ない直列データを比較する比較器である。その他の図２
と同様な機能を有するブロックについては、同じ参照番
号を付してある。
２の実施例のブロック図を示したもので、１７−２３は
データフォーマット変換回路で、加算平均回路１７−１
〜１７−６のＮ個の並列データを直列データに変換す
る。１７−７は前記データフォーマット変換回路からの
直列データより最大値を検出する最大値検出回路、１７
−２４は直列データをＫ倍するＫ倍回路、１７−２５は
Ｋ倍回路１７−２４の出力を１クロック遅延させる遅延
回路で、例えば、フリップフロップ回路で構成する。１
７−２６は１クロック遅延された直列データと、遅延の
ない直列データを比較する比較器である。その他の図２
と同様な機能を有するブロックについては、同じ参照番
号を付してある。
【００２６】次に動作を説明するが、図２と同様の動作
の説明は重複するので省略する。まず、データフォーマ
ット変換回路１７−２３では、加算平均回路１７−１〜
１７−６から出力されたＮ個の並列データを直列データ
に変換する。
の説明は重複するので省略する。まず、データフォーマ
ット変換回路１７−２３では、加算平均回路１７−１〜
１７−６から出力されたＮ個の並列データを直列データ
に変換する。
【００２７】この直列データの一方は最大値検出回路１
７−７で図４でのべたようにカラーバースト信号Ｓ２の
最大値Ｍ１と、その１クロック後のカラーバースト信号
の値（データ）Ｍ２を検出する。また、直列データの他
方はＫ倍回路１７−２４で係数Ｋ倍され、遅延回路１７
−２５にて１クロック遅延させた直列データと遅延のな
い直列データを比較器１７−２６で比較する。この比較
器からの比較出力はＩ軸選択回路１７−２１へ入力さ
れ、ここで、図４（１）及び（２）で延べたようにＫ・
Ｍ１≦Ｍ２ならＭ２ 、Ｋ・Ｍ１＞Ｍ２ならＭ１に対する
夫々のサンプリングパルスをＩ軸の位相パルスの選択信
号Ｓ４として選択し出力端子１７−２２へ出力する。こ
のように、第２の実施例では、第１の実施例に比べて乗
算回路や比較回路等の回路規模を小さくして構成するこ
とができる。
７−７で図４でのべたようにカラーバースト信号Ｓ２の
最大値Ｍ１と、その１クロック後のカラーバースト信号
の値（データ）Ｍ２を検出する。また、直列データの他
方はＫ倍回路１７−２４で係数Ｋ倍され、遅延回路１７
−２５にて１クロック遅延させた直列データと遅延のな
い直列データを比較器１７−２６で比較する。この比較
器からの比較出力はＩ軸選択回路１７−２１へ入力さ
れ、ここで、図４（１）及び（２）で延べたようにＫ・
Ｍ１≦Ｍ２ならＭ２ 、Ｋ・Ｍ１＞Ｍ２ならＭ１に対する
夫々のサンプリングパルスをＩ軸の位相パルスの選択信
号Ｓ４として選択し出力端子１７−２２へ出力する。こ
のように、第２の実施例では、第１の実施例に比べて乗
算回路や比較回路等の回路規模を小さくして構成するこ
とができる。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように本発明のテレビジョ
ン受像機用色復調回路のＩ軸検出回路は、ディジタル回
路でもってクロマ信号のサンプリング点からＩ軸の位相
を検出することができる。
ン受像機用色復調回路のＩ軸検出回路は、ディジタル回
路でもってクロマ信号のサンプリング点からＩ軸の位相
を検出することができる。
【図１】本発明の一実施例におけるＩ軸検出回路のブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】図１に示すＩ軸判定回路の第１の実施例のブロ
ック図である。
ック図である。
【図３】図１に示すＩ軸判定回路の第２の実施例のブロ
ック図である。
ック図である。
【図４】図２，図３の最大値検出回路の動作原理を説明
する波形図である。
する波形図である。
【図５】従来のＩ軸検出回路の一例のブロック図であ
る。
る。
【図６】図５のＩ軸検波出力を得る動作原理を説明する
波形図である。
波形図である。
１０…サブサンプリングパルス発生回路、 １１〜１６
…サブサンプリング回路、 １７…Ｉ軸判定回路、 １
８…選択回路、 １９…第Ｎ＋１サブサンプリング回
路、 １７−１〜１７−６…加算平均回路、 １７−７
…最大値検出回路、１７−８〜１７−１３，１７−２４
…Ｋ倍回路、 １７−１４〜１７−１９，１７−２６…
比較器、 １７−２１…Ｉ軸選択回路、 １７−２３…
データフォーマット変換回路、 １７−２５…遅延回
路。
…サブサンプリング回路、 １７…Ｉ軸判定回路、 １
８…選択回路、 １９…第Ｎ＋１サブサンプリング回
路、 １７−１〜１７−６…加算平均回路、 １７−７
…最大値検出回路、１７−８〜１７−１３，１７−２４
…Ｋ倍回路、 １７−１４〜１７−１９，１７−２６…
比較器、 １７−２１…Ｉ軸選択回路、 １７−２３…
データフォーマット変換回路、 １７−２５…遅延回
路。
Claims (3)
- 【請求項１】 クロマ信号（サンプリング周波数ｆ１）
を、周波数ｆ２（ｆ１／Ｎ）で、かつ、１クロック（１
／ｆ１）ずつシフトしたＮ相のサブサンプリングパルス
によってサブサンプリングを行う第１相から第Ｎ相用の
サブサンプリング回路と、カラーバースト・ゲート信号
で動作が制御され前記Ｎ個のサブサンプリング回路の出
力であるサブサンプル値のうちの１つをＩ軸の位相パル
スとして選択するための選択信号を得るＩ軸判定回路
と、該Ｉ軸判定回路の選択信号により前記Ｎ相のサブサ
ンプリングパルスのうちの１つをＩ軸の位相パルスとし
て選択し出力する選択回路と、前記クロマ信号を該選択
回路からのＩ軸の位相パルスでサブサンプリングを行い
Ｉ軸検波出力を得る第Ｎ＋１サブサンプリング回路とを
有することを特徴とするテレビジョン受像機用色復調回
路のＩ軸検出回路。 - 【請求項２】 Ｉ軸判定回路は、第１相から第Ｎ相のサ
ブサンプリング回路の出力であるサブサンプル値が入力
され、カラーバースト・ゲート信号で動作が制御され、
前記サブサンプル値を夫々加算平均するＮ個の加算平均
回路と、該Ｎ個の加算平均回路の加算平均出力のうちの
最大値を示す出力を検出する最大値検出回路と、前記Ｎ
個の加算平均回路の加算平均出力を係数Ｋ倍する第１相
から第Ｎ相用のＫ倍回路と、第ｍ相（１≦ｍ≦Ｎ）用の
Ｋ倍回路の出力と、前記第ｍ＋１相用の加算平均回路
（但し、ｍ＋１＞Ｎの場合には第１相用の加算平均回
路）の出力とを比較する第ｍ相（１≦ｍ≦Ｎ）用の比較
器と、前記最大値検出回路及び第ｍ相（１≦ｍ≦Ｎ）用
の比較器の各出力からＩ軸の位相パルスを選択するため
