JP2551567B2 - Charge control circuit - Google Patents
Charge control circuitInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 (産業上の利用分野) 本発明は、被充電用電池を充電するための充電器にお
ける充電電流の制御回路に関する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a control circuit of a charging current in a charger for charging a battery to be charged.
(従来の技術) 充電器の充電電流制御回路として、第1図に示すよう
なものが知られている。すなわち、第1図において、1
はトランジスタインバータで、このインバータ1は入力
電圧を整流する整流電源2の両出力端間に被充電用電池
3を介し接続されており、この電池3に、発振トランス
のベース巻線4,コレクタ巻線5と同一コアに巻回した出
力巻線6を並列接続し、出力巻線6,ダイオード7,電池3,
出力巻線6により閉回路を構成している。出力巻線6に
は発光ダイオードやランプのような充電完了表示用素子
8を並列接続してある。また、整流電源2は限流抵抗9
と整流ダイオード10とコンデンサ11とから構成されてい
る。(Prior Art) As a charging current control circuit for a charger, one shown in FIG. 1 is known. That is, in FIG. 1, 1
Is a transistor inverter, and this inverter 1 is connected between both output terminals of a rectifying power source 2 for rectifying an input voltage via a battery 3 to be charged. The output winding 6 wound around the same core as the wire 5 is connected in parallel, and the output winding 6, diode 7, battery 3,
The output winding 6 constitutes a closed circuit. A charge completion indicating element 8 such as a light emitting diode or a lamp is connected in parallel to the output winding 6. Further, the rectifying power source 2 has a current limiting resistor 9
And a rectifying diode 10 and a capacitor 11.
Aは充電制御回路で、充電制御回路Aは整流電源2の
両出力端間に抵抗12とツェナーダイオード13との直列回
路を接続して整流電圧を定電圧化し、ツェナーダイオー
ド13に並列に接続した抵抗14,15、ダイオード群16,17の
分圧回路にて定電圧化された電圧を分圧し、その電圧を
電池3の電圧と比較する基準電圧Vsとしている。抵抗14
とダイオード群16の直列回路の一端には第1のトランジ
スタ18のコレクタを抵抗19を介して接続し、他端にはト
ランジスタ18のベースを接続してある。A is a charge control circuit, and the charge control circuit A connects a series circuit of a resistor 12 and a zener diode 13 between both output terminals of the rectifying power source 2 to make the rectified voltage a constant voltage, and connects the zener diode 13 in parallel. The voltage divided into a constant voltage by the voltage dividing circuit of the resistors 14 and 15 and the diode groups 16 and 17 is divided, and the divided voltage is used as a reference voltage Vs for comparison with the voltage of the battery 3. Resistance 14
The collector of the first transistor 18 is connected to one end of the series circuit of the diode group 16 via the resistor 19, and the base of the transistor 18 is connected to the other end.
またトランジスタ18のエミッタは抵抗20と抵抗21の直
列回路を介して電池3の正極に接続し、トランジスタ18
のコレクタは第2のトランジスタ23のベースにダイオー
ド22を介して接続してある。第2のトランジスタ23のエ
ミッタは抵抗20を抵抗21の接続点に接続し、第2のトラ
ンジスタ23のコレクタはトランジスタインバータ1の出
力トランジスタ24のベースに接続してある。なお、25は
起動用抵抗、26はスピードアップコンデンサ、27はベー
ス電流制限抵抗、28,29はスパイク電圧吸収回路のコン
デンサ,抵抗である。The emitter of the transistor 18 is connected to the positive electrode of the battery 3 via the series circuit of the resistor 20 and the resistor 21.
The collector of is connected to the base of the second transistor 23 via a diode 22. The emitter of the second transistor 23 connects the resistor 20 to the connection point of the resistor 21, and the collector of the second transistor 23 is connected to the base of the output transistor 24 of the transistor inverter 1. In addition, 25 is a starting resistor, 26 is a speed-up capacitor, 27 is a base current limiting resistor, and 28 and 29 are spike voltage absorbing circuit capacitors and resistors.
いま、整流電源2にて得られた直流にてトランジスタ
インバータ1を動作させると、トランジスタインバータ
1は、ブロッキング発振をし、出力巻線6には高周波電
圧を発生する。出力巻線6に発生した電圧はダイオード
7にて整流され電池3を充電するとともに、充電完了表
示素子8を点灯して充電中を表示する。充電初期の電池
3の端子電圧が低いときには、充電制御回路Aは基準電
圧Vsと電池電圧を比較してトランジスタ18をオンし、従
ってトランジスタ23をオフとする。Now, when the transistor inverter 1 is operated by the direct current obtained from the rectification power source 2, the transistor inverter 1 causes blocking oscillation and generates a high frequency voltage in the output winding 6. The voltage generated in the output winding 6 is rectified by the diode 7 to charge the battery 3, and the charge completion display element 8 is turned on to indicate that the battery is being charged. When the terminal voltage of the battery 3 at the beginning of charging is low, the charge control circuit A compares the reference voltage Vs with the battery voltage to turn on the transistor 18, and thus turn off the transistor 23.
そのため、トランジスタインバータ1には、正常にバ
イアスが加わってトランジスタインバータ1は動作す
る。やがて充電が進み充電末期電池3の端子電圧が高く
なると、基準電圧Vsと電池電圧が比較され、トランジス
タ18はオフとなり、トランジスタ23はオンとなり、トラ
ンジスタインバータ1のベース電流がトランジスタ23に
よってバイパスされ、トランジスタインバータ1の動作
は停止し充電を停止する。このため、充電完了表示用素
子8も消灯し、充電完了を表示する。Therefore, the transistor inverter 1 is normally biased and operates. When the charging progresses and the terminal voltage of the terminal battery 3 becomes higher, the reference voltage Vs is compared with the battery voltage, the transistor 18 is turned off, the transistor 23 is turned on, and the base current of the transistor inverter 1 is bypassed by the transistor 23. The operation of the transistor inverter 1 is stopped and charging is stopped. Therefore, the charging completion display element 8 is also turned off and the charging completion is displayed.
この充電停止状態で電池3の電圧が降下すると再びト
ランジスタ18はオンとなり、トランジスタ23がオフす
る。この繰り返しによって、充電末期電流の平均値を小
さくし、また充電完了表示用素子8を点滅し、充電完了
を表示する。When the voltage of the battery 3 drops in this charging stopped state, the transistor 18 is turned on again and the transistor 23 is turned off. By repeating this, the average value of the end-of-charge current is reduced, and the charge completion display element 8 blinks to display the completion of charge.
第2図は充電特性図であって、同図中、円で囲んだ部
分が充電末期の部位を示し、この充電末期において第3
図に示された動作がなされる。FIG. 2 is a charging characteristic diagram. In the figure, the part surrounded by a circle shows the part at the end of charging, and at the end of charging,
The operation shown in the figure is performed.
ここで、トランジスタ18がオフとなる時の電池電圧V
THHとし、オンとなる時の電池電圧をVTHLとすると、充
電末期電流は、充電電流のオン,オフによる電池の電圧
が昇降する、電圧特性とVTHH,VTHLによって決定され
る。トランジスタ18のオフ,オンする電池電圧VTHH,V
THLは充電制御回路Aに属する各部分の定数により決定
できるが、電池の特性は調整できない。Here, the battery voltage V when the transistor 18 is turned off
If THH and the battery voltage at the time of turning on are V THL , the end-of-charge current is determined by the voltage characteristics and V THH , V THL in which the voltage of the battery rises and falls depending on the turning on and off of the charging current. Battery voltage V THH , V to turn on / off transistor 18
THL can be determined by the constants of each part belonging to the charge control circuit A, but the characteristics of the battery cannot be adjusted.
