JP2577561B2 - 交流定電圧装置 - Google Patents
交流定電圧装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、交流定電圧装置に関するものであり、特に
出力電圧に概周期振動や超低周波数振動などの異常振動
成分を含まず、安定な出力を得ることができる交流定電
圧装置に関するものである。
出力電圧に概周期振動や超低周波数振動などの異常振動
成分を含まず、安定な出力を得ることができる交流定電
圧装置に関するものである。
（従来の技術） 通信および情報処理装置や計測制御装置においては、
電源を定電圧に維持することが重要である。このため、
従来より、種々の方式の定電圧装置が実用化され、使用
されている。
電源を定電圧に維持することが重要である。このため、
従来より、種々の方式の定電圧装置が実用化され、使用
されている。
第２図は、従来の交流定電圧装置のブロック図であ
る。
る。
共振用コンデンサ３と線形リアクトル２とが入力（商
用）電源１に直列接続され、なるべくは、リアクトル２
とコンデンサ３は電源周波数に対して直列共振関係に設
定される。また、負荷10は前記コンデンサ３に並列に接
続される。
用）電源１に直列接続され、なるべくは、リアクトル２
とコンデンサ３は電源周波数に対して直列共振関係に設
定される。また、負荷10は前記コンデンサ３に並列に接
続される。
線形リアクトル４とスイッチング回路７（例えば、ト
ライアックまたは逆並列サイリスタなど）との直列回路
が共振用コンデンサ３に並列に接続される。出力電圧検
出制御装置９は負荷10に並列に接続され、出力（負荷）
電圧に応じてあらかじめ決められているスイッチング素
子７のオン・オフ制御信号を発生する。
ライアックまたは逆並列サイリスタなど）との直列回路
が共振用コンデンサ３に並列に接続される。出力電圧検
出制御装置９は負荷10に並列に接続され、出力（負荷）
電圧に応じてあらかじめ決められているスイッチング素
子７のオン・オフ制御信号を発生する。
すなわち、出力電圧検出制御装置９の出力信号に応じ
て、スイッチング回路７の点弧位相角を制御することに
より、線形リアクトル４の等価的リアクタンスを可変制
御する。
て、スイッチング回路７の点弧位相角を制御することに
より、線形リアクトル４の等価的リアクタンスを可変制
御する。
さらに具体的にいえば、負荷電圧Ｅ0を目標値と比較
し、負荷電圧の目標値に対する偏差に応じて負荷電圧が
目標値よりも高いときは、点弧位相角を進めて線形リア
クトル４に流れる電流を増加させ、負荷10に加わる出力
電圧Ｅ0を低下させるように制御し、負荷電圧Ｅ0が目標
値よりも低いときは、その反対に制御する。
し、負荷電圧の目標値に対する偏差に応じて負荷電圧が
目標値よりも高いときは、点弧位相角を進めて線形リア
クトル４に流れる電流を増加させ、負荷10に加わる出力
電圧Ｅ0を低下させるように制御し、負荷電圧Ｅ0が目標
値よりも低いときは、その反対に制御する。
第２図の定電圧電源装置は、周波数依存性がなく、ま
た波形の歪も少なく、効率も高いことなどが評価され、
最近急速に実用に供されるようになってきた。
た波形の歪も少なく、効率も高いことなどが評価され、
最近急速に実用に供されるようになってきた。
第２図の交流定電圧装置と同じ動作原理を用いた第３
図、第４図のようなものも知られている。
図、第４図のようなものも知られている。
第３図は、電源側と負荷側とをトランス11で結合し、
かつ、第２図の同調コンデンサ３の代りに第３高調波お
よび第５高調波用の同調回路C3,L3およびC5,L5を結合し
たものである。
かつ、第２図の同調コンデンサ３の代りに第３高調波お
よび第５高調波用の同調回路C3,L3およびC5,L5を結合し
たものである。
