JP2024051906A - モータ制御装置及びモータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】変調領域において騒音の発生を抑制し安定したモータ制御を実現すること。【解決手段】本発明の一形態に係るモータ制御装置は、インバータ及び二相変調処理部を備える。二相変調処理部は、インバータの三相の出力を生成するにあたり、１つの固定相と、２つの変調相とを所定期間ごとに切り替えて設定し、インバータの上アーム素子及び下アーム素子を制御する電圧指令値として、固定相について上アーム素子をオンにし下アーム素子をオフにする上固定二相変調と、固定相について上アーム素子をオフにし下アーム素子をオンにする下固定二相変調とが所定期間ごとに切り替わる上下固定二相変調の方式で二相変調電圧指令値を生成する。この時、二相変調処理部は、過変調領域において、上固定二相変調と下固定二相変調とが切り替わるタイミングで電圧指令値にギャップが生じないように二相変調電圧指令値を生成する。【選択図】図３

Description

本発明は、モータの制御を行うモータ制御装置及びモータ制御方法に関する。

従来、インバータのＰＷＭ制御によりモータを制御する方法が知られている。この方法では、モータに印加すべき電圧指令信号をもとにインバータのＰＷＭ制御が行われる。インバータは、直流電圧を電圧指令信号に対応する三相交流電圧に変換してモータに印加する。
また、ＰＷＭ制御において、変調率を大きくすることで、電圧利用率が１を超える過変調を実現する技術も開発されている。

例えば特許文献１には、三相交流電圧の出力方式（変調方式）として、複数の方式を切り替えて実行するモータ制御装置が記載されている。この装置では、上アームを構成するスイッチング素子を１２０度ずつ順次固定して二相変調を行う上固定１２０度二相変調、下アームを構成するスイッチング素子を１２０度ずつ順次固定して二相変調を行う下固定１２０度二相変調、上アーム及び下アームを構成するスイッチング素子を６０度ずつ順次固定して二相変調を行う上下６０度固定二相変調といった変調方式の中から最も低損失となる変調方式を適宜切り替えて用いる。例えば、過変調領域では、下固定１２０度二相変調に代えて、上下６０度固定二相変調、または、上固定１２０度二相変調が用いられる。これにより、高効率運転を的確に実行することができるとされている（特許文献１の明細書段落［００３０］、［００３６］、［００４１］、［０１１０］、図１、図１６等）。

特開２０１３－１４１３３６号公報

インバータのＰＷＭ制御において、電圧指令信号としての相電圧の理想波形（以下、連続波形と記載することがある）に対し、実際の電圧指令信号は、キャリア周期毎に離散的に出力され、その波形（以下、離散波形と記載することがある）は、連続波形に比べて粗いものとなる。この時、連続波形やキャリア周期によっては、連続波形と離散波形とのずれが大きくなることがある。過変調領域では、このような波形のずれによって、モータの出力トルクが脈動するビート現象等が発生する可能性がある。この結果、騒音が発生することやモータの制御が不安定になることが考えられる。

以上のような事情に鑑み、本発明の目的は、過変調領域において騒音の発生を抑制し安定したモータ制御を実現することが可能なモータ制御装置及びモータ制御方法を提供することにある。

本発明の一形態に係るモータ制御装置は、直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータを備えたモータ制御装置であって、二相変調処理部を備える。
前記二相変調処理部は、前記インバータの三相の出力を生成するにあたり、電圧が固定される１つの固定相と、電圧が変調される２つの変調相とを所定期間ごとに切り替えて設定し、前記インバータがモータに出力する電圧の相ごとに設けられた上アーム素子及び下アーム素子のオン及びオフを制御する電圧指令値として、前記固定相について前記上アーム素子をオンにし前記下アーム素子をオフにする上固定二相変調と、前記固定相について前記上アーム素子をオフにし前記下アーム素子をオンにする下固定二相変調とが前記所定期間ごとに切り替わる上下固定二相変調により二相変調された電圧を前記モータに印加するための二相変調電圧指令値を生成する。また前記二相変調処理部は、過変調領域において、前記上固定二相変調と前記下固定二相変調とが切り替わるタイミングで電圧指令値にギャップが生じないように前記二相変調電圧指令値を生成する。

このモータ制御装置では、上下固定二相変調を行う二相変調電圧指令値が生成される。この二相変調電圧指令値は、過変調領域において、上固定二相変調と下固定二相変調とが切り替わるタイミングで電圧指令値にギャップが生じないように生成される。これにより、インバータのＰＷＭ制御に用いる各相電圧の波形を適正な波形にすることが可能となる。この結果、ビート現象等の発生が抑制され、過変調領域において騒音の発生を抑制し安定したモータ制御を実現することが可能となる。

前記モータ制御装置は、さらに、前記電圧指令値のギャップを補正するオフセット電圧を算出するオフセット電圧算出部を備えてもよい。この場合、前記二相変調処理部は、前記過変調領域において、前記オフセット電圧に基づく補正処理を実行して前記二相変調電圧指令値を生成してもよい。

オフセット電圧を用いることで、上固定二相変調及び下固定二相変調の切り替わりでの電圧指令値のギャップを容易に抑制することが可能となる。

前記オフセット電圧に基づく補正処理は、前記上固定二相変調を実行する期間は、前記オフセット電圧の大きさで３相分の電圧指令値を正の電圧方向にシフトする処理を実行し、前記下固定二相変調を実行する期間は、前記オフセット電圧の大きさで３相分の電圧指令値を負の電圧方向にシフトする処理を実行してもよい。

これにより、電圧指令値のギャップを十分に抑制することが可能となり、過変調領域において騒音の発生等を十分に抑制することが可能となる。

前記モータ制御装置は、さらに、電圧利用率から過変調度を算出する過変調度算出部と、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を変換した三相分の三相電圧指令値を取得し、前記三相電圧指令値を前記過変調度に応じて増幅した過変調電圧指令値を生成する過変調処理部を備えてもよい。この場合、前記二相変調処理部は、前記過変調電圧指令値に対して前記オフセット電圧に基づく補正処理を実行して前記二相変調電圧指令値を生成してもよい。

過変調の補正の後にオフセット電圧による補正が実行されるため、オフセット電圧による補正の影響が抑えられ、モータの制御精度を高いレベルで維持することが可能となる。

前記二相変調処理部は、前記過変調電圧指令値に対して、二相変調の信号に変換する二相変調処理と、前記オフセット電圧に基づく補正処理とを実行し、前記二相変調処理及び前記補正処理の両方が実行された電圧指令値を前記直流電圧に基づいて制限するリミット処理を実行して、前記二相変調電圧指令値を生成してもよい。

これにより、電圧指令値のギャップを抑制する二相変調電圧指令値を適正に生成することが可能となり、過変調領域において騒音の発生等を十分に抑制することが可能となる。

前記過変調度算出部は、前記オフセット電圧に基づく補正処理を実行した場合でも、前記電圧利用率と、前記インバータにおける実際の電圧利用率である実電圧利用率との関係が線形となるように前記過変調度を算出してもよい。

これにより、二相変調電圧指令値を精度よく生成することが可能となり、十分に安定した精度のよいモータ制御を実現することが可能となる。

前記オフセット電圧は、前記二相変調処理により生じるピーク電圧と、前記直流電圧との差の半分の値であってもよい。

これにより、電圧指令値のギャップが解消された二相変調電圧指令値を生成することが可能となり、騒音の発生を確実に抑制し、十分に安定したモータ制御が実現できる。

前記オフセット電圧算出部は、前記電圧利用率をＲｖとし、前記過変調度をＲｏｍとし、前記直流電圧をＶｄｃとして、前記オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを以下に示す関係式に従って算出してもよい。

これにより、電圧指令値のギャップが解消された二相変調電圧指令値を生成することが可能となり、騒音の発生を確実に抑制し、十分に安定したモータ制御が実現できる。

前記所定期間は、前記モータの電気角で６０度に対応する期間であってもよい。

これにより、制御に必要な演算量を抑制しつつ、高効率なモータ制御を実現することが可能となる。

本発明の一形態に係るモータ制御方法は、直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータを用いてモータを制御するモータ制御方法であって、前記インバータの三相の出力を生成するにあたり、電圧が固定される１つの固定相と、電圧が変調される２つの変調相とを所定期間ごとに切り替えて設定するステップと、前記インバータがモータに出力する電圧の相ごとに設けられた上アーム素子及び下アーム素子のオン及びオフを制御する電圧指令値として、前記固定相について前記上アーム素子をオンにし前記下アーム素子をオフにする上固定二相変調と、前記固定相について前記上アーム素子をオフにし前記下アーム素子をオンにする下固定二相変調とが前記所定期間ごとに切り替わる上下固定二相変調により二相変調された電圧を前記モータに印加するための二相変調電圧指令値を生成するステップとを実行する。
前記二相変調電圧指令値を生成するステップは、過変調領域において、前記上固定二相変調と前記下固定二相変調とが切り替わるタイミングで電圧指令値にギャップが生じないように前記二相変調電圧指令値を生成する。

本発明によれば、過変調領域において騒音の発生を抑制し安定したモータ制御を実現することが可能となる。

本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。 ＩＰＭの構成例を示す回路図である。 変調処理部の構成例を示すブロック図である。 変調処理部の基本的な動作例を示すフローチャートである。 固定相を設定する処理の一例を示すグラフである。 上下６０度固定補正信号ΔＶの一例を示すグラフである。 電圧利用率Ｒｖが０．８である場合の二相変調前電圧指令値の一例を示すグラフである。 電圧利用率Ｒｖが０．８である場合の二相変調後電圧指令値の一例を示すグラフである。 電圧利用率Ｒｖが０．８である場合の線間電圧の一例を示すグラフである。 電圧利用率Ｒｖが１である場合の二相変調前電圧指令値の一例を示すグラフである。 電圧利用率Ｒｖが１である場合の二相変調後電圧指令値の一例を示すグラフである。 電圧利用率Ｒｖが１である場合の線間電圧の一例を示すグラフである。 電圧利用率と過変調度との対応関係の一例を示すグラフである。 電圧指令値のギャップについて説明するための模式的なグラフである。 ギャップがある信号を非同期ＰＷＭ制御に適用した際の電圧のバランスについて説明するための模式的なグラフである。 ギャップがない信号を非同期ＰＷＭ制御に適用した際の電圧のバランスについて説明するための模式的なグラフである。 電圧利用率Ｒｖが１．０７である場合のリミット処理されていない二相変調後電圧指令値の一例を示すグラフである。 電圧利用率Ｒｖが１．０７である場合のリミット処理された二相変調後電圧指令値の一例を示すグラフである。 電圧利用率Ｒｖが１．０７である場合の線間電圧の一例を示すグラフである。 比較例として挙げる変調処理部の構成例を示すブロック図である。 電圧利用率Ｒｖが１．０７である場合のリミット処理されていない二相変調後電圧指令値の比較例を示すグラフである。 電圧利用率Ｒｖが１．０７である場合のリミット処理された二相変調後電圧指令値の比較例を示すグラフである。 電圧利用率Ｒｖが１．０７である場合の線間電圧の比較例を示すグラフである。

以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態を説明する。

［モータ制御装置］
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。
モータ制御装置１００は、直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータを備えた装置である。具体的には、モータ制御装置１００は、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）信号を用いたＰＷＭ制御によりインバータを制御して、モータ３０に供給する電力を制御する。図１に示す例では、モータ３０に接続されるＩＰＭ３５がインバータに相当する。