の選択信号を得るＩ軸選択回路とを有することを特徴と
する請求項１記載のテレビジョン受像機用色復調回路の
Ｉ軸検出回路。 - 【請求項３】 Ｉ軸判定回路は、第１相から第Ｎ相のサ
ブサンプリング回路の出力であるサブサンプル値が入力
され、カラーバースト・ゲート信号で動作が制御され、
前記サブサンプル値を加算平均するＮ個の加算平均回路
と、Ｎ個の並列加算平均出力を直列変換するデータフォ
ーマット変換回路と、該データフォーマット変換回路の
出力より最大値を検出する最大値検出回路と、前記デー
タフォーマット変換回路の出力を係数Ｋ倍するＫ倍回路
と、該Ｋ倍回路の出力を１クロック遅延させる遅延回路
と、該遅延回路及び前記データフォーマット変換回路の
両出力を比較する比較器と、前記比較器及び前記最大値
検出回路の両出力からＩ軸の位相パルスを選択するため
の選択信号を得るＩ軸選択回路とを有することを特徴と
する請求項１記載のテレビジョン受像機用色復調回路の
Ｉ軸検出回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3030115A JP2657328B2 (ja) | 1991-02-25 | 1991-02-25 | テレビジョン受像機用色復調回路のｉ軸検出回路 |
| US07/836,752 US5317410A (en) | 1991-02-25 | 1992-02-19 | I-axis detecting circuit provided in color demodulating circuit of TV receiver |
| KR1019920002910A KR960003665B1 (ko) | 1991-02-25 | 1992-02-25 | 텔레비젼 수상기용 색복조회로의 i축검출회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3030115A JP2657328B2 (ja) | 1991-02-25 | 1991-02-25 | テレビジョン受像機用色復調回路のｉ軸検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05176338A JPH05176338A (ja) | 1993-07-13 |
| JP2657328B2 true JP2657328B2 (ja) | 1997-09-24 |
Family
ID=12294786
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3030115A Expired - Fee Related JP2657328B2 (ja) | 1991-02-25 | 1991-02-25 | テレビジョン受像機用色復調回路のｉ軸検出回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5317410A (ja) |
| JP (1) | JP2657328B2 (ja) |
| KR (1) | KR960003665B1 (ja) |
Families Citing this family (2)
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|---|---|---|---|---|
| US5703660A (en) * | 1996-02-08 | 1997-12-30 | Cirrus Logic, Inc. | System and method for decoding a quadrature ampliture modulated signal |
| JP2002344987A (ja) * | 2001-05-16 | 2002-11-29 | Mitsubishi Electric Corp | 位相補正回路、信号判別回路、位相補正方法及び信号判別方法 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA1294701C (en) * | 1907-08-20 | 1992-01-21 | Norio Suzuki | Color television signal sampling clock phase control system |
| US4463371A (en) * | 1982-05-28 | 1984-07-31 | Rca Corporation | Clock generation apparatus for a digital television system |
| US4616252A (en) * | 1984-07-16 | 1986-10-07 | Rca Corporation | Sampled color difference signal processing system having a quadrature distortion reduction differentiator |
| JPH0666954B2 (ja) * | 1985-08-07 | 1994-08-24 | 日本電気株式会社 | 色信号復調装置 |
| NL8800320A (nl) * | 1988-02-10 | 1989-09-01 | Philips Nv | Kleurentelevisiesignaaldecodeerschakeling. |
-
1991
- 1991-02-25 JP JP3030115A patent/JP2657328B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-02-19 US US07/836,752 patent/US5317410A/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-02-25 KR KR1019920002910A patent/KR960003665B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05176338A (ja) | 1993-07-13 |
| KR920017494A (ko) | 1992-09-26 |
| US5317410A (en) | 1994-05-31 |
| KR960003665B1 (ko) | 1996-03-21 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |