JP2515146Y2 - Sine wave converter - Google Patents
Sine wave converterInfo
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Description
【考案の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本考案は、負荷に安定化された正弦波電圧を供給する
正弦波コンバータに関し、更に詳しくは、直流電圧Eiを
入力し矩形波信号を出力するインバータ部と、このイン
バータ部からの矩形波信号を入力し正弦波信号eoを出力
するコンバータ部とを備えた正弦波コンバータに関する
ものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Industrial field of use) The present invention relates to a sine wave converter that supplies a stabilized sine wave voltage to a load, and more specifically, inputs a DC voltage Ei and outputs a rectangular wave signal. The present invention relates to a sine wave converter that includes an inverter unit that outputs a rectangular wave signal from the inverter unit and a converter unit that outputs a sine wave signal eo.
（従来の技術） 従来より、インバータ部からの正弦波をコンバータ部
を介して正弦波信号を出力するような正弦波コンバータ
は公知である。このような正弦波コンバータにおいて
は、インバータ部の発振周波数ｆと、コンバータ部の共
振周波数foとを一定な関係に調整しておかないと、正弦
波コンバータ内での損失が増大したり、また出力電圧eo
のレギュレーションが悪化したりする。(Prior Art) A sine wave converter that outputs a sine wave signal from an inverter section via a converter section has been conventionally known. In such a sine wave converter, unless the oscillation frequency f of the inverter unit and the resonance frequency fo of the converter unit are adjusted to a fixed relationship, the loss in the sine wave converter increases and the output power increases. Voltage eo
The regulation of will worsen.
第７図は、インバータ部の発振周波数ｆとコンバータ
部の共振周波数foの差（fo−ｆ）と、出力電圧eo,損失L
OSSとの関係を示す線図である。このようにfo−ｆが変
化すると、出力電圧eo及び損失LOSSがともに変化する。FIG. 7 shows the difference (fo−f) between the oscillation frequency f of the inverter and the resonance frequency fo of the converter, the output voltage eo, and the loss L.
It is a diagram which shows the relationship with OSS. When fo-f changes in this way, both the output voltage eo and the loss LOSS change.
（考案が解決しようとする問題点） このために、従来は、コンバータ部の共振周波数fo
を、コンバータ部の構成部品定数値を求めるとともに、
これらの定数値から計算によって求め、この計算値に対
して一定な関係となるように、インバータ部の発振周波
数ｆを調整する必要があり、その調整工数が煩雑である
という問題点があった。(Problems to be solved by the invention) For this reason, conventionally, the resonance frequency fo of the converter is fo
And obtain the constant value of the component of the converter,
There is a problem in that it is necessary to adjust the oscillation frequency f of the inverter unit so as to obtain a constant relationship with the calculated value from these constant values, and the adjustment man-hour is complicated.
本考案は、このような問題点に鑑みてなされたもの
で、その目的は、簡単な調整工数で、損失が少なく、出
力電圧eoのレギュレーションの良好な正弦波コンバータ
を実現しようとするものである。The present invention has been made in view of such problems, and an object thereof is to realize a sine wave converter with a simple adjustment man-hour, a small loss, and a good regulation of an output voltage eo. .
（問題点を解決するための手段） 第１図は、本考案装置の原理的な構成ブロック図であ
る。図において、１は直流電圧Eiを入力し、矩形波信号
を出力するインバータ部、２はこのインバータ部１から
の矩形波信号を入力し、正弦波信号eoを出力するコンバ
ータ部、Ｔはインバータ部１とコンバータ部２とを接続
するラインliの一方に１次巻線n1が直列に接続した制御
用トランス、RSは制御用トランスＴの２次巻線n2の出力
を整流平滑化する回路、Ｑは整流平滑回路RSの出力端に
接続したトランジスタ、CNTは正弦波電圧eoに対応した
電圧を入力し、トランジスタＱを制御することによって
出力端子21,22に生ずる正弦波電圧eoを安定化する制御
回路である。インバータ部１は、その矩形波信号の発振
周波数を調整するための発振周波数調整手段を備えてお
り、発振周波数ｆは、この発振周波数調整手段により、
整流平滑回路RSの出力電圧（VCE）が所定の一定値（VCE
S）になるように調整されている。(Means for Solving Problems) FIG. 1 is a block diagram showing the principle configuration of the device of the present invention. In the figure, 1 is an inverter unit that inputs a DC voltage Ei and outputs a rectangular wave signal, 2 is a converter unit that inputs the rectangular wave signal from this inverter unit 1 and outputs a sine wave signal eo, and T is an inverter unit 1 is a control transformer in which a primary winding n 1 is connected in series to one of the lines li connecting the converter 1 and RS, and RS is a circuit for rectifying and smoothing the output of the secondary winding n 2 of the control transformer T. , Q is a transistor connected to the output end of the rectifying and smoothing circuit RS, CNT inputs a voltage corresponding to the sine wave voltage eo, and controls the transistor Q to stabilize the sine wave voltage eo generated at the output terminals 21 and 22. It is a control circuit for controlling. The inverter unit 1 is provided with an oscillation frequency adjusting means for adjusting the oscillation frequency of the rectangular wave signal, and the oscillation frequency f is calculated by the oscillation frequency adjusting means.
The output voltage (VCE) of the rectifying and smoothing circuit RS is a predetermined constant value (VCE
S) is adjusted.
（実施例） 第２図は、本考案装置の一実施例の構成ブロック図で
ある。インバータ部１は、直流電圧Eiをオン，オフして
トランスTDに与えるスイッチングトランジスタQ1,Q2
と、トランスTDの出力をトランジスタQ1,Q2に帰還させ
て自励発振させるための帰還回路11とからなり、矩形波
信号の発振周波数ｆは、帰還回路11において、可飽和リ
アクトルのET積を変えること、例えば抵抗Rfを変えるこ
とで調整できるように構成されている。即ち、ここで
は、帰還回路を構成する素子のひとつである抵抗Rfは、
その値を変えることで矩形波信号の発振周波数を調整す
るための発振周波数調整手段を構成している。整流平滑
回路RSは、ダイオードブリッジによる整流回路BSと、平
滑コンデンサC1及び抵抗R1で構成されている。制御回路
CNTは、正弦波電圧eoを整流するダイオードD1,D2,平滑
コンデンサC2,平滑コンデンサC2に得られる電圧Eoを分
圧する抵抗R2,R3、この抵抗R2,R3による分圧電圧Edに応
じて流れる電流Ikを制御する電流制御素子U1、この電流
制御素子U1と並列に接続されたツェナーダイオードZDと
抵抗R4の直列回路で構成されている。ツェナーダイオー
ドZDと、抵抗R4の共通接続点の電圧EBは、ツェナーダイ
オードZDで得られる定電圧と分圧電圧Edとの偏差に対応
しており、この電圧EBがトランジスタＱのベースに印加
されていて、トランジスタＱのコレクタ・エミッタ間電
圧VCEを制御するようになっている。なお、ツェナーダ
イオードZD及び電流制御素子U1は、抵抗R5を介してコン
デンサC2の両端、すなわち、コンバータ部２の出力端か
らその作動電力を得るようにしている。(Embodiment) FIG. 2 is a configuration block diagram of an embodiment of the device of the present invention. The inverter unit 1 includes switching transistors Q1 and Q2 that turn on / off the DC voltage Ei and give it to the transformer TD.
And the feedback circuit 11 for feeding back the output of the transformer TD to the transistors Q1 and Q2 for self-oscillation, and the oscillation frequency f of the rectangular wave signal changes the ET product of the saturable reactor in the feedback circuit 11. That is, it can be adjusted by changing the resistance Rf, for example. That is, here, the resistance Rf, which is one of the elements forming the feedback circuit, is
Oscillation frequency adjusting means for adjusting the oscillation frequency of the rectangular wave signal is configured by changing the value. The rectifying / smoothing circuit RS includes a rectifying circuit BS using a diode bridge, a smoothing capacitor C1 and a resistor R1. Control circuit
CNT is a diode D1, D2 that rectifies the sine wave voltage eo, a smoothing capacitor C2, resistors R2, R3 that divide the voltage Eo obtained in the smoothing capacitor C2, a current that flows according to the divided voltage Ed by these resistors R2, R3. It is composed of a current control element U1 for controlling Ik, a series circuit of a Zener diode ZD and a resistor R4 connected in parallel with the current control element U1. The voltage EB at the common connection point of the Zener diode ZD and the resistor R4 corresponds to the deviation between the constant voltage obtained by the Zener diode ZD and the divided voltage Ed, and this voltage EB is applied to the base of the transistor Q. Thus, the collector-emitter voltage VCE of the transistor Q is controlled. The Zener diode ZD and the current control element U1 obtain their operating power from both ends of the capacitor C2, that is, the output end of the converter unit 2 via the resistor R5.
コンバータ部２は、抵抗RSインダクタンスLS,コンデ
ンサCSの直列回路F1と、インダクタンスLP,コンデンサC
P,抵抗RPの並列回路F2からなる共振回路（その共振周波
数はfoとする）で構成されている。The converter unit 2 includes a series circuit F1 of a resistance RS inductance LS and a capacitor CS, an inductance LP and a capacitor C.
The resonance circuit is composed of a parallel circuit F2 of P and a resistor RP (the resonance frequency of which is fo).
この装置において、インバータ１の発振周波数ｆは、
整流平滑回路の出力電圧VCEが所定の一定値になるよう
に、抵抗Rfによって調整されている。In this device, the oscillation frequency f of the inverter 1 is
The output voltage VCE of the rectifying / smoothing circuit is adjusted by the resistor Rf so as to have a predetermined constant value.
このように構成された装置の動作を次に説明する。第
３図は、第２図回路の等価回路である。制御用トランス
Ｔの２次巻線側回路及び、トランジスタＱからなる回路
は、制御回路CNTの出力電圧EBによって、抵抗値が変る
抵抗R0で代表される。The operation of the apparatus thus configured will be described below. FIG. 3 is an equivalent circuit of the circuit shown in FIG. The circuit including the secondary winding side circuit of the control transformer T and the transistor Q is represented by a resistor R0 whose resistance value changes according to the output voltage EB of the control circuit CNT.
コンバータ部２は、駆動トランスTDを介して印加され
る矩形波信号を入力しており、端子21,22に正弦波電圧e
oを出力している。いま、第３図において、正弦波出力
電圧eoの平均値が所定値より低下したとすると、分圧電
圧Edが下がり、電流制御素子U1が吸い込む電流Ikが減少
する。このため、ツェナーダイオードZD、抵抗R4の直列
回路側に流れる電流が増大し、トランジスタＱのベース
電流IBが増加して、トランジスタＱはコレクタ・エミッ
タ電圧VCEが小さくなるように制御される。トランジス
タＱのVCEが小さくなると、制御用トランスＴの２次巻
線側での損失が小さくなり、抵抗R0の値が見掛上小さく
なる。抵抗R0の値が小さくなると、コンバータ部２に印
加される矩形波信号の振幅が大きくなり、正弦波出力電
圧eoが所定値になるまで大きくなる。The converter unit 2 receives the rectangular wave signal applied via the drive transformer TD, and outputs the sine wave voltage e to the terminals 21 and 22.
Outputs o. Now, in FIG. 3, if the average value of the sine wave output voltage eo falls below a predetermined value, the divided voltage Ed drops and the current Ik absorbed by the current control element U1 decreases. For this reason, the current flowing in the series circuit side of the Zener diode ZD and the resistor R4 increases, the base current IB of the transistor Q increases, and the transistor Q is controlled so that the collector-emitter voltage VCE decreases. When VCE of the transistor Q becomes smaller, the loss on the secondary winding side of the control transformer T becomes smaller, and the value of the resistor R0 becomes apparently smaller. When the value of the resistor R0 decreases, the amplitude of the rectangular wave signal applied to the converter unit 2 increases and increases until the sine wave output voltage eo reaches a predetermined value.
正弦波出力電圧eoが所定値より増大したとすると、前
記した逆の動作により、正弦波出力電圧eoが所定値にな
るまで小さくなる。Assuming that the sine wave output voltage eo has increased above a predetermined value, the sine wave output voltage eo decreases until it reaches a predetermined value by the reverse operation described above.
以上のような動作により、正弦波出力電圧eoは、ツェ
ナーダイオードZDによって得られる基準電圧に対応する
所定の一定電圧になるように安定化される。なお、正弦
波出力電圧eoの平均値は、抵抗R2,R3による分圧比を変
えることによって調整できる。By the operation as described above, the sine wave output voltage eo is stabilized to be a predetermined constant voltage corresponding to the reference voltage obtained by the Zener diode ZD. The average value of the sine wave output voltage eo can be adjusted by changing the voltage division ratio by the resistors R2 and R3.
第４図は、インバータ部１の発振周波数ｆを調整する
場合の説明図である。コンバータ部２の共振周波数foと
し、インバータ部１の発振周波数ｆを変えた時、foとｆ
の差fo−ｆに対して、出力正弦波電圧eo,損失LOSS,及び
ある負荷を接続した状態での整流平滑回路RSの出力電圧
VCEがどのように変るかを示した線図である。FIG. 4 is an explanatory diagram for adjusting the oscillation frequency f of the inverter unit 1. When the resonance frequency fo of the converter unit 2 is used and the oscillation frequency f of the inverter unit 1 is changed, fo and f
Output sine wave voltage eo, loss LOSS, and output voltage of rectifying and smoothing circuit RS with a certain load connected to the difference fo-f
It is the diagram which showed how VCE changes.
