JP2024018300A - 半導体装置及び電子機器 - Google Patents

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Abstract

【課題】音源を再生する回路の故障検出を精度良く行うために必要な信号を生成可能な半導体装置を提供すること。【解決手段】音源信号である第１のパルス符号変調信号に基づく信号をパルス幅変調して第１のパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調回路と、前記第１のパルス幅変調信号に基づく第２のパルス幅変調信号を第２のパルス符号変調信号に変換する第１の変換回路と、前記第１のパルス符号変調信号を逆変換可能な変換方法により第１の比較対象信号に変換し、前記第２のパルス符号変調信号を前記変換方法により第２の比較対象信号に変換し、前記第１の比較対象信号と前記第２の比較対象信号とを比較する比較回路と、を備える、半導体装置。【選択図】図１

Description

本発明は、半導体装置及び電子機器に関する。
特許文献１には、音源を再生して再生信号を出力する音源再生部と、再生信号を増幅してスピーカーに出力する増幅部と、増幅部の故障を検出する故障検出部と、を含み、故障検出部は、再生信号を２値又は３値に変換した変換再生信号と出力信号を２値又は３値に変換した変換出力信号とを比較し、比較結果に基づいて増幅部の故障を判定する、音出力装置が記載されている。
特開２０２０－４１９５３号公報
特許文献１に記載の音出力装置では、変換再生信号及び変換出力信号が２値又は３値であり、再生信号及び出力信号の一部の情報が欠落しているため、故障判定の精度が低下するおそれがある。
本発明に係る半導体装置の一態様は、
音源信号である第１のパルス符号変調信号に基づく信号をパルス幅変調して第１のパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調回路と、
前記第１のパルス幅変調信号に基づく第２のパルス幅変調信号を第２のパルス符号変調信号に変換する第１の変換回路と、
前記第１のパルス符号変調信号を逆変換可能な変換方法により第１の比較対象信号に変換し、前記第２のパルス符号変調信号を前記変換方法により第２の比較対象信号に変換し、前記第１の比較対象信号と前記第２の比較対象信号とを比較する比較回路と、
を備える。
本発明に係る電子機器の一態様は、
前記半導体装置の一態様と、
音再生装置と、
を備え、
前記半導体装置は、前記第１のパルス幅変調信号を増幅した増幅信号を前記音再生装置に出力する増幅回路を備える。
第１実施形態の半導体装置の構成例を示す図。 パルス幅変調信号ＤＯＰを生成するためのパルス幅変調の一例を示す図。 パルス幅変調信号ＤＯＮを生成するためのパルス幅変調の一例を示す図。 パルス幅変調信号ＤＯＰとパルス幅変調信号ＤＯＮとの差分の一例を示す図。 ２値化回路の動作について説明するための図。 ＰＣＭ変換回路の動作について説明するための図。 ウェーブレットパケット分解によって音源信号を比較対象信号に変換する一例を示す図。 第２実施形態の半導体装置の構成例を示す図。 第３実施形態の半導体装置の構成例を示す図。 変形例の半導体装置の構成例を示す図。 パルス幅変調信号ＤＯＮを生成するためのパルス幅変調の他の一例を示す図。 パルス幅変調信号ＤＯＰとパルス幅変調信号ＤＯＮとの差分の他の一例を示す図。 本実施形態の電子機器の機能ブロック図。 電子機器の一例である警告装置の構成例を示す図。
以下、本発明の好適な実施形態について図面を用いて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また以下で説明される構成の全てが本発明の必須構成要件であるとは限らない。
１．半導体装置
１－１．第１実施形態
図１は、第１実施形態の半導体装置の構成例を示す図である。図１に示すように、第１実施形態の半導体装置１は、通信インターフェース回路１０、メモリー２０、音源再生回路１００及び検査回路１１０を備える。半導体装置１は、１チップの半導体集積回路装置であってもよいし、複数チップの半導体集積回路装置で構成されてもよいし、少なくとも一部が半導体集積回路装置以外の電子部品で構成されてもよい。
メモリー２０には、ｎ個の音源データ２１－１～２１－ｎが記憶されている。ｎは１以上の整数である。メモリー２０は、例えば、フラッシュメモリーであってもよい。音源データ２１－１～２１－ｎは、それぞれ、例えば、パルス符号変調された音声データであってもよいし、適応的差分パルス符号変調された音声データであってもよい。音源データ２１－１～２１－ｎは、例えば、人が発話する際の声を模した音声、機械的な警告音や効果音等の各種の音の基となるデータであってもよい。
通信インターフェース回路１０は、マイクロコントロールユニット２とデータ通信を行う回路である。通信インターフェース回路１０は、例えば、ＳＰＩインターフェース回路であってもよいし、Ｉ２Ｃインターフェース回路であってもよい。ＳＰＩはSerial Peripheral Interfaceの略であり、Ｉ２ＣはInter-Integrated Circuitの略である。
通信インターフェース回路１０は、マイクロコントロールユニット２から送信された各種のコマンドを受信し、受信したコマンドに応じた各種の制御信号を生成する。例えば、通信インターフェース回路１０は、メモリー２０に記憶されている音源データ２１－１～２１－ｎのうちのいずれか１つである音源データ２１－ｉに対する音源再生コマンドを受信した場合、メモリー２０から音源データ２１－ｉを読み出して音源信号ＤＩとして音源再生回路１００に入力するとともに、音源再生回路１００に再生を指示する。また、例えば、通信インターフェース回路１０は、再生中の音源データ２１－ｉに対する音源停止コマンドを受信した場合、音源再生回路１００に再生の停止を指示する。また、例えば、通信インターフェース回路１０は、音源再生に関する各種の設定コマンドを受信した場合、音源再生回路１００に対して各種の設定を行う。