モータ３０は、三相交流電圧により駆動される三相交流モータである。モータ３０は、回転軸を中心に回転する回転子と、回転子を支持する固定子とを有する。
モータ３０の固定子には、三相の交流電圧がそれぞれ印加される三相の巻線（コイル）が設けられる。以下では、三相交流の各相をＵ相、Ｖ相、Ｗ相と記載する。
モータ３０の回転子には、モータ３０の回転軸と直交するように永久磁石が配置される。ここで、永久磁石のＮ極の磁束の方向（Ｎ極側が＋方向）をｄ軸とし、ｄ軸と直交する軸をｑ軸とする。
また、電気角で表した回転子の推定位置（Ｕ軸を基準とした推定角度）をθｅと記載し、電気角で表した回転子の推定角速度をωｅと記載する。

モータ３０は、例えば空気調和機に搭載された圧縮機を回転するコンプレッサモータや、ファンを回転するファンモータ等である。なお、本発明に係るモータ制御装置１００は、空気調和機に搭載されるモータ３０の制御以外にも、任意の用途に用いられるモータ３０の制御に適用可能である。

モータ制御装置１００は、モータ３０のベクトル制御を行う。ベクトル制御では、モータ３０の固定子に設けられた三相の巻線に流す電流を、モータ３０の回転子に磁束を発生させる電流成分（ｄ軸電流）と、回転子にトルクを発生する電流成分（ｑ軸電流）とに分けて、それぞれの電流成分が独立に制御される。
図１に示すように、モータ制御装置１００は、駆動回路３１と、電流検出回路３２と、演算回路３３とを有する。

駆動回路３１は、モータ３０に対する制御指令値に基づいてモータ３０を駆動するインバータ駆動回路である。駆動回路３１は、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電圧指令ベクトル（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^＊）を演算回路３３から受け、モータ３０を駆動するための直流電圧Ｖｄｃを電源１０から受ける。Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^＊は、ベクトル制御の制御指令値である。

また駆動回路３１は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^＊、及び直流電圧Ｖｄｃに応じて、三相の交流電圧をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の巻線を介してモータ３０へ供給することにより、モータ３０を駆動する。
具体的には、駆動回路３１は、ＰＷＭ変調器３４及びインテリジェントパワーモジュール（ＩＰＭ）３５を有する。

ＰＷＭ変調器３４は、演算回路３３から受けた制御指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^＊）をそれぞれＰＷＭ信号に変換してＩＰＭ３５へ供給する。例えば各電圧指令値に応じたパルス幅が設定されたＰＷＭ信号が生成される。
本実施形態では、ＰＷＭ変調器３４において非同期のＰＷＭ制御が実行される。従って、ＰＷＭ信号のキャリア周期は、各電圧指令値の周期とは同期せず、独立した周期として適宜設定される。

ＩＰＭ３５は、複数のスイッチング素子を有し、ＰＷＭ信号をＰＷＭ変調器３４から受け、ＰＷＭ信号に従って複数のスイッチング素子を所定のタイミングでスイッチング動作させることで電力変換動作を行い、生成された三相の交流電圧をモータ３０へ供給することにより、モータ３０を駆動する。

図２は、ＩＰＭ３５の構成例を示す回路図である。
ＩＰＭ３５は、電源側配線６０と、ＧＮＤ側配線６１と、Ｕ相用スイッチ部６２ｕと、Ｖ相用スイッチ部６２ｖと、Ｗ相用スイッチ部６２ｗとを有する。電源側配線６０は、電源１０の出力端子に接続される。ＧＮＤ側配線６１は、ＧＮＤに接続される。
モータ３０は、Ｕ相巻線６３ｕと、Ｖ相巻線６３ｖと、Ｗ相巻線６３ｗとを有する。各巻線の一端は中性点６４に接続され、他端は各スイッチ部に接続される。

Ｕ相用スイッチ部６２ｕは、第１スイッチ素子６５ｕと、第２スイッチ素子６６ｕと、第１ダイオード６７ｕと、第２ダイオード６８ｕとを有する。第１スイッチ素子６５ｕ及び第２スイッチ素子６６ｕはこの順番で電源側配線６０とＧＮＤ側配線６１との間に接続される。また第１ダイオード６７ｕ及び第２ダイオード６８ｕはこの順番で電源側配線６０とＧＮＤ側配線６１との間に接続される。Ｕ相巻線６３ｕの中性点６４と反対側の端子は、第１スイッチ素子６５ｕ及び第２スイッチ素子６６ｕの接続点と、第１ダイオード６７ｕ及び第２ダイオード６８ｕの接続点とに接続される。

Ｖ相用スイッチ部６２ｖは、第１スイッチ素子６５ｖと、第２スイッチ素子６６ｖと、第１ダイオード６７ｖと、第２ダイオード６８ｖとを有する。Ｖ相用スイッチ部６２ｖは、Ｕ相用スイッチ部６２ｕと同様に構成され、各スイッチ素子の接続点及び各ダイオードの接続点がＶ相巻線６３ｖの中性点６４と反対側の端子に接続される。

Ｗ相用スイッチ部６２ｗは、第１スイッチ素子６５ｗと、第２スイッチ素子６６ｗと、第１ダイオード６７ｗと、第２ダイオード６８ｗとを有する。Ｗ相用スイッチ部６２ｗは、Ｕ相用スイッチ部６２ｕ（Ｖ相用スイッチ部６２ｖ）と同様に構成され、各スイッチ素子の接続点及び各ダイオードの接続点がＷ相巻線６３ｗの中性点６４と反対側の端子に接続される。

各スイッチ部において、電源側配線６０に接続されるスイッチ素子を上アーム素子と記載する。すなわち、Ｕ相用スイッチ部６２ｕの第１スイッチ素子６５ｕ、Ｖ相用スイッチ部６２ｖの第１スイッチ素子６５ｖ、Ｗ相用スイッチ部６２ｗの第１スイッチ素子６５ｗは、各スイッチ部の上アーム素子として機能する。
また各スイッチ部において、ＧＮＤ側配線６１に接続されるスイッチ素子を下アーム素子と記載する。すなわち、Ｕ相用スイッチ部６２ｕの第２スイッチ素子６６ｕ、Ｖ相用スイッチ部６２ｖの第２スイッチ素子６６ｖ、Ｗ相用スイッチ部６２ｗの第２スイッチ素子６６ｗは、各スイッチ部の下アーム素子として機能する。

図１に戻り、電流検出回路３２は、モータ３０に流れるモータ電流を検出する。電流検出回路３２は、例えばモータ３０に流れるモータ電流を単一のシャント抵抗を用いて検出する１シャント抵抗検出方式の回路である。また電流検出回路３２として、例えばＣＴ（Current Transformer）などの他の電流検出手段が用いられてもよい。電流検出回路３２の検出結果は、演算回路３３に出力される。

演算回路３３は、モータ３０の制御に必要な演算処理を行う回路である。演算回路３３は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）やメモリ等を搭載したコンピュータを用いて構成される。
演算回路３３には、電流検出回路３２の検出値や、モータ３０の回転数を指定する指令値等が入力される。これらの入力に応じて、モータ３０のベクトル制御を行うための制御指令値が生成される。

演算回路３３は、機能ブロックとして、ＵＶＷ－ｄｑ変換器３６、モータ位置検出部３８、及び電圧指令生成部３９を有する。演算回路３３の各機能ブロックは、専用のＩＣ等を用いて構成されてもよい。

ＵＶＷ－ｄｑ変換器（ＵＶＷ／ｄ－ｑ）３６は、Ｕ相電流ｉｕ、Ｗ相電流ｉｗ、Ｖ相電流ｉｖのうち、２つの電流値を電流検出回路３２から受け、それらの電流値をもとに残りの相の電流値を算出する。またＵＶＷ－ｄｑ変換器３６は、回転子の推定位置（電気回転角度θｅ）を積分器４４から受け、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電流ベクトル（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を回転座標系（ｄ－ｑ座標系）における電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）へ変換する。
なお、電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）における各成分は、検出された電流ベクトル（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）から変換されたものなので、検出値と見做すことができる。以下の説明では、ｉｄをｄ軸電流又はｄ軸電流値ともいい、ｉｑをｑ軸電流又はｑ軸電流値ともいう。

モータ位置検出部３８は、ｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑをＵＶＷ－ｄｑ変換器３６から受け、モータ３０の回転子の電気回転角度θｅ、推定角速度ωｅ、及び機械角速度ωｍを算出する。図１に示すように、モータ位置検出部３８は、軸誤差演算処理部４２、ＰＬＬ制御器４３、積分器４４、ローパスフィルタ４５、及び変換器４６を含む。

軸誤差演算処理部４２は、ｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑの各検出値をＵＶＷ－ｄｑ変換器３６から受け、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を電圧指令生成部３９から受け、ｄ軸電流値ｉｄ、ｑ軸電流値ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊に応じて、回転子の実際の位置と推定位置との偏差である軸誤差Δθを求め、ＰＬＬ制御器４３へ出力する。

ＰＬＬ制御器４３は、軸誤差Δθに応じて、直前に推定した推定角速度ωｅを修正する。ＰＬＬ制御器４３は、修正された推定角速度ωｅを積分器４４及びローパスフィルタ４５へ出力する。ＰＬＬ制御器４３は、積分器及び比例器を有するＰＩ制御器を用いて実現される。

積分器４４は、推定角速度ωｅを積分することにより、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における回転子の推定位置として電気回転角度θｅを算出し、ＵＶＷ－ｄｑ変換器３６及び電圧指令生成部３９へそれぞれ出力する。電気回転角度θｅは、モータ３０の回転子（ロータ）の位相を表す量である。

ローパスフィルタ４５は、ＰＬＬ制御器４３による推定角速度ωｅの修正で発生するノイズ（修正ノイズ）による誤動作を防止するためのフィルタである。ローパスフィルタ４５は、修正ノイズが多い場合にその修正ノイズを除去するため、推定角速度ωｅに対してローパスフィルタ処理を施す。ローパスフィルタ４５は、処理後の推定角速度ωｅを変換器４６へ出力する。

変換器４６は、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における推定角速度ωｅをモータ３０の極対数Ｐｎで割る（極対数の逆数１／Ｐｎをかける）ことにより、機械角で表したロータの機械角速度ωｍを求め、電圧指令生成部３９へ出力する。

電圧指令生成部３９は、ｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑをＵＶＷ－ｄｑ変換器３６から受け、電気回転角度θｅ及び機械角速度ωｍをモータ位置検出部３８から受け、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊を図示しないｄ軸電流指令値設定部から受け、機械角速度指令値ωｍ^＊を外部（例えば、図示しない上位のコントローラ）から受け、ｄ軸電流値ｉｄ、ｑ軸電流値ｉｑ、電気回転角度θｅ、機械角速度ωｍ、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊、及び機械角速度指令値ωｍ^＊に応じて、制御指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ^＊）を生成する。

電圧指令生成部３９は、減算器４７、速度制御器４８、減算器４９、減算器５０、ｄ軸電流制御器５１、ｑ軸電流制御器５２、非干渉化制御器５３、加算器５４、加算器５５、及び変調処理部２０を備える。

減算器４７は、機械角速度指令値ωｍ^＊を外部から受け、推定値である機械角速度ωｍをモータ位置検出部３８から受け、機械角速度指令値ωｍ^＊から機械角速度ωｍを減算し、減算結果を角速度差分として速度制御器４８へ出力する。

速度制御器４８は、例えば、積分器及び比例器を有し、機械角速度指令値ωｍ^＊（速度指令値）と機械角速度ωｍ（推定速度）との差分である角速度差分（速度差分）に応じて、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊（電流指令値）を生成する。

減算器４９は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊を外部から受け、ｄ軸電流値ｉｄをＵＶＷ－ｄｑ変換器３６から受け、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊からｄ軸電流値ｉｄを減算し、その減算結果をｄ軸電流制御器５１へ出力する。

減算器５０は、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を速度制御器４８から受け、ｑ軸電流値ｉｑをＵＶＷ－ｄｑ変換器３６から受け、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊からｑ軸電流値ｉｑを減算し、その減算結果をｑ軸電流制御器５２へ出力する。

ｄ軸電流制御器５１は、例えば、積分器及び比例器を有するＰＩ制御器を用いて実現され、減算器４９からの出力に応じて、積分器及び比例器を用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊を生成する。
ｑ軸電流制御器５２は、例えば、積分器及び比例器を有するＰＩ制御器を用いて実現され、減算器５０からの出力に応じて、積分器及び比例器を用いてｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊を生成する。

非干渉化制御器５３は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊とｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊とを非干渉化する。具体的には、非干渉化制御器５３は、ｄ軸電流値ｉｄをＵＶＷ－ｄｑ変換器３６から受け、ｄ軸電流値ｉｄに応じて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊を非干渉化するための非干渉化補正値Ｖｑａを求め、非干渉化補正値Ｖｑａを加算器５５へ出力する。また、非干渉化制御器５３は、ｑ軸電流値ｉｑをＵＶＷ－ｄｑ変換器３６から受け、ｑ軸電流値ｉｑに応じて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊を非干渉化するための非干渉化補正値Ｖｄａを求め、非干渉化補正値Ｖｄａを加算器５４へ出力する。

加算器５４は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊をｄ軸電流制御器５１から受け、非干渉化補正値Ｖｄａを非干渉化制御器５３から受け、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊から非干渉化補正値Ｖｄａを減算し、その減算結果を非干渉化後のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊として変調処理部２０及び軸誤差演算処理部４２に出力する。

加算器５５は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊をｑ軸電流制御器５２から受け、非干渉化補正値Ｖｑａを非干渉化制御器５３から受け、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊と非干渉化補正値Ｖｑａとを加算し、その加算結果を非干渉化後のｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊として変調処理部２０及び軸誤差演算処理部４２に出力する。

変調処理部２０は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を加算器５４から受け、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を加算器５５から受け、電気回転角度θｅを積分器４４から受け、例えば、電気回転角度θｅに応じて、回転座標系（ｄ－ｑ座標系）における電圧指令ベクトル（Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊）から、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電圧指令ベクトル（Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊）を生成する。電圧指令ベクトル（Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊）は、ＰＷＭ変調器３４に出力される電圧指令値である。
本開示において、電圧指令値を生成することは、電圧指令値を得ることを意味する。例えば、各種の式を用いて電圧指令値を算出することや、各種の処理を実行して電圧指令値を得ることは、電圧指令値を生成することに含まれる。以下では、"算出"や"処理の実行"の結果として電圧指令値を得ることを、電圧指令値を生成すると記載する。

変調処理部２０では、三相分の電圧指令ベクトル（Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊）として、上下固定二相変調方式の電圧指令値が生成される。またモータ３０を過変調領域で駆動する場合には、過変調度に応じて補正された上下固定二相変調方式の電圧指令値が生成される。
このように、変調処理部２０は、過変調領域であるか否かにかかわらず、つねに上下固定二相変調方式の電圧指令値を生成する。

また、モータ制御装置１００には、図示しないＤＣ検出回路が設けられる。ＤＣ検出回路は、電源１０から供給される直流電圧Ｖｄｃの電圧値を検出する回路である。以下では、直流電圧Ｖｄｃの電圧値を、同じ符号を用いて直流電圧値Ｖｄｃと記載する。直流電圧値Ｖｄｃは、ＩＰＭ３５における出力電圧限界値である。ＤＣ検出回路の検出結果は、演算回路３３に出力される。

例えば、電源１０に供給される外部電源の電圧や負荷の変動等により電源１０の電圧値が変化する場合があり得る。このような場合、演算回路３３ではＤＣ検出回路の検出結果を用いて制御指令値が調整される。これにより電源１０の電圧が変化してもモータ３０を安定して駆動することが可能となる。
なお、ＤＣ検出回路が設けられない場合には、直流電圧値Ｖｄｃとして、予め設定された定数（規定値）を用いることも可能である。

［変調処理部の構成］
図３は、変調処理部２０の構成例を示すブロック図である。
変調処理部２０は、電圧利用率算出部２１と、ｄｑ－ＵＶＷ変換器２２と、過変調度算出部２３と、過変調処理部２４と、オフセット電圧算出部２５と、二相変調処理部２６とを有する。

電圧利用率算出部２１は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を加算器５４から受け、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を加算器５５から受け、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊より、出力電圧振幅Ｖａを算出する。出力電圧振幅Ｖａは、以下の式に従って算出される。

・・・（１）

また電圧利用率算出部２１は、電源１０の直流電圧値Ｖｄｃを図示しないＤＣ検出回路から受け、出力電圧振幅Ｖａと直流電圧値Ｖｄｃより電圧利用率Ｒｖを算出する。電圧利用率Ｒｖは、以下の式に従って算出される。

・・・（２）

ここで、電圧利用率Ｒｖと、ＰＷＭ制御におけるデューティＤと、変調率ｍとの関係について説明する。
電圧利用率Ｒｖは、例えば、直流電圧値Ｖｄｃに対する線間電圧の基本波振幅ＭＬの比率（Ｒｖ＝ＭＬ／Ｖｄｃ）である。ここで、線間電圧は、モータ３０に印加されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうちの２相間の電圧であり、各相電圧の差分で表される。また基本波振幅ＭＬは、線間電圧を構成する基本波（正弦波）の振幅である。

上記した出力電圧振幅Ｖａは、ｄ－ｑ座標系における電圧指令ベクトル（Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊）の大きさであり、線間電圧の基本波振幅ＭＬに対応する。そこで、電圧利用率算出部２１では、（２）式に従って、出力電圧振幅Ｖａから電圧利用率Ｒｖが算出される。これにより、線間電圧を算出することなく、電圧利用率Ｒｖを算出することが可能となる。

デューティＤは、例えば、直流電圧値Ｖｄｃに対する相電圧の電圧値ＶＬの比率（Ｄ＝ＶＬ／Ｖｄｃ）である。従ってデューティＤは、あるタイミングにおける相電圧の瞬間的な値（電圧値ＶＬ）のＶｄｃに対する比率である。従って、相電圧の電圧値ＶＬが最大となるタイミングでは、デューティＤも最大となる。

変調率ｍは、例えば、直流電圧値Ｖｄｃの半分の値に対する相電圧の基本波振幅ＭＰの比率（ｍ＝ＭＰ／（Ｖｄｃ／２））である。ここで、相電圧は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電圧である。なお三相交流では、相電圧にｓｑｒｔ（３）を乗算した値が線間電圧となる。ここでｓｑｒｔ（ｘ）は、ｘの平方根を意味する。
従って、変調率ｍは、以下の式に従って算出される。
ｍ＝（２／ｓｑｒｔ（３））×（ＭＬ／Ｖｄｃ）
＝（２／ｓｑｒｔ（３））×Ｒｖ
・・・（３）

本開示では、電圧利用率Ｒｖが１より大きくなる領域、すなわちＲｖ＞１となる領域を過変調領域とする。すなわち、出力電圧振幅Ｖａが直流電圧値Ｖｄｃよりも大きくなる領域（Ｖａ＞Ｖｄｃ）を過変調領域とする。
ここで（３）式を参照すると、Ｒｖ＝１の場合、変調率ｍは２／ｓｑｒｔ（３）≒１．１５となる。従って、過変調領域とは、変調率ｍが１．１５よりも大きい領域（ｍ＞１．１５）であるとも言える。
過変調領域では、インバータ（ＩＰＭ３５）に供給する電圧の電圧利用率Ｒｖが１（１００％）を超える値に設定される。

また本開示では、電圧利用率Ｒｖが１以下となる領域、すなわちＲｖ≦１となる領域を通常領域とする。すなわち、出力電圧振幅Ｖａが直流電圧値Ｖｄｃ以下となる領域（Ｖａ≦Ｖｄｃ）を通常領域とする。
通常領域では、インバータ（ＩＰＭ３５）に供給する電圧の電圧利用率Ｒｖが１（１００％）以下の値に設定される。

ｄｑ－ＵＶＷ変換器２２は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を加算器５４から受け、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を加算器５５から受け、電気回転角度θｅを積分器４４から受け、回転座標系（ｄｑ座標系）における電圧指令ベクトル（Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊）を、固定座標系（ＵＶＷ座標系）における電圧指令ベクトル（Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０）に変換する。

Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０は、後述する過変調処理や二相変調処理等を受けていない変調前の三相電圧指令値である。また、三相電圧指令値は、各相の電圧指令値が変化する三相変調方式の電圧指令値である。このように、ｄｑ－ＵＶＷ変換器２２は、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を変換して三相分の三相電圧指令値（Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０）を生成する。

過変調度算出部２３は、電圧利用率Ｒｖを電圧利用率算出部２１から受け、電圧利用率Ｒｖから過変調度Ｒｏｍを算出する。
過変調度Ｒｏｍは、過変調領域である場合に、変調前の三相電圧指令値（Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０）を増幅するための増幅率である。過変調度Ｒｏｍは、電圧利用率算出部２１により算出される電圧利用率Ｒｖと、インバータ（ＩＰＭ３５）における実電圧利用率Ｒｖ'とが同等となるように調整される。この点については、後に詳しく説明する。

なお、過変調度算出部２３は、通常領域である場合（過変調領域外である場合）は、電圧指令値の増幅の必要はないため、過変調度Ｒｏｍとして１を出力する。

過変調処理部２４は、三相分の三相電圧指令値（Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０）をｄｑ－ＵＶＷ変換器２２から受け、過変調度Ｒｏｍを過変調度算出部２３から受け、三相電圧指令値（Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０）を過変調度に応じて増幅した電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）を生成する。
具体的には、過変調領域である場合に、変調前の三相電圧指令値（Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０）に過変調度Ｒｏｍを乗算し、電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）を出力する。従って、電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）は、過変調度Ｒｏｍで増幅された増幅電圧指令値であるともいえる。

なお、通常領域である場合は、Ｒｏｍ＝１であるため、電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）は、ｄｑ－ＵＶＷ変換器２２から出力された三相電圧指令値（Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０）と同じ電圧指令値となる。

以下では、電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）を二相変調処理部２６により変調される前の電圧指令値であるとして、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）と記載する。なお、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）は、過変調領域では、過変調度Ｒｏｍで増幅された過変調電圧指令値となる。

オフセット電圧算出部２５は、電源１０の直流電圧値Ｖｄｃを図示しないＤＣ検出回路から受け、電圧利用率Ｒｖを電圧利用率算出部２１から受け、過変調度Ｒｏｍを過変調度算出部２３から受け、直流電圧値Ｖｄｃと電圧利用率Ｒｖと過変調度Ｒｏｍとに基づいて、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを算出する。

オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、過変調領域である場合に、後述する上固定二相変調と下固定二相変調とが切り替わるタイミングにおいて、駆動回路３１に出力される電圧指令値にギャップが生じないように各値をシフトするためのパラメータである。
ここで、電圧指令値のギャップとは、電圧指令値が不連続に変化し、波形が段差状になる部分である。従って電圧指令値のギャップとは、電圧指令値の傾きが実質的に無限大になる部分であるともいえる。
このように、オフセット電圧算出部２５は、電圧指令値のギャップを補正するオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを算出する。

なお、オフセット電圧算出部２５は、通常領域である場合は、電圧指令値をシフトしないため、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとして０を出力する。

二相変調処理部２６は、電源１０の直流電圧値Ｖｄｃを図示しないＤＣ検出回路から受け、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔをオフセット電圧算出部２５から受け、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）を過変調処理部２４から受け、直流電圧値Ｖｄｃとオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとに基づいて、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）から電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）を生成する。

二相変調処理部２６では、三相変調の電圧指令値から二相変調の電圧指令値を生成する二相変調処理が実行される。二相変調処理は、通常領域及び過変調領域の両方で実行される。また過変調領域である場合には、さらに、電圧指令値の値をシフトするオフセット処理、電圧指令値の値を制限するリミット処理が実行される。

ここで、二相変調処理の概要について説明する。
二相変調処理部２６は、ＩＰＭ３５の三相の出力を生成するにあたり、電圧が固定される１つの固定相と、電圧が変調される２つの変調相とを所定期間ごとに切り替えて設定する。
固定相の電圧は、ＩＰＭ３５が出力可能な最大値である直流電圧値Ｖｄｃ、またはＩＰＭ３５が出力可能な最小値である０Ｖに固定される。また固定相を設定することで発生する電圧の増加分または減少分は、他の２つの変調相にも適用される。
これにより、固定相では電圧を変調させるためのスイッチング動作が不要となる。従って固定相を設けることで、１相分のスイッチングによる電力の損失（スイッチング損失）を抑えることが可能となる。

二相変調処理部２６は、固定相及び変調相の電圧指令値をそれぞれ参照して、上下固定二相変調方式の電圧指令値を生成する。
ここで上下固定二相変調は、固定相について上アーム素子をオンにし下アーム素子をオフにする上固定二相変調と、固定相について上アーム素子をオフにし下アーム素子をオンにする下固定二相変調とが所定期間ごとに切り替わる変調方式である。

図２を参照して説明したように、ＩＰＭ３５では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相において、第１スイッチ素子（６５ｕ、６５ｖ、６５ｗ）が上アーム素子であり、第２スイッチ素子（６６ｕ、６６ｖ、６６ｗ）が下アーム素子である。
上固定二相変調では、固定相の上アーム素子（第１スイッチ素子）がオンとなり下アーム素子（第２スイッチ素子）がオフとなる。この結果、固定相の巻線は電源側配線６０に接続され、固定相の電圧は直流電圧値Ｖｄｃに固定される。
下固定二相変調では、固定相の上アーム素子（第１スイッチ素子）がオフとなり下アーム素子（第２スイッチ素子）がオンとなる。この結果、固定相の巻線はＧＮＤ側配線６１に接続され、固定相の電圧はＧＮＤ電圧（０Ｖ）に固定される。

このように、二相変調処理部２６は、ＩＰＭ３５がモータ３０に出力する電圧の相ごとに設けられた上アーム素子及び下アーム素子のオン及びオフを制御する電圧指令値として、上下固定二相変調により二相変調された電圧をモータ３０に印加するための電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）を生成する。
上下固定二相変調方式とすることで、常時１相分のスイッチング損失を抑えることが可能となる。このため、電力の利用効率を十分に向上することが可能となる。

さらに、二相変調処理部２６は、過変調領域において、上固定二相変調と下固定二相変調とが切り替わるタイミングで電圧指令値にギャップが生じないように電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）を算出する。

例えば、上固定二相変調と下固定二相変調とが切り替わる切替タイミングでは、電圧指令値の生成する方法によっては、不連続に値が変化してギャップが発生することが考えられる。二相変調処理部２６は、過変調領域である場合には、Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２にギャップが発生しないように、各指令値を生成する。

本実施形態では、二相変調処理部２６は、過変調領域において、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔに基づく補正処理（オフセット処理）を実行して電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）を生成する。オフセット処理は、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの値で電圧指令値をシフトする処理である。具体的には、オフセット処理は、電圧指令値にオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを加算する処理、又は電圧指令値からオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを減算する処理である。
なお、通常領域である場合には、上記したようにＶｏｆｆｓｅｔ＝０であり、電圧指令値はシフトされない。

また、過変調領域では、二相変調処理部２６は、リミット処理を実行する。この処理は、二相変調処理やオフセット処理を受けた電圧指令値が、ＩＰＭ３５において出力可能な電圧の上限値や下限値を超えないように制限する処理である。
なお、通常領域である場合には、電圧指令値が上限値や下限値を超えることはないため、リミット処理は実行されない。

以下では、電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）を二相変調処理部２６により変調された後の電圧指令値であるとして、二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）と記載する。図３に示すように、二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）は、変調処理部２０から最終的に出力される電圧指令値である。従って、Ｖｕ２＝Ｖｕ^＊であり、Ｖｖ２＝Ｖｖ^＊であり、Ｖｗ２＝Ｖｗ^＊である。
本実施形態では、二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）は、二相変調電圧指令値に相当する。

［変調処理部の動作］
図４は、変調処理部２０の基本的な動作例を示すフローチャートである。図４に示す処理は、図３を参照して説明した変調処理部２０が実行する処理である。またこの処理が実行される間、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊、電気回転角度θｅ、及び直流電圧値Ｖｄｃを算出する処理が適宜実行される。

なお図４に示す処理では、過変調領域（Ｒｖ＞１）である場合と、過変調領域ではない通常領域（Ｒｖ≦１）である場合とで、算出されるパラメータ（ＲｏｍやＶｏｆｆｓｅｔ）の値が異なる。このため、ステップ１０３～ステップ１０７の動作に違いが生じる。これらのステップについては、通常領域と過変調領域とを分けて説明する。

まず、ｄｑ－ＵＶＷ変換器２２により、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊が、三相分の三相電圧指令値（Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０）に変換される（ステップ１０１）。三相電圧指令値（Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０）は、過変調処理部２４に出力される。

次に、電圧利用率算出部２１により、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊、及び直流電圧値Ｖｄｃから、電圧利用率Ｒｖが算出される（ステップ１０２）。電圧利用率Ｒｖの算出には、上記した（１）式及び（２）式が用いられる。電圧利用率Ｒｖは、過変調度算出部 と、オフセット電圧算出部２５に出力される。
なおステップ１０１及び１０２の処理の順番は限定されず、ステップ１０２が先に実行されてもよい。

［通常領域での動作］
まず、通常領域（Ｒｖ≦１）での動作について説明する。
過変調度算出部２３により、過変調度Ｒｏｍが算出される（ステップ１０３）。過変調度算出部２３は、ステップ１０２で算出された電圧利用率Ｒｖが１以下の場合、通常領域であると判断し、過変調度Ｒｏｍを１に設定する。

過変調処理部２４により、過変調処理が実行される（ステップ１０４）。過変調処理は、三相分の三相電圧指令値（Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０）に過変調度Ｒｏｍを乗算して二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）を生成する処理である。通常領域では、Ｒｏｍ＝１であるので、以下に示すように三相電圧指令値がそのまま二相変調前電圧指令値となる。
Ｖｕ１＝Ｖｕ０
Ｖｖ１＝Ｖｖ０
Ｖｗ１＝Ｖｗ０
・・・（４）

オフセット電圧算出部２５により、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが算出される（ステップ１０５）。オフセット電圧算出部２５は、ステップ１０２で算出された電圧利用率Ｒｖが１以下の場合、通常領域であると判断し、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを０に設定する。

二相変調処理部２６により、二相変調処理が実行される（ステップ１０６）。二相変調処理では、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）から二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）が生成される。
通常領域では、過変調度Ｒｏｍにより増幅されていない三相電圧指令値をそのまま変換して二相変調後電圧指令値が生成される。また、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは０であるため、二相変調後電圧指令値に影響しない。このように、通常領域では、過変調度Ｒｏｍ及びオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔによる補正処理は実行されないともいえる。

上記したように、二相変調処理部２６は、上固定二相変調と下固定二相変調とが所定期間で切り替わる上下固定二相変調方式の二相変調後電圧指令値を生成する。本実施形態では、所定期間は、モータの電気角で６０度に対応する期間に設定される。つまり上固定二相変調と下固定二相変調とが、電気角が６０度変化するごとに切り替えられる。このような変調方式を上下６０度固定二相変調方式と記載する。

図５は、固定相を設定する処理の一例を示すグラフである。図５には二相変調処理を受ける前の二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）の波形を表すグラフが図示されている。グラフの縦軸は電圧指令値であり、横軸は電気角θｅである。各電圧指令値は、位相が１２０度ずれた正弦波となる。以下では、Ｖｕ１が増加して電圧指令値が０となる電気角を０度として説明する。
なお図５では、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）の各相の電圧が最小となる部分Ｖｍｉｎと最大となる部分Ｖｍａｘとが太線により強調して表示されている。

上下６０度固定二相変調では、Ｖｍａｘとなる相及びＶｍｉｎとなる相が、６０度ごとに交互に固定相に設定される。このうち、Ｖｍａｘとなる相が固定相になる場合、上固定二相変調が実行され、Ｖｍｉｎとなる相が固定相になる場合、下固定二相変調が実行される。図５では、上固定二相変調及び下固定二相変調となる区間が、それぞれ黒色の矢印及び白色の矢印で模式的に図示されている。

図５に示す例では、電気角が０度～６０度の区間では、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ１が０Ｖに固定される（下固定）。また電気角が６０度～１２０度の区間では、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ１が直流電圧値Ｖｄｃに固定される（上固定）。また電気角が１２０度～１８０度の区間では、Ｗ相の電圧指令値Ｖｗ１が０Ｖに固定される（下固定）。同様に、１８０度以降の区間でも６０度の期間ごとに、上固定と下固定が切り換えて実行される。

このように、３つの相のうち常にいずれか１相が、０Ｖ（デューティＤ＝０）、または、直流電圧値Ｖｄｃ（デューティＤ＝１）に設定されることで、その相のスイッチングが停止する。このため３つの相を全て変調させる三相変調方式と比べて、スイッチング回数が２／３に減少し、スイッチング損失を低減することが可能となる。

次に、上下６０度固定二相変調を実現するために、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）を補正するための補正信号（上下６０度固定補正信号ΔＶ）について説明する。
図６は、上下６０度固定補正信号ΔＶの一例を示すグラフである。グラフの縦軸は電圧指令値に作用する補正電圧であり、横軸は電気角θｅである。

上下６０度固定補正信号ΔＶは、電気角が０度～６０度、１２０度～１８０度、２４０度～３００度の区間では、下固定（０Ｖ）とするための補正量となり、また、電気角が６０度～１２０度、１８０度～２４０度、３００度～３６０度の区間では上固定（直流電圧値Ｖｄｃ）とするための補正量となるように算出される。

より詳しくは、下固定時のΔＶは、０Ｖと最小電圧Ｖｍｉｎとの差分によって算出される。また、上固定時のΔＶは、直流電圧値Ｖｄｃと最大電圧Ｖｍａｘとの差分によって算出される。従って、下固定時及び上固定時のΔＶは、以下の式に従って算出される。
下固定時：ΔＶ＝０－Ｖｍｉｎ
上固定時：ΔＶ＝Ｖｄｃ－Ｖｍａｘ
・・・（５）

（５）式に従って算出された上下６０度固定補正信号ΔＶの一例を図６に示す。ここでは、Ｖｄｃ＝１００Ｖとし、電圧利用率Ｒｖ＝０．８としている。
例えば、電気角が０度～６０度の区間は下固定に設定される区間であり、ＶｍｉｎとなるのはＶｖ１であるため、ΔＶ＝０－Ｖｖ１となる。また例えば、電気角が６０度～１２０度の区間は上固定に設定される区間であり、ＶｍａｘとなるのはＶｕ１であるため、ΔＶ＝Ｖｄｃ－Ｖｕ１となる。

二相変調処理では、二相変調処理部２６により、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）から図５に示すようにＶｍｉｎ、および、Ｖｍａｘが求められる。そして、Ｖｍｉｎ及びＶｍａｘの算出結果に従って、図６に示すように上下６０度固定補正信号ΔＶが算出される。

なお、図５及び図６の説明は、０ＶをデューティＤ＝０（０％）とし、電源１０の直流電圧値ＶｄｃをデューティＤ＝１（１００％）と定義した場合の説明である。デューティ値の設定の仕方はこれに限定されない。
例えば、－Ｖｄｃ／２をデューティＤ＝０とし、＋Ｖｄｃ／２をデューティＤ＝１と定義することも可能である。この場合、下固定時は－Ｖｄｃ／２に固定され、上固定時は＋Ｖｄｃ／２に固定されるような上下６０度固定補正信号ΔＶを算出すればよい。

二相変調後の相電圧を－Ｖｄｃ／２と＋Ｖｄｃ／２に固定する場合の上下６０度固定補正信号ΔＶは、以下の式に従って算出される。
下固定時：ΔＶ＝－Ｖｄｃ／２－Ｖｍｉｎ
上固定時：ΔＶ＝＋Ｖｄｃ／２－Ｖｍａｘ
・・・（６）

以降の説明では、図５及び図６で説明した場合と同様に、０ＶをデューティＤ＝０とし、直流電圧値ＶｄｃをデューティＤ＝１として説明する。もちろん、－Ｖｄｃ／２をデューティＤ＝０とし、＋Ｖｄｃ／２をデューティＤ＝１と定義する場合にも、（６）式を適用することで、本発明を用いることが可能である。

上下６０度固定補正信号ΔＶが算出されると、二相変調処理部２６により、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）の各々に上下６０度固定補正信号ΔＶが加算され、二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）が生成される。従って、二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）は、以下の式に従って生成される。
Ｖｕ２＝Ｖｕ１＋ΔＶ
Ｖｖ２＝Ｖｖ１＋ΔＶ
Ｖｗ２＝Ｖｗ１＋ΔＶ
・・・（７）

図４に戻り、二相変調処理部２６により、リミット処理が実行される（ステップ１０７）。リミット処理は、（７）式に従って生成された電圧指令値を、上限値（直流電圧値Ｖｄｃ）と下限値（０Ｖ）の間の値に制限する処理である。
なお、過変調領域である場合には、上限値より大きな電圧指令値や、下限値より小さい電圧指令値が生成されるが、通常領域では、電圧指令値が上限値や下限値を超えることはない。このため、通常領域では、リミット処理によって二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）の値は変化しない。

二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）が生成されると、例えばステップ１０１以降の処理が再度実行され、上下６０度固定二相変調方式でのモータ制御が継続される。

上下６０度固定二相変調方式の二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）は、６０度毎に、固定相となる一相が０ＶもしくはＶｄｃで固定される。これにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相で１／３の期間のスイッチング回数が減り、スイッチング損失を低減することが可能となる。

また以下に示すように、通常領域では、上下６０度固定二相変調による線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕは三相変調と同様の正弦波形状を保つことが可能である。なお各線間電圧は、以下の式に従って算出される。
Ｖｕｖ＝Ｖｕ２－Ｖｖ２
Ｖｖｗ＝Ｖｖ２－Ｖｗ２
Ｖｗｕ＝Ｖｗ２－Ｖｕ２
・・・（８）

図７Ａは、電圧利用率Ｒｖ＝０．８での二相変調前電圧指令値の一例を示すグラフである。図７Ｂは、電圧利用率Ｒｖ＝０．８での二相変調後電圧指令値の一例を示すグラフである。図７Ｃは、電圧利用率Ｒｖ＝０．８での線間電圧の一例を示すグラフである。また図８Ａは、電圧利用率Ｒｖ＝１での二相変調前電圧指令値の一例を示すグラフである。図８Ｂは、電圧利用率Ｒｖ＝１での二相変調後電圧指令値の一例を示すグラフである。図８Ｃは、電圧利用率Ｒｖ＝１での線間電圧の一例を示すグラフである。
以下では、直流電圧値Ｖｄｃ＝１００Ｖであるものとする。図７Ａ～図７Ｃ、及び図８Ａ～図８Ｃに示すグラフは、いずれも通常領域（Ｒｖ≦１）での波形を表している。

図７Ａに示すように、電圧利用率Ｒｖ＝０．８の二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）は、１２０度ずつ位相がずれた正弦波形の信号となる。なお図７Ａのグラフは図５に示すグラフと同様である。

図７Ｂに示す二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）は、図７Ａに示す二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）に、電圧利用率Ｒｖ＝０．８の状態に対応した上下６０度固定補正信号ΔＶを加算した信号である。
例えば、下固定二相変調の区間（０度～６０度、１２０度～１８０度、２４０度～３００度）では、最も電圧が低い相が固定相となり、その電圧指令値は０Ｖに固定される。また、上固定二相変調（６０度～１２０度、１８０度～２４０度、３００度～３６０度）の区間では、最も電圧が高い相が固定相となり、その電圧指令値はＶｄｃ＝１００Ｖに固定される。

また、各区間において固定相とならない２つの変調相にもΔＶが加算される。これにより固定相の電圧を一定値（０Ｖ又はＶｄｃ）にしても、モータ３０に印加する電圧を適正に変調することが可能となる。
このため、例えば下固定二相変調から上固定二相変調に切り替わるタイミングでは、電圧が増加する方向に各電圧指令値がシフトする。逆に、上固定二相変調から下固定二相変調に切り替わるタイミングでは、電圧が減少する方向に各電圧指令値がシフトする。この結果、各電圧指令値は、上固定二相変調と下固定二相変調との切替タイミングで不連続になる。

図７Ｃに示す線間電圧（Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕ）は、図７Ｂに示す二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）から（８）式に従って算出される。二相変調後電圧指令値とは異なり、線間電圧は正弦波形状の波形となり不連続に変化することはない。

図８Ａに示すように、電圧利用率Ｒｖ＝１の二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）は、図７Ａと同様に１２０度ずつ位相がずれた正弦波形の信号となる。なお各電圧指令値の振幅は図７Ａとは異なる。

図８Ｂに示す二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）は、図８Ａに示す二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）に、電圧利用率Ｒｖ＝１の状態に対応した上下６０度固定補正信号ΔＶを加算した信号である。例えば下固定二相変調の区間では、固定相の電圧指令値は０Ｖに固定され、上固定二相変調の区間では、固定相の電圧指令値はＶｄｃ＝１００Ｖに固定される。
なお、図７Ｂとは異なり、電圧利用率Ｒｖ＝１の場合には、固定二相変調と下固定二相変調との切替タイミングで各電圧指令値が不連続になることはない。

図８Ｃに示す線間電圧（Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕ）は、図８Ｂに示す二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）から（８）式に従って算出される。この場合、図８Ｂに示す二相変調後電圧指令値とは異なり、線間電圧は正弦波形状の波形となる。

このように、通常領域（Ｒｖ≦１）では、上下６０度固定二相変調の電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）を用いても、線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕは正弦波形状を保つことが可能である。これにより、モータ３０を安定して駆動することが可能である。

［過変調領域での動作］
次に過変調領域（Ｒｖ＞１）での動作について説明する。
過変調度算出部２３により、過変調度Ｒｏｍが算出される（ステップ１０３）。過変調度算出部２３は、ステップ１０２で算出された電圧利用率Ｒｖが１より大きい場合、過変調領域であると判断し、電圧利用率Ｒｖに応じた過変調度Ｒｏｍを算出する。

図９は、電圧利用率Ｒｖと過変調度Ｒｏｍとの対応関係の一例を示すグラフである。
図９には、シミュレーションにより算出された、上下６０度固定二相変調における電圧利用率Ｒｖと過変調度Ｒｏｍの対応関係を示すグラフが図示されている。グラフの横軸は電圧利用率Ｒｖであり、グラフの縦軸は過変調度Ｒｏｍである。

図９において、実線のグラフは、オフセット処理により電圧指令値がシフトされる場合（オフセット補償がある場合）の電圧利用率Ｒｖと過変調度Ｒｏｍとの対応関係を示すグラフである。過変調度算出部２３では、実線のグラフを用いて過変調度Ｒｏｍが算出される。一方、点線のグラフは、比較例として挙げたグラフであり、オフセット処理が行われない場合（オフセット補償がない場合）の電圧利用率Ｒｖと過変調度Ｒｏｍとの対応関係を示すグラフである。点線のグラフは、過変調度Ｒｏｍの算出には用いられず、ここでは比較のために図示している。

過変調度Ｒｏｍは、過変調領域において、三相電圧指令値（Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０）を増幅する増幅率である。上記した通常領域（Ｒｖ≦１）の場合は、Ｒｏｍ＝１に設定されたが、過変調領域（Ｒｖ＞１）では、過変調度Ｒｏｍは１よりも大きい値、すなわちＲｏｍ＞１に設定される。

過変調度Ｒｏｍは、電圧利用率算出部２１より算出される電圧利用率Ｒｖと、ＩＰＭ３５における実際の電圧利用率である実電圧利用率Ｒｖ'とが同等となるように調整される。
ここで、実電圧利用率Ｒｖ'は、二相変調処理部２６から最終的に出力される二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）を用いてＩＰＭ３５を動作させた際の、直流電圧値Ｖｄｃと線間電圧（Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕ）の基本波振幅との比率である。実電圧利用率Ｒｖ'は、例えばシミュレーションにより算出される理論値である。

従来、電圧利用率Ｒｖと過変調度Ｒｏｍとの対応関係を求める際には、オフセット処理を実行しないで生成された二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）が用いられた。この方法では、過変調度Ｒｏｍで増幅された二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）に対して二相変調処理及びリミット処理だけを実行して二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）が生成される。この場合、電圧利用率Ｒｖと過変調度Ｒｏｍとの対応関係は、点線のグラフとなる。

これに対し、本願では、過変調度Ｒｏｍで増幅された二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）に対して、オフセット処理、二相変調処理、及びリミット処理が実行される。このようにオフセット処理により電圧指令値がオフセット補償される場合、点線のグラフが示す対応関係をそのまま適用すると、実電圧利用率Ｒｖ'が減少し、電圧利用率Ｒｖとの線形性が担保できなくなる。

そこで、本実施形態では、オフセット補償がある場合の電圧利用率Ｒｖと過変調度Ｒｏｍとの対応関係（実線のグラフ）がシミュレーションされ、その結果に従って過変調度Ｒｏｍが算出される。すなわち、過変調度算出部２３は、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔに基づく補正処理（オフセット処理）を実行した場合でも、電圧利用率Ｒｖと、インバータにおける実際の電圧利用率である実電圧利用率Ｒｖ'との関係が線形となるように過変調度Ｒｏｍを算出する。

図９に示すように、オフセット補償を行う場合、電圧利用率Ｒｖと実電圧利用率Ｒｖ'の線形性を担保するための過変調度Ｒｏｍ（実線のグラフ）は、オフセット補償を行わない場合における過変調度Ｒｏｍ（点線のグラフ）よりも増加する。例えば、オフセット補償を行うことで、リミット処理により制限される電圧指令値の範囲が変化し、電圧指令値が上限値及び下限値の両方によって制限される（図１０等参照）。一方で、オフセット補償を行なわない場合には、電圧指令値は上限値及び下限値の一方によって制限される。このため、オフセット補償を行なう場合、オフセット補償を行なわない場合と比べ、モータに供給される電圧が全体として減少する。この減少分を補うために、過変調度Ｒｏｍが増加する。
このようにオフセット補償を考慮したシミュレーション結果を用いることで、オフセット補償による電圧の減少分を補うとともに、電圧利用率Ｒｖと実電圧利用率Ｒｖ'の線形性を担保することが可能となる。この結果、二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）を精度よく生成することが可能となり、十分に安定した精度のよいモータ制御を実現することが可能となる。

図９に示すように、電圧利用率Ｒｖと過変調度Ｒｏｍとの対応関係は非線形である。そこで、過変調度算出部２３は、過変調度Ｒｏｍを以下の式に従って算出する。
Ｒｏｍ＝ｆ（Ｒｖ） ・・・（９）
（９）式において、ｆ（Ｒｖ）は、Ｒｖの関数である。ｆ（Ｒｖ）としては、以下に記載するテーブルや二次関数が用いられる。

例えば、実線のグラフが示すシミュレーション結果をテーブルとして所定のメモリに保存される。この場合、過変調処理部２４は、テーブルを参照して、電圧利用率Ｒｖに対応する過変調度Ｒｏｍを算出する。

また例えば、実線のグラフが示すシミュレーション結果をいくつかの区間に分割し、区間ごとに電圧利用率Ｒｖを変数とする二次関数近似等を用いて過変調度Ｒｏｍが算出されてもよい。この場合、過変調度算出部２３は、過変調度Ｒｏｍを、区間ごとに設定された以下の式に従って算出する。
Ｒｏｍ＝ａ×Ｒｖ²＋ｂ×Ｒｖ＋ｃ ・・・（１０）
（１０）式においてａ、ｂ、ｃは、シミュレーション結果を分割する区間ごとに設定される定数である。

過変調度Ｒｏｍが算出されると、過変調処理が実行される（ステップ１０４）。具体的には、過変調処理部２４により、過変調度Ｒｏｍに応じて三相電圧指令値（Ｖｕ０，Ｖｖ０，Ｖｗ０）が増幅され二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）が生成される。ここでは、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）は、以下の式に従って生成される。
Ｖｕ１＝Ｒｏｍ×Ｖｕ０
Ｖｖ１＝Ｒｏｍ×Ｖｖ０
Ｖｗ１＝Ｒｏｍ×Ｖｗ０
・・・（１１）

［電圧指令値のギャップ］
過変調領域（Ｒｖ＞１）では、（１１）式で生成される二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）に対して、上下６０度固定二相変調方式の信号に変換する二相変調処理だけを適用すると、上固定二相変調と下固定二相変調との切替タイミングにおいて電圧指令値にギャップが発生することが考えられる。電圧指令値のギャップとは、前述の通り、電圧指令値が不連続に変化し、波形が段差状になる部分である。
本発明者は、過変調領域における電圧指令値のギャップにより、モータ制御が不安定になる可能性があることを見出した。ここでは、電圧指令値のギャップと、モータ制御との関係について説明する。

図１０は、電圧指令値のギャップについて説明するための模式的なグラフである。
図１０には、比較用の電圧指令値（Ｖｕ'，Ｖｖ'，Ｖｗ'）のグラフが図示されている。比較用の電圧指令値（Ｖｕ'，Ｖｖ'，Ｖｗ'）は、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）に対して二相変調処理を実行し、上下６０度固定二相変調方式の電圧指令値に変換したものである。ここでは、オフセット処理及びリミット処理は実行していない。

過変調領域における二相変調処理の内容は、（７）式を参照して説明した通常領域での処理と同様である。すなわち、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）が上下６０度固定二相変調方式の電圧指令値となるように、上下６０度固定補正信号ΔＶが算出される。そして各二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）にΔＶが加算される。従って、比較用の電圧指令値（Ｖｕ'，Ｖｖ'，Ｖｗ'）は、以下の式に従って算出される。
Ｖｕ'＝Ｖｕ１＋ΔＶ
Ｖｖ'＝Ｖｖ１＋ΔＶ
Ｖｗ'＝Ｖｗ１＋ΔＶ
・・・（１２）

図１０に示すように、比較用の電圧指令値（Ｖｕ'，Ｖｖ'，Ｖｗ'）では、上固定二相変調と下固定二相変調との切替タイミングで、各電圧指令値が不連続になる。

このうち、切替タイミングの前後で固定相となる相には、切替タイミングを挟んで電圧指令値が上限値（ここではＶｄｃ＝１００Ｖ）よりも大きい値となる部分や、下限値（ここでは０Ｖ）よりも小さい値となる部分が含まれる。
例えば、６０度の切替タイミングを見ると、切替タイミングの後で上固定用の固定相となるＵ相の電圧指令値Ｖｕ'は、上限値よりも大きい値から上限値に変化する。また、切替タイミングの前に下固定用の固定相であったＶ相の電圧指令値Ｖｖ'は、下限値から下限値よりも小さい値に変化する。

このように、上限値又は下限値を超えた部分は、リミット処理により上限値又は下限値に制限することが可能である。従って、切替タイミングの前後で固定相となる相については、リミット処理を行うことで電圧指令値のギャップが発生しなくなる。

一方で、切替タイミングの前後で固定相とならない相では、上限値及び下限値の中間の値となる中間電圧（ここでは５０Ｖ）の付近に電圧指令値のギャップが発生する。
例えば、６０度の切替タイミングを見ると、切替タイミングの前後で固定相とならないＷ相の電圧指令値Ｖｗ'では、中間電圧を挟んで電圧指令値が不連続に減少してギャップが発生する。また例えば１２０度の切替タイミングを見ると、切替タイミングの前後で固定相とならないＶ相の電圧指令値Ｖｖ'では、中間電圧を挟んで電圧指令値が不連続に増加してギャップが発生する。これらのギャップは、リミット処理を行っても解消されることはない。

また電圧利用率Ｒｖが大きくなるほど、上固定二相変調と下固定二相変調の切替タイミングにおける電圧指令値のギャップが大きくなる。これに起因してモータ電流の脈動が発生し、モータの出力トルクが脈動するビート現象等が発生しやすくなる。
以下では、二相変調処理後の電圧指令値に対して、リミット処理を行っても中間電圧付近に残るギャップを、ギャップＧと記載する。

図１１は、ギャップＧがある信号を非同期ＰＷＭ制御に適用した際の電圧のバランスについて説明するための模式的なグラフである。図１１には、連続波形信号１１及び離散波形信号１２が実線及び点線のグラフにより模式的に図示されている。

ここで、連続波形信号１１は、電圧指令値の理想波形を表す仮想的な信号である。連続波形信号１１の波形は、ＰＷＭ変調器３４に入力されるＵＶＷの各相電圧の電圧指令値を表している。
離散波形信号１２は、連続波形信号１１を非同期ＰＷＭ制御によりキャリア周期毎に離散的に出力した信号であり、ＰＷＭ変調器３４により制御されたＩＰＭ３５から実際にモータ３０に印加される電圧指令値である。
各グラフ上に示されたポイントは、連続波形信号１１を離散化する際のプロット点（サンプリング点）であり、キャリア周期毎に離散波形信号１２に設定される電圧値を表している。なお、非同期ＰＷＭ制御においては、連続波形信号１１とキャリア周期は同期しないため、連続波形信号１１の波形に対してプロット点が取られるタイミングは、連続波形信号１１の周期によって異なる。

上下６０度固定二相変調方式の電圧指令値を過変調化すると、出力される連続波形信号１１は、図１１に示すように中間電圧（デューティＤ＝０．５）を挟んで電圧が不連続となり、ギャップＧを持つ。一方で実際にモータ３０に入力される電圧は、連続波形信号１１をキャリア周期でプロットした離散波形信号１２となる。
ここで、連続波形信号１１にはギャップＧが存在するため、連続波形信号１１をプロットした場合、中間電圧を含めギャップＧとなる部分の電圧がプロットされることはない。

例えば、非同期ＰＷＭ制御により生成される離散波形信号１２では、プロット点が中間電圧の上側又は下側のどちらかに偏ることが考えられる。例えば図１１では、２６０度付近の切替タイミング（ギャップＧ）の前後では、中間電圧の上側のプロット点が、下側のプロット点よりも少ない。

このような場合、ギャップＧとなる部分の電圧がプロットされないことで、中間電圧と離散波形信号１２とで囲まれた電圧領域１５（図中のグレーの領域）の上下の面積がアンバランスとなる。例えば図１１では、上側の電圧領域１５の面積が、下側の電圧領域１５の面積よりも小さくなっている。

このように、上下の電圧領域１５の面積がアンバランスになることで、モータ３０に作用する電圧のバランスが崩れ、モータ制御が不安定になる可能性がある。またビート現象等が発生することが考えられ、モータ３０を駆動する際に騒音を発生させる可能性がある。また電圧利用率Ｒｖが大きくなるほど、ギャップＧが大きくなる。この結果、電圧領域１５の上下のアンバランスがより顕著になり、ビート現象等が発生しやすくなる。

図１２は、ギャップＧがない信号を非同期ＰＷＭ制御に適用した際の電圧のバランスについて説明するための模式的なグラフである。図１２には、ギャップＧがない連続波形信号１１と、その信号をキャリア周期でプロットした離散波形信号１２とが実線及び点線のグラフにより模式的に図示されている。

図１２に示すように、連続波形信号１１にギャップＧがない場合、中間電圧（デューティＤ＝０．５）付近の電圧値もプロットすることが可能となる。すなわち、上固定二相変調と下固定二相変調との切替タイミングの付近でも、連続的に変化する電圧値をプロットすることが可能となる。これにより、非同期ＰＷＭにおける電圧領域１５の上下のアンバランス（上下の電圧領域１５の面積の差分）が抑制され、制御の安定化、ひいては騒音低減につながる。
このように、ギャップＧを解消することで、電圧領域１５の上下のアンバランスを抑制することが可能となる。

［オフセット電圧］
ここで図１０を参照し、ギャップＧが発生する比較用の電圧指令値（Ｖｕ'，Ｖｖ'，Ｖｗ'）について考察する。例えば下固定二相変調の区間（０度～６０度、１２０度～１８０度、２４０度～３００度）では、固定相を０Ｖにするために他の２相の電圧指令値が高く設定される。逆に、上固定二相変調の区間（６０度～１２０度、１８０度～２４０度、３００度～３６０度）では、固定相を直流電圧値Ｖｄｃ（＝１００Ｖ）にするために他の２相の電圧指令値が低く設定される。