トランジスタ18のオンする電圧VTHLを低く、すなわち
VTHHとVTHLのの差を大きく設定すると、トランジスタイ
ンバータ1が停止する期間すなわち充電電流が零の期間
が長くなり、充電完了用素子8の消灯時間も長くなって
しまい、なかなか点灯せず、充電器が正常に動作してい
るかがわからなくなる。一方、VTHLを高め、すなわちV
THHとVTHLの差を小さく設定すると、点灯、消灯の周期
が早くなり、充電完了用素子8の点滅が早く、充電完了
が明確にわからないし、充電末期電流の設定が困難とな
る。The voltage V THL at which the transistor 18 turns on is lowered, that is,
If the difference between V THH and V THL is set to a large value, the period during which the transistor inverter 1 stops, that is, the period when the charging current is zero, becomes long, and the light-off time of the charging completion element 8 also becomes long, and it does not light easily. I don't know if the charger is working properly. On the other hand, increase V THL , that is, V
When the difference between THH and V THL is set to be small, the cycle of lighting and extinguishing is accelerated, the charging completion element 8 blinks quickly, the completion of charging is not clearly known, and it becomes difficult to set the end-of-charge current.
また、電池は充電電流を安全電流に押さえても、第4
図に示すように電池電圧ピークを過ぎると、だんだん電
池電圧は下がってしまうため、電池電圧はVTHHまで上が
りにくくなっていき、最後には、VTHHまで電池電圧は上
がらずに、再充電となり、充電電流は充電制御がかかる
前の電流値になってしまい、過充電によって被充電用電
池が劣化するという不都合が生じる。Even if the battery keeps the charging current at a safe current,
As shown in the figure, when the battery voltage peak is exceeded, the battery voltage gradually decreases, so it becomes difficult for the battery voltage to rise to V THH , and finally, the battery voltage does not rise to V THH and recharge occurs. The charging current becomes the current value before the charging control is applied, which causes a problem that the battery to be charged deteriorates due to overcharging.
(発明の目的) 本発明は上述の点に鑑みてなされたもので、被充電用
電池の端子電圧を検知する電圧検知手段からの信号を受
けて基準発振信号を出力し、この出力で充電末期電流を
制御することで安定な充電末期電流を得るようにすると
ともに、この状態で負荷が駆動される際に満充電状態を
リセットして負荷駆動を適切に行わせる充電制御回路を
提供することを目的とする。(Object of the Invention) The present invention has been made in view of the above-mentioned points, and outputs a reference oscillation signal in response to a signal from a voltage detection unit that detects a terminal voltage of a battery to be charged. It is possible to obtain a stable end-of-charge current by controlling the current, and to provide a charge control circuit that resets the full charge state when the load is driven in this state to drive the load appropriately. To aim.
(発明の構成) 本発明に係る充電制御回路は、被充電用電池がスイッ
チング素子と直列に接続され、前記スイッチング素子を
スイッチングさせることにより充電を行うようにした充
電制御回路において、前記被電用電池の電圧を検知する
電圧検知手段と、前記電圧検知手段による検知電圧が所
定電圧に達したことの検知信号を受けると前記スイッチ
ング素子のスイッチング動作を間欠的にオン・オフ制御
させる基準発振回路と、前記被充電用電池と並列に接続
された負荷との間に介設されるスイッチと、前記スイッ
チに連動して前記基準発振回路の動作を停止するリセッ
ト回路とを設けてなるものである。(Structure of the Invention) A charging control circuit according to the present invention is a charging control circuit in which a battery to be charged is connected in series with a switching element, and charging is performed by switching the switching element. A voltage detecting means for detecting the voltage of the battery, and a reference oscillating circuit for intermittently turning on / off the switching operation of the switching element when a detection signal indicating that the detected voltage by the voltage detecting means has reached a predetermined voltage is received. A switch provided between the battery to be charged and a load connected in parallel, and a reset circuit that stops the operation of the reference oscillation circuit in conjunction with the switch are provided.
(実施例) 本発明を実施例に沿って説明する。(Example) This invention is demonstrated along an Example.
第5図において、1はトランジスタインバータ回路、
2は整流電源であり、Bは被充電用電池3の電圧を検知
する前圧検知回路である。ここでは被充電用電池3は1
セルを例にとっているが、被充電用電池のセル数に合わ
せた電圧検知回路であれば何セルでもかまわない。本実
施例の電圧検知回路Bで説明すると、T1は電圧検知回路
Bの電源端子、T2は被充電用電池3の電圧を読み込む入
力端子、T3は出力端子、T4はGND端子である。In FIG. 5, 1 is a transistor inverter circuit,
Reference numeral 2 is a rectifying power source, and B is a pre-pressure detection circuit that detects the voltage of the battery 3 to be charged. Here, the charged battery 3 is 1
Although cells are taken as an example, any number of cells may be used as long as they are voltage detection circuits matching the number of cells to be charged. Explaining the voltage detection circuit B of this embodiment, T1 is a power supply terminal of the voltage detection circuit B, T2 is an input terminal for reading the voltage of the battery 3 to be charged, T3 is an output terminal, and T4 is a GND terminal.
Cは基準発振回路で、ラッチ回路Dと基準発振信号を
作り出す非安定マルチバイブレータEにより構成されて
おり、ラッチ回路DにおいてT5は電源端子、T6は電圧検
知回路Bからの入力端子、T7は出力端子、T8はGND端子
である。T9は非安定マルチバイブレータEの出力端子で
ある。Fは、電圧検知回路Bと基準発振回路Cの電源で
あり、4つのNAND素子30,31,32,33の電源も同様に端子T
5から得ている。C is a reference oscillation circuit, which is composed of a latch circuit D and an astable multivibrator E that produces a reference oscillation signal. In the latch circuit D, T5 is a power supply terminal, T6 is an input terminal from the voltage detection circuit B, and T7 is an output. Terminal, T8 is GND terminal. T9 is an output terminal of the astable multivibrator E. F is a power supply for the voltage detection circuit B and the reference oscillation circuit C, and the power supplies for the four NAND elements 30, 31, 32, 33 are also terminals T
Got from 5.
いま、整流電源2に入力電圧が印加されると、トラン
ジスタインバータ1が動作し、被充電用電池3は充電さ
れる。やがて充電が進み充電末期電池3の端子電圧が高
くなると、電圧検知回路Bの基準電圧Vsと電池電圧が比
較され、電池電圧が高くなっていれば電圧検知回路Bの
出力端子T3は信号H(ハイ)→L(ロー)を出す。Now, when an input voltage is applied to the rectified power supply 2, the transistor inverter 1 operates and the battery 3 to be charged is charged. When charging progresses and the terminal voltage of the battery 3 at the end of charging rises, the reference voltage Vs of the voltage detection circuit B is compared with the battery voltage. If the battery voltage is high, the output terminal T3 of the voltage detection circuit B outputs the signal H ( High) → L (low) is issued.
前記H→Lの信号はラッチ回路Dの入力端子T6に入力
される。ラッチ回路Dは出力端子T7が最初、Hの信号を
出しているが、一旦、入力端子T6にH→Lの信号が入る
と、出力端子T7はH→Lとなり、入力端子T6の入力が、
その後、HとなろうとLになろうと関係なく、出力端子
T7はLのままとなる回路を用いている。ラッチ回路Dの
出力端子T7には抵抗34を介してトランジスタ35のベース
を接続しており、このトランジスタ35のエミッタはGND
に、コレクタは制御トランジスタ36のベースに接続され
ている。また、トランジスタ36のベースは、抵抗37を介
して非安定マルチバイブレータEの出力端子T9に接続さ
れており、トランジスタ36のエミッタはGNDに、コレク
タはトランジスタインバータ1の出力トランジスタ24の
ベースに接続されている。The H → L signal is input to the input terminal T6 of the latch circuit D. In the latch circuit D, the output terminal T7 first outputs the H signal, but once the H → L signal is input to the input terminal T6, the output terminal T7 becomes H → L and the input of the input terminal T6 becomes
After that, regardless of whether it becomes H or L, the output terminal
T7 uses a circuit that remains L. The base of a transistor 35 is connected to the output terminal T7 of the latch circuit D via a resistor 34, and the emitter of this transistor 35 is GND.
In addition, the collector is connected to the base of the control transistor 36. The base of the transistor 36 is connected to the output terminal T9 of the unstable multivibrator E via the resistor 37, the emitter of the transistor 36 is connected to GND, and the collector is connected to the base of the output transistor 24 of the transistor inverter 1. ing.
非安定マルチバイブレータEは、第6図に示すよう
に、出力端子T9の出力がH,Lの繰り返しを行っている。
H信号はコンデンサ38、抵抗39により、また、L信号は
コンデンサ38と抵抗40により周波数を決定している。ラ
ッチ回路Dの出力端子T7は最初Hであるためトランジス
タ35はオンしており、トランジスタ36をオフさせ、その
ためトランジスタインバータ1の出力トランジスタ24は
正常に発振している。As shown in FIG. 6, in the unstable multivibrator E, the output of the output terminal T9 repeats H and L.
The frequency of the H signal is determined by the capacitor 38 and the resistor 39, and the frequency of the L signal is determined by the capacitor 38 and the resistor 40. Since the output terminal T7 of the latch circuit D is initially H, the transistor 35 is turned on and the transistor 36 is turned off, so that the output transistor 24 of the transistor inverter 1 normally oscillates.
ラッチ回路Dの出力端子T7がH→Lとなると、トラン
ジスタ35はオフし、トランジスタ36には、非安定マルチ
バイブレータEの出力によりオン,オフを繰り返し、ト
ランジスタ36がオンの時、トランジスタインバータ1の
出力トランジスタ246のベースをバイアスするため、出
力トランジスタ24は発振を停止し被充電用電池3を充電
しない。When the output terminal T7 of the latch circuit D goes from H to L, the transistor 35 is turned off, the transistor 36 is repeatedly turned on and off by the output of the unstable multivibrator E, and when the transistor 36 is on, the transistor inverter 1 Since the base of the output transistor 246 is biased, the output transistor 24 stops oscillating and does not charge the battery 3 to be charged.
このため、一度、電圧検知回路Bが制御電圧を検知す
ると電池の電圧特性に関係なく、充電制御後の充電末期
電流と充電完了用表示素子8の点滅周期をコンデンサ38
と抵抗39,抵抗40にて調整可能であるため、充電末期電
流を電池の安全な電流に設定でき、また再充電の心配の
ない回路となる。Therefore, once the voltage detection circuit B detects the control voltage, the end-of-charge current after charging control and the blinking cycle of the display element 8 for completion of charging are controlled by the capacitor 38 regardless of the voltage characteristics of the battery.
Since the resistance can be adjusted with the resistors 39 and 40, the end-of-charge current can be set to a safe current of the battery, and there is no concern about recharging.
上述のごとく電圧検知方式にて充電制御を行なうと、
充電制御の時、被充電用電池3の電池容量は約80%であ
る。When charge control is performed by the voltage detection method as described above,
During charge control, the battery capacity of the battery 3 to be charged is about 80%.
それに対して、充電検知回路B内の抵抗41とコンデン
サ42に時定数を持たせ、抵抗41とコンデンサ42との接続
点とトランジスタ43のベースとの間に、ツェナーダイオ
ード44を第7図に示すように挿入した電圧検知回路Bの
場合は、容量をより多く確保できる回路となる。すなわ
ち、この回路では基準電圧Vsと充電末期電圧を比較し、
充電末期電圧が基準電圧Vsに達すると、トランジスタ18
がオフし、トランジスタ23がオンし、トランジスタ45が
オフし、ここで、抵抗41とコンデンサ42に時定数を持た
せているため、トランジスタ43がオンするまで、ある一
定の時間が必要となり、この間、充電電流は第8図に示
すように制御のかかってない本来の充電電流で、安価な
RCタイマー回路で定まる或る一定時間、充電し続けるた
め、容量をより確保できる。On the other hand, the resistor 41 and the capacitor 42 in the charge detection circuit B are provided with a time constant, and a zener diode 44 is shown in FIG. 7 between the connection point of the resistor 41 and the capacitor 42 and the base of the transistor 43. In the case of the voltage detection circuit B inserted as described above, the circuit can secure a larger capacity. That is, this circuit compares the reference voltage Vs with the end-of-charge voltage,
When the end-of-charge voltage reaches the reference voltage Vs, the transistor 18
Is turned off, the transistor 23 is turned on, the transistor 45 is turned off, and since the resistor 41 and the capacitor 42 have time constants, it takes a certain time until the transistor 43 turns on. , The charging current is the original charging current that is not controlled as shown in FIG.