本実施形態では、音源再生回路１００に入力される音源信号ＤＩはパルス符号変調信号である。音源データ２１－１～２１－ｎが圧縮された音声データである場合や適応的差分パルス符号変調された音声データである場合は、再生対象の音源データ２１－ｉは不図示
のデコーダーによってパルス符号変調信号である音源信号ＤＩに変換される。
音源再生回路１００は、音源信号ＤＩを音信号である増幅信号ＤＯＸＰ，ＤＯＸＮに変換し、半導体装置１と接続される音再生装置３に出力する。これにより、音再生装置３から、増幅信号ＤＯＸＰ，ＤＯＸＮに応じた音が出力される。例えば、音再生装置３は、スピーカーであってもよいし、ブザーであってもよい。なお、音再生装置３から出力される音声は、例えば、人が発話する際の声を模した音声であってもよいし、機械的な警告音や効果音等の各種の音であってもよい。
図１に示すように、本実施形態では、音源再生回路１００は、変調回路３０、変調回路４０及び増幅回路５０を含む。
変調回路３０は、音源信号ＤＩが入力され、音源信号ＤＩに基づく信号をシグマデルタ変調してシグマデルタ変調信号ＤＳを出力する。音源信号ＤＩに基づく信号は、音源信号ＤＩそのものであってもよいし、音源信号ＤＩに何らかの処理が施された信号であってもよい。本実施形態では、変調回路３０は、デジタルフィルター３１及びシグマデルタ変調回路３２を含む。
デジタルフィルター３１は、音源信号ＤＩが入力され、音源信号ＤＩに含まれる高周波ノイズを低減させた信号ＤＦを出力するローパスフィルターである。シグマデルタ変調回路３２は、デジタルフィルター３１から信号ＤＦが入力され、信号ＤＦをｎ倍のサンプリング比でオーバーサンプリングしてシグマデルタ変調することにより、高周波数帯にノイズが偏ったシグマデルタ変調信号ＤＳを出力する。ｎは２以上の整数である。したがって、音源信号ＤＩのサンプリング周波数をｆｓとすると、デジタルフィルター３１から出力される信号ＤＦのサンプリング周波数はｆｓであり、シグマデルタ変調信号ＤＳのサンプリング周波数はｎ×ｆｓである。デジタルフィルター３１は、シグマデルタ変調回路３２のオーバーサンプリングによって信号帯域に折り返される高周波ノイズを低減させるアンチエイリアスフィルターとして機能する。
このように、変調回路３０は、音源信号ＤＩをデジタルフィルター処理した信号をシグマデルタ変調してシグマデルタ変調信号ＤＳを出力する。
変調回路４０は、シグマデルタ変調信号ＤＳが入力され、シグマデルタ変調信号ＤＳに基づく信号をパルス幅変調してパルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮを出力する。シグマデルタ変調信号ＤＳに基づく信号は、シグマデルタ変調信号ＤＳそのものであってもよいし、シグマデルタ変調信号ＤＳに何らかの処理が施された信号であってもよい。本実施形態では、変調回路４０は、パルス幅変調回路４１を含む。
パルス幅変調回路４１は、音源信号ＤＩに基づく信号であるシグマデルタ変調信号ＤＳをパルス幅変調してパルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮを出力する。パルス幅変調信号ＤＯＰ．ＤＯＮは、それぞれ１ビットのデジタル信号である。シグマデルタ変調信号ＤＳのサンプリング周波数をｎ×ｆｓとすると、パルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮのサンプリング周波数はｎ×ｍ×ｆｓである。ここで、シグマデルタ変調信号ＤＳのビット数をＭとするとｍ＝２Ｍである。
パルス幅変調信号ＤＯＰを生成するためのパルス幅変調とパルス幅変調信号ＤＯＮを生成するためのパルス幅変調とは、方式が異なる。図２は、パルス幅変調信号ＤＯＰを生成するためのパルス幅変調の一例を示す図である。また、図３は、パルス幅変調信号ＤＯＮを生成するためのパルス幅変調の一例を示す図である。図２及び図３は、シグマデルタ変調信号ＤＳのビット数Ｍが４の場合の例である。図２及び図３において、シグマデルタ変
調信号ＤＳは期間Ｔを周期として更新され、パルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮは、期間Ｔが分割された１６個の区間Ｔ１～Ｔ１６の各々においてハイレベル又はローレベルとなる。すなわち、期間Ｔの長さは１／（ｎ×ｆｓ）であり、区間Ｔ１～Ｔ１６の各々の長さは１／（ｎ×ｍ×ｆｓ）である。
図２に示すように、パルス幅変調信号ＤＯＰは、シグマデルタ変調信号ＤＳの値が大きいほどハイレベルの時間が長くなる。例えば、シグマデルタ変調信号ＤＳが１０進数の「－７」、すなわち２進数の「１００１」であるときは、パルス幅変調信号ＤＯＰは、１つの区間Ｔ１がハイレベルであり、１５個の区間Ｔ２～Ｔ１６がローレベルである。また、例えば、シグマデルタ変調信号ＤＳが１０進数の「０」、すなわち２進数の「００００」であるときは、パルス幅変調信号ＤＯＰは、８個の区間Ｔ１～Ｔ８がハイレベルであり、８個の区間Ｔ９～Ｔ１６がローレベルである。また、例えば、シグマデルタ変調信号ＤＳが１０進数の「７」、すなわち２進数の「０１１１」であるときは、パルス幅変調信号ＤＯＰは、１５個の区間Ｔ１～Ｔ１５がハイレベルであり、１つの区間Ｔ１６がローレベルである。
図３に示すように、パルス幅変調信号ＤＯＮは、シグマデルタ変調信号ＤＳの値が大きいほどハイレベルの時間が短くなる。例えば、シグマデルタ変調信号ＤＳが１０進数の「－７」、すなわち２進数の「１００１」であるときは、パルス幅変調信号ＤＯＮは、１５個の区間Ｔ１～Ｔ１５がハイレベルであり、１つの区間Ｔ１６がローレベルである。また、例えば、シグマデルタ変調信号ＤＳが１０進数の「０」、すなわち２進数の「００００」であるときは、パルス幅変調信号ＤＯＮは、８個の区間Ｔ１～Ｔ８がハイレベルであり、８個の区間Ｔ９～Ｔ１６がローレベルである。また、例えば、シグマデルタ変調信号ＤＳが１０進数の「７」、すなわち２進数の「０１１１」であるときは、パルス幅変調信号ＤＯＮは、１つの区間Ｔ１がハイレベルであり、１５個の区間Ｔ２～Ｔ１６がローレベルである。
