JP2570538B2 - Signal detection system and burst demodulator - Google Patents
Signal detection system and burst demodulatorInfo
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル位相変調を
用いた通信システムの受信機において、信号の到来を検
出するための信号検出方式と、この信号検出方式を用い
たバースト復調装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a signal detection method for detecting the arrival of a signal in a receiver of a communication system using digital phase modulation, and a burst demodulator using the signal detection method.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ディジタル位相変調を用いた通信システ
ムの受信機において、特にバースト伝送システムの場
合、信号検出は復調シーケンスの制御タイミングを得る
ためにも必要である。従来、この種の信号検出は、搬送
波振幅あるいは電力の検出を行うもので、これには無変
調信号が用いられていた。ランダムデータ変調信号は、
広帯域スペクトルを有しているため、低い信号対雑音電
力比条件において、信号と雑音の判別が困難であった。
したがって、バースト伝送システムでは、図４に示した
ようにバースト信号の先頭部に予め一定シンボルの無変
調信号をプリアンブルとして付加し、これを用いて信号
検出を行っていた。2. Description of the Related Art In a receiver of a communication system using digital phase modulation, particularly in the case of a burst transmission system, signal detection is necessary for obtaining control timing of a demodulation sequence. Conventionally, this type of signal detection is to detect the carrier wave amplitude or power, and an unmodulated signal has been used for this. The random data modulated signal is
Because of the broadband spectrum, it was difficult to distinguish between signal and noise under low signal-to-noise power ratio conditions.
Therefore, in the burst transmission system, as shown in FIG. 4, a non-modulated signal of a certain symbol is added in advance as a preamble to the head of the burst signal, and signal detection is performed using this.
【０００３】図５に従来の信号検出方式の一実施例を示
す。図５において、細線は実数信号、太線は複素信号を
示す。発振器１は、ビット周波数の約ｒ（ｒは正の実
数）倍の周波数のクロック信号を出力する。Ａ／Ｄ変換
器２は、発振器１のクロック信号により、ディジタル位
相変調信号を準同期検波した入力信号をサンプルし、ビ
ット数ｌ（ｌは正の整数）にディジタル量子化する。第
１のローパスフィルタ１５は、Ａ／Ｄ変換器２の出力信
号を平均する。絶対値あるいは自乗計算手段１６は、第
１のローパスフィルタ１５の出力の絶対値あるいは自乗
を計算する。第２のローパスフィルタ１７は、絶対値あ
るいは自乗計算手段１６の出力信号を平均し、雑音によ
る分散を改善する。比較手段１８は、第２のローパスフ
ィルタ１７の出力信号を受け、予め定めたしきい値と比
較し、第２のローパスフィルタ１７の出力がしきい値を
越えた時、ディジタル位相変調信号の検出を知らせる検
出信号を外部へ出力する。FIG. 5 shows an embodiment of a conventional signal detection system. In FIG. 5, a thin line indicates a real number signal, and a thick line indicates a complex signal. The oscillator 1 outputs a clock signal having a frequency approximately r (r is a positive real number) times the bit frequency. The A / D converter 2 samples the input signal obtained by quasi-synchronous detection of the digital phase modulation signal by the clock signal of the oscillator 1, and digitally quantizes the input signal to the number of bits 1 (1 is a positive integer). The first low-pass filter 15 averages the output signal of the A / D converter 2. The absolute value or square calculation means 16 calculates the absolute value or the square of the output of the first low-pass filter 15. The second low-pass filter 17 averages the absolute value or the output signal of the square calculation means 16 and improves the variance due to noise. The comparing means 18 receives the output signal of the second low-pass filter 17 and compares the output signal with a predetermined threshold value. When the output of the second low-pass filter 17 exceeds the threshold value, the digital phase modulation signal is detected. Is output to the outside.
【０００４】また、一般にこのような無変調信号を用い
て信号検出を行うバースト復調装置では、図４に示すバ
ーストフォーマットを用いている。まず、無変調信号プ
リアンブルを用いて信号検出を行い、そのタイミングで
同様に無変調信号プリアンブルを用いて搬送波再生を行
う。その後で、交番データ変調信号を用いてビット同期
を行う。In general, a burst demodulator for performing signal detection using such an unmodulated signal uses a burst format shown in FIG. First, signal detection is performed using the unmodulated signal preamble, and at that timing, the carrier is also reproduced using the unmodulated signal preamble. After that, bit synchronization is performed using the alternating data modulation signal.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】このように従来例で
は、信号検出に無変調信号を必要としており、無変調プ
リアンブルが付加されず、最初からデータ変調信号が受
信機に入力される場合には、信号検出は困難となる。ま
た、信号検出に無変調信号プリアンブルを用いることが
できる場合でも、大きな搬送波周波数偏差が存在する場
合には、同様に信号検出が困難となるので、図５に示す
ようにフィルタバンク方式や１次の位相同期ループで位
相同期をかけてから信号検出を行うなどの必要が生じて
くる。このため、演算量が大きくなり、検出時間が長く
かかるなどの問題がある。As described above, in the conventional example, when a non-modulated signal is required for signal detection, a non-modulated preamble is not added, and a data modulated signal is input to a receiver from the beginning, Signal detection becomes difficult. Even when the unmodulated signal preamble can be used for signal detection, if there is a large carrier frequency deviation, signal detection becomes similarly difficult. Therefore, as shown in FIG. It is necessary to perform signal detection after performing phase synchronization in the phase locked loop. For this reason, there is a problem that the amount of calculation is large and the detection time is long.
