JP2548375B2 - 映像信号ディジタル伝送装置 - Google Patents
映像信号ディジタル伝送装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、映像信号をディジタル化して伝送するに際
し、従来と同等な伝送レートでありながら、より高画質
な映像を伝送することが可能な映像信号ディジタル伝送
装置に感するものである。
し、従来と同等な伝送レートでありながら、より高画質
な映像を伝送することが可能な映像信号ディジタル伝送
装置に感するものである。
従来の技術 従来、NTSCカラー映像信号をサブキャリア周波数fsc
の４倍でサンプリングし、８ビットに量子化して記録再
生する放送用のディジタルVTRが発表されている。この
場合、テープ上に記録されるデータの記録レートは115M
bpsと非常に膨大となる。
の４倍でサンプリングし、８ビットに量子化して記録再
生する放送用のディジタルVTRが発表されている。この
場合、テープ上に記録されるデータの記録レートは115M
bpsと非常に膨大となる。
第８図にディジタルVTRの記録再生系のブロック図を
示す。第８図において、17はアナログ映像信号入力端
子、18は前置フィルタ、19はA/D変換器、20は記録信号
処理回路、21は記録ヘッド、22は磁気テープ、23は再生
ヘッド、24は再生信号処理回路、25はD/A変換器、26は
後置フィルタ、27はアナログ映像信号出力端子である。
示す。第８図において、17はアナログ映像信号入力端
子、18は前置フィルタ、19はA/D変換器、20は記録信号
処理回路、21は記録ヘッド、22は磁気テープ、23は再生
ヘッド、24は再生信号処理回路、25はD/A変換器、26は
後置フィルタ、27はアナログ映像信号出力端子である。
アナログ映像入力端子17に入力されたNTSCカラー映像
信号は、まず前置フィルタにおいてナイキスト周波数以
上の周波数成分が取り除かれる。そして、A/D変換器19
において、サブキャリア周波数fscの４倍の周波数でサ
ンプリングされ８ビットに量子化されて、次の記録信号
処理回路20に送られる。この記録信号処理回路20におい
ては、誤り訂正符号化およびチャンネル符号化などの記
録時に必要な信号処理が施される。そして記録データは
記録ヘッド21を介して磁気テープ22に記録される。再生
時には、磁気テープ22から再生された信号は再生ヘッド
23を介して、再生信号処理回路24に入力されチャンネル
符号の復号および誤り訂正符号の復号等の処理が施さ
れ、D/A変換器25で元のアナログ映像信号に戻されて、
最後に後置フィルタ26においてサンプリングによる折返
し成分が除去された後、アナログ映像信号出力端子27か
ら出力される。
信号は、まず前置フィルタにおいてナイキスト周波数以
上の周波数成分が取り除かれる。そして、A/D変換器19
において、サブキャリア周波数fscの４倍の周波数でサ
ンプリングされ８ビットに量子化されて、次の記録信号
処理回路20に送られる。この記録信号処理回路20におい
ては、誤り訂正符号化およびチャンネル符号化などの記
録時に必要な信号処理が施される。そして記録データは
記録ヘッド21を介して磁気テープ22に記録される。再生
時には、磁気テープ22から再生された信号は再生ヘッド
23を介して、再生信号処理回路24に入力されチャンネル
符号の復号および誤り訂正符号の復号等の処理が施さ
れ、D/A変換器25で元のアナログ映像信号に戻されて、
最後に後置フィルタ26においてサンプリングによる折返
し成分が除去された後、アナログ映像信号出力端子27か
ら出力される。
発明が解決しようとする課題 以上述べたように、放送用ディジタルVTRでは映像信
号を８ビットで量子化するのが一般的であり、一度ディ
ジタル信号に変換された信号は何度記録再生を繰り返し
ても訂正不可能な誤りが発生しない限り画質劣化は生じ
ない。したがって、A/D変換およびD/A変換を一回しか通
らない系においては、８ビットの量子化で十分な画質が
得られるはずである。しかしながら、現状のディジタル
VTRの使用環境下では周囲の放送機器が必ずしもすべて
ディジタル化されておらず、番組製作の過程で複数回の
A/D変換およびD/A変換を経由することが少なくない。そ
して映像信号はA/D変換およびD/A変換を繰り返す度に、
前置フィルタおよび後置フィルタの振幅特性、あるいは
位相特性の不完全さおよびA/D変換の際の量子化雑音の
累積等によって画質が次第に劣化してゆく。すなわち、
A/D変換およびD/A変換をなん度も繰り返すような系にお
いては、もはや８ビットの量子化では不十分であり、９
ビットあるいは10ビットの量子化が必要となってくる。
しかしながら、映像信号を９ビットで量子化すると８ビ
ットで量子化する場合に比較して記録データレートは9/
8倍となる。これは、同じ記録容量を有するビデオテー
プカセットに想定した場合には記録時間が8/9に減少す
ることを意味し、逆に同じ記録時間を想定した場合には
テープの長さおよびテープのランニングコストが9/8倍
になることを意味している。そこで、この問題を解決す
る方法として量子化は９ビットで行うが、記録に際して
データ量を8/9に低減することが考えられる。データレ
ートを低減する方法としては、従来よりDPCM符号化ある
いは直交変換符号化などの高能率符号化がよく知られて
いるが、これらの高能率符号化にはいくつかの問題点が
存在している。その第１は誤り伝搬の問題であり、第２
は入力映像信号の絵柄によって画質劣化の様子が異なる
と言う問題である。特に第２の問題点は、８ビット量子
化の記録データレートで記録するにも関わらず、入力映
像信号の電圧レベルの変化の激しい白黒の縞模様のよう
な絵柄によっては８ビット量子化の画質が得られない場
合があることを意味している。これは、画質が最も重要
視される放送用ディジタルVTRにとっては致命的な欠点
である。
号を８ビットで量子化するのが一般的であり、一度ディ
ジタル信号に変換された信号は何度記録再生を繰り返し
ても訂正不可能な誤りが発生しない限り画質劣化は生じ
ない。したがって、A/D変換およびD/A変換を一回しか通
らない系においては、８ビットの量子化で十分な画質が
得られるはずである。しかしながら、現状のディジタル
VTRの使用環境下では周囲の放送機器が必ずしもすべて
ディジタル化されておらず、番組製作の過程で複数回の
A/D変換およびD/A変換を経由することが少なくない。そ
して映像信号はA/D変換およびD/A変換を繰り返す度に、
前置フィルタおよび後置フィルタの振幅特性、あるいは
位相特性の不完全さおよびA/D変換の際の量子化雑音の
累積等によって画質が次第に劣化してゆく。すなわち、
A/D変換およびD/A変換をなん度も繰り返すような系にお
いては、もはや８ビットの量子化では不十分であり、９
ビットあるいは10ビットの量子化が必要となってくる。
しかしながら、映像信号を９ビットで量子化すると８ビ
ットで量子化する場合に比較して記録データレートは9/
8倍となる。これは、同じ記録容量を有するビデオテー
プカセットに想定した場合には記録時間が8/9に減少す
ることを意味し、逆に同じ記録時間を想定した場合には
テープの長さおよびテープのランニングコストが9/8倍
になることを意味している。そこで、この問題を解決す
る方法として量子化は９ビットで行うが、記録に際して
データ量を8/9に低減することが考えられる。データレ
ートを低減する方法としては、従来よりDPCM符号化ある
いは直交変換符号化などの高能率符号化がよく知られて
いるが、これらの高能率符号化にはいくつかの問題点が
存在している。その第１は誤り伝搬の問題であり、第２
は入力映像信号の絵柄によって画質劣化の様子が異なる
と言う問題である。特に第２の問題点は、８ビット量子
化の記録データレートで記録するにも関わらず、入力映
像信号の電圧レベルの変化の激しい白黒の縞模様のよう
な絵柄によっては８ビット量子化の画質が得られない場
合があることを意味している。これは、画質が最も重要
視される放送用ディジタルVTRにとっては致命的な欠点
である。
本発明はこのような従来の課題を解決するものであ
り、９ビットで量子化した信号を８ビット量子化の記録
データレートに低減して記録するにも関わらず、映像の
かなりの部分で９ビット量子化相当の画質を得ることが
可能であり、少なくとも８ビット量子化の画質は確保で
きる映像信号ディジタル伝送装置を提供するものであ
る。
り、９ビットで量子化した信号を８ビット量子化の記録
データレートに低減して記録するにも関わらず、映像の
かなりの部分で９ビット量子化相当の画質を得ることが
可能であり、少なくとも８ビット量子化の画質は確保で
きる映像信号ディジタル伝送装置を提供するものであ
る。
課題を解決するための手段 本発明の映像信号ディジタル伝送装置は、上述した課
題を解決するために、映像信号をサンプリングするサン
プリング手段と、サンプリングされた映像信号をＮビッ
ト（Ｎは正の整数）で量子化する第１の量子化手段と、
上記サンプリング手段によって得られたサンプルをＭサ
ンプル（Ｍは正の整数）に１サンプルの割合で間引く間
引き手段と、上記間引き手段によって間引かれるサンプ
ルを周囲の間引かれないサンプルを用いて予測する予測
手段と、上記間引き手段によって間引かれるサンプルの
サンプル値と上記予測手段によって得られる予測値との
差分値を計算する減算手段と、上記減算手段によって得
られる差分値を｛Ｍ・Ｋ−（Ｍ−１）・Ｎ｝ビット（Ｋ
はＮ＞Ｋ＞（Ｍ−１）・N/Mを満たす正の整数）で量子
化する第２の量子化手段と、上記差分値のダイナミック
レンジを判定するダイナミックレンジ判定手段と、上記
間引かれないサンプルに対しては上記第１の量子化手段
の出力を伝送し、上記間引かれるサンプルに対しては上
記第２の量子化手段の出力を伝送する第１の伝送手段
と、上記間引かれないサンプルのサンプル値及び上記間
引かれるサンプルとその予測値とのの差分値を共にＫビ
ットで伝送する第２の伝送手段と、上記ダイナミックレ
ンジ判定手段により判定する差分値のダイナミックレン
ジが所定のレンジ以下である場合は上記第１の伝送手段
に切り換え、それ以外の場合は上記第２の伝送手段に切
り換える切り換え手段とを有するものである。
題を解決するために、映像信号をサンプリングするサン
プリング手段と、サンプリングされた映像信号をＮビッ
ト（Ｎは正の整数）で量子化する第１の量子化手段と、
上記サンプリング手段によって得られたサンプルをＭサ
ンプル（Ｍは正の整数）に１サンプルの割合で間引く間
引き手段と、上記間引き手段によって間引かれるサンプ
ルを周囲の間引かれないサンプルを用いて予測する予測
手段と、上記間引き手段によって間引かれるサンプルの
サンプル値と上記予測手段によって得られる予測値との
差分値を計算する減算手段と、上記減算手段によって得
られる差分値を｛Ｍ・Ｋ−（Ｍ−１）・Ｎ｝ビット（Ｋ
はＮ＞Ｋ＞（Ｍ−１）・N/Mを満たす正の整数）で量子
化する第２の量子化手段と、上記差分値のダイナミック
レンジを判定するダイナミックレンジ判定手段と、上記
間引かれないサンプルに対しては上記第１の量子化手段
の出力を伝送し、上記間引かれるサンプルに対しては上
記第２の量子化手段の出力を伝送する第１の伝送手段
と、上記間引かれないサンプルのサンプル値及び上記間
引かれるサンプルとその予測値とのの差分値を共にＫビ
ットで伝送する第２の伝送手段と、上記ダイナミックレ
ンジ判定手段により判定する差分値のダイナミックレン
ジが所定のレンジ以下である場合は上記第１の伝送手段
に切り換え、それ以外の場合は上記第２の伝送手段に切
り換える切り換え手段とを有するものである。
作用 本発明によれば上述した構成により、量子化された映
像信号のサンプルは、所定の割合で間引かれ、間引かれ
ないサンプルに対しては量子化値がそのまま、間引かれ
るサンプルに対してはそのサンプルの量子化値と周囲の
サンプルからの予測値との差分値が伝送される。
像信号のサンプルは、所定の割合で間引かれ、間引かれ
ないサンプルに対しては量子化値がそのまま、間引かれ
るサンプルに対してはそのサンプルの量子化値と周囲の
サンプルからの予測値との差分値が伝送される。
実施例 以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説
明する。
明する。
第１図は、本発明の第１の実施例を示すものである。
第１図において１は映像信号入力端子、２は前置フィル
タ、３はサンプリング回路、４はサンプリングパルス発
生器、５は1/M分周器、６は第１の量子化器、7,8は予測
器、9,10は減算器、11は第２の量子化器、12はダイナミ
ックレンジ（以下、Ｄレンジと称す）判定回路、13,14,
15はマルチプレクサ、16はＤレンジ判定情報出力端子で
ある。
第１図において１は映像信号入力端子、２は前置フィル
タ、３はサンプリング回路、４はサンプリングパルス発
生器、５は1/M分周器、６は第１の量子化器、7,8は予測
器、9,10は減算器、11は第２の量子化器、12はダイナミ
ックレンジ（以下、Ｄレンジと称す）判定回路、13,14,
15はマルチプレクサ、16はＤレンジ判定情報出力端子で
ある。
以下、第１図に従って本発明を説明する。まず、映像
信号入力端子１に入力されたNTSCカラー映像信号は、前
置フィルタ２でナイキスト周波数以上の周波数成分が除
去された後、サンプリング回路３においてサンプリング
パルス発生器４からのサンプリングパルスによってサン
プリングが行われる。このサンプリングパルスの周波数
は入力映像信号のバースト信号に同期させた4fscであ
る。次に、サンプリングされた映像信号は第１の量子化
器６で９ビットのディジタルデータに変換される。この
９ビットのデータはマルチプレクサ13の入力A,予測器8,
減算器10にそれぞれ入力される。予測器８は入力された
データの各サンプル（量子化値）の予測値をそのサンプ
ルの近傍に存在する相関の強いサンプルを用いて計算す
るものである。そして、この予測器８によって得られる
予測値と予測された上記９ビットの量子化値との差分値
が減算器10において求められ、次の第２の量子化器11で
Ｓビットに量子化されて、マルチプレクサ14の入力Ａに
入力される。ここで９ビットのディジタルデータからＭ
サンプル毎に１サンプルの割合でサンプルを間引く場合
には、Ｓは（９−Ｍ）となる。一方、９ビットの量子化
値の上位８ビットがマルチプレクサ13の入力B,予測器7,
減算器９にそれぞれ入力される。減算器９からは８ビッ
トの差分値が得られ、これがマルチプレクサ14の入力Ｂ
に入力される。また、Ｄレンジ判定回路12では減算器10
の出力をSDRとすると、−2(S-1)＜SDR＜2(S-1)−１を満
たすか否かが判定される。そしてこれが満たされる場合
にはマルチプレクサ13,14においてそれぞれ入力Ａが選
択される。そしてマルチプレクサ13の出力はマルチプレ
クサ15の入力Ａに、マルチプレクサ14の出力はマルチプ
レクサ15の入力Ｂに入力される。マルチプレクサ15では
1/M分周器５の制御に従ってＭサンプルのうちの１サン
プルは入力Ｂが選択され、残りのＭ−１サンプルは入力
Ａが選択される。すなわち、Ｍサンプルのうち１サンプ
ルが間引かれ、この間引かれるサンプルに対しては差分
値が伝送され、間引かれない（Ｍ−１）個のサンプルに
対してはサンプル値がそのまま伝送される。
信号入力端子１に入力されたNTSCカラー映像信号は、前
置フィルタ２でナイキスト周波数以上の周波数成分が除
去された後、サンプリング回路３においてサンプリング
パルス発生器４からのサンプリングパルスによってサン
プリングが行われる。このサンプリングパルスの周波数
は入力映像信号のバースト信号に同期させた4fscであ
る。次に、サンプリングされた映像信号は第１の量子化
器６で９ビットのディジタルデータに変換される。この
９ビットのデータはマルチプレクサ13の入力A,予測器8,
減算器10にそれぞれ入力される。予測器８は入力された
データの各サンプル（量子化値）の予測値をそのサンプ
ルの近傍に存在する相関の強いサンプルを用いて計算す
るものである。そして、この予測器８によって得られる
予測値と予測された上記９ビットの量子化値との差分値
が減算器10において求められ、次の第２の量子化器11で
Ｓビットに量子化されて、マルチプレクサ14の入力Ａに
入力される。ここで９ビットのディジタルデータからＭ
サンプル毎に１サンプルの割合でサンプルを間引く場合
には、Ｓは（９−Ｍ）となる。一方、９ビットの量子化
値の上位８ビットがマルチプレクサ13の入力B,予測器7,
減算器９にそれぞれ入力される。減算器９からは８ビッ
トの差分値が得られ、これがマルチプレクサ14の入力Ｂ
に入力される。また、Ｄレンジ判定回路12では減算器10
の出力をSDRとすると、−2(S-1)＜SDR＜2(S-1)−１を満
たすか否かが判定される。そしてこれが満たされる場合
にはマルチプレクサ13,14においてそれぞれ入力Ａが選
択される。そしてマルチプレクサ13の出力はマルチプレ
クサ15の入力Ａに、マルチプレクサ14の出力はマルチプ
レクサ15の入力Ｂに入力される。マルチプレクサ15では
1/M分周器５の制御に従ってＭサンプルのうちの１サン
プルは入力Ｂが選択され、残りのＭ−１サンプルは入力
Ａが選択される。すなわち、Ｍサンプルのうち１サンプ
ルが間引かれ、この間引かれるサンプルに対しては差分
値が伝送され、間引かれない（Ｍ−１）個のサンプルに
対してはサンプル値がそのまま伝送される。
さらに、減算器10で求められる差分値のＤレンジに応
じて２つの伝送モードが存在する。すなわち、Ｄレンジ
がＳビット以下の場合にはマルチプレクサ13,14で入力
Ａが選択され、間引かれるサンプルに対してはＳビット
の差分値が伝送され、間引かれない（Ｍ−１）個のサン
プルに対しては、第１の量子化器６から得られる９ビッ
トのサンプル値が伝送される。この場合をモード１と呼
ぶ。一方、ＤレンジがＳビットを越える場合にはマルチ
プレクサ13,14で入力Ｂが選択され、間引かれない（Ｍ
−１）個のサンプルに対しては８ビットのサンプル値が
伝送され、間引かれるサンプルに対しては８ビットのサ
ンプル値を用いて計算された差分値が８ビットで伝送さ
れる。この場合をモード２と呼ぶことにする。このこと
は、入力された映像信号において予測誤差の小さい領域
では９ビット精度での伝送が可能であり、予測誤差が大
きい領域でも最悪８ビット精度で伝送が可能であること
を示している。
じて２つの伝送モードが存在する。すなわち、Ｄレンジ
がＳビット以下の場合にはマルチプレクサ13,14で入力
Ａが選択され、間引かれるサンプルに対してはＳビット
の差分値が伝送され、間引かれない（Ｍ−１）個のサン
プルに対しては、第１の量子化器６から得られる９ビッ
トのサンプル値が伝送される。この場合をモード１と呼
ぶ。一方、ＤレンジがＳビットを越える場合にはマルチ
プレクサ13,14で入力Ｂが選択され、間引かれない（Ｍ
−１）個のサンプルに対しては８ビットのサンプル値が
伝送され、間引かれるサンプルに対しては８ビットのサ
ンプル値を用いて計算された差分値が８ビットで伝送さ
れる。この場合をモード２と呼ぶことにする。このこと
は、入力された映像信号において予測誤差の小さい領域
では９ビット精度での伝送が可能であり、予測誤差が大
きい領域でも最悪８ビット精度で伝送が可能であること
を示している。
ここで、送信データを正しく復元するためには、Ｍサ
ンプル毎に上記２つのモードのどちらで伝送されてきた
かを区別する必要がある。そのためには、Ｍサンプル毎
にそれぞれのモードを表わす１ビットのインデックスを
付加しなければならない。今、Ｍ＝５とすると、このイ
ンデックス付加による伝送レートの増加は１サンプル当
り0.2ビットとなる。この伝送レートの増加分を減らす
ためにはインデックスをＭサンプル単位ではなく、Ｐ・
Ｍサンプル単位に付加すれば良い。この場合、増加分は
1/（Ｐ・Ｍ）ビットとなり、Ｐ＝２とすれば増加分は１
サンプル当り0.1ビットとなる（この場合にはＰ個の差
分値のＤレンジがすべてＳビット以下の時のみモード１
で伝送することになる）。このようにＰとＭの値を適当
に選べばインデックス付加による伝送レートの増加は非
常にわずかであり、ほぼ4fsc・８（bps）の伝送レート
で部分的にではあるが９ビットの画質が伝送できること
になる（このＰ・Ｍ個のサンプルのブロックをモードブ
ロックと呼ぶことにする）。しかも、後述するように、
予測器をうまく構成することにより入力映像信号に含ま
れるエネルギーの大きな周波数領域あるいは視覚的に劣
化が目だち易い領域を９ビットで伝送することが可能で
あり、そうすることによってより大きな効果を得ること
ができる。また、Ｍサンプルのうち１サンプルを差分値
として伝送することにより本実施例の誤り伝搬はたかだ
か１サンプルであり従来の高能率符号化に比して格段に
優れている。
ンプル毎に上記２つのモードのどちらで伝送されてきた
かを区別する必要がある。そのためには、Ｍサンプル毎