この線図から、出力正弦波電圧eoが一定となり、しか
も損失LOSが小さくなるfo−ｆの特定な点P1が見付けら
れ、またこの点P1は、整流平滑回路RSの出力電圧VCEの
特定な値VCESで代表できる。すなわち、出力電圧VCE
は、共振周波数foと発振周波数ｆの相対的な差（fo−
ｆ）により変化しており、本考案の装置は、この出力電
圧VCEが所定の値VCESになるように、インバータ部１の
発振周波数ｆを調整することにより、コンバータ部２の
共振周波数foを求めることなく、損失が少なく、出力電
圧eoのレギュレーションの良好な正弦波コンバータを実
現するようにしている。From this diagram, a specific point P1 of fo-f where the output sine wave voltage eo is constant and the loss LOS is small is found, and this point P1 is a specific value of the output voltage VCE of the rectifying and smoothing circuit RS. Can be represented by VCES. That is, the output voltage VCE
Is the relative difference between the resonance frequency fo and the oscillation frequency f (fo−
f), the device of the present invention obtains the resonance frequency fo of the converter unit 2 by adjusting the oscillation frequency f of the inverter unit 1 so that the output voltage VCE becomes a predetermined value VCES. Without doing so, it realizes a sine wave converter with low loss and good regulation of the output voltage eo.
ここで、インバータ部１の発振周波数ｆの調整は、発
振周波数調整手段として機能する例えば、抵抗Rfの値
を、整流平滑回路RSの出力電圧が、特定な電圧値VCESと
なるように調整することで行われる。Here, the adjustment of the oscillation frequency f of the inverter unit 1 functions as the oscillation frequency adjusting means, for example, the value of the resistor Rf is adjusted so that the output voltage of the rectifying and smoothing circuit RS becomes a specific voltage value VCES. Done in.
第５図は、インバータ部１の発振周波数ｆを調整する
場合の他の例を示す説明図である。FIG. 5 is an explanatory diagram showing another example of adjusting the oscillation frequency f of the inverter unit 1.
第４図において、整流平滑回路RSの出力電圧VCEは、
出力端子21,22間にある負荷L1を接続した状態で得たも
のであるが、第５図の実線は、出力端子21,22間を開放
させ、無負荷状態とした時の整流平滑回路RSの出力電圧
VCE（０）を示している。この場合、ある負荷L0を接続
させた時の整流平滑回路RSの出力電圧VCE（１）との差V
CE（０）−VCE（１）は、第６図に示す通り、共振周波
数foと発振周波数ｆの相対的な差（fo−ｆ）が大きくな
るに従って減少するような特性となっている。In FIG. 4, the output voltage VCE of the rectifying and smoothing circuit RS is
The solid line in Fig. 5 is obtained by connecting the load L1 between the output terminals 21 and 22, and the solid line in Fig. 5 shows the rectifying and smoothing circuit RS when the output terminals 21 and 22 are opened and no load is applied. Output voltage of
It shows VCE (0). In this case, the difference V with the output voltage VCE (1) of the rectifying and smoothing circuit RS when a certain load L0 is connected
As shown in FIG. 6, CE (0) -VCE (1) has a characteristic that it decreases as the relative difference (fo-f) between the resonance frequency fo and the oscillation frequency f increases.
従って、本考案の装置においては、インバータ部１の
発振周波数ｆを、出力端子21,22間に異なる負荷L1,L2
（L1,L2のいずれかは無負荷を含んでもよい）を接続し
た場合において、整流平滑回路の出力端電圧VCE0,VCE1
の差（VCE（０）−VCE（１））が所定の値になるように
調整してもよい。Therefore, in the device of the present invention, the oscillating frequency f of the inverter unit 1 is set to the different loads L1 and L2 between the output terminals 21 and 22.
When either (L1 or L2 may include no load) is connected, the output voltage VCE0, VCE1 of the rectifying and smoothing circuit
The difference (VCE (0) −VCE (1)) may be adjusted to a predetermined value.
なお、上記の実施例において、インバータ部1,コンバ
ータ部２及び制御回路CNTの各回路構成は、第２図に示
す回路に限定されず、他の回路構成のものでもよい。In the above embodiment, each circuit configuration of the inverter unit 1, the converter unit 2 and the control circuit CNT is not limited to the circuit shown in FIG. 2 and may have another circuit configuration.
（考案の効果） 以上説明したように、本考案によれば、コンバータ部
２の共振周波数foを計算したり、測定する必要はなく、
簡単な調整工数で、損失が少なく、出力電圧eoのレギュ
レーションの良好な正弦波コンバータが実現できる。(Effect of the Invention) As described above, according to the present invention, it is not necessary to calculate or measure the resonance frequency fo of the converter unit 2.
With simple adjustment man-hours, a sine wave converter with low loss and good regulation of the output voltage eo can be realized.
第１図は本考案装置の原理的な構成ブロック図、第２図
は本考案装置の一実施例の構成ブロック図、第３図は第
２図回路の等価回路、第４図〜第６図はインバータ部の
発振周波数ｆを調整する場合の説明図、第７図はインバ
ータ部の発振周波数ｆとコンバータ部の共振周波数foの
差（fo−ｆ）と、出力電圧eo,損失LOSとの関係を示す線
図である。 １…インバータ部、２…コンバータ部、Ｔ…制御用トラ
ンス、RS…整流平滑回路、Ｑ…トランジスタ、CNT…制
御回路。FIG. 1 is a block diagram showing the principle of the device of the present invention, FIG. 2 is a block diagram of an embodiment of the device of the present invention, FIG. 3 is an equivalent circuit of the circuit of FIG. 2, and FIGS. Is an explanatory diagram for adjusting the oscillation frequency f of the inverter section, and FIG. 7 is a relationship between the difference (fo−f) between the oscillation frequency f of the inverter section and the resonance frequency fo of the converter section, and the output voltage eo and loss LOS FIG. DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Inverter part, 2 ... Converter part, T ... Control transformer, RS ... Rectification smoothing circuit, Q ... Transistor, CNT ... Control circuit.
Claims (1)
ンバータ部と、 このインバータ部からの矩形波信号を入力し正弦波信号
を出力するコンバータ部と、 前記インバータ部とコンバータ部とを接続するラインの
一方に１次巻線が直列に接続された制御用トランスと、 この制御用トランスの２次巻線出力を整流平滑する回路
と、 この整流平滑回路の出力端に接続されたトランジスタ
と、 前記正弦波電圧に対応した電圧を入力し前記トランジス
タを制御することによって正弦波電圧を安定化する制御
回路とを備えた正弦波コンバータであって、 前記インバータ部を、直流電圧をオン，オフしてトラン
スに与えるスイッチングトランジスタと、トランスの出
力をスイッチングトランジスタに帰還させて自励発振さ
せるための帰還回路と、この帰還回路を構成する素子の
値を変えることで矩形波信号の発振周波数を調整する発
振周波数調整手段とで構成し、 前記発振周波数調整手段により、矩形波信号の発振周波
数を前記整流平滑回路の出力電圧（VCE）が所定の値（V
CES）になるように調整したことを特徴とする正弦波コ
ンバータ。1. An inverter unit that inputs a DC voltage and outputs a rectangular wave signal, a converter unit that inputs a rectangular wave signal from the inverter unit and outputs a sine wave signal, and the inverter unit and the converter unit are connected. A control transformer in which a primary winding is connected in series to one of the lines, a circuit for rectifying and smoothing the output of the secondary winding of the control transformer, and a transistor connected to the output terminal of the rectifying and smoothing circuit. A sine wave converter having a control circuit for stabilizing the sine wave voltage by inputting a voltage corresponding to the sine wave voltage and controlling the transistor, wherein the inverter section turns on and off a DC voltage. And a switching transistor to be fed to the transformer, and a feedback circuit for feeding back the output of the transformer to the switching transistor to cause self-excited oscillation. And an oscillation frequency adjusting means for adjusting the oscillation frequency of the rectangular wave signal by changing the values of the elements forming the return circuit. The oscillation frequency adjusting means outputs the oscillation frequency of the rectangular wave signal to the output of the rectifying and smoothing circuit. The voltage (VCE) is the specified value (V
A sine wave converter characterized by being adjusted so that it becomes CES).
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18086086U JP2515146Y2 (en) | 1986-11-25 | 1986-11-25 | Sine wave converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18086086U JP2515146Y2 (en) | 1986-11-25 | 1986-11-25 | Sine wave converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6388090U JPS6388090U (en) | 1988-06-08 |
| JP2515146Y2 true JP2515146Y2 (en) | 1996-10-30 |
Family
ID=31125202
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18086086U Expired - Lifetime JP2515146Y2 (en) | 1986-11-25 | 1986-11-25 | Sine wave converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2515146Y2 (en) |
-
1986
- 1986-11-25 JP JP18086086U patent/JP2515146Y2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6388090U (en) | 1988-06-08 |
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