【０００６】また、このような信号検出を行う従来のバ
ースト復調装置では、信号検出だけのために数十シンボ
ルのプリアンブルを必要とするので、復調処理時間が長
くなる問題がある。Further, in the conventional burst demodulator for performing such signal detection, since a preamble of several tens of symbols is required only for signal detection, there is a problem that demodulation processing time becomes long.
【０００７】本発明の目的は、信号検出にデータ変調信
号に含まれるビット周波数成分の振幅あるいは電力を検
出するため、無変調信号を必要とせず、搬送波周波数偏
差の影響を受けにくく、検出時間の短い信号検出方式を
提供することにある。また、信号検出にビット同期と共
通の装置を使用することで演算量の削減を図り、信号検
出をビット同期と同時進行的に行うことで余分な検出時
間を必要とせず、より短いプリアンブルでの復調を行え
るバースト復調装置を提供することにある。An object of the present invention is to detect the amplitude or power of a bit frequency component included in a data modulation signal for signal detection, so that an unmodulated signal is not required, the signal is hardly affected by a carrier frequency deviation, and the detection time is reduced. It is to provide a short signal detection method. In addition, the amount of calculation is reduced by using a common device with bit synchronization for signal detection, and by performing signal detection simultaneously with bit synchronization, no extra detection time is required and a shorter preamble can be used. An object of the present invention is to provide a burst demodulation device capable of demodulation.
【０００８】更に、全ディジタル的処理を用いるため、
無調整かつＩＣ化が容易でディジタル信号処理プロセッ
サを用いたソフトウェア処理も行える信号検出方式及び
バースト復調装置を提供することにある。Further, since all digital processing is used,
It is an object of the present invention to provide a signal detection method and a burst demodulation device that can be adjusted without any difficulty, can be easily integrated into an IC, and can perform software processing using a digital signal processor.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】本発明の信号検出方式
は、ビット周波数の約ｒ（ｒは正の実数）倍の周波数ク
ロック信号を出力する発振器と、前記発振器のクロック
信号により、ディジタル位相変調信号を準同期検波した
入力信号をサンプルしビット数ｌ（ｌは正の整数）にデ
ィジタル量子化するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器
のクロック信号を受けそのエンベロープを計算するエン
ベロープ検出手段と、前記発振器の出力信号を受けその
周波数のｒ分の１の周波数の複素正弦波を出力する複素
正弦波発生手段と、前記エンベロープ検出手段の出力信
号と前記複素正弦波発生手段の出力信号との位相相関を
検出する位相相関検出手段と、前記位相相関検出手段の
出力信号を平均する第１のローパスフィルタと、前記第
１のローパスフィルタの出力信号の絶対値あるいは自乗
を計算する絶対値あるいは自乗計算手段と、前記絶対値
あるいは自乗計算手段の出力信号を受け予め定めたしき
い値と比較し前記絶対値あるいは自乗計算手段の出力信
号が前記しきい値を越えた時ディジタル位相変調信号の
検出を知らせる検出信号を出力する比較手段とを備えて
いる。According to the signal detection method of the present invention, an oscillator for outputting a frequency clock signal having a frequency approximately r (r is a positive real number) times the bit frequency, and a digital phase modulation using the clock signal of the oscillator. An A / D converter that samples an input signal obtained by quasi-synchronous detection of the signal and digitally quantizes the input signal to a bit number 1 (1 is a positive integer); and an envelope that receives the clock signal of the A / D converter and calculates its envelope. Detecting means, receiving the output signal of the oscillator, outputting a complex sine wave having a frequency of 1 / r of the frequency, outputting a complex sine wave, output signal of the envelope detecting means, and output of the complex sine wave generating means Phase correlation detecting means for detecting a phase correlation with a signal, a first low-pass filter averaging an output signal of the phase correlation detecting means, and a first low-pass filter An absolute value or square calculating means for calculating the absolute value or square of the output signal of the above, and an output signal of the absolute value or square calculating means being compared with a predetermined threshold value and an output signal of the absolute value or square calculating means And a comparing means for outputting a detection signal notifying the detection of the digital phase modulation signal when the threshold value exceeds the threshold value.