にそれぞれのモードを表わす１ビットのインデックスを
付加しなければならない。今、Ｍ＝５とすると、このイ
ンデックス付加による伝送レートの増加は１サンプル当
り0.2ビットとなる。この伝送レートの増加分を減らす
ためにはインデックスをＭサンプル単位ではなく、Ｐ・
Ｍサンプル単位に付加すれば良い。この場合、増加分は
1/（Ｐ・Ｍ）ビットとなり、Ｐ＝２とすれば増加分は１
サンプル当り0.1ビットとなる（この場合にはＰ個の差
分値のＤレンジがすべてＳビット以下の時のみモード１
で伝送することになる）。このようにＰとＭの値を適当
に選べばインデックス付加による伝送レートの増加は非
常にわずかであり、ほぼ4fsc・８（bps）の伝送レート
で部分的にではあるが９ビットの画質が伝送できること
になる（このＰ・Ｍ個のサンプルのブロックをモードブ
ロックと呼ぶことにする）。しかも、後述するように、
予測器をうまく構成することにより入力映像信号に含ま
れるエネルギーの大きな周波数領域あるいは視覚的に劣
化が目だち易い領域を９ビットで伝送することが可能で
あり、そうすることによってより大きな効果を得ること
ができる。また、Ｍサンプルのうち１サンプルを差分値
として伝送することにより本実施例の誤り伝搬はたかだ
か１サンプルであり従来の高能率符号化に比して格段に
優れている。
以下、予測器の構成を中心に第３図を用いてより詳し
く本実施例を説明する。ここでＭ＝5,P＝2,S＝４とす
る。第３図（ａ）はモードブロックの構成を示したもの
である。本図においてl,l＋１はライン番号であり、ｐ
（l,n）はｌ番目のラインのｎ番目のサンプルのサンプ
ル値である。また黒丸は間引かれるサンプルを示し、白
丸は間引かれないサンプルを示している。そして破線で
囲んだ範囲がモードブロックを表わしている。ここで間
引かれるサンプルｐ（l,n）に対する予測値をｑ（l,n）
とすると、この値はこのサンプルの前後４サンプルの値
から次式より計算される。
く本実施例を説明する。ここでＭ＝5,P＝2,S＝４とす
る。第３図（ａ）はモードブロックの構成を示したもの
である。本図においてl,l＋１はライン番号であり、ｐ
（l,n）はｌ番目のラインのｎ番目のサンプルのサンプ
ル値である。また黒丸は間引かれるサンプルを示し、白
丸は間引かれないサンプルを示している。そして破線で
囲んだ範囲がモードブロックを表わしている。ここで間
引かれるサンプルｐ（l,n）に対する予測値をｑ（l,n）
とすると、この値はこのサンプルの前後４サンプルの値
から次式より計算される。
ｑ（l,n）＝｛ｐ（l,n−１）＋ｐ（l,n＋１）｝ −（ｐ（l,n−２）＋ｐ（l,n＋２）｝/2 …（１） サンプルｐ（ｌ＋1,n）の予測値ｑ（ｌ＋1,n）も同様
にして求められる。第２図にこの予測器のブロック図を
示す。ここで28,29,30,31は１クロック遅延器、32,33は
1/2係数器、34,35,36は加算器である。ここで、この予
測器の周波数応答をＨ（Φ）とすると、Ｈ（Φ）は次式
で表わされる。
にして求められる。第２図にこの予測器のブロック図を
示す。ここで28,29,30,31は１クロック遅延器、32,33は
1/2係数器、34,35,36は加算器である。ここで、この予
測器の周波数応答をＨ（Φ）とすると、Ｈ（Φ）は次式
で表わされる。
Ｈ（Φ）＝２・COS（Φ）−COS（２Φ） …（２） 但し、Φ＝２πf/4fscである。
誤差関数Ｅ（Φ）は次式で定義される。
Ｅ（Φ）＝１−Ｈ（Φ） …（３） （１）式で表わされる予測器の誤差関数を第３図
（ｂ）に示す。この図においてfNはナイキスト周波数で
ありサンプリング周波数が4fscの場合には fN＝2fsc である。ところで、誤差関数は間引かれるサンプルのサ
ンプル値と予測値との差分値に対応するものであるか
ら、この図より低周波数成分及びサブキャリア周波数fs
cの近傍の周波数成分において差分値は小さくなり差分
値が４ビットで伝送できる確率が大きくなることがわか
る。このことはNTSCカラー映像信号の場合、上記周波数
成分にエネルギーが集中していることを考慮すると、映
像信号のかなりの部分が９ビットの画質で伝送できるこ
とを示している。しかも、これらの周波数領域は輝度信
号および色信号の低域成分に対応しており視覚的にも最
も感度が高く、画質劣化が目立ち易い領域であるからそ
の実質的効果は大である。
（ｂ）に示す。この図においてfNはナイキスト周波数で
ありサンプリング周波数が4fscの場合には fN＝2fsc である。ところで、誤差関数は間引かれるサンプルのサ
ンプル値と予測値との差分値に対応するものであるか
ら、この図より低周波数成分及びサブキャリア周波数fs
cの近傍の周波数成分において差分値は小さくなり差分
値が４ビットで伝送できる確率が大きくなることがわか
る。このことはNTSCカラー映像信号の場合、上記周波数
成分にエネルギーが集中していることを考慮すると、映
像信号のかなりの部分が９ビットの画質で伝送できるこ
とを示している。しかも、これらの周波数領域は輝度信
号および色信号の低域成分に対応しており視覚的にも最
も感度が高く、画質劣化が目立ち易い領域であるからそ
の実質的効果は大である。
次に、第４図を用いて予測器の第２の実施例を説明す
