JP2588527B2 - 相関回路及びこの相関回路を用いる媒質中の移動因子決定装置 - Google Patents
相関回路及びこの相関回路を用いる媒質中の移動因子決定装置Info
- Publication number
- JP2588527B2 JP2588527B2 JP62096350A JP9635087A JP2588527B2 JP 2588527 B2 JP2588527 B2 JP 2588527B2 JP 62096350 A JP62096350 A JP 62096350A JP 9635087 A JP9635087 A JP 9635087A JP 2588527 B2 JP2588527 B2 JP 2588527B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- correlation
- input signal
- signal
- input
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
- G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
- G06F17/00—Digital computing or data processing equipment or methods, specially adapted for specific functions
- G06F17/10—Complex mathematical operations
- G06F17/15—Correlation function computation including computation of convolution operations
-
- A—HUMAN NECESSITIES
- A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
- A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
- A61B8/00—Diagnosis using ultrasonic, sonic or infrasonic waves
- A61B8/06—Measuring blood flow
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
- G01S15/88—Sonar systems specially adapted for specific applications
- G01S15/89—Sonar systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging
- G01S15/8906—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques
- G01S15/8979—Combined Doppler and pulse-echo imaging systems
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/52—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00
- G01S7/52017—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00 particularly adapted to short-range imaging
- G01S7/52023—Details of receivers
- G01S7/52025—Details of receivers for pulse systems
- G01S7/52026—Extracting wanted echo signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Health & Medical Sciences (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Life Sciences & Earth Sciences (AREA)
- Pure & Applied Mathematics (AREA)
- Computational Mathematics (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Data Mining & Analysis (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Mathematical Optimization (AREA)
- Mathematical Analysis (AREA)
- Heart & Thoracic Surgery (AREA)
- Radiology & Medical Imaging (AREA)
- Surgery (AREA)
- Animal Behavior & Ethology (AREA)
- General Health & Medical Sciences (AREA)
- Public Health (AREA)
- Veterinary Medicine (AREA)
- Medical Informatics (AREA)
- Computing Systems (AREA)
- Hematology (AREA)
- Biomedical Technology (AREA)
- Molecular Biology (AREA)
- Algebra (AREA)
- Pathology (AREA)
- Nuclear Medicine, Radiotherapy & Molecular Imaging (AREA)
- Databases & Information Systems (AREA)
- Software Systems (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Biophysics (AREA)
- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、第１入力信号と第２入力信号の相互相関を
決定する相関回路であって、これら入力信号の各々がサ
ンプル周期τを有する一連の離散的デジタルサンプルと
して表わされる相関回路に関するものである。
決定する相関回路であって、これら入力信号の各々がサ
ンプル周期τを有する一連の離散的デジタルサンプルと
して表わされる相関回路に関するものである。
更に本発明は、少なくとも１個の超音波トランスジュ
ーサと、このトランスジューサからパルス繰り返し周波
数Ｆ＝1/Tで超音波パルスエコー信号を励起放射する手
段と、媒質で反射されトランスジューサに戻る超音波エ
コーを受信すると共に、トランスジューサで受信したＡ
ライン信号の離散的サンプルに作用するデジタル処理チ
ャネルでこの信号を処理する手段と、前記媒質の固定領
域から発生したＡラインの信号を抑制する手段、弁別手
段及び流体因子の評価を表示する手段を縦続したものと
を具える超音波パルスエコー測定によって媒質中の移動
因子を決定する装置に関するものである。
ーサと、このトランスジューサからパルス繰り返し周波
数Ｆ＝1/Tで超音波パルスエコー信号を励起放射する手
段と、媒質で反射されトランスジューサに戻る超音波エ
コーを受信すると共に、トランスジューサで受信したＡ
ライン信号の離散的サンプルに作用するデジタル処理チ
ャネルでこの信号を処理する手段と、前記媒質の固定領
域から発生したＡラインの信号を抑制する手段、弁別手
段及び流体因子の評価を表示する手段を縦続したものと
を具える超音波パルスエコー測定によって媒質中の移動
因子を決定する装置に関するものである。
パルスエコー超音波探査において、超音波散乱の速度
は、順次Ａライン信号間の相対時間遅れから評価するこ
とができる。この相対時間遅延は、２個の順次のＡライ
ンからの信号の相互相関を最大にする時間遅延値から決
定することができる。
は、順次Ａライン信号間の相対時間遅れから評価するこ
とができる。この相対時間遅延は、２個の順次のＡライ
ンからの信号の相互相関を最大にする時間遅延値から決
定することができる。
例えば、1976年発行のアイ イーイーイー トランザ
クションズ オン アコースティックス スピーチ ア
ンド シグナル プロセシング（IEEE Transactions on
Acousics,Speed,and Signal Processing 第Assp−24
巻No.4に記載されている文献“ザ ジェネラライズド
コレレーションメソッド フォー エスイィメーション
オブ タイム ディレィズ（The Generalized Correl
ation Method for Estimation of Time Delays）”シー
・エィツチ・ナップ（C.H.Knapp）及びジー・シー・カ
ーター（G.C.Carter）著に説明されているように、相関
関数を用いることにより信号間の時間遅れを測定するこ
とができる。
クションズ オン アコースティックス スピーチ ア
ンド シグナル プロセシング（IEEE Transactions on
Acousics,Speed,and Signal Processing 第Assp−24
巻No.4に記載されている文献“ザ ジェネラライズド
コレレーションメソッド フォー エスイィメーション
オブ タイム ディレィズ（The Generalized Correl
ation Method for Estimation of Time Delays）”シー
・エィツチ・ナップ（C.H.Knapp）及びジー・シー・カ
ーター（G.C.Carter）著に説明されているように、相関
関数を用いることにより信号間の時間遅れを測定するこ
とができる。
超音波散乱が低速度の場合、順次Ａラインの信号間の
相対時間遅延は超音波送波器のパルス繰返速度（すなわ
ち、信号サンプルの時間間隔）よりも一層短くなる。通
常の離散的時間相関器は、信号サンプルの時間間隔の倍
数となる時間遅れに対する相関評価だけを発生する。従
って、散乱速度が遅い場合、サンプル間隔の倍数で離間
している相互相関サンプルから相互相関関数の最大値を
正確に捜し出すことは困難である。この問題点は、相互
相関評価が１ビット相関器で計算される場合特に重大に
なってしまう。
相対時間遅延は超音波送波器のパルス繰返速度（すなわ
ち、信号サンプルの時間間隔）よりも一層短くなる。通
常の離散的時間相関器は、信号サンプルの時間間隔の倍
数となる時間遅れに対する相関評価だけを発生する。従
って、散乱速度が遅い場合、サンプル間隔の倍数で離間
している相互相関サンプルから相互相関関数の最大値を
正確に捜し出すことは困難である。この問題点は、相互
相関評価が１ビット相関器で計算される場合特に重大に
なってしまう。
従って、本発明の目的は上述した欠点を解消しえる相
関回路を提供するものである。
関回路を提供するものである。
本発明による相関回路は、各々のフィルタが離散的信
号サンプル時間の間の異なる所定の時間でフィルタ入力
信号値を補間するように機能する複数のFSDデジタル補
間フィルタと、前記補間フィルタに縦続接続されている
複数の離散的時間相関評価器回路とを具えることを特徴
とする。
号サンプル時間の間の異なる所定の時間でフィルタ入力
信号値を補間するように機能する複数のFSDデジタル補
間フィルタと、前記補間フィルタに縦続接続されている
複数の離散的時間相関評価器回路とを具えることを特徴
とする。
分別段遅延（FSD）デイジタルフィルタ及びその使用
は、1984年４月発行のアイイイ トランザクションズ
オン アコースティックス スピーチ アンド シグナ
ル プロセシング（IEEE Tramsactions on Acoustics,S
peekh,and Signal Processing）第Assp−32巻No.2第371
頁〜380頁に記載されている文献“ステート スペース
リアライゼーション オブ ララクショナル−ステッ
プ デレイ デジタル フィルタズ ウェズ アプレケ
ーションズ ツウ アレイ ビーム フォーミング（St
ate Spce Realization of Firactional−STEP Delny Di
gital Filters with Application to Array Beam Formi
ng）“シューハング ロング及びキャスパ ダビル・バ
ーズ（Shu−Hcung Leung and Casper W・Barnes）著に
記載されている。
は、1984年４月発行のアイイイ トランザクションズ
オン アコースティックス スピーチ アンド シグナ
ル プロセシング（IEEE Tramsactions on Acoustics,S
peekh,and Signal Processing）第Assp−32巻No.2第371
頁〜380頁に記載されている文献“ステート スペース
リアライゼーション オブ ララクショナル−ステッ
プ デレイ デジタル フィルタズ ウェズ アプレケ
ーションズ ツウ アレイ ビーム フォーミング（St
ate Spce Realization of Firactional−STEP Delny Di
gital Filters with Application to Array Beam Formi
ng）“シューハング ロング及びキャスパ ダビル・バ
ーズ（Shu−Hcung Leung and Casper W・Barnes）著に
記載されている。
本発明によれば、明細書冒頭部で述べた種類の媒質中
の移動因子を決定する装置は、流体評価手段が本発明に
よる相関回路を具えることを特徴とする。
の移動因子を決定する装置は、流体評価手段が本発明に
よる相関回路を具えることを特徴とする。
分別段で遅延された信号評価は、望ましくは１ビット
相関器を用いて相関され、Ａライン信号の相互相関関数
の最大値の位置を決定する。分別段相関器は比較的簡単
な構成の装置であり、十分に所望の信号精度、すなわち
８ビット、12ビット、又は16ビットのデータビットで実
行する。FSD補間フィルタを用いて分別段遅延評価が行
なわれるので、十分な精度のデータの相互相関が１ビッ
トに限定されたデータを用いて効率よく計算することが
できる。
相関器を用いて相関され、Ａライン信号の相互相関関数
の最大値の位置を決定する。分別段相関器は比較的簡単
な構成の装置であり、十分に所望の信号精度、すなわち
８ビット、12ビット、又は16ビットのデータビットで実
行する。FSD補間フィルタを用いて分別段遅延評価が行
なわれるので、十分な精度のデータの相互相関が１ビッ
トに限定されたデータを用いて効率よく計算することが
できる。
FSD補間フィルタを用いる場合、Ａライン信号が相関
前に補間されれば超音波速度の測定走査を実行するハー
ドウェアの複雑さを減少させて簡単化することができ
る。FSDフィルタに必要な乗算はリード オンリ メモ
リ（ROM）を用いるテーブル索引によって効率よく実行
することができる。
前に補間されれば超音波速度の測定走査を実行するハー
ドウェアの複雑さを減少させて簡単化することができ
る。FSDフィルタに必要な乗算はリード オンリ メモ
リ（ROM）を用いるテーブル索引によって効率よく実行
することができる。
以下図面に基づいて本発明を詳細に説明する。
本願人が提案した特願昭61−286103号には、第１図に
示される超音波パルスエコー技術によって人体中の流体
（特に心臓のような内臓中に血液流）の画像を発生する
装置が開示されている。この画像発生装置は少なくとも
１個の超音波トランスジューサ10を具え、このトランス
ジューサは繰り返し周波数 で周期的パルス信号を発生するパルス発生器と関連して
いる。このトランスジューサ10は送波段20、受波及び信
号処理段30及びトランスジューサ10の機械的走査を行う
装置40に接続されている。送波段20はトランスジューサ
10に伝達される電気的励起信号を発生する発生器を有
し、この励起信号はトランスジューサ10によって超音波
の周期的パルス列に変換される。このパルス列の放出
は、例えば5kHz程度の所定の周波数Ｆのクロック信号の
もとで、例えば32MHzの周波数を有する発振器及び分周
器を有するシーケンサによって制御される。分周器は他
の指令信号と共にクロック信号を接続部104及び106に本
例では1kHz及び16MHzの信号としてそれぞれ供給する。
Ｔ−Ｒスイッチによって放出信号により受波回路が動作
不能となるのを防止する。
示される超音波パルスエコー技術によって人体中の流体
（特に心臓のような内臓中に血液流）の画像を発生する
装置が開示されている。この画像発生装置は少なくとも
１個の超音波トランスジューサ10を具え、このトランス
ジューサは繰り返し周波数 で周期的パルス信号を発生するパルス発生器と関連して
いる。このトランスジューサ10は送波段20、受波及び信
号処理段30及びトランスジューサ10の機械的走査を行う
装置40に接続されている。送波段20はトランスジューサ
10に伝達される電気的励起信号を発生する発生器を有
し、この励起信号はトランスジューサ10によって超音波
の周期的パルス列に変換される。このパルス列の放出
は、例えば5kHz程度の所定の周波数Ｆのクロック信号の
もとで、例えば32MHzの周波数を有する発振器及び分周
器を有するシーケンサによって制御される。分周器は他
の指令信号と共にクロック信号を接続部104及び106に本
例では1kHz及び16MHzの信号としてそれぞれ供給する。
Ｔ−Ｒスイッチによって放出信号により受波回路が動作
不能となるのを防止する。
受波及び処理段30は、Ｔ−Ｒスイッチの出力端におい
て高周波増幅器300（深さの関数として利得補償を行う
手段を含んでいる）を有し、この高周波増幅器300の後
段に２個の信号処理チャネル301及び302を接続する。チ
ャネル301は通常の型式のものとされ、エンベロープ検
出器310、対数圧縮増幅器311、記憶及び走査変換装置37
0（カラー符号化関数も含んでいる）及び表示装置312を
直列に有している。このチャネル301は標準的なエコー
グラフの原理に基づきグレイスケールで探査した血管の
画像を形成する。
て高周波増幅器300（深さの関数として利得補償を行う
手段を含んでいる）を有し、この高周波増幅器300の後
段に２個の信号処理チャネル301及び302を接続する。チ
ャネル301は通常の型式のものとされ、エンベロープ検
出器310、対数圧縮増幅器311、記憶及び走査変換装置37
0（カラー符号化関数も含んでいる）及び表示装置312を
直列に有している。このチャネル301は標準的なエコー
グラフの原理に基づきグレイスケールで探査した血管の
画像を形成する。
チャネル302は、固定エコー抑制回路320、流体因子評
価回路330、弁別回路360、記憶走査変換カラー符号化装
置370及び表示装置312を直列に有している。
価回路330、弁別回路360、記憶走査変換カラー符号化装
置370及び表示装置312を直列に有している。
第２図において、デジタルの固定エコー抑制回路320
はアナログ／デジタル変換器321を有し、その出力を減
算器322の負の入力端子に直接接続すると共に遅延回路3
23を経て同一の減算器322の正の入力端子にも接続す
る。遅延回路323はＴに等しくすることができる。抑制
回路320は全ての固定エコー、特に探査中の流体を含む
容器の壁部による超音波エネルギーの反射によって生じ
た固定エコーを除去する。固定エコーは、移動物体によ
って散乱して戻る作動エコーよりも一層大きな振幅を有
しているのでやっかいなものとなる。抑制回路320は、
接続部106を経て16MHzのサンプリング指令信号を供給す
るシーケンサの分周器によって制御される。
はアナログ／デジタル変換器321を有し、その出力を減
算器322の負の入力端子に直接接続すると共に遅延回路3
23を経て同一の減算器322の正の入力端子にも接続す
る。遅延回路323はＴに等しくすることができる。抑制
回路320は全ての固定エコー、特に探査中の流体を含む
容器の壁部による超音波エネルギーの反射によって生じ
た固定エコーを除去する。固定エコーは、移動物体によ
って散乱して戻る作動エコーよりも一層大きな振幅を有
しているのでやっかいなものとなる。抑制回路320は、
接続部106を経て16MHzのサンプリング指令信号を供給す
るシーケンサの分周器によって制御される。
第３図は流体因子評価回路330を示す。この回路330は
相関回路及び補間回路を有している。固定エコー抑制回
路320から順次供給されるサンプルdi（ｔ）,d
i+1（ｔ），…（ここで、ｉはこの信号の指標を表わ
す）から成る２個の順次のエコーグラフＡライン間の差
に基づき、この相関回路は奇数の相関関数値を供給す
る。補間回路は、これらの値に基づき超音波の伝播軸に
遭遇する種々の流体を特徴付ける因子を供給する。これ
らの因子は平均局部速度の軸方向成分及び平均局部速度
の局部偏差σ２である（“局部”は伝播軸方向の深さに
沿う位置の意味に用いるもとする）。
相関回路及び補間回路を有している。固定エコー抑制回
路320から順次供給されるサンプルdi（ｔ）,d
i+1（ｔ），…（ここで、ｉはこの信号の指標を表わ
す）から成る２個の順次のエコーグラフＡライン間の差
に基づき、この相関回路は奇数の相関関数値を供給す
る。補間回路は、これらの値に基づき超音波の伝播軸に
遭遇する種々の流体を特徴付ける因子を供給する。これ
らの因子は平均局部速度の軸方向成分及び平均局部速度
の局部偏差σ２である（“局部”は伝播軸方向の深さに
沿う位置の意味に用いるもとする）。
相関回路は（2I＋１）個の相関器342を具え、これら
相関器342は固定エラー抑制回路320の出力を直接受信す
ると共に第２の入力端子において遅延器341によって遅
延された同一の出力信号、従って先に入力した信号d
i（ｔ）に対応する信号を受信する。更に、遅延器341の
各々はＴ−ＩΔｔからＴ＋ＩΔｔ間の（2I＋１）個の値
を想定する個別の遅延を有している。ここで、Δｔは相
関関数の（2I＋１）個の値を計算するためのサンプリン
グ期間である。この相関関数の（2I＋１）個の値の並行
計算は、相関器の２個の入力信号のｋ個の順次のサンプ
ルを用いる。ｋ個のサンプルの群は、接続部106で課せ
られる周波数の歩調に従ってしだいにオフセットするｋ
Δｔの長さの順次の時間窓を想定する。相関関数は次式
によって想定される。
相関器342は固定エラー抑制回路320の出力を直接受信す
ると共に第２の入力端子において遅延器341によって遅
延された同一の出力信号、従って先に入力した信号d
i（ｔ）に対応する信号を受信する。更に、遅延器341の
各々はＴ−ＩΔｔからＴ＋ＩΔｔ間の（2I＋１）個の値
を想定する個別の遅延を有している。ここで、Δｔは相
関関数の（2I＋１）個の値を計算するためのサンプリン
グ期間である。この相関関数の（2I＋１）個の値の並行
計算は、相関器の２個の入力信号のｋ個の順次のサンプ
ルを用いる。ｋ個のサンプルの群は、接続部106で課せ
られる周波数の歩調に従ってしだいにオフセットするｋ
Δｔの長さの順次の時間窓を想定する。相関関数は次式
によって想定される。
ここで、−ＪはｋΔｔの長さの時間窓の開始を決定す
る。
る。
−Ｐは−Ｉから＋Ｉの範囲のdiとdi+1との間で誘導され
る遅延時間である。
る遅延時間である。
−ｉは２個の順次のエコーグラフラインliとli+1との間
の差のランクである。
の差のランクである。
シーケンサの分周器の出力接続部を経て指令される相
関器342は、１ビット相関器とするのが望ましい（例え
ば、TRW社によって製作された型式TDC1023）。１ビット
相関器を用いる場合、補間回路350は一般的に線形補間
回路とする。
関器342は、１ビット相関器とするのが望ましい（例え
ば、TRW社によって製作された型式TDC1023）。１ビット
相関器を用いる場合、補間回路350は一般的に線形補間
回路とする。
補間回路350はプログラムされたマイクロプロセッサ
又は好ましくはワイヤドコンピュータユニットとするこ
とができる。この補間回路は次のように作動する：第１
段階において（2I＋１）個の相関値の中から最大値を検
索する。２個の隣接する相関値は最大値に関連付けられ
る。これら３個の相関値によって二等辺三角形の形態で
主相関値の再構成を行う。相関の主ピークの横軸τ
（Ｊ）は、（２）式で与えられる深さにおける局部速度
V2に接近し この接近は（３）式に基づく乗算によって行う。
又は好ましくはワイヤドコンピュータユニットとするこ
とができる。この補間回路は次のように作動する：第１
段階において（2I＋１）個の相関値の中から最大値を検
索する。２個の隣接する相関値は最大値に関連付けられ
る。これら３個の相関値によって二等辺三角形の形態で
主相関値の再構成を行う。相関の主ピークの横軸τ
（Ｊ）は、（２）式で与えられる深さにおける局部速度
V2に接近し この接近は（３）式に基づく乗算によって行う。
また、このピークの振幅は（４）式による走査によっ
て平方偏差ρ２（Z0）に接近する ここで、Ａは比例因子である。
て平方偏差ρ２（Z0）に接近する ここで、Ａは比例因子である。
相関器342の各々と補間回路350の対応入力端子との間
に、各々が加算器344及び遅延時間Ｔの遅延線345を有す
る平均計算回路（この回路は実際にはアキュミュレータ
である）を配置する。これら平均計算回路によって相関
関数値をＮの順次Ａライン上に蓄積すると共にそれらの
平均値を求める。加算器344及び遅延線345は接続部104
によってシーケンサに接続され規則的な（Ｎ×Ｔ）の時
間期間で零にリセットされる。
に、各々が加算器344及び遅延時間Ｔの遅延線345を有す
る平均計算回路（この回路は実際にはアキュミュレータ
である）を配置する。これら平均計算回路によって相関
関数値をＮの順次Ａライン上に蓄積すると共にそれらの
平均値を求める。加算器344及び遅延線345は接続部104
によってシーケンサに接続され規則的な（Ｎ×Ｔ）の時
間期間で零にリセットされる。
流体因子評価回路330からの出力信号を弁別回路360に
よって確認する。このようにして確認された値はカラー
符号化装置370によって表示装置312に送出される。
よって確認する。このようにして確認された値はカラー
符号化装置370によって表示装置312に送出される。
弁別回路360の存在（第４図参照）は必須の構成要件
である。流体領域の外部において固定エコー抑制回路32
0の出力信号はノイズであり、このノイズを処理する流
体因子評価回路の出力は零速度の示度ではない。従っ
て、弁別回路360は固定エコー抑制回路320からの出力信
号diを受信して二乗する乗算器361と、この差信号の局
部エネルギーを（５）式に従って計算する累算器362
と、 Ｎ個の局部エネルギーの平均を計算する回路（364,36
5）、すなわち（６）式に従って（Ｎ−１）個の差の平
均を計算する回路、 （回路344及び345の場合のように、この回路は加算器
364及び遅延時間Ｔの遅延線を有するアキュミュレータ
である）とを直列に具えている。平均値計算回路の後段
に比較器461を有する確認回路を接続し、この比較器461
は第１入力端子でアキュミュレータ364,365からの出力
信号を受信し第２入力端子において閾値を構成する基準
電圧を受信する。比較器461からの出力は、アキュミュ
レータからの電圧が基準閾値以下又は以上であるかに依
存する論理値０又は１である。２個の乗算器463及び464
はそれぞれ第１入力端で流体因子評価回路330からの出
力信号を受信すると共に各出力端子に２個の信号Ｖ′ｚ
及びσ′２を送出するか或いは比較器461から第２入力
端端子に入力する信号がそれぞれ１又は０に応ずる零値
を単に送出する。流体領域の外部において、平均値計算
回路364,365から出力された平均エネルギーはノイズの
エネルギーだけであり、このエネルギーは励起すること
なく測定され適切な閾値を決定することができる。移動
物体からの戻り散乱信号の存在のものでは、信号diの平
均エネルギーはノイズだけのエネルギーよりも一層高く
なるので、これにより流体因子評価回路330によって取
り出された信号を確認することになる。
である。流体領域の外部において固定エコー抑制回路32
0の出力信号はノイズであり、このノイズを処理する流
体因子評価回路の出力は零速度の示度ではない。従っ
て、弁別回路360は固定エコー抑制回路320からの出力信
号diを受信して二乗する乗算器361と、この差信号の局
部エネルギーを（５）式に従って計算する累算器362
と、 Ｎ個の局部エネルギーの平均を計算する回路（364,36
5）、すなわち（６）式に従って（Ｎ−１）個の差の平
均を計算する回路、 （回路344及び345の場合のように、この回路は加算器
364及び遅延時間Ｔの遅延線を有するアキュミュレータ
である）とを直列に具えている。平均値計算回路の後段
に比較器461を有する確認回路を接続し、この比較器461
は第１入力端子でアキュミュレータ364,365からの出力
信号を受信し第２入力端子において閾値を構成する基準
電圧を受信する。比較器461からの出力は、アキュミュ
レータからの電圧が基準閾値以下又は以上であるかに依
存する論理値０又は１である。２個の乗算器463及び464
はそれぞれ第１入力端で流体因子評価回路330からの出
力信号を受信すると共に各出力端子に２個の信号Ｖ′ｚ
及びσ′２を送出するか或いは比較器461から第２入力
端端子に入力する信号がそれぞれ１又は０に応ずる零値
を単に送出する。流体領域の外部において、平均値計算
回路364,365から出力された平均エネルギーはノイズの
エネルギーだけであり、このエネルギーは励起すること
なく測定され適切な閾値を決定することができる。移動
物体からの戻り散乱信号の存在のものでは、信号diの平
均エネルギーはノイズだけのエネルギーよりも一層高く
なるので、これにより流体因子評価回路330によって取
り出された信号を確認することになる。
弁別回路360の２個の出力は、記憶、走査変換及びカ
ラー表示回路370に送出される。
ラー表示回路370に送出される。
本発明においては、流体因子評価回路330は、詳細に
説明されるFSD補間フィルタ及び離散時間相関器を有す
る相関回路を具えている。
説明されるFSD補間フィルタ及び離散時間相関器を有す
る相関回路を具えている。
FSDデジタル補間フィルタ ｘ（ｎτ）はサンプリク周期τでサンプリングした信
号のデジタルサンプルを示すものとする。サンプル時間
中の信号値は、次式に示す形態の適切な補間関数を用い
て近似することができる。
号のデジタルサンプルを示すものとする。サンプル時間
中の信号値は、次式に示す形態の適切な補間関数を用い
て近似することができる。
ここで、ｇ（ｔ）は補間関数である。
第５図は、ｔ＝τで０となりｔ＝０で１となる線形補
間関数ｇ（ｔ）を示す。この場合、補間された関数は、
第６図に示すように一連の直線近似を有する。
間関数ｇ（ｔ）を示す。この場合、補間された関数は、
第６図に示すように一連の直線近似を有する。
第５図の線形補間関数は無限帯域幅を必要とする。限
定された帯域については補間関数は（８）式によるもの
とする。
定された帯域については補間関数は（８）式によるもの
とする。
この場合、補間関数ｇ（ｔ）は第７図に示す形態を有
し、補間信号は第８図に示す形態を有することになるで
あろう。
し、補間信号は第８図に示す形態を有することになるで
あろう。
時間遅延補間器は、サンプリング周期τ及びオリジナ
ルのサンプルからわずかにξだけオフセットしたサンプ
ル時間でｘ（ｔ）をサンプリングすることによって構成
されることができる。
ルのサンプルからわずかにξだけオフセットしたサンプ
ル時間でｘ（ｔ）をサンプリングすることによって構成
されることができる。
ｙ（ｍτ）＝ｘ（ｍτ−ξ） ……（９） ここで、０＜ξ＜τ ……（10） これらのサンプルは（11）式を用いて補間した信号か
ら得ることができる。
ら得ることができる。
……（11） ｈξ（ｎ）＝ｇ（ｎτ−ξ） 次に、 従って、補間サンプルは、時間的に独立なフィルタ操
作を表わす離散的コンボリューションによりオリジナル
サンプルから得られることができる。
作を表わす離散的コンボリューションによりオリジナル
サンプルから得られることができる。
ｙ（ｎτ）＝ｎ（ｎτ）＊（ｎ） ……（14） ここで、ｈ（ｎ）は補間フィルタの単位パルス応答で
ある。
ある。
ｈ（ｎ）が有限であると共に因果関係であるものと保
証すれば、補間関数の一部を省略すると共に遅延ｋτを
誘導する必要があり、従って実際には補間フィルタは
（15）式を計算する必要がある。
証すれば、補間関数の一部を省略すると共に遅延ｋτを
誘導する必要があり、従って実際には補間フィルタは
（15）式を計算する必要がある。
ｙ（ｍτ）＝ｘ（ｍτ−ｋτ−ξ） ……（15） ここで、ｋは十分に大きくなるように選択した正の整
数であり、この結果（16）式が成立する。
数であり、この結果（16）式が成立する。
ｇ（ｎτ−ｋτ−ξ）＝０ ｎ＜０ ……（16） 従って、時間遅延補間器についてのフィルタ操作は次
のようになる。
のようになる。
ここで、 ｈξ（ｎ）＝ｇ（ｎτ−ｋτ−ξ） ……（18） 第９図はｎ＝６及びｋ＝２の場合のsinc（ｋτ）補間
器の一部省略したパルス応答を示す。第10a図及び第10b
図は、このような補間器の伝達関数の変形例を示す。
器の一部省略したパルス応答を示す。第10a図及び第10b
図は、このような補間器の伝達関数の変形例を示す。
第11図はｎ＝５の通常のトランスバーサル型のフィル
タ構成を用いるFSDフィルタの構成を示す。入力信号は
縦続遅延素子71,72,73及び74を通過し、各遅延素子は遅
延周期τを有している。この遅延縦続接続はタップ接続
され、順次の遅延素子からの信号は乗算器75,76,77,78
及び79で因子ｈξ（０）,hξ（１）,hξ（２）,hξ
（３）およびｈξ（４）がそれぞれ乗算される。乗算器
75〜79の出力信号は加算回路80a,80b,80c及び80dで加算
されてフィルタ出力を発生する。この乗算因子は式
（７）及び（８）と上述した従来の引用文献で説明した
ような標準のデジタルフィルタ設計技術を用いて計算さ
れる。このFSDフィルタは、例えば8,12及び16ビットの
入力信号の精度に適合するように典型的に構成する。８
または12ビットデータについてこれら乗算器は複数のRO
Mを用いるテーブル索引によって効率よく実行すること
ができる。
タ構成を用いるFSDフィルタの構成を示す。入力信号は
縦続遅延素子71,72,73及び74を通過し、各遅延素子は遅
延周期τを有している。この遅延縦続接続はタップ接続
され、順次の遅延素子からの信号は乗算器75,76,77,78
及び79で因子ｈξ（０）,hξ（１）,hξ（２）,hξ
（３）およびｈξ（４）がそれぞれ乗算される。乗算器
75〜79の出力信号は加算回路80a,80b,80c及び80dで加算
されてフィルタ出力を発生する。この乗算因子は式
（７）及び（８）と上述した従来の引用文献で説明した
ような標準のデジタルフィルタ設計技術を用いて計算さ
れる。このFSDフィルタは、例えば8,12及び16ビットの
入力信号の精度に適合するように典型的に構成する。８
または12ビットデータについてこれら乗算器は複数のRO
Mを用いるテーブル索引によって効率よく実行すること
ができる。
読取要素相関器 ２個の離散時間信号ａ（ｎτ）とｂ（ｎτ）間の相互
相関は（19）式の時間平均から評価することができる。
相関は（19）式の時間平均から評価することができる。
ここで、この和は項の有限の数から取り出され、ｃは
適切な標準化定数である。離散相関評価器は第12図に示
すようなブロック線図形態で表されることができる。第
13図は分列段相関評価器を示す。第１信号ａ（ｎτ＋ｋ
τ）は遅延時間ｋを有する定数遅延回路81を通過する。
第２入力信号ｂ（ｎτ＋ｋτ）は遅延関数ｈξ（ｎ）を
有するFSD補間フィルタ82を通過する。これら回路の出
力は離散的時間相関評価器83の入力に供給され、この相
関評価器83の出力の大きさは信号ａ（ｎτ）とｂ（ｎ
τ）との間の相互相関の評価値となる。
適切な標準化定数である。離散相関評価器は第12図に示
すようなブロック線図形態で表されることができる。第
13図は分列段相関評価器を示す。第１信号ａ（ｎτ＋ｋ
τ）は遅延時間ｋを有する定数遅延回路81を通過する。
第２入力信号ｂ（ｎτ＋ｋτ）は遅延関数ｈξ（ｎ）を
有するFSD補間フィルタ82を通過する。これら回路の出
力は離散的時間相関評価器83の入力に供給され、この相
関評価器83の出力の大きさは信号ａ（ｎτ）とｂ（ｎ
τ）との間の相互相関の評価値となる。
第14a図は分別段相互相関器98の一例である。第１信
号ａ（ｎτ＋ｋτ）を遅延時間ｋτを有する固定遅延回
路84の第１入力に供給する。第２入力信号ｂ（ｎτ＋ｋ
τ）を遅延時間84と同一の第２遅延回路の入力に供給す
る。この第２入力信号は、例えば遅延時間τ/4、τ/2及
び３τ/4をそれぞれ有する多数の（本例では３個）FSD
補間フィルタ86,87及び88の入力にも供給する。遅延回
路84の出力は遅延回路85の出力と離散的時間相関評価器
89,90,91及び92の分別段補間フィルタ86,87及び88の出
力とで個別に相関され、これら相関評価器89,90,91及び
92の評価値は時間0,τ/4,τ/2,3/4τにおける入力信号
の相互相関をそれぞれ表わす。この同一の入力信号は離
散的時間相関評価器93,94,95及び96にそれぞれ供給さ
れ、これら評価器93,94,95,及び96はサンプル期間−τ
だけ離間した相互相関信号を構成すると共にそれらの出
力は周期−τ，−３τ/4,−τ/2及び−τ/4における信
号の相互相関の評価値をそれぞれ表わす。遅延回路84及
び85の出力は、出力が時間τにおける入力信号の相関評
価値となるτの全体遅延を有する単一の離散的時間相関
器97にも供給される。これら相関評価器89〜96の各出力
は入力信号の相互相関を表わすことになる。
号ａ（ｎτ＋ｋτ）を遅延時間ｋτを有する固定遅延回
路84の第１入力に供給する。第２入力信号ｂ（ｎτ＋ｋ
τ）を遅延時間84と同一の第２遅延回路の入力に供給す
る。この第２入力信号は、例えば遅延時間τ/4、τ/2及
び３τ/4をそれぞれ有する多数の（本例では３個）FSD
補間フィルタ86,87及び88の入力にも供給する。遅延回
路84の出力は遅延回路85の出力と離散的時間相関評価器
89,90,91及び92の分別段補間フィルタ86,87及び88の出
力とで個別に相関され、これら相関評価器89,90,91及び
92の評価値は時間0,τ/4,τ/2,3/4τにおける入力信号
の相互相関をそれぞれ表わす。この同一の入力信号は離
散的時間相関評価器93,94,95及び96にそれぞれ供給さ
れ、これら評価器93,94,95,及び96はサンプル期間−τ
だけ離間した相互相関信号を構成すると共にそれらの出
力は周期−τ，−３τ/4,−τ/2及び−τ/4における信
号の相互相関の評価値をそれぞれ表わす。遅延回路84及
び85の出力は、出力が時間τにおける入力信号の相関評
価値となるτの全体遅延を有する単一の離散的時間相関
器97にも供給される。これら相関評価器89〜96の各出力
は入力信号の相互相関を表わすことになる。
本例では、τ/4,τ/2及び３τ/4の分別段遅延器を用
いたが、FSDフィルタを設計して０とτとの間のいかな
る遅延値を有する分別段遅延を行うこともできる（ここ
で、τはサンプリング周期である）。例えば、Ｎ個の遅
延差値を有するＮ個のFSDフィルタを用いることもでき
る。
いたが、FSDフィルタを設計して０とτとの間のいかな
る遅延値を有する分別段遅延を行うこともできる（ここ
で、τはサンプリング周期である）。例えば、Ｎ個の遅
延差値を有するＮ個のFSDフィルタを用いることもでき
る。
第14b図は第１図の従来の超音波パルスエコー流体測
定装置について用いる流体評価器330の分別段相関器の
一例を示す。固定エコー抑制器320の出力を、分別段相
関器98の第１入力及び超音波送波器20のパルス繰り返し
周期に等しい遅延周期Ｔを有する固定遅延器89の入力に
それぞれ供給する。この遅延器89の出力は分別段相関器
98の第２入力に供給され、この結果分別段相関器の各入
力は固定エコーが抑制された順次の超音波エコーＡライ
ンを表わすことになる。分別段相関器98の相関評価器か
らの出力信号は、弁別器360及び、走査変換カラー符号
器370を経て供給され、従来の走査装置のように表示装
置312の領域のカラーを決定する。
定装置について用いる流体評価器330の分別段相関器の
一例を示す。固定エコー抑制器320の出力を、分別段相
関器98の第１入力及び超音波送波器20のパルス繰り返し
周期に等しい遅延周期Ｔを有する固定遅延器89の入力に
それぞれ供給する。この遅延器89の出力は分別段相関器
98の第２入力に供給され、この結果分別段相関器の各入
力は固定エコーが抑制された順次の超音波エコーＡライ
ンを表わすことになる。分別段相関器98の相関評価器か
らの出力信号は、弁別器360及び、走査変換カラー符号
器370を経て供給され、従来の走査装置のように表示装
置312の領域のカラーを決定する。
本発明は１ビットの相関評価器が後段に接続されてい
る縦続接続した分別段遅延補間フィルタを以って説明し
たが、分別段相関器を相関評価器の出力の作用する分別
段補間フィルタを有する第３図の従来技術に示した構成
と同様な構成で構成することもできる。
る縦続接続した分別段遅延補間フィルタを以って説明し
たが、分別段相関器を相関評価器の出力の作用する分別
段補間フィルタを有する第３図の従来技術に示した構成
と同様な構成で構成することもできる。
第１図は従来の超音波を用いる流体画像走査装置の構成
を示す線図、 第２図は従来の固定エコー抑制回路の構成を示すブロッ
ク線図、 第３図は従来の１ビット相関器の構成を示すブロック線
図、 第４図は従来の弁別器の構成を示すブロック線図、 第５図は線形補間関数を示すグラフ、 第６図は信号を補間するための第１図の応用例を示す線
図、 第７図はsinc補間関数を示す線図、 第８図は信号補間するための第３図の関数の応用例を示
す線図、 第９図はsinc｛ｋ（τ）｝フィルタの一部省略した遅延
ユニットパルス応答を示す線図、 第10a図及び第10b図は補間器の変形ブロック線図、 第11図は横断フィルタ構成を用いる弁別段遅延デジタル
フィルタの構成を示すブロック線図、 第12図は補間評価器のブロック線図、 第13図は分別段補間評価器の構成を示すブロック線図、 第14a図は分別段相互相関器の構成を示すブロック線
図、 第14b図は超音波流体画像表示に対する第10a図の相関器
の応用例を示すブロック線図である。 81……定数遅延回路 82,86,87,88……FSD補間フィルタ 83,89,90,91,92,93,94,95,96,97……相関評価器 84,85……遅延回路、98……分別段相互相関器 310……エンベロープ検出器 312……表示装置 320……固定エコー抑制回路 330……流体因子評価回路、350……補間回路 360……弁別回路
を示す線図、 第２図は従来の固定エコー抑制回路の構成を示すブロッ
ク線図、 第３図は従来の１ビット相関器の構成を示すブロック線
図、 第４図は従来の弁別器の構成を示すブロック線図、 第５図は線形補間関数を示すグラフ、 第６図は信号を補間するための第１図の応用例を示す線
図、 第７図はsinc補間関数を示す線図、 第８図は信号補間するための第３図の関数の応用例を示
す線図、 第９図はsinc｛ｋ（τ）｝フィルタの一部省略した遅延
ユニットパルス応答を示す線図、 第10a図及び第10b図は補間器の変形ブロック線図、 第11図は横断フィルタ構成を用いる弁別段遅延デジタル
フィルタの構成を示すブロック線図、 第12図は補間評価器のブロック線図、 第13図は分別段補間評価器の構成を示すブロック線図、 第14a図は分別段相互相関器の構成を示すブロック線
図、 第14b図は超音波流体画像表示に対する第10a図の相関器
の応用例を示すブロック線図である。 81……定数遅延回路 82,86,87,88……FSD補間フィルタ 83,89,90,91,92,93,94,95,96,97……相関評価器 84,85……遅延回路、98……分別段相互相関器 310……エンベロープ検出器 312……表示装置 320……固定エコー抑制回路 330……流体因子評価回路、350……補間回路 360……弁別回路
Claims (7)
- 【請求項１】第１入力信号と第２入力信号の相互相関を
決定する相関回路であって、これら入力信号の各々がサ
ンプル周期τを有する一連の離散的デジタルサンプルと
して表わされる相関回路において、 各々のフィルタが離散的信号サンプル時間間の異なる予
め定めた時間でフィルタ入力信号値を補間するように機
能する複数のFSD補間フィルタと、 前記FSD補間フィルタに縦続接続されている複数の離散
的時間相関評価器回路とを具えることを特徴とする相関
回路。 - 【請求項２】前記第１入力信号が複数の相関評価器の各
々の第１入力に供給され、前記第２入力信号が前記FSD
補間フィルタの各々の入力に供給され、前記FSD補間フ
ィルタの各々の出力が対応する離散的時間相関評価器の
第２入力に供給されることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の相関回路。 - 【請求項３】遅延周期Ｋτを有し前記第１入力信号が入
力部に供給される第１の固定遅延手段と、遅延周期Ｋτ
を有し前記第２入力信号が入力部に供給される第２固定
遅延手段とを更に具え、 前記FSD補間フィルタの各々が、第２入力信号のサンプ
ルを受信すると共に第２入力信号の離散的サンプル時間
の異なる予め定めた時間で第２入力信号値の補間評価を
発生するように接続され、前記離散的時間相関評価器回
路の各々が、前記第１固定遅延手段の出力信号の遅延さ
れたサンプルを受信するように接続されている第１入力
と、前記第２遅延手段又はFSD補間フィルタのいずれか
の対応する出力から前記第２入力信号の値の補間評価を
受信するように接続されている第２入力とを有し、これ
ら第１及び第２入力に供給される信号間の相互相関の評
価を発生するように構成したことを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載の相関回路。 - 【請求項４】前記離散的時間相関評価器回路が、１ビッ
ト相関器とされていることを特徴とする特許請求の範囲
第１項、第２項又は第３項のいずれに１に記載の相関回
路。 - 【請求項５】前記FSD補間フィルタが、第２入力信号の
離散的サンプル時間の後にτのサンプル周期の分別であ
る１組の期間で前記第２入力信号の値を補間するように
構成されていることを特徴とする特許請求の範囲第１項
から前項までのいずれか１に記載の相関回路。 - 【請求項６】Ｎを１より大きい整数とし、Ｋ＝1,2,3…
Ｎ−１としたときに、前記第２入力信号の離散的サンプ
ル時間の後にＫτ/Nの期間で第２入力信号値を補間する
ように構成されているＮ−１個のFSD補間フィルタを具
えることを特徴とする特許請求の範囲第５項記載の相関
回路。 - 【請求項７】少なくとも１個の超音波トランスジューサ
と、このトランスジューサからパルス繰り返し周波数Ｆ
＝1/Tで超音波パルスエコー信号を励起放射する手段
と、前記媒質で反射しトランスジューサに戻る超音波エ
コーを受信すると共に、トランスジューサで受信したＡ
ライン信号の離散的サンプルに作用するデジタル処理チ
ャネルでこの信号を処理する手段と、前記媒質の固定領
域から発生したＡラインの信号を抑制する手段、流体因
子評価手段、弁別手段及び流体因子の評価を表示する手
段を縦続したものとを具える超音波パルスエコー測定に
よって媒質中の移動因子を決定する装置において、 前記流体評価手段が、第１入力信号と第２入力信号の相
互相関を決定する相関回路であって、これら入力信号の
各々がサンプル周期τを有する一連の離散的デジタルサ
ンプル（ｎτ＋Ｋτ）として表わされる相関回路を具
え、この相関回路が、 各々のフィルタが、離散的信号サンプル時間間の異なる
所定の時間でフィルタ入力信号の値を補間するように機
能する複数のFSD補間フィルタ（86,87,88）と、 前記FSD補間フィルタに縦続接続されている複数の離散
的時間相関評価器回路（89〜93）とを具え、これら離散
的時間相関評価器回路の各々が、前記第１の入力信号と
前記FSD補間フィルタの出力信号との間の相関を決定す
ることを特徴とする媒質中の移動因子決定装置。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US854260 | 1986-04-21 | ||
| US06/854,379 US4809249A (en) | 1986-04-21 | 1986-04-21 | Apparatus for ultrasound flow mapping |
| US06/854,260 US4761752A (en) | 1986-04-21 | 1986-04-21 | Fractional step correlator |
| US854379 | 1986-04-21 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62251685A JPS62251685A (ja) | 1987-11-02 |
| JP2588527B2 true JP2588527B2 (ja) | 1997-03-05 |
Family
ID=27127221
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62096350A Expired - Lifetime JP2588527B2 (ja) | 1986-04-21 | 1987-04-21 | 相関回路及びこの相関回路を用いる媒質中の移動因子決定装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0242914B1 (ja) |
| JP (1) | JP2588527B2 (ja) |
| CA (1) | CA1283200C (ja) |
| DE (1) | DE3780342T2 (ja) |
| ES (1) | ES2033799T3 (ja) |
| IL (1) | IL82237A0 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2646918B1 (fr) * | 1989-05-12 | 1991-10-11 | Labo Electronique Physique | Dispositif de mesure de la vitesse d'ecoulements sanguins par echographie ultrasonore a cadence de mesure amelioree |
| FR2658634B1 (fr) * | 1990-02-21 | 1992-05-22 | Onera (Off Nat Aerospatiale) | Dispositif de traitement de signaux logiques, du genre correlateur, et son application. |
-
1987
- 1987-04-13 ES ES198787200687T patent/ES2033799T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1987-04-13 EP EP87200687A patent/EP0242914B1/en not_active Expired
- 1987-04-13 DE DE8787200687T patent/DE3780342T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-04-16 CA CA000535023A patent/CA1283200C/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-04-17 IL IL82237A patent/IL82237A0/xx not_active IP Right Cessation
- 1987-04-21 JP JP62096350A patent/JP2588527B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3780342D1 (de) | 1992-08-20 |
| CA1283200C (en) | 1991-04-16 |
| EP0242914A3 (en) | 1988-09-14 |
| EP0242914B1 (en) | 1992-07-15 |
| DE3780342T2 (de) | 1993-02-25 |
| JPS62251685A (ja) | 1987-11-02 |
| EP0242914A2 (en) | 1987-10-28 |
| IL82237A0 (en) | 1987-10-30 |
| ES2033799T3 (es) | 1993-04-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Walker et al. | A fundamental limit on the performance of correlation based phase correction and flow estimation techniques | |
| US5662115A (en) | Method for determining the velocity-time spectrum of blood flow | |
| US4803990A (en) | Examining moving objects by ultrasound echograpy | |
| US5197019A (en) | Method of measuring distance using ultrasonic waves | |
| Walker et al. | A fundamental limit on delay estimation using partially correlated speckle signals | |
| O'Donnell | Coded excitation system for improving the penetration of real-time phased-array imaging systems | |
| Loupas et al. | An axial velocity estimator for ultrasound blood flow imaging, based on a full evaluation of the Doppler equation by means of a two-dimensional autocorrelation approach | |
| US9538987B2 (en) | System and method for ultrasound imaging | |
| US8306293B2 (en) | Reduction of echo decorrelation facilitating motion estimation | |
| JPS6377437A (ja) | 超音波エコーグラフィによる可動物体検査装置 | |
| US4809249A (en) | Apparatus for ultrasound flow mapping | |
| CN111796259A (zh) | 一种基于lfm互相关模特性逼近的子样本时延估计方法 | |
| JPS62123355A (ja) | 媒体の超音波エコーグラフィック検査方法及び装置 | |
| US9465101B2 (en) | Aberration correction with broad transmit beams in medical ultrasound | |
| US8894581B2 (en) | Performing adaptive frame average process in ultrasound system | |
| US5320105A (en) | Ultrasonic echograph for measuring high velocities of blood flows | |
| JP2588527B2 (ja) | 相関回路及びこの相関回路を用いる媒質中の移動因子決定装置 | |
| JP2763155B2 (ja) | 運動する器官や血液の運動速度を超音波エコーグラフで測定する装置 | |
| US5062430A (en) | Device for measuring the speed of blood flows by ultrasonic echography at an increased measuring speed | |
| Hayward et al. | A digital hardware correlation system for fast ultrasonic data acquisition in peak power limited applications | |
| US4761752A (en) | Fractional step correlator | |
| JPH04215744A (ja) | 速度測定装置 | |
| JP2966969B2 (ja) | 超音波エコーグラフの固定エコーを除去するデバイス | |
| WO2018172882A1 (en) | Doppler ultrasound using sparse emission pattern | |
| JP2669204B2 (ja) | 探査装置 |