【００１０】本発明のバースト復調装置は、前記入力信
号の前記ディジタル位相変調信号の先頭部に予め一定シ
ンボルの交番データ変調信号をプリアンブルとして付加
し、前記発振器と、前記Ａ／Ｄ変換器と、前記エンベロ
ープ検出手段と、前記複素正弦波発生手段と、前記位相
相関検出手段と、前記第１のローパスフィルタと、前記
絶対値あるいは自乗計算手段と、前記第２のローパスフ
ィルタと、前記比較手段とからなる信号検出器と、前記
比較手段の出力信号を受け復調シーケンスの制御タイミ
ングを作成するタイミング制御手段と、前記第１のロー
パスフィルタの出力信号の逆正接を計算する逆正接計算
手段と、前記タイミング制御手段の出力タイミング信号
で制御され前記逆正接計算手段の出力信号であるビット
タイミング信号で前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号をサンプ
ルするサンプラと、前記タイミング制御手段の出力タイ
ミング信号で制御され前記サンプラの出力信号を逆変調
する逆変調手段と、前記タイミング制御手段の出力タイ
ミング信号で制御され前記逆変調手段の出力信号を受け
搬送波再生及び位相復調を行う搬送波再生及び位相復調
手段とを備えている。The burst demodulator according to the present invention is characterized in that an alternating data modulation signal of a certain symbol is added in advance as a preamble to a head of the digital phase modulation signal of the input signal, and the oscillator, the A / D converter, The envelope detecting means, the complex sine wave generating means, the phase correlation detecting means, the first low-pass filter, the absolute value or square calculating means, the second low-pass filter, and the comparing means; A signal detector comprising: an output signal of the comparing means; a timing control means for generating a control timing of a demodulation sequence; an arc tangent calculating means for calculating an arc tangent of an output signal of the first low-pass filter; A bit timing signal which is controlled by an output timing signal of the timing control means and which is an output signal of the arctangent calculation means. A sampler for sampling the output signal of the A / D converter, an inverse modulation means for controlling the output signal of the sampler to inversely modulate the output signal of the sampler, and a control for the output timing signal of the timing control means And carrier recovery and phase demodulation means for receiving the output signal of the inverse modulation means and performing carrier recovery and phase demodulation.
【００１１】また、前記サンプラの代わりに、前記タイ
ミング制御手段の出力タイミング信号で制御され前記逆
正接計算手段の出力であるビットタイミング信号で前記
Ａ／Ｄ変換器の出力信号の内連続する数サンプルを用い
て内挿計算を行う内挿手段を備えても良い。In addition, instead of the sampler, several consecutive samples of the output signal of the A / D converter are controlled by a bit timing signal which is controlled by an output timing signal of the timing control means and is an output of the arctangent calculation means. May be provided with an interpolation means for performing an interpolation calculation by using.
【００１２】[0012]
【実施例】次に本発明の実施例について図面を参照して
説明する。図１に本発明による信号検出方式の一実施例
を示す。同図において、発振器１は、ビット周波数の約
ｒ（ｒは正の実数）倍の周波数のクロンク信号を出力す
る。Ａ／Ｄ変換器２は、発振器１のクロック信号によ
り、ディジタル位相変調信号を準同期検波した信号をサ
ンプルし、ビット数ｌ（ｌは正の整数）にディジタル量
子化する。エンベロープ検出手段３は、Ａ／Ｄ変換器２
の出力信号を受け、そのエンベロープを計算する。複素
正弦波発生手段４は、発振器１の出力信号を受け、その
周波数のｒ分の１周波数の複素正弦波を出力する。複素
正弦波発生手段４は、予め正弦波を書き込んだＲＯＭを
参照することで容易に実現できる。またＲＯＭの容量を
節約するために、一般にｒの値として整数値Ｎが選ばれ
る。位相相関検出手段５は、エンベロープ検出手段３の
出力信号と複素正弦波発生手段４の出力信号の位相相関
を検出する。Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows an embodiment of a signal detection system according to the present invention. In FIG. 1, an oscillator 1 outputs a clock signal having a frequency about r (r is a positive real number) times the bit frequency. The A / D converter 2 samples a signal obtained by quasi-synchronous detection of the digital phase modulation signal by the clock signal of the oscillator 1 and digitally quantizes the signal to a bit number 1 (1 is a positive integer). The envelope detecting means 3 includes the A / D converter 2
And computes its envelope. The complex sine wave generating means 4 receives the output signal of the oscillator 1 and outputs a complex sine wave having a frequency r / (r) of that frequency. The complex sine wave generating means 4 can be easily realized by referring to a ROM in which a sine wave is written in advance. In order to save the capacity of the ROM, an integer value N is generally selected as the value of r. The phase correlation detector 5 detects a phase correlation between the output signal of the envelope detector 3 and the output signal of the complex sine wave generator 4.