る。この予測器は最も簡単なものであり（ブロック図は
省略）、第４図（ａ）に示すようにサンプルｐ（l,n）
の予測値として４サンプル前のサンプル値ｐ（l,n−
４）を用いるものである。ここではＭ＝2,P＝8,S＝７と
して考える。この場合の誤差関数も第４図（ｂ）からわ
かるように、第１の実施例の場合と同様、映像信号のエ
ネルギーの集中している低周波数成分及びサブキャリア
周波数成分において最も誤差が小さくなっている。た
だ、第３図（ｂ）と比較すると誤差が相対的にかなり大
きくなっている。しかし、第１の実施例の場合には差分
値の量子化ビット数が４ビットであったのに対し本実施
例の場合には、それが７ビットとなり第１の実施例に比
較して８倍の差分値が伝送可能となるので、この場合も
かなりの部分が９ビット精度で伝送できることになる。
る。この予測器は最も簡単なものであり（ブロック図は
省略）、第４図（ａ）に示すようにサンプルｐ（l,n）
の予測値として４サンプル前のサンプル値ｐ（l,n−
４）を用いるものである。ここではＭ＝2,P＝8,S＝７と
して考える。この場合の誤差関数も第４図（ｂ）からわ
かるように、第１の実施例の場合と同様、映像信号のエ
ネルギーの集中している低周波数成分及びサブキャリア
周波数成分において最も誤差が小さくなっている。た
だ、第３図（ｂ）と比較すると誤差が相対的にかなり大
きくなっている。しかし、第１の実施例の場合には差分
値の量子化ビット数が４ビットであったのに対し本実施
例の場合には、それが７ビットとなり第１の実施例に比
較して８倍の差分値が伝送可能となるので、この場合も
かなりの部分が９ビット精度で伝送できることになる。
次に、第５図，第６図を用いて予測器の第３の実施例
を説明する。ここでは、Ｍ＝5,P＝2,S＝４であり、第１
の実施例の予測器と同じであるが、予測器の構成が異な
っている。すなわち、第１の実施例では間引かれるサン
プルの前後４サンプルを用いて予測を行ったが、本実施
例では（第６図（ａ）に示すように）前後８サンプルを
用いて予測を行うのでより精度の高い予測を行うことが
できる。第５図にこの予測器のブロック図を示す。この
図において、37〜44は１クロック遅延器、45〜51は加算
器、52〜55は係数器である。すなわち、サンプルｐ（l,
n）の予測値ｑ（l,n）は ｑ（l,n）＝K1・｛ｐ（l,n−１）＋ｐ（l,n＋１）｝ ＋K2・｛ｐ（l,n−２）＋ｐ（l,n＋２）｝ ＋K3・｛ｐ（l,n−３）＋ｐ（l,n＋３）｝ ＋K4・｛ｐ（l,n−４）＋ｐ（l,n＋４）｝ …（４） となる。但しK1＋K2＋K3＋K4＝0.5である。
を説明する。ここでは、Ｍ＝5,P＝2,S＝４であり、第１
の実施例の予測器と同じであるが、予測器の構成が異な
っている。すなわち、第１の実施例では間引かれるサン
プルの前後４サンプルを用いて予測を行ったが、本実施
例では（第６図（ａ）に示すように）前後８サンプルを
用いて予測を行うのでより精度の高い予測を行うことが
できる。第５図にこの予測器のブロック図を示す。この
図において、37〜44は１クロック遅延器、45〜51は加算
器、52〜55は係数器である。すなわち、サンプルｐ（l,
n）の予測値ｑ（l,n）は ｑ（l,n）＝K1・｛ｐ（l,n−１）＋ｐ（l,n＋１）｝ ＋K2・｛ｐ（l,n−２）＋ｐ（l,n＋２）｝ ＋K3・｛ｐ（l,n−３）＋ｐ（l,n＋３）｝ ＋K4・｛ｐ（l,n−４）＋ｐ（l,n＋４）｝ …（４） となる。但しK1＋K2＋K3＋K4＝0.5である。
そして、本実施例の予測器の周波数応答Ｈ（Φ）は次
式で表わされる。
式で表わされる。
Ｈ（Φ）＝２・K1・COS（Φ）＋２・K2・COS（２Φ） ＋２・K3・COS（３Φ）＋２・K4・COS（４Φ）…（５） この場合の誤差関数Ｅ（Φ）は第６図（ｂ）に示すよ
うに第１の実施例に比較して予測誤差は格段に小さくな
っている。しかも差分値の量子化ビット数は４ビットで
同じであるから９ビット精度で伝送できる領域は飛躍的
に増大する。
うに第１の実施例に比較して予測誤差は格段に小さくな
っている。しかも差分値の量子化ビット数は４ビットで
同じであるから９ビット精度で伝送できる領域は飛躍的
に増大する。
さて、本実施例と第１の実施例を比較した場合、最も
大きな相違点は第１の実施例の場合は予測に用いるサン
プルはモードブロック内すなはち破線内のサンプルに限
定されていたが、本実施例の場合にはこれが両隣のモー
ドブロックにまたがっていることである。このために、
本実施例では予測値を各サンプルの量子化値の上位８ビ
ットを用いて計算する必要がある。これは、両隣のブロ
ックのうちひとつでもモード２のブロックがあれば、復
号時に８ビットのサンプル値しか使えないためである。
しかしながら、この場合でも演算誤差のために差分値の
実効的なＤレンジは多少大きくなるが、これが４ビット
で伝送可能であれば９ビット精度は確保できる。この予
測器を利用する本発明の第２の実施例を示すブロック図
を第７図に示す。
大きな相違点は第１の実施例の場合は予測に用いるサン
プルはモードブロック内すなはち破線内のサンプルに限
定されていたが、本実施例の場合にはこれが両隣のモー
ドブロックにまたがっていることである。このために、
本実施例では予測値を各サンプルの量子化値の上位８ビ