したがって、例えば、シグマデルタ変調信号ＤＳが１０進数の「－７」、「０」、「７」であるときのパルス幅変調信号ＤＯＰとパルス幅変調信号ＤＯＮとの差分は図４に示すようになる。
図１の説明に戻り、増幅回路５０は、パルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮが入力され、パルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮを増幅した増幅信号ＤＯＸＰ，ＤＯＸＮを音再生装置３に出力する。本実施形態では、増幅回路５０は、２つのＤ級アンプ５１Ｐ，５１Ｎを含む。Ｄ級アンプ５１Ｐは、パルス幅変調信号ＤＯＰをＤ級増幅した増幅信号ＤＯＸＰを出力する。Ｄ級アンプ５１Ｎは、パルス幅変調信号ＤＯＮをＤ級増幅した増幅信号ＤＯＸＮを出力する。音再生装置３は、増幅信号ＤＯＸＰと増幅信号ＤＯＸＮとの電圧差に応じた大きさの音を再生する。
検査回路１１０は、音源再生回路１００を検査する回路である。図１に示すように、本実施形態では、検査回路１１０は、変換回路６０、変換回路７０及び比較回路８０を含む。
変換回路６０は、増幅回路５０から増幅信号ＤＯＸＰ，ＤＯＸＮが入力され、増幅信号ＤＯＸＰ，ＤＯＸＮをパルス幅変調信号ＤＢＰ，ＤＢＮに変換する。本実施形態では、変換回路６０は、２つの２値化回路６１Ｐ，６１Ｎを含む。２値化回路６１Ｐは、増幅信号ＤＯＸＰを２値化することによってパルス幅変調信号ＤＢＰを生成する。２値化回路６１Ｎは、増幅信号ＤＯＸＮを２値化することによってパルス幅変調信号ＤＢＮを生成する。
図５に示すように、増幅信号ＤＯＸＰ，ＤＯＸＮは、立ち上がりエッジにオーバーシュ
ートが発生し、立ち下がりエッジにアンダーシュートが発生する。２値化回路６１Ｐは、例えば、増幅信号ＤＯＸＰの電圧を閾値電圧Ｖｔと比較する比較器であり、増幅信号ＤＯＸＰの電圧が閾値電圧Ｖｔよりも高いときはハイレベルとなり、増幅信号ＤＯＸＰの電圧が閾値電圧Ｖｔよりも低いときはローレベルとなるパルス幅変調信号ＤＢＰを出力する。同様に、２値化回路６１Ｎは、例えば、増幅信号ＤＯＸＮの電圧を閾値電圧Ｖｔと比較する比較器であり、増幅信号ＤＯＸＮの電圧が閾値電圧Ｖｔよりも高いときはハイレベルとなり、増幅信号ＤＯＸＮの電圧が閾値電圧Ｖｔよりも低いときはローレベルとなるパルス幅変調信号ＤＢＮを出力する。２値化回路６１Ｐ，６１Ｎにより、増幅信号ＤＯＸＰ，ＤＯＸＮのオーバーシュートやアンダーシュートが除去されるとともにハイレベルがロジック回路の電源電圧にシフトされたパルス幅変調信号ＤＢＰ，ＤＢＮが得られる。
図１の説明に戻り、変換回路７０は、パルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮに基づくパルス幅変調信号ＤＢＰ，ＤＢＮが入力され、パルス幅変調信号ＤＢＰ，ＤＢＮをパルス符号変調信号ＤＸに変換する。本実施形態では、変換回路７０は、ＰＣＭ変換回路７１を含む。ＰＣＭはPulse Code Modulationの略である。
ＰＣＭ変換回路７１は、周波数がｆｓの不図示のクロック信号ＣＬＫ１と周波数がｎ×ｍ×ｆｓの不図示のクロック信号ＣＬＫ２とに基づいて、パルス幅変調信号ＤＢＰ，ＤＢＮをパルス符号変調信号ＤＸに変換する。具体的には、図６に示すように、ＰＣＭ変換回路７１は、クロック信号ＣＬＫ１の１周期Ｔａにおいて、パルス幅変調信号ＤＢＰ，ＤＢＮの各々のハイレベルをクロック信号ＣＬＫ２でカウントする。すなわち、ＰＣＭ変換回路７１は、周期Ｔａでパルス幅変調信号ＤＢＰ，ＤＢＮの各々を積算する。そして、ＰＣＭ変換回路７１は、パルス幅変調信号ＤＢＰ，ＤＢＮの各々の積算値に基づいてパルス符号変調信号ＤＸを生成する。パルス幅変調信号ＤＢＰ，ＤＢＮからパルス符号変調信号ＤＸへの変換は、信号ＤＦからパルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮへの変換の逆変換に相当する。
このように、変換回路７０は、所定周期でパルス幅変調信号ＤＢＰ，ＤＢＮを積分してパルス符号変調信号ＤＸを生成する。
比較回路８０は、パルス符号変調信号である音源信号ＤＩとパルス符号変調信号ＤＸとが入力され、音源信号ＤＩを逆変換可能な変換方法により比較対象信号ＤＩ＿Ｒに変換し、パルス符号変調信号ＤＸを当該変換方法により比較対象信号ＤＸ＿Ｒに変換し、比較対象信号ＤＩ＿Ｒと比較対象信号ＤＸ＿Ｒとを比較する。実際には、音源信号ＤＩが変調回路３０に入力されてから、この音源信号ＤＩに対応するパルス符号変調信号ＤＸが生成されるまでに所定時間が必要であるので、比較回路８０は、音源信号ＤＩを当該所定時間だけ遅延させて比較対象信号ＤＩ＿Ｒに変換する。
本実施形態では、比較回路８０が音源信号ＤＩ及びパルス符号変調信号ＤＸをそれぞれ比較対象信号ＤＩ＿Ｒ及び比較対象信号ＤＸ＿Ｒに変換する逆変換可能な変換方法は、ウェーブレットパケット分解である。図７に、ウェーブレットパケット分解によって音源信号ＤＩを比較対象信号ＤＩ＿Ｒに変換する一例を示す。図７の例では、音源信号ＤＩの連続する８個のサンプルＤＩ（０）～ＤＩ（７）が、比較対象信号ＤＩ＿Ｒの８個のサンプルＤＩ＿Ｒ（０）～ＤＩ＿Ｒ（７）に変換されている。ＤＩ（０）～ＤＩ（７）の値はそれぞれａ０～ａ７である。
図７において、ｓ０＝ａ０＋ａ１，ｓ１＝ａ２＋ａ３，ｓ２＝ａ４＋ａ５，ｓ３＝ａ６＋ａ７，ｄ０＝ａ０－ａ１，ｓ１＝ａ２－ａ３，ｓ２＝ａ４－ａ５，ｓ３＝ａ６－ａ７である。また、ｓｓ０＝ｓ０＋ｓ１，ｓｓ１＝ｓ２＋ｓ３，ｄｓ０＝ｓ０－ｓ１，ｄｓ１＝ｓ２－ｓ３，ｓｄ０＝ｄ０＋ｄ１，ｓｄ１＝ｄ２＋ｄ３，ｄｄ０＝ｄ０－ｄ１，ｄｄ１＝
ｄ２－ｄ３である。また、ｓｓｓ０＝ｓｓ０＋ｓｓ１，ｓｓｄ０＝ｓｓ０－ｓｓ１，ｄｓｓ０＝ｄｓ０＋ｄｓ１，ｄｓｄ０＝ｄｓ０－ｄｓ１，ｓｄｓ０＝ｓｄ０＋ｓｄ１，ｓｄｄ０＝ｓｄ０－ｓｄ１，ｄｄｓ０＝ｄｄ０＋ｄｄ１，ｄｄｄ０＝ｄｄ０－ｄｄ１である。そして、ＤＩ＿Ｒ（０）～ＤＩ＿Ｒ（７）の値はそれぞれｓｓｓ０，ｓｓｄ０，ｄｓｓ０，ｄｓｄ０，ｓｄｓ０，ｓｄｄ０，ｄｄｓ０，ｄｄｄ０である。
ここで、ａ０＝（ｓ０＋ｄ０）／２であり、ａ１＝（ｓ０－ｄ０）／２であり、ｓ０＝（ｓｓ０＋ｄｓ０）／２，ｄ０＝（ｓｄ０＋ｄｄ０）／２である。さらに、ｓｓ０＝（ｓｓｓ０＋ｓｓｄ０）／２，ｄｓ０＝（ｄｓｓ０＋ｄｓｄ０）／２，ｓｄ０＝（ｓｄｓ０＋ｓｄｄ０）／２，ｄｄ０＝（ｄｄｓ０＋ｄｄｄ０）／２である。したがって、ＤＩ＿Ｒ（０）～ＤＩ＿Ｒ（７）からＤＩ（０），ＤＩ（１）を復元することができる。同様に、ＤＩ（２）～ＤＩ（７）もＤＩ＿Ｒ（０）～ＤＩ＿Ｒ（７）から復元可能である。すなわち、ウェーブレットパケット分解は逆変換可能な変換方法である。
なお、ウェーブレットパケット分解によってパルス符号変調信号ＤＸを比較対象信号ＤＸ＿Ｒに変換する例も図７と同様であるため、その図示及び説明を省略する。
図１の説明に戻り、比較回路８０は、比較対象信号ＤＩ＿Ｒと比較対象信号ＤＸ＿Ｒとの相関値ＲＲＥＭを算出することにより、比較対象信号ＤＩ＿Ｒと比較対象信号ＤＸ＿Ｒとを比較してもよい。例えば、相関値ＲＲＥＭは、式（１）によって算出され、比較対象信号ＤＩ＿Ｒと比較対象信号ＤＸ＿Ｒとの差が小さいほど大きな値となる。
Figure 2024018300000002
通信インターフェース回路１０は、マイクロコントロールユニット２から相関値ＲＲＥＭを読み出すコマンドを受信すると、比較回路８０から相関値ＲＲＥＭを取得してマイクロコントロールユニット２に送信する。例えば、マイクロコントロールユニット２は、相関値ＲＲＥＭに基づいて、音源再生回路１００の故障の有無を判定することができる。
ここで、音源再生回路１００が故障している場合は音源信号ＤＩとパルス符号変調信号ＤＸとの差はゼロではないが、音源再生回路１００が正常である場合でも、ノイズ等の影響により音源信号ＤＩとパルス符号変調信号ＤＸとの差がゼロではない場合もあり得る。本実施形態では、検査回路１１０が、誤差を分散させる特徴を有するウェーブレットパケット分解を利用して相関値ＲＲＥＭを算出するので、マイクロコントロールユニット２は、相関値ＲＲＥＭに基づき、音源再生回路１００が正常であって、かつ、音源信号ＤＩとパルス符号変調信号ＤＸとの差がゼロではない場合でも、正しく判定することができる。したがって、音源再生回路１００が正常である場合に、マイクロコントロールユニット２が、音源再生回路１００が故障していると誤判定するおそれが低減される。
なお、第１実施形態において、音源信号ＤＩは「第１のパルス符号変調信号」の一例であり、パルス符号変調信号ＤＸは「第２のパルス符号変調信号」の一例である。また、パルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮは「第１のパルス幅変調信号」の一例であり、パルス幅変調信号ＤＢＰ，ＤＢＮは「第２のパルス幅変調信号」の一例である。また、変換回路７０は「第１の変換回路」の一例であり、変換回路６０は「第２の変換回路」の一例である。また、比較対象信号ＤＩ＿Ｒは「第１の比較対象信号」の一例であり、比較対象信号ＤＸ＿Ｒは「第２の比較対象信号」の一例である。
第１実施形態の半導体装置１は、１つの音再生装置３に音を出力させることが可能な構成であるが、複数の音出力装置に音を出力させることが可能な構成であってもよい。
以上に説明したように、第１実施形態の半導体装置１では、パルス幅変調回路４１が、パルス符号変調信号である音源信号ＤＩに基づくシグマデルタ変調信号ＤＳをパルス幅変調してパルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮを出力し、変換回路６０が、パルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮが増幅された増幅信号ＤＯＸＰ，ＤＯＸＮを２値化してパルス幅変調信号ＤＢＰ，ＤＢＮを出力する。さらに、変換回路７０が、パルス幅変調信号ＤＢＰ，ＤＢＮをパルス符号変調信号ＤＸに変換し、比較回路８０が、音源信号ＤＩをウェーブレットパケット分解により比較対象信号ＤＩ＿Ｒに変換し、パルス符号変調信号ＤＸをウェーブレットパケット分解により比較対象信号ＤＸ＿Ｒに変換し、比較対象信号ＤＩ＿Ｒと比較対象信号ＤＸ＿Ｒとを比較して相関値ＲＲＥＭを算出する。
ここで、変換回路６０は、パルス幅変調された増幅信号ＤＯＸＰ，ＤＯＸＮに生じるオーバーシュートやアンダーシュートを除去するものであり、増幅信号ＤＯＸＰ，ＤＯＸＮからパルス幅変調信号ＤＢＰ，ＤＢＮへの変換において有益な情報の欠落は生じない。また、変換回路７０は、所定周期でパルス幅変調信号ＤＢＰ，ＤＢＮを積分することにより、情報を欠落させることなくパルス符号変調信号ＤＸに変換することができる。さらに、ウェーブレットパケット分解は逆変換可能な変換方法であるので、比較対象信号ＤＩ＿Ｒ及びパルス符号変調信号ＤＸからそれぞれ音源信号ＤＩ及びパルス符号変調信号ＤＸを復元可能である。換言すれば、比較回路８０が音源信号ＤＩ及びパルス符号変調信号ＤＸをそれぞれ比較対象信号ＤＩ＿Ｒ及び比較対象信号ＤＸ＿Ｒに変換する際にも情報の欠落がない。
したがって、第１実施形態の半導体装置１によれば、比較回路８０は、情報の欠落がない比較対象信号ＤＩ＿Ｒと比較対象信号ＤＸ＿Ｒとを比較することにより、音源信号ＤＩとパルス符号変調信号ＤＸとの相関を示す相関値ＲＲＥＭを精度良く算出することができる。そのため、マイクロコントロールユニット２は、比較回路８０から出力される相関値ＲＲＥＭに基づいて、音源再生回路１００の故障検出を精度良く行うことができる。
また、第１実施形態の半導体装置１によれば、比較回路８０は、誤差を分散させる特徴を有するウェーブレットパケット分解を利用して相関値ＲＲＥＭを算出するので、マイクロコントロールユニット２は、相関値ＲＲＥＭに基づき、音源再生回路１００が正常である場合に故障していると誤判定するおそれが低減される。
また、第１実施形態の半導体装置１によれば、検査回路１１０においてＡ／Ｄ変換器やデジタルフィルター等のサイズの大きい回路が不要であるので、検査回路１１０の追加による回路面積の増加量が低減される。
１－２．第２実施形態
以下、第２実施形態の半導体装置１について、第１実施形態と同様の構成については同じ符号を付し、第１実施形態と同様の説明は省略又は簡略し、主として第１実施形態と異なる内容について説明する。
図８は、第２実施形態の半導体装置１の構成例を示す図である。図８に示すように、第２実施形態の半導体装置１は、図１に示した第１実施形態の半導体装置１と比較して、検査回路１１０が変換回路６０を含まず、変換回路７０にパルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮが入力されている点が異なる。すなわち、第２実施形態では、変換回路７０は、パルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮが入力され、パルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮをパルス符号変調信号ＤＸに変換する。
本実施形態では、変換回路７０に含まれるＰＣＭ変換回路７１が、周波数がｆｓの不図示のクロック信号ＣＬＫ１と周波数がｎ×ｍ×ｆｓの不図示のクロック信号ＣＬＫ２とに基づいて、パルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮをパルス符号変調信号ＤＸに変換する。具体的には、図６に示したのと同様に、ＰＣＭ変換回路７１は、クロック信号ＣＬＫ１の１周期Ｔａにおいて、パルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮの各々のハイレベルをクロック信号ＣＬＫ２でカウントする。すなわち、ＰＣＭ変換回路７１は、周期Ｔａでパルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮの各々を積算する。そして、ＰＣＭ変換回路７１は、パルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮの各々の積算値に基づいてパルス符号変調信号ＤＸを生成する。パルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮからパルス符号変調信号ＤＸへの変換は、信号ＤＦからパルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮへの変換の逆変換に相当する。
このように、変換回路７０は、所定周期でパルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮを積分してパルス符号変調信号ＤＸを生成する。
第２実施形態の半導体装置１のその他の構成は、図１と同様であるため、その説明を省略する。
なお、第２実施形態において、音源信号ＤＩは「第１のパルス符号変調信号」の一例であり、パルス符号変調信号ＤＸは「第２のパルス符号変調信号」の一例である。また、パルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮは、「第１のパルス幅変調信号」の一例であり、かつ、「第２のパルス幅変調信号」の一例である。また、変換回路７０は「第１の変換回路」の一例である。また、比較対象信号ＤＩ＿Ｒは「第１の比較対象信号」の一例であり、比較対象信号ＤＸ＿Ｒは「第２の比較対象信号」の一例である。
第２実施形態の半導体装置１は、１つの音再生装置３に音を出力させることが可能な構成であるが、複数の音出力装置に音を出力させることが可能な構成であってもよい。
以上に説明した第２実施形態の半導体装置１によれば、第１実施形態の半導体装置１と同様の効果を奏する。さらに、第２実施形態の半導体装置１によれば、増幅回路５０の故障の有無は相関値ＲＲＥＭに反映されないため、マイクロコントロールユニット２による故障検出精度が低下するが、検査回路１１０において変換回路６０が不要であるので、検査回路１１０の追加による回路面積の増加量がさらに低減される。
１－３．第３実施形態
以下、第３実施形態の半導体装置１について、第１実施形態又は第２実施形態と同様の構成については同じ符号を付し、第１実施形態又は第２実施形態と同様の説明は省略又は簡略し、主として第１実施形態及び第２実施形態と異なる内容について説明する。
図９は、第３実施形態の半導体装置１の構成例を示す図である。図９に示すように、第３実施形態の半導体装置１は、図１に示した第１実施形態の半導体装置１と比較して、故障検出回路９０、スイッチ９２及び音源再生回路１００ａを備える点が異なる。
スイッチ９２は、故障検出回路９０から出力される制御信号に応じて、音源信号ＤＩを音源再生回路１００と音源再生回路１００ａのいずれか一方に出力する。
故障検出回路９０は、比較回路８０の比較結果に基づいて音源再生回路１００の故障を検出する。具体的には、故障検出回路９０は、比較回路８０の比較結果である相関値ＲＲＥＭを所定の閾値と比較し、相関値ＲＲＥＭが所定の閾値よりも小さい場合に音源再生回路１００の故障を検出する。例えば、通信インターフェース回路１０が、マイクロコント
ロールユニット２から送信された当該閾値を設定するコマンドを受信し、当該閾値を設定してもよい。
そして、故障検出回路９０は、音源再生回路１００の故障を検出した場合に、音源信号ＤＩに基づく信号を音再生装置３とは異なる音再生装置３ａに出力させる。音源信号ＤＩに基づく信号は、音源信号ＤＩそのものであってもよいし、音源信号ＤＩに何らかの処理が施された信号であってもよい。具体的には、故障検出回路９０は、音源再生回路１００の故障を検出した場合、音源信号ＤＩが音源再生回路１００ａに入力されるようにスイッチ９２を切り替える。そして、音源再生回路１００ａは、音源信号ＤＩを音信号に変換し、半導体装置１と接続される音再生装置３ａに出力する。これにより、音再生装置３からの音の出力が停止するとともに、音再生装置３ａから音信号に応じた音が出力される。例えば、音源再生回路１００ａは、音源再生回路１００と同様の構成であってもよいし、より簡易な構成であってもよい。また、例えば、音再生装置３ａは、スピーカーであってもよいし、ブザーであってもよい。なお、音再生装置３ａから出力される音声は、例えば、人が発話する際の声を模した音声であってもよいし、機械的な警告音や効果音等の各種の音であってもよい。
第３実施形態の半導体装置１のその他の構成は、図１と同様であるため、その説明を省略する。
なお、第３実施形態において、音源信号ＤＩは「第１のパルス符号変調信号」の一例であり、パルス符号変調信号ＤＸは「第２のパルス符号変調信号」の一例である。また、パルス幅変調信号ＤＯＰ，ＤＯＮは「第１のパルス幅変調信号」の一例であり、パルス幅変調信号ＤＢＰ，ＤＢＮは「第２のパルス幅変調信号」の一例である。また、変換回路７０は「第１の変換回路」の一例であり、変換回路６０は「第２の変換回路」の一例である。また、比較対象信号ＤＩ＿Ｒは「第１の比較対象信号」の一例であり、比較対象信号ＤＸ＿Ｒは「第２の比較対象信号」の一例である。また、音再生装置３は「第１の音再生装置」の一例であり、音再生装置３ａは「第２の音再生装置」の一例である。
第３実施形態の半導体装置１は、２つの音再生装置３，３ａに音を出力させることが可能な構成であるが、３つ以上の音出力装置に音を出力させることが可能な構成であってもよい。
以上に説明した第３実施形態の半導体装置１によれば、第１実施形態又は第２実施形態の半導体装置１と同様の効果を奏する。さらに、第３実施形態の半導体装置１は、故障検出回路９０が、比較回路８０から出力される精度の高い相関値ＲＲＥＭに基づいて、音源再生回路１００の故障検出を精度良く行い、音源再生回路１００が故障した場合、音再生装置３が異常な音を発生させることなく、音再生装置３ａが正常な音を発生させることができる。
１－４．変形例
本発明は本実施形態に限定されず、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。
例えば、上記の各実施形態では、比較回路８０が音源信号ＤＩ及びパルス符号変調信号ＤＸをそれぞれ比較対象信号ＤＩ＿Ｒ及び比較対象信号ＤＸ＿Ｒに変換する逆変換可能な変換方法は、ウェーブレットパケット分解であるが、ウェーブレット変換であってもよい。
また、例えば、上記の各実施形態では、音源データ２１－１～２１－ｎが記憶されてい
るメモリー２０が半導体装置１に内蔵されているが、メモリー２０に代えて、音源データ２１－１～２１－ｎが記憶されている外部メモリーが半導体装置１と接続され、半導体装置１が当該外部メモリーから音源信号ＤＩである音源データ２１－ｉを読み出してもよい。あるいは、メモリー２０に代えて、マイクロコントロールユニット２が音源データ２１－１～２１－ｎが記憶されているメモリーを内蔵し、マイクロコントロールユニット２が当該メモリーから音源データ２１－ｉを読み出して音源信号ＤＩとして半導体装置１に送信してもよい。
また、例えば、上記の第３実施形態の半導体装置１は、第１実施形態の半導体装置１に対して故障検出回路９０、スイッチ９２及び音源再生回路１００ａが追加されているが、図１０に示すように、これらの回路が第２実施形態の半導体装置１に対して追加された構成であってもよい。
また、例えば、上記の各実施形態では、パルス幅変調回路４１による変調方式として図２～図４の例を挙げたが、他の変調方式であってもよい。例えば、パルス幅変調信号ＤＯＰを生成するためのパルス幅変調は図２と同じ方式であり、パルス幅変調信号ＤＯＮを生成するためのパルス幅変調は図１１に示す方式であってもよい。図１１の例では、パルス幅変調信号ＤＯＮは、図２に示したパルス幅変調信号ＤＯＰの論理レベルを反転した信号であり、シグマデルタ変調信号ＤＳの値が大きいほどハイレベルの時間が短くなる。例えば、シグマデルタ変調信号ＤＳが１０進数の「－７」、すなわち２進数の「１００１」であるときは、パルス幅変調信号ＤＯＮは、１つの区間Ｔ１１がローレベルであり、１５個の区間Ｔ２～Ｔ１６がハイレベルである。また、例えば、シグマデルタ変調信号ＤＳが１０進数の「０」、すなわち２進数の「００００」であるときは、パルス幅変調信号ＤＯＮは、８個の区間Ｔ１～Ｔ８がローレベルであり、８個の区間Ｔ９～Ｔ１６がハイレベルである。また、例えば、シグマデルタ変調信号ＤＳが１０進数の「７」、すなわち２進数の「０１１１」であるときは、パルス幅変調信号ＤＯＮは、１５個の区間Ｔ１～Ｔ１５がローレベルであり、１つの区間Ｔ１６がハイレベルである。したがって、例えば、シグマデルタ変調信号ＤＳが１０進数の「－７」、「０」、「７」であるときのパルス幅変調信号ＤＯＰとパルス幅変調信号ＤＯＮとの差分は図１２に示すようになる。
２．電子機器
図１３は、本実施形態の半導体装置１を用いた本実施形態の電子機器の構成の一例を示す機能ブロック図である。
図１３に示すように、本実施形態の電子機器３００は、半導体装置１、ｍ個の音再生装置３－１～３－ｍ、処理部３１０、操作部３２０、記憶部３３０及び表示部３４０を備えている。なお、本実施形態の電子機器３００は、図１３の構成要素の一部を省略又は変更し、あるいは、他の構成要素を付加した構成としてもよい。
処理部３１０は、電子機器３００の各部の制御処理や種々のデータ処理を行う。例えば、処理部３１０は、半導体装置１に各種のコマンドを送信し、半導体装置１の動作を制御する。また、処理部３１０は、操作部３２０からの操作信号に応じた各種の処理、表示部３４０に各種の情報を表示させるための表示信号を送信する処理等を行う。例えば、処理部３１０は、前述のマイクロコントロールユニット２であってもよい。
操作部３２０は、操作キーやボタンスイッチ等により構成される入力装置であり、ユーザーによる操作に応じた操作信号を処理部３１０に出力する。
記憶部３３０は、処理部３１０が各種の計算処理や制御処理を行うためのプログラムやデータ等を記憶している。記憶部３３０は、例えば、ハードディスク、フレキシブルディ
スク、ＭＯ、ＭＴ、各種のメモリー、ＣＤ－ＲＯＭ、又は、ＤＶＤ－ＲＯＭ等によって実現される。
表示部３４０は、ＬＣＤ等により構成される表示装置であり、入力される表示信号に基づいて各種の情報を表示する。ＬＣＤは、Liquid Crystal Displayの略である。表示部３４０には操作部３２０として機能するタッチパネルが設けられていてもよい。
半導体装置１は、処理部３１０から送信される各種のコマンドに基づいて音信号を生成して音再生装置３－１に出力する。音再生装置３－１は、前述の音再生装置３に対応する。また、半導体装置１は、前述の音源再生回路１００を検査して検査結果を処理部３１０に送信し、処理部３１０が音源再生回路１００の故障の有無を判定してもよい。あるいは、半導体装置１は、音源再生回路１００の故障を検出した場合、音信号の出力先を音再生装置３－１から音再生装置３－２に切り替えてもよい。音再生装置３－２は、前述の音再生装置３ａに対応する。
半導体装置１は、音源再生回路１００の故障検出を精度良く行うために必要な信号を生成することができるので、信頼性の高い電子機器３００を実現することができる。
このような電子機器３００としては種々の電子機器が考えられ、例えば、警告装置、炊飯器、ＩＨクッキングヒーター、掃除機、洗濯機等の各種の家庭用電気製品、電子時計、モバイル型、ラップトップ型、タブレット型などのパーソナルコンピューター、スマートフォンや携帯電話機などの移動体端末、ディジタルカメラ、インクジェットプリンターなどのインクジェット式吐出装置、ルーターやスイッチなどのストレージエリアネットワーク機器、ローカルエリアネットワーク機器、移動体端末基地局用機器、テレビ、ビデオカメラ、ビデオレコーダー、カーナビゲーション装置、リアルタイムクロック装置、ページャー、電子手帳、電子辞書、電卓、電子ゲーム機器、ゲーム用コントローラー、ワードプロセッサー、ワークステーション、テレビ電話、防犯用テレビモニター、電子双眼鏡、ＰＯＳ端末、電子体温計、血圧計、血糖計、心電図計測装置、超音波診断装置、電子内視鏡等の医療機器、魚群探知機、各種測定機器、車両、航空機、船舶等の計器類、フライトシミュレーター、ヘッドマウントディスプレイ、モーショントレース、モーショントラッキング、モーションコントローラー、歩行者自立航法装置等が挙げられる。
図１４は、電子機器３００の一例である警告装置３００Ａの構成例を示す図である。図１４において、図１３と同じ構成要素には同じ符号が付されている。図１４に示す警告装置３００Ａは、車両４００に搭載されている。音再生装置３－１はスピーカーであり、音再生装置３－２～３－５はそれぞれブザーである。
処理部３１０は、不図示の各種センサーからの信号に基づいて、各種の音声の再生コマンド等を半導体装置１に送信する。各種の音声には、例えば、ブレーキ、エンジンオイル、パワーステアリング、ブレーキオーバーライドシステム等の異常、半ドアでの走行、ふらつき走行、パーキングブレーキの未解除での走行、シートベルトの未着用、先行車への接近等を通知するための人の声を模した音声や警告音、ウィンカー、ハザード、バック等を通知するための効果音等が含まれる。
半導体装置１は、処理部３１０からのコマンドに基づいて、各種の音声に対応する複数の音源データの一部に基づいて音信号を生成して音再生装置３－１に出力する。また、半導体装置１は、前述の音源再生回路１００を検査して検査結果を処理部３１０に送信し、処理部３１０が音源再生回路１００の故障の有無を判定してもよい。あるいは、半導体装置１は、音源再生回路１００の故障を検出した場合、音信号の出力先を音再生装置３－１から音再生装置３－２に切り替えてもよい。
半導体装置１は、音源再生回路１００の故障検出を精度良く行うために必要な信号を生成することができるので、信頼性の高い警告装置３００Ａを実現することができる。
本発明は本実施形態に限定されず、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。
上述した実施形態および変形例は一例であって、これらに限定されるわけではない。例えば、各実施形態および各変形例を適宜組み合わせることも可能である。
本発明は、実施の形態で説明した構成と実質的に同一の構成、例えば、機能、方法及び結果が同一の構成、あるいは目的及び効果が同一の構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成の本質的でない部分を置き換えた構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成と同一の作用効果を奏する構成又は同一の目的を達成することができる構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成に公知技術を付加した構成を含む。
上述した実施形態及び変形例から以下の内容が導き出される。
半導体装置の一態様は、
音源信号である第１のパルス符号変調信号に基づく信号をパルス幅変調して第１のパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調回路と、
前記第１のパルス幅変調信号に基づく第２のパルス幅変調信号を第２のパルス符号変調信号に変換する第１の変換回路と、
前記第１のパルス符号変調信号を逆変換可能な変換方法により第１の比較対象信号に変換し、前記第２のパルス符号変調信号を前記変換方法により第２の比較対象信号に変換し、前記第１の比較対象信号と前記第２の比較対象信号とを比較する比較回路と、
を備える。
この半導体装置では、比較回路は、音源信号である第１のパルス符号変調信号を逆変換可能な変換方法により第１の比較対象信号に変換するので、第１の比較対象信号から音源信号を復元可能である。また、比較回路は、音源信号をパルス幅変調した第１のパルス幅変調信号に基づく第２のパルス符号変調信号を当該逆変換可能な変換方法により第２の比較対象信号に変換するので、第２の比較対象信号から第２のパルス符号変調信号を復元可能である。すなわち、音源信号及び第２のパルス符号変調信号をそれぞれ第１の比較対象信号及び第２の比較対象信号に変換する際に情報の欠落がない。そのため、比較回路は、第１の比較対象信号と第２の比較対象信号とを比較することにより、音源信号と第２のパルス符号変調信号との相関を示す信号を精度良く生成することができる。したがって、例えば、外部装置が、比較回路から出力される信号に基づいて、パルス幅変調回路を含む音源再生回路の故障検出を精度良く行うことができる。
前記半導体装置の一態様は、
前記比較回路の比較結果に基づいて、前記パルス幅変調回路を含む音源再生回路の故障を検出する故障検出回路を備えてもよい。
この半導体装置によれば、故障検出回路は、比較回路から出力される精度の高い信号に基づいて、音源再生回路の故障検出を精度良く行うことができる。
前記半導体装置の一態様は、
前記第１のパルス幅変調信号を増幅した増幅信号を第１の音再生装置に出力する増幅回
路を備え、
前記故障検出回路は、前記音源再生回路の故障を検出した場合に、前記第１のパルス符号変調信号に基づく信号を前記第１の音再生装置とは異なる第２の音再生装置に出力させてもよい。
この半導体装置によれば、音源再生回路が故障した場合、第１の音再生装置が異常な音を発生させることなく、第２の音再生装置が正常な音を発生させることができる。
前記半導体装置の一態様において、
前記変換方法は、ウェーブレットパケット分解であってもよい。
この半導体装置によれば、比較回路は、誤差を分散させる特徴を有するウェーブレットパケット分解を利用して音源信号と第２のパルス符号変調信号との相関を示す信号を生成するので、例えば、外部装置は、比較回路から出力される信号に基づいて、パルス幅変調回路を含む音源再生回路が正常である場合に故障していると誤判定するおそれが低減される。
前記半導体装置の一態様において、
前記第１の変換回路は、所定周期で前記第２のパルス幅変調信号を積分して前記第２のパルス符号変調信号を生成してもよい。
この半導体装置によれば、情報を欠落させることなく第２のパルス幅変調信号を第２のパルス符号変調信号に変換することができる。
前記半導体装置の一態様は、
前記第１のパルス幅変調信号を増幅した増幅信号を出力する増幅回路と、
前記増幅信号を前記第２のパルス幅変調信号に変換する第２の変換回路と、
を備えてもよい。
この半導体装置によれば、例えば、外部装置が、比較回路から出力される信号に基づいて、パルス幅変調回路及び増幅回路を含む音源再生回路の故障検出を精度良く行うことができる。
前記半導体装置の一態様において、
前記第２のパルス幅変調信号は、前記第１のパルス幅変調信号であってもよい。
電子機器の一態様は、
前記半導体装置の一態様と、
音再生装置と、
を備え、
前記半導体装置は、前記第１のパルス幅変調信号を増幅した増幅信号を前記音再生装置に出力する増幅回路を備える。
この電子機器によれば、音源再生回路の故障検出を精度良く行うために必要な信号を生成することができる半導体装置を備えるので、信頼性を高めることができる。
１…半導体装置、２…マイクロコントロールユニット、３，３ａ，３－１～３－ｍ…音再生装置、１０…通信インターフェース回路、２０…メモリー、２１－１～２１－ｎ…音源データ、３０…変調回路、３１…デジタルフィルター、３２…シグマデルタ変調回路、４
０…変調回路、４１…パルス幅変調回路、５０…増幅回路、５１Ｐ，５１Ｎ…Ｄ級アンプ、６０…変換回路、６１Ｐ，６１Ｎ…２値化回路、７０…変換回路、７１…ＰＣＭ変換回路、８０…比較回路、９０…故障検出回路、９２…スイッチ、１００，１００ａ…音源再生回路、１１０…検査回路、３００…電子機器、３００Ａ…警告装置、３１０…処理部、３２０…操作部、３３０…記憶部、３４０…表示部、４００…車両

Claims (8)

  1. 音源信号である第１のパルス符号変調信号に基づく信号をパルス幅変調して第１のパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調回路と、
    前記第１のパルス幅変調信号に基づく第２のパルス幅変調信号を第２のパルス符号変調信号に変換する第１の変換回路と、
    前記第１のパルス符号変調信号を逆変換可能な変換方法により第１の比較対象信号に変換し、前記第２のパルス符号変調信号を前記変換方法により第２の比較対象信号に変換し、前記第１の比較対象信号と前記第２の比較対象信号とを比較する比較回路と、
    を備える、半導体装置。
  2. 請求項１において、
    前記比較回路の比較結果に基づいて、前記パルス幅変調回路を含む音源再生回路の故障を検出する故障検出回路を備える、半導体装置。
  3. 請求項２において、
    前記第１のパルス幅変調信号を増幅した増幅信号を第１の音再生装置に出力する増幅回路を備え、
    前記故障検出回路は、前記音源再生回路の故障を検出した場合に、前記第１のパルス符号変調信号に基づく信号を前記第１の音再生装置とは異なる第２の音再生装置に出力させる、半導体装置。
  4. 請求項１において、
    前記変換方法は、ウェーブレットパケット分解である、半導体装置。
  5. 請求項１において、
    前記第１の変換回路は、所定周期で前記第２のパルス幅変調信号を積分して前記第２のパルス符号変調信号を生成する、半導体装置。
  6. 請求項１において、
    前記第１のパルス幅変調信号を増幅した増幅信号を出力する増幅回路と、
    前記増幅信号を前記第２のパルス幅変調信号に変換する第２の変換回路と、
    を備える、半導体装置。
  7. 請求項１において、
    前記第２のパルス幅変調信号は、前記第１のパルス幅変調信号である、半導体装置。
  8. 請求項１に記載の半導体装置と、
    音再生装置と、
    を備え、
    前記半導体装置は、前記第１のパルス幅変調信号を増幅した増幅信号を前記音再生装置に出力する増幅回路を備える、電子機器。
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