Since the charging is continued for a certain period of time determined by the RC timer circuit, more capacity can be secured.
また、充電容量をより多く確保するための別の手段と
して非安定マルチバイレータEの抵抗39,40に温度特性
を持たせてもよい。すなわち、トランジスタインバータ
1は被充電用電池3を充電する際に、第9図に示すよう
に発熱する。充電制御直前が温度が高くなるピークで、
充電制御後はトランジスタインバータ1は基本発振回路
Cにより、間欠発振を行なうため、徐々に温度が下がっ
ていく。Further, as another means for securing a larger charging capacity, the resistances 39 and 40 of the non-stable multivibrator E may be given temperature characteristics. That is, the transistor inverter 1 generates heat as shown in FIG. 9 when charging the battery 3 to be charged. Immediately before charging control is the peak temperature rises,
After the charge control, the transistor inverter 1 oscillates intermittently by the basic oscillation circuit C, so that the temperature gradually decreases.
上記温度特性を生かし、抵抗39,40に温度特性を持た
せ、充電制御直後は出力トランジスタ24のオン時間のデ
ューティを大きくし、トランジスタインバータ1の温度
が徐々に下がっていけば出力トランジスタ24のオン時間
のデューティを徐々に小さくしていき、トランジスタイ
ンバータ1の温度が安定した時に充電平均電流を被充電
用電池3の安全電流に落とせばよい。Taking advantage of the above temperature characteristics, the resistors 39 and 40 are given temperature characteristics, the duty of the on time of the output transistor 24 is increased immediately after the charging control, and if the temperature of the transistor inverter 1 gradually decreases, the output transistor 24 turns on. It suffices to gradually reduce the duty of time and drop the charging average current to the safe current of the battery 3 to be charged when the temperature of the transistor inverter 1 becomes stable.
非安定マルチバイブレータEにおいて抵抗39は出力端
子T10におけるH信号を、抵抗40は出力端子T10における
L信号の周波数を決定しており、第10図に示すように温
度が高い時には、H信号を短く、L信号を長くし、温度
が低くなると、H信号は長く、L信号は短くするとよい
ことがわかる。このことより抵抗39には温度が高い時に
は抵抗値が小さく、また温度が低くなると抵抗値が大き
くなる抵抗、すなわち負特性のサーミスタ抵抗を用い、
逆に抵抗40には正特性のサーミスタ抵抗を用いるとよ
い。また、この時、温度特性を持たせ抵抗は、抵抗39ま
た抵抗40のどちらか一方のみの使用でもかまわない。In the non-stable multivibrator E, the resistor 39 determines the H signal at the output terminal T10, and the resistor 40 determines the frequency of the L signal at the output terminal T10. When the temperature is high as shown in FIG. , When the L signal is lengthened and the temperature is lowered, it is preferable to lengthen the H signal and shorten the L signal. Therefore, the resistance 39 has a small resistance value when the temperature is high, and a resistance value that increases when the temperature is low, that is, a thermistor resistance having a negative characteristic is used.
On the contrary, a positive characteristic thermistor resistance may be used for the resistor 40. Further, at this time, only one of the resistor 39 and the resistor 40 may be used as the resistor having the temperature characteristic.
第10図の充電平均電流の斜線の部分が、トランジスタ
インバータ1の温度特性を利用した被充電用電池3の充
電容量アップ分となる。The shaded portion of the average charging current in FIG. 10 corresponds to the increase in the charging capacity of the battery 3 to be charged utilizing the temperature characteristic of the transistor inverter 1.
第11図には本発明の他の実施例を示す。この実施例
は、前記第5図の実施例において、被充電用電池3の両
端にスイッチ46を介してモータ等の負荷47を接続し、ス
イッチ46の入切により、上記負荷47を駆動するようにし
たものである。ところで、この場合、被充電用電池3の
電圧が上がって、すでに充電制御されてトランジスタイ
ンバータ1の出力トランジスタ24が制御さて間欠発振し
ている時にスイッチ46をオンすると、出力トランジスタ
24の間欠発振周期に同期して負荷47のモータに回転ムラ
が生じることが予想される。FIG. 11 shows another embodiment of the present invention. In this embodiment, a load 47 such as a motor is connected to both ends of the battery 3 to be charged through the switch 46 in the embodiment shown in FIG. 5, and the load 47 is driven by turning the switch 46 on and off. It is the one. By the way, in this case, when the voltage of the battery 3 to be charged rises, the output transistor 24 of the transistor inverter 1 is controlled and the output transistor 24 of the transistor inverter 1 is controlled and the switch 46 is turned on when the output transistor 24 is oscillated intermittently.
It is expected that the motor of the load 47 will have uneven rotation in synchronization with the intermittent oscillation cycle of 24.
そこで、第11図の実施例では、スイッチ46の負荷側よ
り抵抗48を介してトランジスタ49のベースに接続し上記
トランジスタ49のコレクタを電源Fの抵抗とツェナーダ
イオードとの接続点すなわち、端子T5に接続し、エミッ
タをGNDに接続したリセット回路を設けている。Therefore, in the embodiment of FIG. 11, the load side of the switch 46 is connected to the base of the transistor 49 via the resistor 48, and the collector of the transistor 49 is connected to the connection point of the resistance of the power source F and the Zener diode, that is, the terminal T5. A reset circuit is provided in which the emitter is connected to GND.
このように構成すると、充電制御前、充電制御後にか
かわらず、負荷47を駆動する際、スイッチ46を入れる
と、トランジスタ49がオンし、電圧検知回路B及び基準
発振回路Cの電源を“L"に落とし、充電制御がかかって
いない状態とし、負荷47のモータに回転ムラが生じない
ようになる。再び、スイッチ46がオフになると、電圧検
知回路B及び基準発振回路Cの電源Fは、正常に戻り電
圧検知回路Bは被充電用電池3と基準電圧Vsを比較し、
通常の充電制御を行なう。With this configuration, the transistor 49 is turned on when the switch 46 is turned on when the load 47 is driven regardless of whether the charge control is performed before or after the charge control, and the power sources of the voltage detection circuit B and the reference oscillation circuit C are set to "L". Then, the charging control is not applied, and the rotation of the motor of the load 47 is prevented. When the switch 46 is turned off again, the power source F of the voltage detection circuit B and the reference oscillation circuit C returns to normal, and the return voltage detection circuit B compares the charged battery 3 with the reference voltage Vs.
Perform normal charge control.
(発明の効果) 以上のように本発明によれば、被充電用電池の電圧を
検知する電圧検知手段と、前記電圧検知手段による検知
電圧が所定電圧に達したことの検知信号を受けると前記
スイッチング素子のスイッチング動作を間欠的にオン・
オフ制御させる基準発振回路とを備えた構成を採用した
ので、従来のように電池電圧のピークを越えて再充電す
るといったことが防止でき、かつ被充電用電池の安全電
流の範囲に充電電流を制御することも可能なので安定し
て充電を完了させるとが可能となる。しかも、被充電用
電池と並列に接続された負荷との間に介設されるスイッ
チと、前記スイッチに連動して前記基準発振回路の動作
を停止するリセット回路とを設けてため、負荷駆動を指
示するスイッチの操作に連動して充電制御がかかってい
る状態をかかっていない状態に復帰するようにしたの
で、負荷駆動を適切に行わせることができる。As described above, according to the present invention, the voltage detection means for detecting the voltage of the battery to be charged, and the detection signal when the detection voltage by the voltage detection means reaches a predetermined voltage Switching operation of the switching element is turned on intermittently.
Since a configuration with a reference oscillation circuit for off control is adopted, it is possible to prevent recharging exceeding the peak of the battery voltage as in the past, and to keep the charging current within the safe current range of the battery to be charged. Since it can be controlled, stable charging can be completed. Moreover, since the switch provided between the battery to be charged and the load connected in parallel and the reset circuit that stops the operation of the reference oscillation circuit in association with the switch are provided, the load driving can be performed. Since the state in which the charging control is applied is restored to the state in which the charging control is not applied in association with the operation of the instructing switch, the load driving can be appropriately performed.
第1図は従来の充電制御回路と回路図、第2図は被充電
用電池の充電容量と電池電圧の特性図、第3図,第4図
は第1図の回路による動作の説明図、第5図本発明の一
実施例による充電制御回路の回路図、第6図は同回路に
よる動作の説明図、第7図は他の実施例による部分回路
図、第8図は同回路による動作の説明図、第9図は電池
電圧とトランジスタインバータの温度特性図、第10図は
別の実施例による場合の動作説明図、第11図はさらに他
の実施例による充電制御回路の回路図である。 1……トランジスタインバータ、3……被充電用電池、
24……トランジスタ(スイッチング素子)、B……電圧
検知回路、C……基準発振回路、E……非安定マルチバ
イブレータ、39,40,41……抵抗、42……コンデンサ、46
……スイッチ、47……負荷、49……トランジスタ(リセ
ット回路)。FIG. 1 is a conventional charge control circuit and circuit diagram, FIG. 2 is a characteristic diagram of charge capacity and battery voltage of a battery to be charged, and FIGS. 3 and 4 are explanatory diagrams of operation by the circuit of FIG. FIG. 5 is a circuit diagram of a charge control circuit according to an embodiment of the present invention, FIG. 6 is an explanatory diagram of an operation by the circuit, FIG. 7 is a partial circuit diagram according to another embodiment, and FIG. 8 is an operation by the circuit. FIG. 9, FIG. 9 is a temperature characteristic diagram of a battery voltage and a transistor inverter, FIG. 10 is an operation explanatory diagram in the case of another embodiment, and FIG. 11 is a circuit diagram of a charge control circuit according to still another embodiment. is there. 1 ... Transistor inverter, 3 ... Battery to be charged,
24: Transistor (switching element), B: Voltage detection circuit, C: Reference oscillation circuit, E: Astable multivibrator, 39, 40, 41 ... Resistor, 42 ... Capacitor, 46
...... Switch, 47 …… Load, 49 …… Transistor (reset circuit).
Claims (1)
接続され、前記スイッチング素子をスイッチングさせる
ことにより充電を行うようにした充電制御回路におい
て、前記被充電用電池の電圧を検知する電圧検知手段
と、前記電圧検知手段による検知電圧が所定電圧に達し
たことの検知信号を受けると前記スイッチング素子のス
イッチング動作を間欠的にオン・オフ制御させる基準発
振回路と、前記被充電用電池と並列に接続された負荷と
の間に介設されるスイッチと、前記スイッチに連動して
前記基準発振回路の動作を停止するリセット回路とを設
けたことを特徴とする充電制御回路。1. A charging control circuit in which a battery to be charged is connected in series with a switching element and charging is performed by switching the switching element, and voltage detection means for detecting the voltage of the battery to be charged. A reference oscillating circuit for intermittently turning on and off the switching operation of the switching element when a detection signal indicating that the voltage detected by the voltage detecting means has reached a predetermined voltage is received, and in parallel with the battery to be charged. A charge control circuit comprising: a switch provided between a connected load and a reset circuit that stops the operation of the reference oscillation circuit in conjunction with the switch.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61304869A JP2551567B2 (en) | 1986-12-20 | 1986-12-20 | Charge control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61304869A JP2551567B2 (en) | 1986-12-20 | 1986-12-20 | Charge control circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63157626A JPS63157626A (en) | 1988-06-30 |
JP2551567B2 true JP2551567B2 (en) | 1996-11-06 |
Family
ID=17938256
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61304869A Expired - Lifetime JP2551567B2 (en) | 1986-12-20 | 1986-12-20 | Charge control circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2551567B2 (en) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3155625B2 (en) * | 1992-09-17 | 2001-04-16 | テルモ株式会社 | Thermometer |
WO1999005489A1 (en) | 1997-07-28 | 1999-02-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Radiation clinical thermometer |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58103835A (en) * | 1981-12-14 | 1983-06-21 | セイコーエプソン株式会社 | Charging device |
JPS58105744U (en) * | 1982-01-14 | 1983-07-19 | セイコーエプソン株式会社 | charging device |
-
1986
- 1986-12-20 JP JP61304869A patent/JP2551567B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS63157626A (en) | 1988-06-30 |
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