ットを用いて計算する必要がある。これは、両隣のブロ
ックのうちひとつでもモード２のブロックがあれば、復
号時に８ビットのサンプル値しか使えないためである。
しかしながら、この場合でも演算誤差のために差分値の
実効的なＤレンジは多少大きくなるが、これが４ビット
で伝送可能であれば９ビット精度は確保できる。この予
測器を利用する本発明の第２の実施例を示すブロック図
を第７図に示す。
第７図において、56は映像信号入力端子、57は前置フ
ィルタ、58はサンプリング回路、59はサンプリングパル
ス発生器、60は1/M分周器、61は量子化器１、62は予測
器、63は減算器、64は量子化器２、65はＤレンジ判定回
路、66,67,68はマルチプレクサ、69はＤレンジ判定情報
出力端子である。動作は第１図の場合と全く同様である
ので説明は省略するが、差分値が第１の量子化器61の出
力の９ビットのうち上位８ビットのみを用いて計算され
るところが第１図で示す本発明の第１の実施例と異なっ
ている。
ィルタ、58はサンプリング回路、59はサンプリングパル
ス発生器、60は1/M分周器、61は量子化器１、62は予測
器、63は減算器、64は量子化器２、65はＤレンジ判定回
路、66,67,68はマルチプレクサ、69はＤレンジ判定情報
出力端子である。動作は第１図の場合と全く同様である
ので説明は省略するが、差分値が第１の量子化器61の出
力の９ビットのうち上位８ビットのみを用いて計算され
るところが第１図で示す本発明の第１の実施例と異なっ
ている。
発明の効果 以上説明したように映像信号のディジタル伝送に本発
明を用いれば、本来８ビット／サンプルの伝送容量しか
ない伝送路においても９ビット／サンプル相当の画質の
伝送が可能となる。しかも、従来の高能率符号化のよう
に絵柄によっては８ビット以下の画質になるというよう
な問題点もなく、さらに誤り伝搬もわずか１サンプルで
済む。したがって、本発明を放送用ディジタルVTRに適
用すれば従来と同じ記録レートでありながら、A/D変換
及びD/A変換を複数回繰り返すような状況においても高
画質を確保することが可能である。また実施例において
は入力信号としてNTSCカラー映像信号のみについて説明
したが、PALなどの他のコンポジット信号およびコンポ
ーネント信号に対しても全く同様に適用できることはい
うまでもない。
明を用いれば、本来８ビット／サンプルの伝送容量しか
ない伝送路においても９ビット／サンプル相当の画質の
伝送が可能となる。しかも、従来の高能率符号化のよう
に絵柄によっては８ビット以下の画質になるというよう
な問題点もなく、さらに誤り伝搬もわずか１サンプルで
済む。したがって、本発明を放送用ディジタルVTRに適
用すれば従来と同じ記録レートでありながら、A/D変換
及びD/A変換を複数回繰り返すような状況においても高
画質を確保することが可能である。また実施例において
は入力信号としてNTSCカラー映像信号のみについて説明
したが、PALなどの他のコンポジット信号およびコンポ
ーネント信号に対しても全く同様に適用できることはい
うまでもない。
第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図、第２
図は本発明における予測器の第１の実施例を示すブロッ
ク図、第３図（ａ）は同予測器のモードブロック構成
図、第３図（ｂ）は同予測器の誤差関数特性図、第４図
（ａ）は予測器の第２の実施例のモードブロック構成
図、第４図（ｂ）は同予測器の誤差関数特性図、第５図
は予測器の第３の実施例を示すブロック図、第６図
（ａ）は同予測器のモードブロック構成図、第６図
（ｂ）は同予測器の誤差関数特性図、第７図は本発明の
第２の実施例を示すブロック図、第８図は従来例の全体
のブロック図である。 ３……サンプリング回路、４……サンプリングパルス発
生器、５……1/M分周器、６……第１の量子化器、7,8…
…予測器、9,10……減算器、11……第２の量子化器、12
……Ｄレンジ判定回路、13,14,15……マルチプレクサ。
図は本発明における予測器の第１の実施例を示すブロッ
ク図、第３図（ａ）は同予測器のモードブロック構成
図、第３図（ｂ）は同予測器の誤差関数特性図、第４図
（ａ）は予測器の第２の実施例のモードブロック構成
図、第４図（ｂ）は同予測器の誤差関数特性図、第５図
は予測器の第３の実施例を示すブロック図、第６図
（ａ）は同予測器のモードブロック構成図、第６図
（ｂ）は同予測器の誤差関数特性図、第７図は本発明の
第２の実施例を示すブロック図、第８図は従来例の全体
のブロック図である。 ３……サンプリング回路、４……サンプリングパルス発
生器、５……1/M分周器、６……第１の量子化器、7,8…
…予測器、9,10……減算器、11……第２の量子化器、12
……Ｄレンジ判定回路、13,14,15……マルチプレクサ。
Claims (2)
- 【請求項１】映像信号をサンプリングするサンプリング
手段と、 サンプリングされた映像信号をＮビット（Ｎは正の整
数）で量子化する第１の量子化手段と、 上記サンプリング手段によって得られたサンプルをＭサ
ンプル（Ｍは正の整数）に１サンプルの割合で間引く間
引き手段と、 上記間引き手段によって間引かれるサンプルを周囲の間