このように、下固定二相変調及び上固定二相変調を行うための変調処理は、基準となる電圧が異なっている。このため、下固定二相変調と上固定二相変調との切替タイミングでは、ギャップＧが発生する。すなわち、下固定二相変調時は０Ｖを基準に各電圧指令値の変調波形を生成し、上固定二相変調時は直流電圧値Ｖｄｃを基準に各電圧指令値の変調波形を生成している点が、電圧不連続（ギャップＧ）の要因となっている。

図１０に示すようなギャップＧの発生を回避するためには、過変調領域において、下固定二相変調及び上固定二相変調の固定位置（固定する電圧指令値）をずらし、切替タイミングの前後で固定相とならない相の電圧指令値が中間電圧（Ｖｄｃ／２）で接続するようにすればよい。
本発明者は、この点に着目し、ギャップＧの発生を回避する方法を見出した。

本実施形態では、ギャップＧの発生を回避するために、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔに基づく補正処理（オフセット処理）が実行される。オフセット処理では、下固定二相変調となる区間では変調時の基準位置を０Ｖよりも引き下げ、上固定二相変調となる区間では変調時の基準位置を直流電圧値Ｖｄｃよりも引き上げる。つまり、下固定二相変調となる区間では三相分の電圧指令値が引き下げられる一方、上固定二相変調となる区間では三相分の電圧指令値が引き上げられる。これにより、切替タイミングの前後で固定相とならない相の電圧指令値が中間電圧（Ｖｄｃ／２）で接続し、ギャップＧの発生が回避される。この時の引き下げ量及び引き上げ量がオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔである。

具体的には、オフセット電圧は、二相変調処理により生じるピーク電圧Ｖｐと、直流電圧値Ｖｄｃとの差の半分の値に設定される。
ここで、二相変調処理により生じるピーク電圧Ｖｐとは、過変調処理により生成された二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）に、上下６０度固定補正信号ΔＶを加算する二相変調処理を実行して出力される電圧指令値のピーク値である。
例えば図１０では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各電圧指令値（Ｕｕ'，Ｕｖ'，Ｕｗ'）のピーク電圧Ｖｐが一点鎖線により模式的に図示されている。

二相変調処理により生じるピーク電圧Ｖｐは、直流電圧値Ｖｄｃに電圧利用率Ｒｖと過変調度Ｒｏｍとを乗算した値となる（Ｖｐ＝Ｖｄｃ×Ｒｖ×Ｒｏｍ）。この値と直流電圧値Ｖｄｃとの差分をとり、それを半分にした値がオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとなる。従って、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは以下に示す関係式に従って算出される。

・・・（１３）

本実施形態では、オフセット電圧算出部２５により、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが算出される（ステップ１０５）。オフセット電圧算出部２５は、電圧利用率Ｒｖ（Ｒｖ＞１）と、過変調度Ｒｏｍ（Ｒｏｍ＞１）と、直流電圧値Ｖｄｃとを読み込み、（１３）式に従ってオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを算出する。
算出されたオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、二相変調処理部２６に出力される。

オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが算出されると、二相変調処理部２６により、二相変調処理が実行される（ステップ１０６）。二相変調処理部２６は、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）と、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとを読み込み、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）に対してオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔに基づく補正処理（オフセット処理）を実行して二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）を生成する。

上記したように、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）は、過変調度Ｒｏｍで増幅された電圧指令値である。従って、過変調度Ｒｏｍによる増幅後にオフセット処理が実行される。このため、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔによる補正の影響が抑えられ、モータ３０の制御精度を高いレベルで維持することが可能となる。

本実施形態では、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔにより、上下６０度固定補正信号ΔＶが補正される。ここでは、（５）式で算出される上下６０度固定補正信号ΔＶの値が、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔによりシフトされる。
以下では、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔにより補正された上下６０度固定補正信号をΔＶ'と記載する。

下固定時の上下６０度固定補正信号ΔＶ'では、（５）式に示すΔＶからオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが減算される。また、上固定時の上下６０度固定補正信号ΔＶ'では、（５）式に示すΔＶにオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが加算される。従って、下固定時及び上固定時のΔＶ'は、以下の式に従って算出される。
下固定時：ΔＶ'＝０－Ｖｍｉｎ－Ｖｏｆｆｓｅｔ
上固定時：ΔＶ'＝Ｖｄｃ－Ｖｍａｘ＋Ｖｏｆｆｓｅｔ
・・・（１４）

上下６０度固定補正信号ΔＶ'が算出されると、二相変調処理部２６により、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）の各々に上下６０度固定補正信号ΔＶ'が加算され、二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）が生成される。従って、二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）は、以下の式に従って生成される。
Ｖｕ２＝Ｖｕ１＋ΔＶ'
Ｖｖ２＝Ｖｖ１＋ΔＶ'
Ｖｗ２＝Ｖｗ１＋ΔＶ'
・・・（１５）

このように、本実施形態では、Ｖｏｆｆｓｅｔにより補正されたΔＶ'が用いられる。これにより、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）に対して、二相変調の信号に変換する二相変調処理と、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔに基づく補正処理（オフセット処理）とが同時に実行される。
なお、オフセット処理を実行するタイミングは限定されない。例えば、二相変調処理を実行してからその処理結果にオフセット処理を実行してもよい。また二相変調処理を実行する前にオフセット処理を実行してもよい。

（１４）式及び（１５）式に示すように、オフセット処理では、下固定二相変調を実行する期間は、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの大きさで三相分の電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）を負の電圧方向にシフトする処理が実行される。
またオフセット処理では、上固定二相変調を実行する期間は、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの大きさで三相分の電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）を正の電圧方向にシフトする処理が実行される。

例えば図１０に示す電圧指令値に対してオフセット処理を実行した場合、下固定二相変調の区間では、三相分の電圧指令値がＶｏｆｆｓｅｔだけ負の電圧方向にシフトされる。また上固定二相変調の区間では、三相分の電圧指令値がＶｏｆｆｓｅｔだけ正の電圧方向にシフトされる。なお図１０には、各区間でのシフト方向が白い矢印により模式的に図示されている。

このような補正により、上固定二相変調と下固定二相変調との切替タイミングの前後で固定相とならない相の電圧指令値が中間電圧（Ｖｄｃ／２）で接続するようになる。この結果、例えば後述する図１３Ａに示すように、二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）では、ギャップＧが発生しなくなる。

なお、切替タイミングの前後で固定相とならない相の電圧指令値を中間電圧（Ｖｄｃ／２）で接続するような補正を通常領域（Ｒｖ≦１）で適用すると、固定相が上限値や下限値から外れてしまい、二相変調でなく三相変調となってしまう。このため、オフセット処理は、過変調領域に限定して実行される。

二相変調処理が実行されると、二相変調処理部２６により、リミット処理が実行される（ステップ１０７）。リミット処理では、上記した二相変調処理及びオフセット処理の両方が実行された電圧指令値が直流電圧値Ｖｄｃに基づいて制限される。

例えば、二相変調処理及びオフセット処理により上下６０度固定二相変調方式に変換されたＶｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２では、上限電圧である直流電圧値Ｖｄｃより大きくなる部分や、下限電圧である０Ｖより小さくなる部分が発生する。このため、リミット処理では、（１５）式に従って生成された電圧指令値のうち、上限値（直流電圧値Ｖｄｃ）より大きい値は上限値に設定され、下限値（０Ｖ）より小さい値は下限値に設定される。

このように、過変調領域では、二相変調処理及びオフセット処理の両方が実行された電圧指令値に対してリミット処理を実行して、二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）が生成される。
これにより、ステップ１０６の処理によりギャップＧが解消されることに加え、上限値及び下限値の間に収まる値として、電圧指令値を適正に生成することが可能となる。

図１３Ａは、電圧利用率Ｒｖ＝１．０７でのリミット処理されていない二相変調後電圧指令値の一例を示すグラフである。図１３Ｂは、電圧利用率Ｒｖ＝１．０７でのリミット処理された二相変調後電圧指令値の一例を示すグラフである。図１３Ｃは、電圧利用率Ｒｖ＝１．０７での線間電圧の一例を示すグラフである。
図１３Ａ～図１３Ｃでは、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔによりオフセット処理が実行されている。またここでは電圧利用率Ｒｖ＝１．０７、すなわち電圧利用率Ｒｖ＝１．０７となるように過変調度Ｒｏｍが調整されている。この場合、変調度ｍは、ｍ＝１．１５×１．０７≒１．２３となる。

図１３Ａに示す二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）は、二相変調前電圧指令値（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）に、上下６０度固定補正信号ΔＶ'を加算した信号である。ここで、ΔＶ'は、電圧利用率Ｒｖ＝１．０７の状態に対応した補正信号を（１４）式に従ってオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔで補償したものである。

この結果、切替タイミングの前後で固定相とならない相の電圧指令値のギャップＧが解消され、そのグラフは中間電圧を通る滑らかな波形となる。また、図１０において切替タイミングの前後で固定相となる相に発生していたギャップも解消される。この結果、各相電圧は、フラットな山部分と谷部分をもつ滑らかな変調波形となる。なお山部分の電圧指令値は、上限値（Ｖｄｃ）よりも大きく、谷部分の電圧指令値は、下限値（０Ｖ）よりも小さい。

図１３Ｂには、図１３Ａに示す二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）に対してリミット処理を行った結果が図示されている。図１３Ａにおいて、上限値（Ｖｄｃ）よりも大きい部分は上限値に制限され、下限値（０Ｖ）よりも小さい部分は下限値に制限される。なお、上限値と下限値との間の電圧指令値には変化がない。これにより、ギャップＧが解消され、かつ適正な電圧の範囲に値が制限された電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）が生成される。図１３Ｂに示すＶｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２は、演算回路３３（変調処理部２０）の最終的な出力として、ＰＷＭ変調器３４に送信される。

図１３Ｃに示す線間電圧（Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕ）は、図１３Ｂに示すリミット処理をした二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）から（８）式に従って生成される。この線間電圧は、通常領域の場合と異なり、正弦波形状の波形にはならないが、切替タイミングを含む全区間で電圧値のギャップは発生しない。

以上、本実施形態に係るモータ制御装置１００では、上下６０度固定二相変調を行う二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）が生成される。この二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）は、過変調領域において、上固定二相変調と下固定二相変調とが切り替わる切替タイミングで電圧指令値にギャップＧが生じないように生成される。これにより、ＩＰＭ３５のＰＷＭ制御に用いる各相電圧の波形を適正な波形にすることが可能となる。この結果、ビート現象等の発生が抑制され、過変調領域において騒音の発生を抑制し安定したモータ制御を実現することが可能となる。

［比較例］
図１４は、比較例として挙げる変調処理部１２０の構成例を示すブロック図である。変調処理部１２０は、電圧利用率算出部１２１と、ｄｑ－ＵＶＷ変換器１２２と、過変調度算出部１２３と、過変調処理部１２４と、二相変調処理部１２６とを有する。このように、変調処理部１２０は、本実施形態に係る変調処理部２０から、オフセット電圧算出部２５を除いた構成となっている。

電圧利用率算出部１２１、ｄｑ－ＵＶＷ変換器１２２、及び過変調処理部１２４は、例えば図３に示す電圧利用率算出部２１、ｄｑ－ＵＶＷ変換器２２、及び過変調処理部２４と同様に構成される。
過変調度算出部１２３は、電圧利用率Ｒｖから過変調度Ｒｏｍを算出する。この処理では、オフセット処理を想定しないで算出されたＲｖとＲｏｍとの関係を示すデータ（図９の点線のグラフ）が用いられる。
二相変調処理部１２６は、過変調処理部１２４から出力される二相変調前電圧指令値に対して、二相変調処理及びリミット処理を実行する。なお、二相変調処理部１２６では、オフセット処理は実行されない。

図１５Ａは、電圧利用率Ｒｖ＝１．０７でのリミット処理されていない二相変調後電圧指令値の比較例を示すグラフである。図１５Ｂは、電圧利用率Ｒｖ＝１．０７でのリミット処理された二相変調後電圧指令値の比較例を示すグラフである。図１５Ｃは、電圧利用率Ｒｖ＝１．０７での線間電圧の比較例を示すグラフである。
図１５Ａ～図１５Ｃは、図１４に示す変調処理部１２０による過変調領域での算出結果である。ここでは、上記したオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔによるオフセット処理が実行されていない。

図１５Ａに示すように、リミット処理前の二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）には、各切替タイミングにおいて全ての相でギャップが発生する。なお図１５Ａは、図１０に示すグラフと同様のグラフである。
図１５Ａに示す二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）に対してリミット処理を行った結果を図１５Ｂに示す。ここでは、上限値（Ｖｄｃ）より上側及び下限値（０Ｖ）より下側のギャップは解消されるものの、上限値と下限値との間のギャップＧは解消されない。すなわち、切替タイミングの前後で固定相とならない相の電圧指令値には、ギャップＧが残る。
またギャップＧが解消されないため、図１５Ｃに示すように、線間電圧（Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕ）にもギャップが発生する。

このように、モータ３０の制御に用いる電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）にギャップＧが発生することで、図１１等を参照して説明したように、ＰＷＭ変調された離散波形信号１２において、上下の電圧領域１５の面積がアンバランスになる。この結果、モータ制御が不安定になるとともに、ビート現象等によりモータ３０から騒音が発生する可能性がある。

これに対し、本実施形態では、二相変調処理部２６によりギャップＧが生じないように二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）が生成される。具体的には、オフセット電圧算出部２５により生成されたオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを用いて、電圧指令値に対するオフセット処理が実行される。オフセット処理では、上固定変調となる区間及び下固定変調となる区間で、切替タイミングでの電圧指令値が滑らかにつながるように３相分の電圧指令値がシフトされる。

これにより、過変調領域において二相変調処理を行うことで発生するギャップＧを容易に抑制することが可能となる。ギャップＧを抑制することで、実際にモータ３０に出力される離散波形信号１２において、電圧領域１５の上下のアンバランスを抑制することが可能となる。この結果、ビート現象等の発生が抑制され、過変調領域において騒音の発生を抑制し安定したモータ制御を実現することが可能となる。

またオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは（１３）式に従って算出される。これにより、図１３Ａ及び図１３Ｂに示すように、切替タイミングの前後で固定相とならない相の電圧指令値を、中間電圧で接続することが可能となり、ギャップＧを解消することが可能となる。

また二相変調後電圧指令値（Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２）においてギャップＧが解消されるため、図１３Ｃに示すように、線間電圧にはギャップが発生しない。このため、線間電圧にギャップが発生する場合（図１５Ｃ参照）と比べて、十分に安定したモータ制御を実現することが可能となる。

例えば電圧利用率Ｒｖ等に応じて変調方式を切り替えることで、ギャップを抑制する方法が考えられる。この場合、変調方式が変わることによりスイッチング損失が急激に変化し、出力変化に伴う制御の乱れが発生する可能性がある。

これに対し、本実施形態では、通常領域及び過変調領域の両方で、上下固定６０度二相変調によるモータ制御が行われる。このため、変調方式を切り替える必要はなく、スイッチング損失が急激に変化するといった事態を回避することが可能である。
またオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、電圧利用率Ｒｖ及び過変調度Ｒｏｍの積に比例する。このため、ＲｖやＲｏｍが増減してもＶｏｆｆｓｅｔが急激に変化することはない。これにより、上下固定二相変調を用いた効率のよいモータ制御を安定して継続することが可能である。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上述の実施形態にのみ限定されるものではなく種々変更を加え得ることは勿論である。

上記の実施形態では、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを用いたオフセット処理により、ギャップＧを抑制する方法について説明した。ギャップＧを抑制する方法は、オフセット処理に限定されず、他の方法が用いられてもよい。

例えば、図１０において、ギャップＧの周辺で電圧指令値を局所的に補正し、切替タイミングの前後の電圧指令値を連続的に接続する補正ラインを導入してもよい。この場合、例えば切替タイミングの前後の所定区間において、電圧指令値が補正ラインに置き換えられる。あるいは、切替タイミングの前後の所定区間において、電圧指令値と補正値とが乗算され、電圧指令値の波形が補正ラインに沿った波形に補正される。これにより、切替タイミングでのギャップＧを解消することが可能となる。

補正ラインとしては、有限の傾きで変化する直線や、非線形な曲線等を用いることが可能である。なお、補正ラインによる補正は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てに適用される。
また、補正ラインを用いる場合、電圧利用率Ｒｖと過変調度Ｒｏｍとの関係を示すデータは、補正ラインによる補正を想定したシミュレーションを実行して算出される。これにより、補正ラインを用いる場合でも、電圧利用率Ｒｖと実電圧利用率Ｒｖ'との線形性を保つことが可能となる。

上記の実施形態では、上固定二相変調と下固定二相変調とが切り替わる期間（所定期間）が６０度に設定された上下６０度固定二相変調を用いる場合について説明した。上固定二相変調と下固定二相変調とが切り替わる所定期間は、６０度に限定されない。

例えば所定期間は６０度よりも短い期間に設定されてもよい。この場合、例えば３０度、２０度、１０度といった６０度を整数で割った期間が所定期間として設定される。また図５に示すように、３相の中で１つの相が最大又は最小となる期間は１２０度である。この期間（１２０度）が所定期間として設定されてもよい。

１０…電源
２０…変調処理部
２１…電圧利用率算出部
２２…ｄｑ－ＵＶＷ変換器
２３…過変調度算出部
２４…過変調処理部
２５…オフセット電圧算出部
２６…二相変調処理部
３０…モータ
３４…ＰＷＭ変調器
３５…ＩＰＭ
６５ｕ、６５ｖ、６５ｗ…第１スイッチ素子
６６ｕ、６６ｖ、６６ｗ…第２スイッチ素子
１００…モータ制御装置

Claims (10)

1. 直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータを備えたモータ制御装置であって、
   前記インバータの三相の出力を生成するにあたり、電圧が固定される１つの固定相と、電圧が変調される２つの変調相とを所定期間ごとに切り替えて設定し、
   前記インバータがモータに出力する電圧の相ごとに設けられた上アーム素子及び下アーム素子のオン及びオフを制御する電圧指令値として、前記固定相について前記上アーム素子をオンにし前記下アーム素子をオフにする上固定二相変調と、前記固定相について前記上アーム素子をオフにし前記下アーム素子をオンにする下固定二相変調とが前記所定期間ごとに切り替わる上下固定二相変調により二相変調された電圧を前記モータに印加するための二相変調電圧指令値を生成する
   二相変調処理部を備え、
   前記二相変調処理部は、過変調領域において、前記上固定二相変調と前記下固定二相変調とが切り替わるタイミングで電圧指令値にギャップが生じないように前記二相変調電圧指令値を生成する
   モータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置であって、さらに、
   前記電圧指令値のギャップを補正するオフセット電圧を算出するオフセット電圧算出部を備え、
   前記二相変調処理部は、前記過変調領域において、前記オフセット電圧に基づく補正処理を実行して前記二相変調電圧指令値を生成する
   モータ制御装置。
3. 請求項２に記載のモータ制御装置であって、
   前記オフセット電圧に基づく補正処理は、
   前記上固定二相変調を実行する期間は、前記オフセット電圧の大きさで３相分の電圧指令値を正の電圧方向にシフトする処理を実行し、
   前記下固定二相変調を実行する期間は、前記オフセット電圧の大きさで３相分の電圧指令値を負の電圧方向にシフトする処理を実行する
   モータ制御装置。
4. 請求項２に記載のモータ制御装置であって、さらに、
   電圧利用率から過変調度を算出する過変調度算出部と、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を変換した三相分の三相電圧指令値を取得し、前記三相電圧指令値を前記過変調度に応じて増幅した過変調電圧指令値を算出する過変調処理部とを備え、
   前記二相変調処理部は、前記過変調電圧指令値に対して前記オフセット電圧に基づく補正処理を実行して前記二相変調電圧指令値を生成する
   モータ制御装置。
5. 請求項４に記載のモータ制御装置であって、
   前記二相変調処理部は、前記過変調電圧指令値に対して、二相変調の信号に変換する二相変調処理と、前記オフセット電圧に基づく補正処理とを実行し、前記二相変調処理及び前記補正処理の両方が実行された電圧指令値を前記直流電圧に基づいて制限するリミット処理を実行して、前記二相変調電圧指令値を生成する
   モータ制御装置。
6. 請求項４に記載のモータ制御装置であって、
   前記過変調度算出部は、前記オフセット電圧に基づく補正処理を実行した場合でも、前記電圧利用率と、前記インバータにおける実際の電圧利用率である実電圧利用率との関係が線形となるように前記過変調度を算出する
   モータ制御装置。
7. 請求項５に記載のモータ制御装置であって、
   前記オフセット電圧は、前記二相変調処理により生じるピーク電圧と、前記直流電圧との差の半分の値である
   モータ制御装置。
8. 請求項４に記載のモータ制御装置であって、
   前記オフセット電圧算出部は、前記電圧利用率をＲｖとし、前記過変調度をＲｏｍとし、前記直流電圧をＶｄｃとして、前記オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを以下に示す関係式に従って算出する
   モータ制御装置。
9. 請求項１から８のうちいずれか１項に記載のモータ制御装置であって、
   前記所定期間は、前記モータの電気角で６０度に対応する期間である
   モータ制御装置。
10. 直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータを用いてモータを制御するモータ制御方法であって、
    前記インバータの三相の出力を生成するにあたり、電圧が固定される１つの固定相と、電圧が変調される２つの変調相とを所定期間ごとに切り替えて設定するステップと、
    前記インバータがモータに出力する電圧の相ごとに設けられた上アーム素子及び下アーム素子のオン及びオフを制御する電圧指令値として、前記固定相について前記上アーム素子をオンにし前記下アーム素子をオフにする上固定二相変調と、前記固定相について前記上アーム素子をオフにし前記下アーム素子をオンにする下固定二相変調とが前記所定期間ごとに切り替わる上下固定二相変調により二相変調された電圧を前記モータに印加するための二相変調電圧指令値を生成するステップと
    を実行し、
    前記二相変調電圧指令値を生成するステップは、過変調領域において、前記上固定二相変調と前記下固定二相変調とが切り替わるタイミングで電圧指令値にギャップが生じないように前記二相変調電圧指令値を生成する
    モータ制御方法。

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