また第４図は電源側と負荷側とを磁気シャント付きト
ランス12で結合し、かつ、第２図の線形リアクトル２を
省略したものである。
ランス12で結合し、かつ、第２図の線形リアクトル２を
省略したものである。
これらの回路の動作は基本的には第２図の場合と同一
であるので、ここではその説明は省略する。
であるので、ここではその説明は省略する。
（発明が解決しようとする問題点） 上記した従来の技術では、前述の各装置は回路の非線
形を利用しているため、原理的に電源周波数以外の高周
波数振動成分が内在している。
形を利用しているため、原理的に電源周波数以外の高周
波数振動成分が内在している。
具体的にいえば、スイッチング素子７によって線形リ
アクトル４を流れる電流を断続させ、等価的な平均イン
ダクタンスを制御するが、この際電流が歪波となり高周
波成分が生ずる。更にこの高周波成分は電圧調整によっ
ても変化する。
アクトル４を流れる電流を断続させ、等価的な平均イン
ダクタンスを制御するが、この際電流が歪波となり高周
波成分が生ずる。更にこの高周波成分は電圧調整によっ
ても変化する。
負荷が重い場合には、これら高周波数振動は負荷によ
る損失によって抑制され、弱い振動となって電源周波
（基本周波）に引き込み同期されるため、出力電圧には
現れない。
る損失によって抑制され、弱い振動となって電源周波
（基本周波）に引き込み同期されるため、出力電圧には
現れない。
しかし、特に軽負荷になるとこの引き込み同期が外
れ、色々の周波数成分の振動が同時に発生し、これらに
よるビート振動が複雑に干渉し合って概周期振動あるい
は超低周波振動などの異常振動となって出力電圧に現れ
る。
れ、色々の周波数成分の振動が同時に発生し、これらに
よるビート振動が複雑に干渉し合って概周期振動あるい
は超低周波振動などの異常振動となって出力電圧に現れ
る。
この現象は、定電圧装置を実用化する場合の最大の欠
点であり、前記概周期振動などの異常振動の発生を防止
するために、低負荷時にはダミー抵抗を出力に負荷し、
著しい軽負荷になることをさけているのが現状である。
点であり、前記概周期振動などの異常振動の発生を防止
するために、低負荷時にはダミー抵抗を出力に負荷し、
著しい軽負荷になることをさけているのが現状である。
従って、ダミー負荷のため余分の損失が生じて装置全
体の効率が低下し、またダミー負荷によって発生する熱
を放散させるため、大形の放熱器が必要となるので、装
置が大形かつ高価になるという欠点を生じている。
体の効率が低下し、またダミー負荷によって発生する熱
を放散させるため、大形の放熱器が必要となるので、装
置が大形かつ高価になるという欠点を生じている。
本発明の目的は、前記の問題点を解決し、低負荷時に
も概周期振動を発生しない交流定電圧装置を提供するこ
とにある。
も概周期振動を発生しない交流定電圧装置を提供するこ
とにある。
（問題点を解決するための手段および作用） 本発明は、出力電圧検出制御装置に適当なフィルタ特
性をもたせ、概周期振動または異常振動に相当する数サ
イクル程度の周波数帯、または前記異常振動の発生原因
である歪波の高周波成分に減衰特性を与えることによ
り、ダミー抵抗を用いることなしに出力の安定化を実現
した点に特徴がある。
性をもたせ、概周期振動または異常振動に相当する数サ
イクル程度の周波数帯、または前記異常振動の発生原因
である歪波の高周波成分に減衰特性を与えることによ
り、ダミー抵抗を用いることなしに出力の安定化を実現
した点に特徴がある。
（実施例） 以下に図面を参照して、本発明を詳細に説明する。
第１図は本発明の一実施例の要部である出力電圧検出
制御装置の構成を示す回路図である。同図において、第
２図と同一の符号は、同一または同等部分をあらわして
いる。
制御装置の構成を示す回路図である。同図において、第
２図と同一の符号は、同一または同等部分をあらわして
いる。
この出力検出制御装置は第２〜４図に組込んで用いら
れることができる。
れることができる。
負荷10の両端に発生する出力交流は、整流器91および
平滑回路92によって直流信号に変換される。得られた直
流信号は比較器93において、目標電圧信号94と比較さ
れ、偏差ΔＥ0が検出される。偏差ΔＥ0はフィルタ回路
95に供給される。
平滑回路92によって直流信号に変換される。得られた直
流信号は比較器93において、目標電圧信号94と比較さ
れ、偏差ΔＥ0が検出される。偏差ΔＥ0はフィルタ回路
95に供給される。
第１図に示したフィルタ回路95は、複数の演算増幅器
で構成した三次能動フィルタであり（能動フィルタの基
本的動作は、例えばMcGRAW-HILL KOGAKUSHA発行Millman
Halkias著"INTEGRATED ELECTRONICS Analog Digital C
ircuit and Systems第548〜559頁などに記載されてお
り、良く知られているので、ここでは説明を省略す
る）、偏差ΔＥ0に含まれる概周期振動成分などの異常
振動成分を減衰させる。
で構成した三次能動フィルタであり（能動フィルタの基
本的動作は、例えばMcGRAW-HILL KOGAKUSHA発行Millman
Halkias著"INTEGRATED ELECTRONICS Analog Digital C
ircuit and Systems第548〜559頁などに記載されてお
り、良く知られているので、ここでは説明を省略す
る）、偏差ΔＥ0に含まれる概周期振動成分などの異常
振動成分を減衰させる。
この場合、電源周波数成分はなるべき減衰されないこ
とが望ましく、少なくとも、異常振動成分の減衰率が電
源周波数成分のそれよりも大きいことが必要である。ま
た、前記フィルタの次数は三次である必要はなく、それ
以上の次数または二次であってもよい。
とが望ましく、少なくとも、異常振動成分の減衰率が電
源周波数成分のそれよりも大きいことが必要である。ま
た、前記フィルタの次数は三次である必要はなく、それ
以上の次数または二次であってもよい。
また、電源周波数付近にフィルタのピーク特性をもた
せることも有効である。これによって歪波の高周波成分
を抑圧し、ビート振動レベルを低減することができる。
せることも有効である。これによって歪波の高周波成分
を抑圧し、ビート振動レベルを低減することができる。
前記フィルタ回路95の出力ΔIcをトランジスタ96で増
幅し、たとえば変圧器結合されたUJT（ユニジャンクシ
ョントランジスタ）点弧位相角制御回路97によって、前
記偏差ΔＥ0が正で、大きいほどスイッチング回路７の
点弧位相角が進み、線形リアクトル４に流れる平均電流
が大きくなるように制御する。
幅し、たとえば変圧器結合されたUJT（ユニジャンクシ
ョントランジスタ）点弧位相角制御回路97によって、前
記偏差ΔＥ0が正で、大きいほどスイッチング回路７の
点弧位相角が進み、線形リアクトル４に流れる平均電流
が大きくなるように制御する。
なお、前記UJT点弧位相角制御回路97は、例えば、丸
善株式会社昭和41年11月30日発行「SCRハンドブック」
第82頁に記載される「UJTによる弛緩発振器」回路を用
いることによって、容易に実現できるが、UJTによらな
い他の適当な点弧位相角制御回路を用いてもよいことは
当然である。
善株式会社昭和41年11月30日発行「SCRハンドブック」
第82頁に記載される「UJTによる弛緩発振器」回路を用
いることによって、容易に実現できるが、UJTによらな
い他の適当な点弧位相角制御回路を用いてもよいことは
当然である。
以上では、フィルタ回路として、演算増幅器を含む能
動フィルタを用いた例について述べたが、当業者には明
らかなように、その代りにL-C回路またはR-C回路と増幅
器とを用いることにより、さらにはデジタル回路を用い
ることによっても同様の特性を有するフィルタを構成す
ることが可能である。また、第１図において、フィルタ
回路95は比較器93の反転入力側に挿入されてもよい。
動フィルタを用いた例について述べたが、当業者には明
らかなように、その代りにL-C回路またはR-C回路と増幅
器とを用いることにより、さらにはデジタル回路を用い
ることによっても同様の特性を有するフィルタを構成す
ることが可能である。また、第１図において、フィルタ
回路95は比較器93の反転入力側に挿入されてもよい。
さらに、磁気増幅器がフィルタ特性をもっていること
を利用し、前記フィルタ回路95の代りに磁気増幅器を用
いることもできる。
を利用し、前記フィルタ回路95の代りに磁気増幅器を用
いることもできる。
第５図は磁気増幅器を適用した本発明の交流定電圧装
置の要部構成を示す回路図である。
置の要部構成を示す回路図である。
磁気増幅器５は１対のコア（図示省略）に別々に巻回
された第1,第２ゲート巻線51,52ならびにコアに共通に
巻回された短絡巻線54、制御巻線56、およびバイアス巻
線58よりなる。
された第1,第２ゲート巻線51,52ならびにコアに共通に
巻回された短絡巻線54、制御巻線56、およびバイアス巻
線58よりなる。
第1,第２ゲート巻線51,52の入力側はそれぞれ対応す
るトランス２次巻線53,55を介して出力電圧Ｅ0に結合さ
れ、またその出力側はダイオードD1,D2を介して逆並列
接続（第２図参照）されたサイリスタ71,72のゲートお
よびカソードに接続される。
るトランス２次巻線53,55を介して出力電圧Ｅ0に結合さ
れ、またその出力側はダイオードD1,D2を介して逆並列
接続（第２図参照）されたサイリスタ71,72のゲートお
よびカソードに接続される。
短絡巻線54は抵抗ＲHによって短絡される。負荷10の
両端にあらわれる出力電圧Ｅ0は整流、平滑され、その
直流出力はゼナーダイオードZDに供給される。
両端にあらわれる出力電圧Ｅ0は整流、平滑され、その
直流出力はゼナーダイオードZDに供給される。
したがって、ゼナーダイオードZDと並列接続されたコ
ンデンサC2には、ゼナー電圧に応じた目標電圧信号が発
生し、また整流器Recの正側出力端と前記コンデンサC2
の正端子との間には偏差電圧ΔＥ0が発生する。
ンデンサC2には、ゼナー電圧に応じた目標電圧信号が発
生し、また整流器Recの正側出力端と前記コンデンサC2
の正端子との間には偏差電圧ΔＥ0が発生する。
制御巻線56には線形リアクトルＬHおよび抵抗Raが直
列接続され、この直列回路には前記偏差電圧ΔＥ0が印
加される。バイアス巻線58は抵抗ｒを介してコンデンサ
C2の両端子間に接続される。また、抵抗Raおよび線形リ
アクトルＬHの接続点と整流器Recの負側出力端との間に
は、可変抵抗RbとコンデンサＣHの並列回路が接続され
る。
列接続され、この直列回路には前記偏差電圧ΔＥ0が印
加される。バイアス巻線58は抵抗ｒを介してコンデンサ
C2の両端子間に接続される。また、抵抗Raおよび線形リ
アクトルＬHの接続点と整流器Recの負側出力端との間に
は、可変抵抗RbとコンデンサＣHの並列回路が接続され
る。
よく知られているように、磁気増幅器は、リセットさ
れる磁束量によって出力が変化する能動回路であり、第
５図の例では、そのリセット磁束量は偏差電圧ΔＥ0に
よって決る。そして、前記の回路素子ＬH,RH,CHなど
は、偏差電圧ΔＥ0の変化に伴なう磁気増幅器のリセッ
ト磁束量の変化に対してそのフィルタ特性を調整する機
能を有する。
れる磁束量によって出力が変化する能動回路であり、第
５図の例では、そのリセット磁束量は偏差電圧ΔＥ0に
よって決る。そして、前記の回路素子ＬH,RH,CHなど
は、偏差電圧ΔＥ0の変化に伴なう磁気増幅器のリセッ
ト磁束量の変化に対してそのフィルタ特性を調整する機
能を有する。
第６図は第５図に示した磁気増幅器の過度応答を説明
するための等価回路図である。図において、第５図と同
一の符号は、同一または同等部分をあらわしている。
するための等価回路図である。図において、第５図と同
一の符号は、同一または同等部分をあらわしている。
ここでＲLは線形リアクトルＬHの内部抵抗であり、Ｌ
Mは磁気増幅器の等価インダクタンスであり、Isは短絡
巻線54に流れる電流、ΔIcは制御巻線56に流れる電流で
ある。したがって、等価インダクタンスＬMに流れる電
流（ΔIc−Is）によって磁気増幅器の制御起磁力が決定
される。
Mは磁気増幅器の等価インダクタンスであり、Isは短絡
巻線54に流れる電流、ΔIcは制御巻線56に流れる電流で
ある。したがって、等価インダクタンスＬMに流れる電
流（ΔIc−Is）によって磁気増幅器の制御起磁力が決定
される。
第６図から、磁気増幅器の過渡応答の伝達関数はつぎ
のように表わされる。
のように表わされる。
（ΔIc−Is）／ΔＥ0＝A/（Ｓ3＋BS2＋CS＋Ｄ） ここで、 Ａ＝RbRH/RaRbLHＣHＬM Ｂ＝｛RaRbCHＬMＲH＋RaRbLHＣHＲH＋RaRbRLＣHＬM＋
（Ra＋Rb）ＬHＬM｝/Ra・RbLHＣHＬM Ｃ＝［RaRbRLＣHＲH＋（Ra＋Rb）ＲHＬM＋｛（Ra＋Rb）
ＲL＋RaRb｝ＬM＋ＬH（Ra＋Rb）ＲH］/RaRbLHＣH・ＬM Ｄ＝［ＲL（Ra＋Rb）＋RaRb］・ＲH/RaRbLHＣHＬM 以上の解析から、第５図の磁気増幅器はフィルタとし
て動作し、その特性は第１図に示したフィルタ回路95の
それに対応すること、および、前記フィルタ特性は、Ｌ
H,RHおよびＣHの少なくとも１つを変化させることによ
って適宜調整できることが分る。
（Ra＋Rb）ＬHＬM｝/Ra・RbLHＣHＬM Ｃ＝［RaRbRLＣHＲH＋（Ra＋Rb）ＲHＬM＋｛（Ra＋Rb）
ＲL＋RaRb｝ＬM＋ＬH（Ra＋Rb）ＲH］/RaRbLHＣH・ＬM Ｄ＝［ＲL（Ra＋Rb）＋RaRb］・ＲH/RaRbLHＣHＬM 以上の解析から、第５図の磁気増幅器はフィルタとし
て動作し、その特性は第１図に示したフィルタ回路95の
それに対応すること、および、前記フィルタ特性は、Ｌ
H,RHおよびＣHの少なくとも１つを変化させることによ
って適宜調整できることが分る。
例えば、短絡巻線54に挿入する直列抵抗ＲHを小さく
するほど、また制御巻線56に挿入するコンデンサＣHお
よびインダクタンスＬHを大きくするほど、減衰率が大
となる周波数領域を低域側へ移動させることができる。
するほど、また制御巻線56に挿入するコンデンサＣHお
よびインダクタンスＬHを大きくするほど、減衰率が大
となる周波数領域を低域側へ移動させることができる。
したがって、実際の回路に適用する場合のフィルタ特
性の設計や微調整は磁気増幅器の方が簡単である。その
他にも磁気増幅器は、原理的にフィルタの次数が高く、
また鉄芯と銅線を主要構成とするために堅牢かつ高信頼
性であり、巻線により信号の絶縁が容易であるばかりで
なく、さらに内部での雑音発生が少なく、電源ラインか
らの雑音の侵入を抑制し、原理的に過負荷保護の機能を
有する等の優れた利点をもっている。
性の設計や微調整は磁気増幅器の方が簡単である。その
他にも磁気増幅器は、原理的にフィルタの次数が高く、
また鉄芯と銅線を主要構成とするために堅牢かつ高信頼
性であり、巻線により信号の絶縁が容易であるばかりで
なく、さらに内部での雑音発生が少なく、電源ラインか
らの雑音の侵入を抑制し、原理的に過負荷保護の機能を
有する等の優れた利点をもっている。
第７図は、第６図において、ＣHを47μF,またＬHを1.
2Hに保った状態で、抵抗ＲHを独立変数とし、概周波振
動などの異常振動を発生することなしに動作できる最小
の限界負荷率Hcrを従属変数として示した実測結果であ
る。ここで限界負荷率Hcr（％）は、 （安定出力電力の最小値）×100/（100％負荷電力） の値で定義されており、電源周波数は50Hz,50％負荷で
の出力電圧Ｅ0は231Vである。
2Hに保った状態で、抵抗ＲHを独立変数とし、概周波振
動などの異常振動を発生することなしに動作できる最小
の限界負荷率Hcrを従属変数として示した実測結果であ
る。ここで限界負荷率Hcr（％）は、 （安定出力電力の最小値）×100/（100％負荷電力） の値で定義されており、電源周波数は50Hz,50％負荷で
の出力電圧Ｅ0は231Vである。
第７図から分るように、抵抗ＲHの或る範囲（３〜15
Ω）にわたり、無負荷状態（Hcr＝０）においても異常
振動が全く生じない領域が存在し、本実施例によって動
作の安定性が実現されていることが分る。
Ω）にわたり、無負荷状態（Hcr＝０）においても異常
振動が全く生じない領域が存在し、本実施例によって動
作の安定性が実現されていることが分る。
抵抗ＲHの代りにコンデンサＣHまたはリアクトルＬH
を独立変数に選んでも、同様な実験結果を得ることがで
きることが発明者らによって確認されている。
を独立変数に選んでも、同様な実験結果を得ることがで
きることが発明者らによって確認されている。
第８図は、第７図の場合と同じ条件で、時刻T0におい
て、負荷を100％から50％に急変させたときの、出力電
圧変化の過渡現象を示すタイムチャートである。
て、負荷を100％から50％に急変させたときの、出力電
圧変化の過渡現象を示すタイムチャートである。
第８図から、本実施例のように制御回路にフィルタを
挿入して、出力電圧に含まれる概周期振動などの異常振
動などを抑制しても、これによってオーバシュートが増
大する等の不都合はなく、従来法による制御の場合と殆
ど変りない過渡応答となることが分る。
挿入して、出力電圧に含まれる概周期振動などの異常振
動などを抑制しても、これによってオーバシュートが増
大する等の不都合はなく、従来法による制御の場合と殆
ど変りない過渡応答となることが分る。
第９図は本発明に好適なフィルタ回路の他の例を示す
もので、第１図のフィルタ95の代りの用いられることが
できる。
もので、第１図のフィルタ95の代りの用いられることが
できる。
図示のように、このフィルタ回路は、演算増幅器70
と、その入力出力間に並列接続された抵抗R7およびコン
デンサC7とより構成され、電源周波数よりも高い高周波
成分をカットするローパスフィルタとして作用する。
と、その入力出力間に並列接続された抵抗R7およびコン
デンサC7とより構成され、電源周波数よりも高い高周波
成分をカットするローパスフィルタとして作用する。
また、第９図のフィルタ回路を複数段直列に接続すれ
ば、このローパスフィルタの利得−周波数特性が、電源
周波数または基本周波数の僅か高い側に設定された遮断
周波数から急峻に減衰するようになるので望ましい。
ば、このローパスフィルタの利得−周波数特性が、電源
周波数または基本周波数の僅か高い側に設定された遮断
周波数から急峻に減衰するようになるので望ましい。
第10図は遮断周波数ωNを横軸、利得ｋを縦軸とする
周波数−利得特性上での定電圧装置の安定動作領域を、
使用するローパスフィルタの段数ｎをパラメータとして
示したものである。
周波数−利得特性上での定電圧装置の安定動作領域を、
使用するローパスフィルタの段数ｎをパラメータとして
示したものである。
この図において、各曲線によって２分された領域のう
ち、原点側の領域は安定領域をあらわし、また反対側の
領域は不安定領域をあらわしている。この図からもわか
るように、フィルタ段数が増えるほど安定動作領域が拡
大することがわかる。
ち、原点側の領域は安定領域をあらわし、また反対側の
領域は不安定領域をあらわしている。この図からもわか
るように、フィルタ段数が増えるほど安定動作領域が拡
大することがわかる。
（発明の効果） 以上の説明から分かるように、第１図および第５図に
示したような出力電圧検出制御装置を用いることによ
り、交流定電圧装置の軽負荷時に現われる概周波振動な
どの異常振動は、ダミー抵抗を用いることなしに完全に
除去することが可能となり、出力電圧のより一層の安定
化を実現することができる。
示したような出力電圧検出制御装置を用いることによ
り、交流定電圧装置の軽負荷時に現われる概周波振動な
どの異常振動は、ダミー抵抗を用いることなしに完全に
除去することが可能となり、出力電圧のより一層の安定
化を実現することができる。
また、ダミー抵抗を接続する必要が無くなるのでダミ
ー抵抗による電力損失を皆無にでき、ダミー負荷による
損失の増大およびダミー負荷に発生する余分な熱を放散
するための放熱器を不要にすることができる。
ー抵抗による電力損失を皆無にでき、ダミー負荷による
損失の増大およびダミー負荷に発生する余分な熱を放散
するための放熱器を不要にすることができる。
第１図は本発明の一実施例の要部構成を示す回路図であ
る。第２図は、従来の交流定電圧装置の１例を示すブロ
ック図である。第３図および第４図は従来の交流定電圧
装置の他の例を示す回路図である。第５図はフィルタ回
路として磁気増幅器を用いた、本発明の交流定電圧装置
の要部構成を示す回路図である。第６図は第５図に示し
た磁気増幅器の過度応答を説明するための等価回路図で
ある。第７図は第５図における抵抗ＲHと最小限界負荷
率Hcrとの関係を示すグラフである。第８図は第７図の
場合と同じ条件で負荷を100％から50％に急変させたと
きの出力電圧・電流変化の過渡現象を示すタイムチャー
トである。第９図は本発明に好適なフィルタ回路の他の
例を示すものである。第10図は定電圧装置の安定動作領
域を示す図である。 １……交流電源、2,4……線形リアクトル、５……磁気
増幅器、７……スイッチング回路、９……出力電圧検出
制御装置、10……負荷、51,52……第1,第２ゲート巻
線、54……短絡巻線、56……制御巻線、58……バイアス
巻線、95……フィルタ回路、97……点弧位相角制御回路
る。第２図は、従来の交流定電圧装置の１例を示すブロ
ック図である。第３図および第４図は従来の交流定電圧
装置の他の例を示す回路図である。第５図はフィルタ回
路として磁気増幅器を用いた、本発明の交流定電圧装置
の要部構成を示す回路図である。第６図は第５図に示し
た磁気増幅器の過度応答を説明するための等価回路図で
ある。第７図は第５図における抵抗ＲHと最小限界負荷
率Hcrとの関係を示すグラフである。第８図は第７図の
場合と同じ条件で負荷を100％から50％に急変させたと
きの出力電圧・電流変化の過渡現象を示すタイムチャー
トである。第９図は本発明に好適なフィルタ回路の他の
例を示すものである。第10図は定電圧装置の安定動作領
域を示す図である。 １……交流電源、2,4……線形リアクトル、５……磁気
増幅器、７……スイッチング回路、９……出力電圧検出
制御装置、10……負荷、51,52……第1,第２ゲート巻
線、54……短絡巻線、56……制御巻線、58……バイアス
巻線、95……フィルタ回路、97……点弧位相角制御回路
Claims (7)
- 【請求項１】交流電源に対して直列に接続され、前記交
流電源周波数に関して実質上共振関係にある第１の線形
リアクトルおよびコンデンサと、 前記コンデンサと並列接続された第２の線形リアクトル
および両方向スイッチング素子の直列回路と、 前記コンデンサの両端に生ずる出力電圧の基準値に対す
る偏差を検出する偏差検出手段と、 前記偏差に応じて、前記両方向スイッチング素子の点弧
位相角を、前記偏差が零になるように制御する点弧位相
角制御手段とを具備し、 前記偏差検出手段は、前記偏差に含まれる概周期振動成
分などの異常振動周波数成分を減衰させるフィルタ手段
を含むことを特徴とする交流定電圧装置。 - 【請求項２】前記フィルタ手段は前記点弧位相角制御手
段の入力側に挿入された特許請求の範囲第１項記載の交
流定電圧装置。 - 【請求項３】前記フィルタ手段は少なくとも１つの能動
フィルタ回路である前記特許請求の範囲第１項記載の交
流定電圧装置。 - 【請求項４】前記フィルタ手段の特性は、異常振動周波
数領域の減衰率が電源周波数領域のそれよりも大となる
ように選定された前記特許請求の範囲第１項に記載の交
流定電圧装置。 - 【請求項５】交流電源に対して直列に接続され、前記交
流電源周波数に関して実質上共振関係にある第１の線形
リアクトルおよびコンデンサと、 前記コンデンサと並列接続された第２の線形リアクトル
および両方向スイッチング素子の直列回路と、 前記コンデンサの両端に生ずる出力電圧の基準値に対す
る偏差を検出する偏差検出手段と、 前記偏差に応じて、前記両方向スイッチング素子の点弧
位相角を、前記偏差が正で、かつ大であるほど進めるよ
うに制御する点弧位相角制御手段とを具備し、 前記偏差検出手段は、前記偏差に含まれる概周期振動成
分などの異常振動周波数成分を減衰させる磁気増幅器を
含むことを特徴とする交流定電圧装置。 - 【請求項６】前記フィルタ手段としての磁気増幅器は前
記点弧位相角制御の入力側に挿入された特許請求の範囲
第５項記載の交流定電圧装置。 - 【請求項７】前記フィルタ手段としての磁気増幅器は、
リセット磁束量の変化を制御してフィルタ特性を調節す
る手段を有し、前記リセット磁束量の変化を制御してフ
ィルタ特性を調節する手段は、磁気増幅器の短絡巻線に
直列接続された可変抵抗、制御巻線に直列接続された線
形リアクトル、および前記線形リアクトルに並列接続さ
れたコンデンサの少なくとも１つである前記特許請求の
範囲第５項または第６項記載の交流定電圧装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8721431A GB2196157B (en) | 1986-10-17 | 1987-09-11 | Alternating current voltage regulator |
| CA000546922A CA1282827C (en) | 1986-10-17 | 1987-09-15 | Alternating current voltage regulator |
| US07/100,487 US4786854A (en) | 1986-10-17 | 1987-09-24 | Alternating current voltage regulator using a feedback loop with step filtering |
| FR878714317A FR2605428B1 (fr) | 1986-10-17 | 1987-10-16 | Regulateur de tension en courant alternatif |
| AU79838/87A AU597736B2 (en) | 1986-10-17 | 1987-10-16 | Alternating current voltage regulator |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24534686 | 1986-10-17 | ||
| JP61-245346 | 1986-10-17 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63228925A JPS63228925A (ja) | 1988-09-22 |
| JP2577561B2 true JP2577561B2 (ja) | 1997-02-05 |
Family
ID=17132305
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62124423A Expired - Lifetime JP2577561B2 (ja) | 1986-10-17 | 1987-05-21 | 交流定電圧装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2577561B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102017102018A1 (de) | 2017-02-02 | 2018-08-02 | Wobben Properties Gmbh | Verfahren zum Einspeisen elektrischer Leistung in ein elektrisches Versorgungsnetz |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6154513A (ja) * | 1984-08-23 | 1986-03-18 | Nishimu Denshi Kogyo Kk | 鉄共振形交流定電圧装置 |
| JPS61116934A (ja) * | 1984-11-09 | 1986-06-04 | 日新電機株式会社 | 瞬時電圧低下補償装置 |
-
1987
- 1987-05-21 JP JP62124423A patent/JP2577561B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6154513A (ja) * | 1984-08-23 | 1986-03-18 | Nishimu Denshi Kogyo Kk | 鉄共振形交流定電圧装置 |
| JPS61116934A (ja) * | 1984-11-09 | 1986-06-04 | 日新電機株式会社 | 瞬時電圧低下補償装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63228925A (ja) | 1988-09-22 |
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