【００１３】第１のローパスフィルタ６は、位相相関検
出手段５の出力信号を平均する。絶対値あるいは自乗計
算手段７は、第１のローパスフィルタ６の出力信号の絶
対値あるいは自乗を計算する。サンプル周期をＴｓとす
ると、絶対値計算手段７の出力信号であるビット相関振
幅Ｃｂ（ｎＴｓ）は、The first low-pass filter 6 averages the output signal of the phase correlation detecting means 5. The absolute value or square calculating means 7 calculates the absolute value or square of the output signal of the first low-pass filter 6. Assuming that the sample period is Ts, the bit correlation amplitude Cb (nTs) which is the output signal of the absolute value calculation means 7 is:
【００１４】 [0014]
【００１５】と表される。ここで、Ｎ及びＬは、各々、
ビット周期当りのサンプル数と平均シンボル数を示す。
また、Ｖｅ（ｎＴｓ）は、エンベロープ検出手段３の出
力信号を示す。ａｂｓ（Ｘ）は、絶対値操作を意味す
る。この式では、第１のローパスフィルタ６として単純
な移動平均を用いている。## EQU1 ## Here, N and L are
Shows the number of samples and the average number of symbols per bit period.
Ve (nTs) indicates an output signal of the envelope detection means 3. abs (X) means absolute value operation. In this equation, a simple moving average is used as the first low-pass filter 6.
【００１６】第２のローパスフィルタ８は、絶対値ある
いは自乗計算手段７の出力信号を平均し、雑音あるいは
パタンジッタによるビット相関振幅の分散を改善する。
この第２のローパスフィルタ８は、必要に応じて削除し
てもよい。比較手段９は、第２のローパスフィルタ８の
出力信号を受け、予め定めたしきい値と比較し、第２の
ローパスフィルタ８の出力がしきい値を越えた時、ディ
ジタル位相変調信号の検出を宣言する。本発明による信
号検出方式では、ビット周波数成分の振幅あるいは電力
を検出するため、信号検出器の入力信号として、ランダ
ムデータあるいは交番データ変調信号を必要とする。特
に交番データ変調信号を入力とした場合には、ランダム
データ変調信号を入力とした場合よりも大きなビット相
関振幅が得られることは言うまでもない。The second low-pass filter 8 averages the absolute value or the output signal of the square calculation means 7 to improve the variance of the bit correlation amplitude due to noise or pattern jitter.
This second low-pass filter 8 may be deleted as necessary. The comparing means 9 receives the output signal of the second low-pass filter 8 and compares it with a predetermined threshold value. When the output of the second low-pass filter 8 exceeds the threshold value, the digital phase modulation signal is detected. Declare In the signal detection method according to the present invention, in order to detect the amplitude or power of a bit frequency component, a random data or an alternating data modulation signal is required as an input signal of the signal detector. In particular, when an alternating data modulation signal is input, it goes without saying that a larger bit correlation amplitude can be obtained than when a random data modulation signal is input.
【００１７】図２に本発明によるバースト復調装置の一
実施例を示す。同図において、発振器１、Ａ／Ｄ変換器
２、エンベロープ検出手段３、複素正弦波発生手段４、
位相相関検出手段５、第１のローパスフィルタ６、絶対
値あるいは自乗計算手段７、第２のローパスフィルタ
８、比較手段９は図１に示した信号検出方式による信号
検出器を構成している。FIG. 2 shows an embodiment of a burst demodulator according to the present invention. In the figure, an oscillator 1, an A / D converter 2, an envelope detecting means 3, a complex sine wave generating means 4,
The phase correlation detection means 5, the first low-pass filter 6, the absolute or square calculation means 7, the second low-pass filter 8, and the comparison means 9 constitute a signal detector based on the signal detection method shown in FIG.
【００１８】図４は、本発明によるバースト復調装置で
用いるバーストフォーマットを示す。プリアンブルとし
て全て交番データ変調信号を用い、信号検出、ビット同
期、搬送波同期を行う。交番データ変調信号とは、例え
ば、４相位相偏移変調信号では、０−π変調信号、π／
４シフト４相位相偏移変調信号では、０−３π／４変調
信号のことを言う。FIG. 4 shows a burst format used in the burst demodulator according to the present invention. All the alternating data modulation signals are used as preambles, and signal detection, bit synchronization, and carrier wave synchronization are performed. The alternating data modulation signal is, for example, a 0-π modulation signal, a π /
A 4-shift 4-phase phase shift keying signal refers to a 0-3π / 4 modulation signal.
【００１９】図２において、タイミング制御手段１０
は、比較手段９の出力信号を受け、復調シーケンスの制
御タイミングを出力する。例えば、タイミング制御手段
１０は、比較手段９からの信号検出出力を受け、内部カ
ウンタを起動しそのカウンタ値に基づき、ビット同期が
確立すると予想される時刻に、サンプラ、あるいは内挿
手段１２、逆変調手段１３、搬送波再生及び位相復調手
段１４へそれらの起動のためのタイミングを出力する。
また、プリアンブルが終了すると予想される時刻に、逆
変調手段１３へ逆変調動作を停止するためのタイミング
を出力し、搬送波再生及び位相復調手段１４へ復調信号
を入力とする動作へ移行するためのタイミングを出力す
る。また、搬送波再生及び位相復調手段１４における雑
音帯域を柔軟に制御するために、搬送波再生及び位相復
調手段１４へその起動後にいくつかの制御タイミングを
出力する。逆正接計算手段１１は、第１のローパスフィ
ルタ６の出力信号の逆正接を計算する。逆正接計算手段
１１の出力信号は、複素正弦波発生手段４の出力信号と
入力信号のビットタイミングとのタイミング誤差θｂ
（ｎＴｓ）を示し、In FIG . 2, the timing control means 10
Receives the output signal of the comparison means 9 and controls the demodulation sequence.
Control timing is output. For example, timing control means
10 receives the signal detection output from the comparison means 9 and
And starts bit synchronization based on the counter value.
Sampler or interpolation at expected time of establishment
Means 12, inverse modulation means 13, carrier recovery and phase demodulation means
The timing for their activation is output to stage 14.
At the time when the preamble is expected to end,
Timing for stopping reverse modulation operation to modulation means 13
And outputs the demodulated signal to the carrier recovery and phase demodulation means 14.
Outputs the timing for transitioning to operation with
You. In addition, noise in the carrier recovery and phase demodulation means 14 is reduced.
In order to flexibly control the sound band, carrier recovery and phase recovery
Some control timings after its activation
Output. The arc tangent calculation means 11 calculates the arc tangent of the output signal of the first low-pass filter 6. The output signal of the arctangent calculating means 11 is a timing error θb between the output signal of the complex sine wave generating means 4 and the bit timing of the input signal.
(NTs),
【００２０】 [0020]
【００２１】と表される。ａｒｇ（Ｘ）は、逆正接操作
を意味する。ビット同期と信号検出は、信号が入力され
次第、同時進行的に行われるため、信号検出が行われる
時には、既にある程度ビット同期が確立している状態と
言える。従って、ビット同期が確立する時刻は、信号検
出が行われる時刻と同時刻か、あるいは僅かに遅れた時
刻である。 ## EQU2 ## arg (X) means an arc tangent operation. Bit synchronization and signal detection are performed simultaneously as soon as a signal is input. Therefore, when signal detection is performed, it can be said that bit synchronization has already been established to some extent. Therefore, the time when the bit synchronization is established depends on the signal detection.
The same time as the departure, or a slight delay
It is time.
【００２２】サンプラ１２は、ビット同期が確立する時
刻にタイミング制御手段１０の出力タイミングで起動さ
れ、逆正接計算手段１１の出力であるビットタイミング
信号でＡ／Ｄ変換器２の出力信号をサンプルし、信号点
サンプルを抽出する。逆変調手段１３は、ビット同期が
確立する時刻にタイミング制御手段１０の出力タイミン
グ信号で起動され、サンプラ１２の出力信号を既知のプ
リアンブルデータ（交番データ）で逆変調する。この操
作により逆変調手段１３の出力は無変調信号となる。ま
た、逆変調手段１３は、プリアンブルが終了する時刻に
タイミング制御手段１０の出力タイミング信号で停止さ
れ、入力信号をそのまま出力する。The sampler 12 is started at the output timing of the timing control means 10 at the time when the bit synchronization is established, and samples the output signal of the A / D converter 2 with the bit timing signal output from the arctangent calculation means 11. , And extract signal point samples. The inverse modulation means 13 is activated by the output timing signal of the timing control means 10 at the time when the bit synchronization is established, and inversely modulates the output signal of the sampler 12 with known preamble data (alternating data) . This operation
Depending on the operation, the output of the inverse modulation means 13 becomes a non-modulated signal. Also, the inverse modulation means 13 is stopped by the output timing signal of the timing control means 10 at the time when the preamble ends, and outputs the input signal as it is.
【００２３】搬送波再生及び位相復調手段１４は、ビッ
ト同期が確立する時刻にタイミング制御手段１０の出力
タイミング信号で起動され、逆変調手段１３の出力信号
を受け、搬送波再生及び位相復調を行う。また、搬送波
再生及び位相復調手段１４は、タイミング制御手段１０
の出力タイミング信号で起動され、逆変調手段１３の出
力である無変調信号を受け、搬送波再生及び位相変調を
行う。無変調信号を用いると変調信号を用いる場合より
高速な搬送波再生が行える。また、搬送波再生及び位相
同期手段１４は、タイミング制御手段１０からプリアン
ブル終了のタイミングを受けると、変調信号を入力とす
る動作に切り替わる。更にタイミング制御手段１０から
のいくつかのタイミングで同期過程における雑音帯域な
どを行う。搬送波再生及び位相変調手段１４として、コ
スタスループ（位相同期ループ）や逆変調ループなどの
閉ループの方式から離散フーリェ変換などを用いた閉ル
ープの搬送波周波数、位相推定方式まで様々なものが考
えられる。The carrier recovery and phase demodulation means 14 is started by the output timing signal of the timing control means 10 at the time when the bit synchronization is established, receives the output signal of the inverse modulation means 13, and performs carrier recovery and phase demodulation. Further, the carrier recovery and phase demodulation means 14 includes a timing control means 10.
Is activated by the output timing signal of
Receiving the unmodulated signal which is the power
Do. Using an unmodulated signal is better than using a modulated signal
High-speed carrier wave regeneration can be performed. Also, carrier recovery and phase
The synchronization means 14 receives the pre-
Receive the modulation signal,
Operation. Further, from the timing control means 10
Noise band in the synchronization process at some timing
To do. Various types of carrier recovery and phase modulation means 14 are possible, from a closed loop system such as a Costas loop (phase locked loop) or an inverse modulation loop to a closed loop carrier frequency and phase estimation system using a discrete Fourier transform or the like.
【００２４】Ａ／Ｄ変換器２の動作周波数やディジタル
演算量の低減のためには、ビット周期当たりのサンプル
数ｒをできるだけ小さくしたい。ｒが小さい場合、サン
プラ１２でサンプルされた値と真のビットタイミングの
値との間に誤差が生じてくる。この誤差を抑えるため
に、サンプラ１２の代わりに内挿手段を用いることがで
きる。内挿手段１２は、Ａ／Ｄ変換器２の出力である連
続する複数のサンプルを用いてその中間点のサンプル値
を計算によって推定する方法である。内挿手段１２とし
て例えば補間法などが用いられる。簡単な一次補間の場
合を考えると、Ａ／Ｄ変換器２の出力である連続する２
つのサンプル値をＳ 1 、Ｓ 2 とし、ビットタイミングが
その中間に位置する場合に、その中間点のサンプル値は
Ｓ 1 ＋（Ｓ 2 −Ｓ 1 ）ｘで計算される。ここで、ｘはサ
ンプル間隔で正規化された逆正接手段１１の出力である
ビットタイミングである。内挿手段１２を用いた場合も
サンプラ１２の場合と同様な信号点サンプルが得られる
ため、以降の復調処理は変わらない。 The operating frequency of the A / D converter 2 and the digital
To reduce the amount of computation, samples per bit period
I want to make the number r as small as possible. If r is small,
Between the value sampled by the plastic 12 and the true bit timing
An error occurs between the value and the value. To reduce this error
In addition, an interpolation means can be used instead of the sampler 12.
Wear. The interpolation means 12 outputs the output of the A / D converter 2.
Sample value at the midpoint using successive samples
Is a method of estimating by calculation. As interpolation means 12
For example, an interpolation method is used. A field for simple linear interpolation
Considering the case, continuous 2 which is the output of the A / D converter 2
The sample values are S 1 and S 2 and the bit timing is
If it is in the middle, the sample value at that midpoint is
It is calculated by S 1 + (S 2 −S 1 ) x. Where x is
This is the output of arctangent means 11 normalized at the sample interval.
Bit timing. Also when using the interpolation means 12
A signal point sample similar to that of the sampler 12 is obtained.
Therefore, the subsequent demodulation processing does not change.
【００２５】また、プリアンブル無しのランダムデータ
変調信号を入力とした場合でも、逆変調手段１３を削除
するだけでバースト復調装置と同様の構成がとれ、信号
検出に基づき、復調シーケンスを制御することで高速な
復調を行える。Further, even when a random data modulation signal without a preamble is input, a configuration similar to that of a burst demodulator can be obtained simply by removing the inverse modulation means 13, and by controlling a demodulation sequence based on signal detection. High-speed demodulation can be performed.
【００２６】[0026]
【発明の効果】以上に説明したように本発明による信号
検出方式では、データ変調信号に含まれるビット周波数
成分の振幅あるいは電力を検出するため、無変調信号を
必要とせず、搬送周波数偏差の影響を受けにくく、検出
時間を短かくする効果がある。。また、特にπ／４シフ
ト４相位相偏移変調信号のように無変調信号の送信がで
きない場合の信号検出として効果がある。As described above, in the signal detection system according to the present invention, the amplitude or power of the bit frequency component included in the data modulation signal is detected, so that an unmodulated signal is not required and the influence of the carrier frequency deviation. And has the effect of shortening the detection time. . In addition, the present invention is particularly effective in signal detection when an unmodulated signal cannot be transmitted, such as a π / 4 shift four-phase shift keying signal.
【００２７】本発明によるバースト復調装置では、信号
検出にビット同期と共通の装置を使用することで演算量
の削減が図れ、信号検出をビット同期と同時進行的に行
うことで余分な検出時間を必要とせず、より短いプリア
ンブルで高速な復調を行える効果がある。In the burst demodulator according to the present invention, the amount of calculation can be reduced by using a device common to bit synchronization for signal detection, and extra detection time can be saved by performing signal detection simultaneously with bit synchronization. There is an effect that high-speed demodulation can be performed with a shorter preamble without being required.
【００２８】さらに、本発明による信号検出方式及びバ
ースト復調装置では、全ディジタル的処理を用いるた
め、無調整かつＩＣ化が容易でディジタル信号処理プロ
セッサを用いたソフトウェア処理も行うことができるな
どの効果がある。Further, in the signal detection system and the burst demodulator according to the present invention, since all digital processing is used, there is an effect that no adjustment is required, the IC is easily implemented, and software processing using a digital signal processor can be performed. There is.
【図１】本発明の信号検出方式の一実施例を示すブロッ
ク図である。FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of a signal detection system according to the present invention.
【図２】本発明のバースト復調装置の一実施例を示すブ
ロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing one embodiment of a burst demodulator according to the present invention.
【図３】本発明のバースト復調装置で用いるバーストフ
ォーマット図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a burst format used in the burst demodulator according to the present invention.
【図４】従来のバースト復調装置で用いるバーストフォ
ーマット図である。FIG. 4 is a diagram illustrating a burst format used in a conventional burst demodulator.
【図５】従来の信号検出方式の一例を示すブロック図で
ある。FIG. 5 is a block diagram illustrating an example of a conventional signal detection method.
１ 発振器 ２ Ａ／Ｄ変換器 ３ エンベロープ検出手段 ４ 複素正弦波発生手段 ５ 位相相関検出手段 ６，８ ローパスフィルタ ７ 絶対値あるいは自乗計算手段 ９ 比較手段 １０ タイミング制御手段 １１ 逆正接計算手段 １２ サンプラあるいは内挿手段 １３ 逆変調手段 １４ 搬送波再生及び位相復調手段 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Oscillator 2 A / D converter 3 Envelope detection means 4 Complex sine wave generation means 5 Phase correlation detection means 6, 8 Low pass filter 7 Absolute value or square calculation means 9 Comparison means 10 Timing control means 11 Arc tangent calculation means 12 Sampler or Interpolation means 13 inverse modulation means 14 carrier recovery and phase demodulation means
Claims (4)
は交番データ変調信号を入力し、前記変調信号の先頭を
検出する信号検出方式において、 ビット周波数の約ｒ（ｒは正の実数）倍の周波数のクロ
ック信号を出力する発振器と、 前記発振器のクロック信号によりディジタル位相変調信
号を準同期検波した入力信号をサンプルしビット数ｌ
（ｌは正の整数）にディジタル量子化するＡ／Ｄ変換器
と、 前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号を受けそのエンベロープを
計算するエンベロープ検出手段と、 前記発振器のクロック信号を受けその周波数のｒ分の１
の周波数の複素正弦波を出力する複素正弦波発生手段
と、 前記エンベロープ検出手段の出力信号と前記複素正弦波
発生手段の出力信号との位相相関を検出する位相相関検
出手段と、 前記位相相関検出手段の出力信号を平均する第１のロー
パスフィルタと、 前記第１のローパスフィルタの出力信号の信号レベルを
計算する信号レベル計算手段と、 前記信号レベル計算手段 の出力信号を受け予め定めたし
きい値と比較し前記信号レベル計算手段の出力信号が前
記しきい値を越えた時、前記ディジタル位相変調信号の
検出を知らせる検出信号を出力する比較手段とを備える
ことを特徴とする信号検出方式。1. A burst-like random data modulation,
Inputs an alternating data modulation signal,
In a signal detection method for detection, an oscillator that outputs a clock signal having a frequency of about r (r is a positive real number) times the bit frequency, and an input signal obtained by quasi-synchronously detecting a digital phase modulation signal using the clock signal of the oscillator. Number of bits l
(1 is a positive integer) an A / D converter for digitally quantizing, an output signal of the A / D converter, an envelope detection means for calculating an envelope of the A / D converter, and a clock signal of the oscillator for receiving the clock signal of the oscillator. 1 / r
Complex sine wave generating means for outputting a complex sine wave having a frequency of: a phase correlation detecting means for detecting a phase correlation between an output signal of the envelope detecting means and an output signal of the complex sine wave generating means; A first low-pass filter for averaging the output signal of the means; and a signal level of the output signal of the first low-pass filter.
A signal level calculating means for calculating, and receiving the output signal of the signal level calculating means , comparing the output signal with a predetermined threshold value, and when the output signal of the signal level calculating means exceeds the threshold value, the digital phase modulation signal And a comparing means for outputting a detection signal indicating the detection of the signal.
の間に置かれ、前記信号レベル計算手段からの入力を平
均し、前記比較手段へ出力する第２のローパスフィルタ
を備えることを特徴とする請求項１に記載の信号検出方
式。2. The signal level calculating means and the comparing means,
Between the signal level calculating means.
Second low-pass filter for output to the comparing means
The signal detection method according to claim 1, further comprising:
号の先頭部に予め一定シンボルの交番データ変調信号を
プリアンブルとして付加され、前記発振器と、前記Ａ／
Ｄ変換器と、前記エンベロープ検出手段と、前記複素正
弦波発生手段と、前記位相相関検出手段と、前記第１の
ローパスフィルタと、前記信号レベル計算手段と、前記
第２のローパスフィルタと、前記比較手段とからなる信
号検出器と、 前記比較手段の出力信号を受け復調シーケンスの制御タ
イミングを作成するタイミング制御手段と、 前記第１のローパスフィルタの出力信号の逆正接を計算
する逆正接計算手段と、 前記タイミング制御手段の出
力タイミング信号で制御され、前記逆正接計算手段の出
力であるビットタイミング信号で前記Ａ／Ｄ変換器の出
力信号をサンプルするサンプラと、 前記タイミング制御手段の出力タイミング信号で制御さ
れ前記サンプラの出力信号を逆変調する逆変調手段と、 前記タイミング制御手段の出力タイミング信号で制御さ
れ前記逆変調手段の出力信号を受け搬送波再生及び位相
復調を行う搬送波再生及び位相復調手段とを備えること
を特徴とするバースト復調装置。3. The input signal, wherein an alternating data modulation signal of a certain symbol is added in advance as a preamble to a leading portion of the digital phase modulation signal, and the oscillator and the A / A
A D converter, the envelope detecting means, the complex sine wave generating means, the phase correlation detecting means, the first low-pass filter, the signal level calculating means, the second low-pass filter, A signal detector comprising comparison means; a timing control means for receiving the output signal of the comparison means to generate a control timing of a demodulation sequence; and an arc tangent calculation means for calculating an arc tangent of the output signal of the first low-pass filter. A sampler controlled by an output timing signal of the timing control means and sampling an output signal of the A / D converter with a bit timing signal output from the arctangent calculation means; and an output timing signal of the timing control means. An inverse modulating means for controlling the output signal of the sampler in an inverse manner, and an output signal of the timing control means. Burst demodulator, characterized in that it comprises a carrier recovery and phase demodulation means are controlled by the timing signal performs carrier recovery and phase demodulation receiving the output signal of the inverse modulating means.
制御手段の出力タイミング信号で制御され前記逆正接計
算手段の出力であるビットタイミング信号で前記Ａ／Ｄ
変換器の出力信号の内連続する数サンプルを用いて内挿
計算を行う内挿手段を備えることを特徴とする請求項３
に記載のバースト復調装置。4. An A / D converter according to a bit timing signal which is controlled by an output timing signal of said timing control means and output from said arc tangent calculation means instead of said sampler.
Claim 3, characterized in that it comprises interpolation means among which performs the interpolation calculation using the several samples to inner continuous output signal of the transducer
Burst demodulator according to.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3338648A JP2570538B2 (en) | 1991-12-20 | 1991-12-20 | Signal detection system and burst demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3338648A JP2570538B2 (en) | 1991-12-20 | 1991-12-20 | Signal detection system and burst demodulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06141048A JPH06141048A (en) | 1994-05-20 |
| JP2570538B2 true JP2570538B2 (en) | 1997-01-08 |
Family
ID=18320153
Family Applications (1)
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Country Status (1)
| Country | Link |
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- 1991-12-20 JP JP3338648A patent/JP2570538B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
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| JPH06141048A (en) | 1994-05-20 |
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