引かれないサンプルを用いて予測する予測手段と、 上記間引き手段によって間引かれるサンプルのサンプル
値と上記予測手段によって得られる予測値との差分値を
計算する減算手段と、 上記減算手段によって得られる差分値を｛Ｍ・Ｋ−（Ｍ
−１）・Ｎ｝ビット（ＫはＮ＞Ｋ＞（Ｍ−１）・N/Mを
満たす正の整数）で量子化する第２の量子化手段と、 上記差分値のダイナミックレンジを判定するダイナミッ
クレンジ判定手段と、 上記間引かれないサンプルに対しては上記第１の量子化
手段の出力を伝送し、上記間引かれるサンプルに対して
は上記第２の量子化手段の出力を伝送する第１の伝送手
段と、 上記間引かれないサンプルのサンプル値及び上記間引か
れるサンプルの差分値を共にＫビットで伝送する第２の
伝送手段と、 上記ダイナミックレンジ判定手段により判定する差分値
のダイナミックレンジが所定のレンジ以下である場合は
上記第１の伝送手段に切り換え、それ以外の場合は上記
第２の伝送手段に切り換える切り換え手段とを有するこ
とを特徴とする映像信号ディジタル伝送装置。 - 【請求項２】切り換え手段はＰ・Ｍ（Ｐは正の整数）サ
ンプルのうちＰ個の差分値のダイナミックレンジがすべ
て｛Ｍ・Ｋ−（Ｍ−１）・Ｎ｝ビット以下の時のみ第１
の伝送手段に切り換え、その他の場合は第２の伝送手段
に切り換えることを特徴とする請求項１記載の映像信号
ディジタル伝送装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14048789A JP2548375B2 (ja) | 1989-06-01 | 1989-06-01 | 映像信号ディジタル伝送装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14048789A JP2548375B2 (ja) | 1989-06-01 | 1989-06-01 | 映像信号ディジタル伝送装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH036185A JPH036185A (ja) | 1991-01-11 |
| JP2548375B2 true JP2548375B2 (ja) | 1996-10-30 |
Family
ID=15269754
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14048789A Expired - Fee Related JP2548375B2 (ja) | 1989-06-01 | 1989-06-01 | 映像信号ディジタル伝送装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2548375B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6160845A (en) | 1996-12-26 | 2000-12-12 | Sony Corporation | Picture encoding device, picture encoding method, picture decoding device, picture decoding method, and recording medium |
| US5912708A (en) * | 1996-12-26 | 1999-06-15 | Sony Corporation | Picture signal encoding device, picture signal encoding method, picture signal decoding device, picture signal decoding method, and recording medium |
| IL125866A (en) * | 1996-12-26 | 2003-01-12 | Sony Corp | Method and device for compressing an original picture signal to a compressed picture signal and for decoding a compressed picture signal to an original picture signal |
| DE69719740T2 (de) * | 1996-12-26 | 2004-02-05 | Sony Corp. | Vorrichtung und verfahren zur bildsignalkodierung und -dekodierung sowie aufzeichnungsmedium |
| KR100595771B1 (ko) | 2001-09-20 | 2006-06-30 | 아사히 가세이 케미칼즈 가부시키가이샤 | 관능화 폴리페닐렌에테르 |
-
1989
- 1989-06-01 JP JP14048789A patent/JP2548375B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH036185A (ja) | 1991-01-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |