JP2023530150A - モータ制御ユニット、制御方法、及びパワーアセンブリ - Google Patents

モータ制御ユニット、制御方法、及びパワーアセンブリ Download PDF

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Abstract

Figure 2023530150000001
モータ制御ユニット、制御方法、及びパワーアセンブリは、インバータ回路の分野に関し、インバータ回路のコストを低減させるとともインバータ回路のシステム効率を向上させるために使用される。当該モータ制御ユニットは、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路(111)と制御装置(112)とを含む。三相フルブリッジ３レベルインバータ回路(111)は、垂直ブリッジ回路及び水平ブリッジ回路を含む。垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、モータの最大電流以上である。水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量よりも小さい。制御装置(112)は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御するように構成される。

Description

この出願は、インバータ回路の分野に関し、特に、モータ制御ユニット（motor control unit、ＭＣＵ）、制御方法、及びパワーアセンブリに関連している。
電気自動車では、バッテリがインバータ回路を介してモータに電流を送る。インバータ回路は通常、三相フルブリッジインバータ回路である。三相フルブリッジインバータ回路は、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路と三相フルブリッジ３レベルインバータ回路を含む。２レベルとは、出力相電圧に２レベルの状態があることを意味し、３レベルとは、出力相電圧に３レベルの状態があることを意味する。
三相フルブリッジ２レベルインバータ回路によって出力される電圧及び電流には比較的高い高調波が存在し、その結果、モータの損失が増加する。また、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路が電気自動車に適用される場合、低トルク領域で、パワーが小さく、スイッチング損失が大きな割合を占め、インバータ回路のシステム効率が低く、航続走行可能距離が減少する。三相フルブリッジ２レベルインバータ回路と比較して、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路のスイッチングトランジスタの数が２倍であり、全てのスイッチングトランジスタが同じ電流容量を持つ。全てのスイッチングトランジスタが連続して動作すると、全てのスイッチングトランジスタが損傷されやすい。従って、コストが増加する。
この出願の実施形態は、インバータ回路のコストを低減させるとともに、インバータ回路のシステム効率を向上させるための、ＭＣＵ、制御方法、及びパワーアセンブリを提供する。
上述の目的を達成するため、この出願の実施形態では以下の技術的ソリューションが使用される。
第１の態様によれば、モータ制御ユニットが提供され、当該モータ制御ユニットは、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路と制御装置とを含む。三相フルブリッジ３レベルインバータ回路は、垂直ブリッジ回路及び水平ブリッジ回路を含む。垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、モータの最大電流以上である。水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量よりも小さい。制御装置は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御するように構成される。
この出願のこの実施形態で提供されるモータ制御ユニットによれば、Ｔ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路を基礎として、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが、モータのトルク、出力端子によって出力される電流、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御される。インバータ回路のシステム効率を向上させるために、低トルク領域では、当該ＭＣＵが３レベル動作モードで動作するように、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化される。三相フルブリッジインバータ回路内の全てのスイッチングトランジスタが連続動作する場合を避けるために、高トルク領域では水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが無効化される。また、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量が、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量よりも小さく、換言すれば、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの仕様を下げることができ、インバータ回路のコストが低減される。
取り得る一実装において、制御装置は具体的に、モータのトルクが第１トルク閾値より高い、又は出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より大きい、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第１温度閾値より高い、又は水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第１電圧閾値より高い場合に、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化し、モータのトルクが第１トルク閾値より高くない、又は出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より大きくない、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第１温度閾値より高くない、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第１電圧閾値より高くない場合に、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化する、ように構成される。この実装では、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタに関する過電流、過熱、又は過電圧を回避するように、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを保護することができる。
取り得る一実装において、制御装置は更に、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、出力端子によって出力される電流、モータの回転数、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御する、ように構成される。
取り得る一実装において、制御装置は具体的に、モータのトルクが第２トルク閾値より高い、又は出力端子によって出力される電流が第２過電流閾値より大きいときに、モータの回転数が回転数閾値以下である、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第２温度閾値より高い、又は垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第２電圧閾値より高い場合に、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化し、モータの回転数が回転数閾値より高い、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第２温度閾値より高くない、及び垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第２電圧閾値より高くない場合に、垂直ブリッジ回路内の上側ハーフブリッジスイッチングトランジスタ又は下側ハーフブリッジスイッチングトランジスタを導通させ、モータのトルクが第２トルク閾値以下である、又は出力端子によって出力される電流が第２過電流閾値以下であるときに、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化する、ように構成される、この実装では、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタに関する過電流、過熱、又は過電圧を回避するように、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを保護することができる。
取り得る一実装において、制御装置は更に、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化又は無効化した後に、出力端子によって出力される電圧が変化しないままであるように、パルス幅変調制御信号のデューティサイクルを調整する、ように構成される。三相フルブリッジ２レベルインバータ回路と三相フルブリッジ３レベルインバータ回路とでは、異なる電圧を出力する。従って、電圧脈動がモータに影響を及ぼすことを防ぐために、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電圧が変化しないままであるように、ＰＷＭ制御信号のデューティサイクルが調整される。
第２の態様によれば、モータ制御ユニットの制御方法が提供され、当該制御方法は、第１の態様又は第１の態様の実装のうちのいずれか１つにおけるモータ制御ユニットに適用される。当該制御方法は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御すること、を含む。
取り得る一実装において、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御することは、モータのトルクが第１トルク閾値より高い、又は出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より大きい、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第１温度閾値より高い、又は水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第１電圧閾値より高い場合に、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化し、モータのトルクが第１トルク閾値より高くない、又は出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より大きくない、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第１温度閾値より高くない、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第１電圧閾値より高くない場合に、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化する、ことを含む。
取り得る一実装において、当該方法は更に、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、出力端子によって出力される電流、モータの回転数、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御すること、を含む。
取り得る一実装において、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、出力端子によって出力される電流、モータの回転数、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御することは、モータのトルクが第２トルク閾値より高い、又は出力端子によって出力される電流が第２過電流閾値より大きいときに、モータの回転数が回転数閾値以下である、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第２温度閾値より高い、又は垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第２電圧閾値より高い場合に、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化し、モータの回転数が回転数閾値より高い、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第２温度閾値より高くない、及び垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第２電圧閾値より高くない場合に、垂直ブリッジ回路内の上側ハーフブリッジスイッチングトランジスタ又は下側ハーフブリッジスイッチングトランジスタを導通させ、モータのトルクが第２トルク閾値以下である、又は出力端子によって出力される電流が第２過電流閾値以下であるときに、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化する、ことを含む。
取り得る一実装において、当該方法は更に、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化又は無効化された後に、出力端子によって出力される電圧が変化しないままであるように、パルス幅変調制御信号のデューティサイクルを調整すること、を含む。
第３の態様によれば、パワーアセンブリが提供され、当該パワーアセンブリは、第１の態様又は第１の態様の実装のうちのいずれか１つにおけるモータ制御ユニットと、直流電源と、モータとを含む。モータ制御ユニットが、直流電源によって出力される直流を交流に変換し、モータに電力を供給し、モータの回転数を制御するように構成される。
第４の態様によれば、コンピュータ読み取り可能記憶媒体が提供される。当該コンピュータ読み取り可能記憶媒体はコンピュータプログラムを格納している。該コンピュータプログラムがコンピュータ上で実行されるとき、第２の態様及び第２の態様の実装のうちのいずれか１つにおける方法が実行される。
第５の態様によれば、命令を含んだコンピュータプログラムプロダクトが提供される。該命令がコンピュータ又はプロセッサ上で実行されるとき、第２の態様及びその実装のうちのいずれか１つにおける方法が実行される。
第２の態様から第５の態様の技術的効果については、第１の態様のコンテンツを参照されたい。詳細をここで繰り返すことはしない。
この出願の一実施形態に従ったパワーアセンブリ及びＭＣＵの構成の概略図である。 この出願の一実施形態に従った他のパワーアセンブリ及び他のＭＣＵの構成の概略図である。 この出願の一実施形態に従った更なる他のパワーアセンブリ及び更なる他のＭＣＵの構成の概略図である。 この出願の一実施形態に従った三相フルブリッジ２レベルインバータ回路における各電圧ベクトルの空間位置の概略図である。 この出願の一実施形態に従った７セグメントＰＷＭ波形の概略図である。 この出願の一実施形態に従った、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路とモータとが組み合わされた後に存するシステム効率の概略図である。 この出願の一実施形態に従った更に他のパワーアセンブリ及び更に他のＭＣＵの構成の概略図である。 この出願の一実施形態に従った制御方法の概略フローチャートである。 この出願の一実施形態に従った他の制御方法の概略フローチャートである。 この出願の一実施形態に従った更なる他の制御方法の概略フローチャートである。 この出願の一実施形態に従った２レベル動作モードにおけるスイッチングトランジスタの導通状態の概略図である。 この出願の一実施形態に従った三相フルブリッジ３レベルインバータ回路における各電圧ベクトルの空間位置の概略図である。 この出願の一実施形態に従った３レベル動作モードにおけるスイッチングトランジスタの導通状態の概略図である。 この出願の一実施形態に従った、２レベル動作モードから３レベル動作モードへの切り換えが行われるときに存するスイッチングトランジスタの導通状態の概略図である。
この出願における一部概念を最初に説明する。
ボルト－秒バランス原理：ボルト－秒バランス原理はインダクタに対して最初に提案された。ボルト－秒の値はボルト－秒積である。スイッチング回路が安定に動作しているとき、スイッチング周期におけるインダクタの電流変化の積分は０であり、すなわち、インダクタを通過する電流増加と電流減少とが等しい。パルス幅変調（pulse width modulation、ＰＷＭ）に適用される場合、ボルト－秒バランス原理は、次式：ＶＯＮ＊ＴＯＮ＝ＶＯＦＦ＊ＴＯＦＦに反映され、ここで、ＶＯＮは、インダクタがオンにされるときに存するインダクタの両端の電圧を表し、ＶＯＦＦは、インダクタがオフにされるときに存するインダクタの両端の電圧を表し、ＴＯＮは、インダクタがオンにされる時間を表し、ＴＯＦＦは、インダクタがオフにされる時間を表す。
モータのトルクを測定する方法には、以下に限られないが、平衡力法、伝達法、又はエネルギー変換法を含む。
平衡力法：定常動作状態における機械的伝達コンポーネントについて、モータスピンドル上にトルクＴが存在し、モータ本体上にトルクＴ’が存在する。トルクＴとトルクＴ’は、大きさにおいて等しく、向きにおいて逆である。モータ本体上のトルクＴ’を測定することによって、モータスピンドル上のトルクＴを得ることができる。力のアーム上に作用する力をＦとし、力のアームの長さをＬとすると、Ｔ’＝ＬＦである。モータ本体によって測定点に及ぼされる力Ｆと、モータ本体と測定点の間の力のアームＬとを測定することによって、Ｔ’を得ることができ、そして、トルクＴが得られる。
伝達法：モータがトルクを弾性素子に伝達するとき、弾性素子の物理パラメータがある程度変化し、その変化とトルクとの間の対応関係を用いることにより、モータによって出力されるトルクを測定することができる。異なる物理パラメータに基づき、伝達法は更に、磁気弾性法、ひずみ法、振動ワイヤ法、又は光電法などを含む。現在、トルク測定の分野には伝達法が最も広く適用されている。
エネルギー変換法：エネルギー保存の法則に基づき、例えば熱エネルギー又は電気エネルギーなどの他のパラメータを測定することによって、モータのトルクが間接的に測定される。
交流電流を測定する方法は、以下に限られないが、電磁測定法、電気測定法、及び整流測定法を含む。
電磁測定法：測定対象の磁束の変化を検出することによって交流電流が測定される。
電気測定法：例えば、固定コイルを用いて一定の電流が接続され、可動コイルを用いて被測定電流が接続され得る。これら２つのコイルが互いに排他的にトルクを発生し、トルクと電流との間の対応関係に基づいて交流電流が測定される。
整流測定法：被測定交流電流が、整流を通じて直流に変換され、直流と交流との間の電流変換関係に基づいて交流電流が得られる。しかし、この方法は正弦波の交流電流の測定に限られる。
この出願の実施形態において、ＭＣＵの出力端子によって出力される交流電流は、モータのトルクと正の相関がある。ＭＣＵの出力端子によって出力される電流が大きいほど、モータのトルクが高いことを示し、ＭＣＵの出力端子によって出力される電流が小さいほど、モータのトルクが低いことを示す。
スイッチングトランジスタの温度及び端子電圧を測定する方法は次の通りである。スイッチングトランジスタの温度は、スイッチングトランジスタに温度センサを組み込むことによって測定され得る。スイッチングトランジスタの端子電圧は、直列に接続されたスイッチングトランジスタの両端に結合されたバス電圧を測定することによって決定され得る。
この出願におけるＰＷＭは、空間ベクトルパルス幅変調（space vector pulse width modulation、ＳＶＰＷＭ）、差動パルス幅変調（differential pulse width modulation、ＤＰＷＭ）、正弦波パルス幅変調（sinusoidal pulse width modulation、ＳＰＷＭ）、又はこれらに類するものを含み得る。
この出願における直流電源は、例えば太陽電池、リチウムバッテリ、鉛酸蓄電池、大型キャパシタ、燃料電池、固体バッテリなどの電源装置とし得る。
この出願におけるモータは、例えば永久磁石同期モータ又は誘導モータなどの交流モータとし得る。
この出願におけるスイッチングトランジスタは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（insulated gate bipolar transistor、ＩＧＢＴ）、金属酸化膜半導体（metal oxide semiconductor、ＭＯＳ）トランジスタ、又はこれらに類するものとし得る。
図１、図２、及び図３に示すように、この出願の一実施形態はパワーアセンブリを提供する。当該パワーアセンブリは、電気自動車、電気船舶、又は他の分野に適用され得る。
当該パワーアセンブリは、ＭＣＵ１１、直流電源１２、及びモータ１３を含む。直流電源１２の２つの出力端子がＭＣＵ１１の２つの入力端子に接続され、ＭＣＵ１１の三相出力端子がモータ１３の三相入力端子に接続される。
例えば、ＭＣＵ１１は、図１に示す三相フルブリッジ２レベルインバータ回路、図２に示す中性点クランプＩ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路、又は図３に示すＴ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路を含み得る。
インバータ回路のコアデバイスはスイッチングトランジスタである。ＭＣＵ１１は、モータ１３の回転数を制御するために、ＰＷＭを通じて、スイッチングトランジスタを導通・遮断すべく制御し、直流電源１２によって出力される直流を交流に変換し、モータ１３に電力を供給し、ＰＷＭ制御信号のデューティサイクルを調整して出力交流の電圧及び電流を制御する。
図１に示す三相フルブリッジ２レベルインバータ回路は、キャパシタＣ１及び３つブリッジアームを含む。キャパシタＣ１の両端が、それぞれ、バスの正極及び負極に結合され、キャパシタＣ１の両端は更に、それぞれ、３つのブリッジアームの各々の両端に結合される。各ブリッジアームが、つまりは第１スイッチングトランジスタと第２スイッチングトランジスタである直列に接続された２つのスイッチングトランジスタを含み、さらに、これらスイッチングトランジスタにそれぞれ逆並列接続された２つのダイオードＤ０を含む。例えば、第１ブリッジアームの第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａと第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａが直列に接続され、第２ブリッジアームの第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ｂと第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ｂが直列に接続され、第３ブリッジアームの第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ｃと第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ｃが直列に接続される。
各ブリッジアームの第１スイッチングトランジスタと第２スイッチングトランジスタとの接続点が、そのブリッジアームに対応する出力端子である。例えば、第１ブリッジアームの出力端子はＡであり、第２ブリッジアームの出力端子はＢであり、第３ブリッジアームの出力端子はＣである。すなわち、第１ブリッジアームはＡ相電圧を出力し、第２ブリッジアームはＢ相電圧を出力し、第３ブリッジアームはＣ相電圧を出力する。これら３つの出力端子がモータ１３に結合されるように構成される。
同時に、各ブリッジアームにおいて、一方のスイッチングトランジスタが導通されるとともに、他方のスイッチングトランジスタが遮断されることが常に当てはまる。ブリッジアームの上側のスイッチングトランジスタが導通され、下側のスイッチングトランジスタが遮断される場合を状態１として定義し、上側のスイッチングトランジスタが遮断され、下側のスイッチングトランジスタが導通される場合を状態０として定義すると、３つのブリッジアームのスイッチングトランジスタは８つの異なる電圧ベクトルを形成する。８つの異なる電圧ベクトルは、６つの有効電圧ベクトル（Ｖ１（００１）、Ｖ２（０１０）、Ｖ３（０１１）、Ｖ４（１００）、Ｖ５（１０１）、及びＶ６（１１０））と、２つのゼロベクトル（Ｖ０（０００）及びＶ７（１１１））とを含む。
図４は、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路における各電圧ベクトルの空間位置を示している。例えば、基準電圧ベクトルＶｒｅｆがセクタＩＩＩ内に位置するとき、基準電圧ベクトルＶｒｅｆは、２つの隣接する有効電圧ベクトルＶ４（１００）及びＶ６（１１０）と、ゼロベクトルＶ０（０００）／Ｖ７（１１１）とを含む。別のセクタ内に位置する基準電圧ベクトルも同様にして計算される。
基準電圧ベクトルに隣接する２つの有効電圧ベクトル及び０ベクトルの各々の作用時間を、ボルト－秒バランス原理に基づいて計算することができ、図５に示す７セグメントＰＷＭ波形を得ることができる。基準電圧ベクトルは、特定の瞬間に特定のセクタに作用する電圧ベクトルである。平均等価の原理に基づき、基準電圧ベクトルは、基準電圧ベクトルに隣接する２つの非ゼロ基底ベクトル及び０ベクトルと等価であるとし得る。
図５において、ｔ０は０ベクトルの作用時間を表し、ｔ１は基準電圧ベクトルに隣接する一方の有効電圧ベクトルの作用時間を表し、ｔ２は基準電圧ベクトルに隣接する他方の有効電圧ベクトルの作用時間を表し、Ａ／Ｂ／Ｃは、図１のＡ／Ｂ／Ｃに対応するものである三相出力を表している。分かり得ることには、各相の出力電圧には、つまりはハイレベルとローレベルとの２つのレベルのみが存在する。
図６は、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路とモータとが組み合わされた後に存するシステム効率の概略図である。図中の勾配値がシステム効率を表している。分かり得ることには、低トルク領域では比較的低いシステム効率が存する。例えば、トルクが２５Ｎｍ未満であるとき、システム効率は９０％未満であり、トルクが５Ｎｍであるとき、システム効率は８０％未満である。
表１は、新欧州ドライビングサイクル（new European driving cycle、ＮＥＤＣ）によって公表された電気自動車の定常作動点データを示している。“モータのトルク（Ｎｍ）”の列のデータから分かり得ることには、電気自動車の定常作動点は低トルク領域に集中している。従って、電気自動車のＭＣＵに三相フルブリッジ２レベルインバータ回路が使用される場合、非常に低いシステム効率が存する。
Figure 2023530150000002
要するに、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路によって出力される電圧には２つのレベルしかなく、比較的高い高調波が出力電圧及び出力電流に存在する。その結果、モータのトルクリプルが大きくなり、ノイズが強くなり、損失が増加する。また、電気自動車のＭＣＵにこのトポロジーが使用されると、低トルク領域で、パワーが小さく、スイッチング損失が大きな割合を占め、システム効率が低く、航続走行可能距離が減少する。
図１に示す三相フルブリッジ２レベルインバータ回路と比較して、図２又は図３に示す三相フルブリッジ３レベルインバータ回路によって出力される電圧は３つのレベルを含み、出力電圧の波形が理想的な正弦波波形にいっそう似たものとなり、出力電圧及び出力電流の両方で高調波が低くなる。従って、インバータ回路のシステム効率を向上させることができる。また、同じ電圧レベルで、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路内のスイッチングトランジスタが低い耐電圧を持ち、電磁干渉を低減させることができる。故に、高電圧及びハイパワーのシナリオには三相フルブリッジ３レベルインバータ回路が比較的広く適用されている。
図２の三相フルブリッジ３レベルインバータ回路は、直列に接続された２つの分圧器キャパシタ（第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２）、中性点ｎ、及び３つのブリッジアームを含む。
第１キャパシタＣ１の両端は、それぞれ、バスの正極及び中性点ｎに結合され、第２キャパシタＣ２の両端は、それぞれ、バスの負極及び中性点ｎに結合される。各分圧器キャパシタの端子電圧は直流電源の電圧Ｖｄｃの半分、すなわち、Ｖｄｃ／２である。
各ブリッジアームが、直列に接続された４つのスイッチングトランジスタを含む。例えば、第１ブリッジアーム内の第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａ、第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａ、第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａ、及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａが直列に接続され、第２ブリッジアーム内の第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ｂ、第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ｂ、第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ｂ、及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ｂが直列に接続され、第３ブリッジアーム内の第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ｃ、第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ｃ、第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ｃ、及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ｃが直列に接続される。
各ブリッジアーム内の第２スイッチングトランジスタと第３スイッチングトランジスタとの接続点が、そのブリッジアームに対応する出力端子である。例えば、第１ブリッジアームの出力端子はＡであり、第２ブリッジアームの出力端子はＢであり、第３ブリッジアームの出力端子はＣである。すなわち、第１ブリッジアームはＡ相電圧を出力し、第２ブリッジアームはＢ相電圧を出力し、第３ブリッジアームはＣ相電圧を出力する。これら３つの出力端子がモータ１３に結合されるように構成される。
各ブリッジアーム内で、第１スイッチングトランジスタと第３スイッチングトランジスタとが相補的に導通されるとともに、第２スイッチングトランジスタと第４スイッチングトランジスタとが相補的に導通される。例えば、第１スイッチングトランジスタが導通されるときには、第３スイッチングトランジスタが遮断され、第３スイッチングトランジスタが導通されるときには、第１スイッチングトランジスタが遮断され、そして、第２スイッチングトランジスタが導通されるときには、第４スイッチングトランジスタが遮断され、第４スイッチングトランジスタが導通されるときには、第２スイッチングトランジスタが遮断される。
各ブリッジアームは更に、スイッチングトランジスタにそれぞれ逆並列接続された４つのダイオードＤ０を含む。ダイオードＤ０は還流ダイオードとも呼ばれ、負荷電流の還流経路として機能して、スイッチングトランジスタが損傷されることを防止する。
各ブリッジアームは更にダイオードＤ１及びダイオードＤ２を含む。３つのブリッジアームの各々内で、ダイオードＤ１は、中性点ｎを、第１スイッチングトランジスタと第２スイッチングトランジスタとの接続点に結合する。３つのブリッジアームの各々内で、ダイオードＤ２は、中性点ｎを、第３スイッチングトランジスタと第４スイッチングトランジスタとの接続点に結合する。ダイオードＤ１及びダイオードＤ２はクランプダイオードと呼ばれる。
Ｉ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の動作モードを、第１ブリッジアームを例として用いて説明する。中性点ｎの電圧が基準ゼロ電位であり、且つ第１垂直ブリッジアームの出力端子Ａからモータに電流が流れる方向が正方向であると仮定する。
（１）第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａ及び第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａが導通され、且つ第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａ及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａが遮断されるとき、電流の向きが正であるか負であるかにかかわらず、出力端子Ａによって出力される電圧は直流電源の電圧Ｖｄｃの半分、すなわち、Ｖｄｃ／２となる。
（２）第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａ及び第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａが導通され、且つ第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａ及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａが遮断されるとき、ブリッジアーム内の２つのクランプダイオードＤ１及びＤ２が出力端子Ａを中性点ｎにクランプし、電流の向きが正であるか負であるかにかかわらず、出力端子Ａによって出力される電圧は０となる。
（３）第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａ及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａが導通され、且つ第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａ及び第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａが遮断されるとき、電流の向きが正であるか負であるかにかかわらず、出力端子Ａによって出力される電圧は－Ｖｄｃ／２となる。
図３のＴ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路は、第１キャパシタＣ１と、第２キャパシタＣ２と、３つの垂直ブリッジアームを含む垂直ブリッジ回路と、３つの水平ブリッジアームを含む水平ブリッジ回路と、中性点ｎとを含む。
第１キャパシタＣ１の両端が、それぞれ、バスの正極及び中性点ｎに結合され、第２キャパシタＣ２の両端が、それぞれ、バスの負極及び中性点ｎに結合される。垂直ブリッジアームの両端が、それぞれ、バスの正極及び負極に結合される。
各垂直ブリッジアームが、直列に接続された２つのスイッチングトランジスタを含む。例えば、第１垂直ブリッジアーム内の第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａと第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａが直列に接続され、第２垂直ブリッジアーム内の第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ｂと第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ｂが直列に接続され、第３垂直ブリッジアーム内の第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ｃと第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ｃが直列に接続される。
各水平ブリッジアームが、逆直列接続された２つのスイッチングトランジスタを含む。例えば、第１水平ブリッジアーム内の第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａと第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａが直列に接続され、第２水平ブリッジアーム内の第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ｂと第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ｂが直列に接続され、第３水平ブリッジアーム内の第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ｃと第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ｃが直列に接続される。
各垂直ブリッジアーム内の２つのスイッチングトランジスタ（第１スイッチングトランジスタＳ１及び第４スイッチングトランジスタＳ４）の接続点が、そのブリッジアームに対応する出力端子である。例えば、第１垂直ブリッジアームの出力端子はＡであり、第２垂直ブリッジアームの出力端子はＢであり、第３垂直ブリッジアームの出力端子はＣである。すなわち、第１ブリッジアームはＡ相電圧を出力し、第２ブリッジアームはＢ相電圧を出力し、第３ブリッジアームはＣ相電圧を出力する。これら３つの出力端子がモータ１３に結合されるように構成される。
水平ブリッジアームの両端が、それぞれ、垂直ブリッジアームの出力端子及び中性点ｎに結合される。例えば、第１水平ブリッジアームの両端が、それぞれ、第１垂直ブリッジアームの出力端子Ａ及び中性点ｎに結合され、第２水平ブリッジアームの両端が、それぞれ、第２垂直ブリッジアームの出力端子Ｂ及び中性点ｎに結合され、第３水平ブリッジアームの両端が、それぞれ、第３垂直ブリッジアームの出力端子Ｃ及び中性点ｎに結合される。
各垂直ブリッジアーム又は各水平ブリッジアームは更に、スイッチングトランジスタにそれぞれ逆並列接続された２つのダイオードＤ０を含む。
なお、Ｔ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタと、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタとが、異なる種類のデバイスであってもよい。例えば、水平ブリッジ回路にＭＯＳトランジスタが使用されるとともに、垂直ブリッジ回路にＩＧＢＴが使用されたり、水平ブリッジ回路にＩＧＢＴが使用されるとともに、垂直ブリッジ回路にＭＯＳトランジスタが使用されたりする。
図２のＩ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路と比較して、図３のＴ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路では、クランプダイオードを用いて出力端子を中性点ｎにクランプするようにはなっておらず、代わりに、水平ブリッジアーム内の逆直列接続された２つのスイッチングトランジスタ（例えば、第１水平ブリッジアーム内の第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａ及び第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａ）を用いて垂直ブリッジアームの出力端子（例えば、第１垂直ブリッジアームの出力端子Ａ）を中性点ｎに接続することで、垂直ブリッジアームの出力端子を中性点ｎにクランプしている。
Ｔ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の動作モードを、第１垂直ブリッジアーム及び第１水平ブリッジアームを例として用いて説明する。中性点ｎの電圧が基準ゼロ電位であり、且つ第１垂直ブリッジアームの出力端子Ａからモータに電流が流れる方向が正方向であると仮定する。
（１）第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａ及び第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａが導通され、且つ第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａ及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａが遮断されるとき、電流の向きが正であるか負であるかにかかわらず、出力端子Ａによって出力される電圧は直流電源の電圧Ｖｄｃの半分、すなわち、Ｖｄｃ／２となる。
（２）第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａ及び第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａが導通され、且つ第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａ及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａが遮断されるとき、第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａ及び第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａが出力端子Ａを中性点ｎにクランプし、電流の向きが正であるか負であるかにかかわらず、出力端子Ａによって出力される電圧は０となる。
（３）第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａ及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａが導通され、且つ第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａ及び第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａが遮断されるとき、電流の向きが正であるか負であるかにかかわらず、出力端子Ａによって出力される電圧は－Ｖｄｃ／２となる。
要するに、Ｉ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路であるのか、Ｔ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路であるのかにかかわらず、各出力端子によって出力される電圧に３つのレベルが存在する。従って、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路と比較して、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路によって出力される電圧及び電流では高調波が低い。しかしながら、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路と比較して、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路のスイッチングトランジスタの数が２倍であり、全てのスイッチングトランジスタが同じ電流容量を持つ。全てのスイッチングトランジスタが連続して動作すると、全てのスイッチングトランジスタが損傷されやすい。従って、コストが増加する。
この出願の実施形態はＭＣＵ及び制御方法を提供する。Ｔ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路を基礎として、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが、モータのトルク、出力端子によって出力される電流、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御される。低トルク領域で、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化される。この場合、なおもＴ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路（簡潔に３レベル動作モードと呼ぶことがある）が存在し、システム効率が向上され、航続走行可能距離が増加される。それ以外では、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが無効化される。この場合には、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが損傷されることを防ぐために、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路（簡潔に２レベル動作モードと呼ぶことがある）への劣化が存する。また、インバータ回路のコストを低減させるために、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量が、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量よりも小さい。さらに、異なる動作モード間での切り換えが行われる前、後、及び時に全てのスイッチングトランジスタを保護できることを確保するように、スイッチングトランジスタが保護される。
図７に示すように、この出願の一実施形態はＭＣＵ１１を提供する。ＭＣＵ１１は、モータの回転数を制御するために、モータのトルク、又はＭＣＵ１１の出力端子によって出力される電流を取得し、該トルクと該電流とのうち一方をモータのＱ軸電流Ｉｑ及びＤ軸電流Ｉｄへと変換（例えば、テーブルをルックアップすることによって該トルクと該電流とのうち一方を変換）し、対応するＱ軸電圧Ｕｑ及び対応するＤ軸電圧Ｕｄを取得し、更なる計算を行ってＰＷＭ制御信号の比較値を取得し、デューティサイクルを計算し、該デューティサイクルに基づいて、スイッチングトランジスタを導通及び遮断すべく制御し、直流電源１２によって出力される直流を交流に変換し、モータ１３に電力を供給し、出力交流の電圧及び電流を制御する。
ＭＣＵ１１は、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路１１１、制御装置１１２、水平ブリッジ駆動回路１１３、及び垂直ブリッジ駆動回路１１４を含む。
三相フルブリッジ３レベルインバータ回路１１１は、図３に示したＴ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路であり、すなわち、水平ブリッジ回路及び垂直ブリッジ回路を含む。三相フルブリッジ３レベルインバータ回路１１１の構成の説明については、上述の説明を参照されたい。詳細をここで繰り返すことはしない。
制御装置１１２は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを導通又は遮断すべく駆動するために、水平ブリッジ駆動回路１１３を用いることにより、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタにＰＷＭ制御信号を送り得る。制御装置１１２は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを導通又は遮断すべく駆動するために、垂直ブリッジ駆動回路１１４を用いることにより、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタにＰＷＭ制御信号を送り得る。ＰＷＭ制御信号は周期的なハイ－ローレベル信号である。
垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、モータ１３の最大電流以上であり、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量よりも小さい。例えば、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量の１／６であってもよい。あるいは、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量と垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量との間の比率は、実際の適用シナリオを参照して決定され得る。具体的なやり方はこの出願において限定されることではない。
水平ブリッジ回路（又は垂直ブリッジ回路）内のスイッチングトランジスタをどのように制御するのかを以下にて説明する。
取り得る一実装において、水平ブリッジ回路（又は垂直ブリッジ回路）内のスイッチングトランジスタは、水平ブリッジ回路（又は垂直ブリッジ回路）内のスイッチングトランジスタにイネーブル信号を送ることによって有効化されることができ、また、水平ブリッジ回路（又は垂直ブリッジ回路）内のスイッチングトランジスタは、水平ブリッジ回路（又は垂直ブリッジ回路）内のスイッチングトランジスタにディセーブル信号を送ることによって無効化されることができる。
例えば、スイッチングトランジスタがＮチャネルＭＯＳトランジスタである場合、制御装置１１２は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化するために、水平ブリッジ駆動回路１１３を用いて、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタのゲートにローレベル（ディセーブル信号）を出力して該スイッチングトランジスタを遮断し、また、制御装置１１２は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化するために、水平ブリッジ駆動回路１１３を用いて、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタのゲートにＰＷＭ制御信号（イネーブル信号）を出力する。
制御装置１１２は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化するために、垂直ブリッジ駆動回路１１４を用いて、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタのゲートにローレベル（ディセーブル信号）を出力して該スイッチングトランジスタを遮断し、また、制御装置１１２は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化するために、垂直ブリッジ駆動回路１１４を用いて、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタのゲートにＰＷＭ制御信号（イネーブル信号）を出力する。
他の取り得る一実装において、水平ブリッジ回路（又は垂直ブリッジ回路）内のスイッチングトランジスタは、物理的なスイッチを用いて有効化又は無効化されてもよい。
オプションで、水平ブリッジ回路と中性点との間に水平ブリッジ保護スイッチＫ１が更に存在してもよく、あるいは、水平ブリッジ回路と垂直ブリッジ回路との間に水平ブリッジ保護スイッチＫ２が更に存在してもよい。制御装置１１２が水平ブリッジ保護スイッチＫ１又は水平ブリッジ保護スイッチＫ２を閉じるように制御するとき、水平ブリッジ回路は三相フルブリッジ３レベルインバータ回路１１１に接続される。これは、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化にすることに相当する。制御装置１１２が水平ブリッジ保護スイッチＫ１又は水平ブリッジ保護スイッチＫ２を開くように制御するとき、水平ブリッジ回路は三相フルブリッジ３レベルインバータ回路１１１から切り離される。これは、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化することに相当する。
オプションで、垂直ブリッジ回路とバスの正極及び負極の各々との間に垂直ブリッジ保護スイッチＫ３が更に存在してもよい。制御装置１１２が垂直ブリッジ保護スイッチＫ３を閉じるように制御するとき、垂直ブリッジ回路は三相フルブリッジ３レベルインバータ回路１１１に接続される。これは、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化することに相当する。制御装置１１２が垂直ブリッジ保護スイッチＫ３を開くように制御するとき、垂直ブリッジ回路は三相フルブリッジ３レベルインバータ回路１１１から切り離される。これは、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化することに相当する。
制御装置１１２は、図８に示す制御方法を実行し得る：
Ｓ８０１． 水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御する。
モータのトルクと、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流とは、線形に相関し合い、あるいは互いに等価であり得る。従って、トルクと電流のいずれを測定してもよい。
モータのトルクは、上述の平衡力法、伝達法、若しくはエネルギー変換法、又はこれらに類するものを用いて測定され得る。ＭＣＵの出力端子（すなわち、垂直ブリッジ回路の出力端子）とモータとの間の経路上に変流器を設置することができ、該変流器の電流を測定することによって、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流が間接的に測定される。上述のように、インバータ回路によって出力される交流は標準的な正弦波交流ではなく、それ故に整流測定法には適さず、上述の電磁測定法又は電気測定法が使用され得る。
スイッチングトランジスタの温度及び端子電圧を測定する方法については、上述の説明を参照されたい。詳細をここで繰り返すことはしない。
具体的には、図１０に示すように、このステップは以下を含み得る：
Ｓ８０１１． モータのトルクが第１トルク閾値より高い、又は垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より大きい、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第１温度閾値より高い、又は水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第１電圧閾値より高い場合に、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化する。
モータのトルクが第１トルク閾値より高いという条件と、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より大きいという条件は、互いに等価である。
この出願のこの実施形態において、水平ブリッジ回路であるか垂直ブリッジ回路であるかにかかわらず、スイッチングトランジスタの温度が特定の温度閾値より高いケースは、スイッチングトランジスタに過熱が存するケースとして参照されてもよく、また、スイッチングトランジスタの端子電圧が特定の電圧閾値より高いケースは、スイッチングトランジスタに過電圧が存するケースとして参照されてもよい。どちらのケースでも、スイッチングトランジスタが不全であるとみなされ得る。
Ｓ８０１２． モータのトルクが第１トルク閾値より高くない、又は出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より大きくない、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第１温度閾値より高くない、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第１電圧閾値より高くない場合に、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化する。
換言すれば、モータのトルクが第１トルク閾値以下である、又は垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値以下である、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第１温度閾値以下である、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第１電圧閾値以下である場合には、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化される。
第１過電流閾値は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量以下とし得る。例えば、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量の１／６である。この場合、第１過電流閾値は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量の１／６以下とし得る。
モータのトルクは、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流と正の相関がある。従って、モータのピークトルクに対する第１トルク閾値の比は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量に対する第１過電流閾値の比以下とし得る。例えば、トルク閾値は、モータのピークトルクの１／６以下とし得る。
垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタ及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化されるとき、それは、ＭＣＵが３レベル動作モードに入ることに相当する。垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化され、且つ水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが無効化されるとき、それは、ＭＣＵが２レベル動作モードに入ることに相当する。垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタをどのように有効化するかについては、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタは常に有効化されてもよく、あるいは、図９及び図１０に示す制御方法を用いて、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化する時が決定される。これはこの出願において限定されることではない。特段の断りがない限り、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタはデフォルトでは有効化されているとみなされ、それ故に、ＭＣＵが３レベル動作モードと２レベル動作モードとの間で切り換えられるときに、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタはデフォルトで有効化されているとみなされる。
モータのトルクが第１トルク閾値より低いとき（低トルク領域）、システム効率を向上させるために、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化され、ＭＣＵは３レベル動作モードにある。また、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流値は対応する電流容量よりも小さく、それ故に、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが損傷されることはない。モータのトルクが第１トルク閾値以上であるとき（高トルク領域）、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流値が対応する電流容量を超えることがある。この場合、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが損傷されるケースを回避するために、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが無効化され、ＭＣＵは２レベル動作モードにある。
２レベル動作モードと３レベル動作モードとの間でＭＣＵが頻繁に切り換えられることを防ぐために、第１過電流閾値又は第１トルク閾値に閾値ヒステリシスを導入してもよい。すなわち、ステップＳ８０１２で、第１過電流閾値が、第１過電流閾値と過電流閾値ヒステリシスとの間の差で置き換えられ、第１トルク閾値が、第１トルク閾値とトルク閾値ヒステリシスとの間の差で置き換えられる。
例えば、ＭＣＵが３レベル動作モードで動作しているときに、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より大きい、又はモータのトルクが第１トルク閾値より高い場合、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが無効化され、換言すれば、２レベル動作モードへの切り換えが行われる。ＭＣＵが２レベル動作モードで動作しているときに、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値と過電流閾値ヒステリシスとの間の差より小さい、又はモータのトルクが第１トルク閾値とトルク閾値ヒステリシスとの間の差以下である場合、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化され、換言すれば、３レベル動作モードへの切り換えが行われる。
なお、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化又は無効化した後に、制御装置は更に、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電圧が変化しないままであるように、ＰＷＭ制御信号のデューティサイクルを調整し得る。三相フルブリッジ２レベルインバータ回路と三相フルブリッジ３レベルインバータ回路とでは、異なる電圧を出力する。従って、電圧脈動がモータに影響を及ぼすことを防ぐために、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電圧が変化しないままであるように、ＰＷＭ制御信号のデューティサイクルが調整される。
また、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化又は無効化した後に、制御装置は更に、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが過電流によって損傷されるケースを回避するために、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より小さくなるようにＰＷＭ制御信号のデューティサイクルを調整し得る。
図１１に示すように、２レベル動作モードでは、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタ（第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａ／Ｓ２＿Ｂ／Ｓ２＿Ｃ、及び第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａ／Ｓ３＿Ｂ／Ｓ３＿Ｃ）が無効化され、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタ（第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａ／Ｓ１＿Ｂ／Ｓ１＿Ｃ、及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａ／Ｓ４＿Ｂ／Ｓ４＿Ｃ）が周期的に導通及び遮断される。
３レベル動作モードでは、各相の出力電圧がＶｄｃ／２のときのＰ状態が存在し、出力電圧が０であるときのＯ状態が存在し、且つ出力電圧が－Ｖｄｃ／２であるときのＮ状態が存在すると、Ｔ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路では合計２７個のスイッチング状態が存在する。
図１２は、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路における各電圧ベクトルの空間位置を示している。例えば、図中に示すセクタ内に基準電圧ベクトルＶｒｅｆが位置するとき、基準電圧ベクトルＶｒｅｆは、有効電圧ベクトルＰＰ０（００Ｎ）、Ｐ００（０ＮＮ）、ＰＮＮ、Ｐ０Ｎ、及びＰＰＮと、ゼロベクトル（ＰＰＰ／０００／ＮＮＮ）とを含む。別のセクタ内に位置する基準電圧ベクトルも同様の方法で計算される。
図１３に示すように、３レベル動作モードでは、水平ブリッジ回路及び垂直ブリッジ回路の各々内の各ブリッジアームにおいて、一方のスイッチングトランジスタは導通又は遮断されたまま維持され、他方のスイッチングトランジスタが周期的に導通及び遮断される。
図１２に示すセクタ内に基準電圧ベクトルが位置していて、３レベル動作モードから２レベル動作モードへの切り換えが行われるとき、図１２に示した、基準電圧ベクトルＶｒｅｆが有効電圧ベクトルＰＰ０（００Ｎ）、Ｐ００（０ＮＮ）、ＰＮＮ、Ｐ０Ｎ、及びＰＰＮとゼロベクトル（ＰＰＰ／０００／ＮＮＮ）とを含むケースから、図４に示した、基準電圧ベクトルＶｒｅｆが有効電圧ベクトルＶ４（１００）、Ｖ６（１１０）とゼロベクトルＶ０（０００）／Ｖ７（１１１）とを含むケースへの切り換えが行われる。切り換えが行われるかにかかわらずに垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電圧が変化しないままであるように、有効電圧ベクトルＶ４（１００）及びＶ６（１１０）の各々の作用時間が調整される（ＰＷＭ制御信号のデューティサイクルが調整される）。スイッチングトランジスタの動作状態を図１４に示す。２レベル動作モードから３レベル動作モードへの切り換えを行うときには、切り換えのやり方が逆になる。
この出願の実施形態で提供されるモータ制御ユニット及び制御方法によれば、Ｔ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路を基礎として、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが、モータのトルク、出力端子によって出力される電流、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて有効化又は無効化される。インバータ回路のシステム効率を向上させるために、低トルク領域では、ＭＣＵが３レベル動作モードで動作するように、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化される。三相フルブリッジインバータ回路内の全てのスイッチングトランジスタが連続動作する場合を避けるために、高トルク領域では水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが無効化される。また、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量が、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量よりも小さく、換言すれば、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの仕様を下げることができ、インバータ回路のコストが低減される。
図９に示すように、当該制御方法は更に以下を含み得る：
Ｓ９０１． 垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、出力端子によって出力される電流、モータの回転数、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御する。
具体的には、図１０に示すように、このステップは以下を含む：
Ｓ９０１１． モータのトルクが第２トルク閾値より高い、又は出力端子によって出力される電流が第２過電流閾値より大きいときに、モータの回転数が回転数閾値以下である、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第２温度閾値より高い、又は垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第２電圧閾値より高い場合に、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化して、垂直ブリッジ回路を保護する。
垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量よりも大きく、それ故に、第２過電流閾値は第１過電流閾値より大きいが、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量以下である。また、モータのトルクは、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流と正の相関があり、それ故に、第２トルク閾値は第１トルク閾値より大きいが、モータのピークトルク以下である。
Ｓ９０１２． モータの回転数が回転数閾値より高い、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第２温度閾値より高くない、及び垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第２電圧閾値より高くない場合に、垂直ブリッジ回路内の上側ハーフブリッジスイッチングトランジスタ又は下側ハーフブリッジスイッチングトランジスタを導通させて、モータの巻線を短絡させる。
換言すれば、モータのトルクが第２トルク閾値より高い、又は出力端子によって出力される電流が第２過電流閾値より大きいときに、モータの回転数が回転数閾値より高い、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第２温度閾値以下である、及び垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第２電圧閾値以下である場合には、垂直ブリッジ回路内の上側ハーフブリッジスイッチングトランジスタ又は下側ハーフブリッジスイッチングトランジスタが導通されて、モータの巻線を短絡させる。
Ｓ９０１３． モータのトルクが第２トルク閾値以下である、又は出力端子によって出力される電流が第２過電流閾値以下であるときに、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化する。
垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量よりも大きく、換言すれば、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの仕様は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの仕様よりも高い。従って、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタは、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタよりも電圧及び高温に耐性があり、第２電圧閾値は第１電圧閾値より高く、第２温度閾値は第１温度閾値より高い。
垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタ及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが無効化されるとき、それは、ＭＣＵがシャットダウンモードに入ることに相当する。
この出願の一実施形態は更に、コンピュータ読み取り可能記憶媒体を提供する。当該コンピュータ読み取り可能記憶媒体はコンピュータプログラムを格納している。該コンピュータプログラムがコンピュータ又はプロセッサ上で実行されるとき、図８から図１０の制御方法が実行される。
この出願の一実施形態は更に、命令を含んだコンピュータプログラムプロダクトを提供する。該命令がコンピュータ又はプロセッサ上で実行されるとき、図８から図１０の制御方法が実行される。
この出願の一実施形態はチップシステムを提供する。当該チップシステムは、図８から図１０の制御方法を実行するように構成されたプロセッサを含む。
取り得る一設計において、当該チップシステムは更にメモリを含む。該メモリは、必要なプログラム命令及びデータを格納するように構成される。当該チップシステムは、チップと集積回路とを含んでもよいし、チップと別のディスクリートデバイスとを含んでもよい。これは、この出願のこの実施形態において特に制限されることではない。
この出願で提供されるコンピュータ読み取り可能記憶媒体、コンピュータプログラムプロダクト、又はチップシステムは、上述の方法を実行するように構成される。従って、当該コンピュータ読み取り可能記憶媒体、コンピュータプログラムプロダクト、又はチップシステムによって達成されることができる有益な効果については、上で提供された実装における有益な効果を参照されたい。詳細をここで説明することはしない。
この出願の実施形態におけるプロセッサはチップとし得る。例えば、プロセッサは、フィールドプログラマブルゲートアレイ（field-programmable gate array、ＦＰＧＡ）、特定用途向け集積回路（application specific integrated circuit、ＡＳＩＣ）、システム・オン・チップ（system on chip、ＳｏＣ）、又は中央プロセッサユニット（central processor unit、ＣＰＵ）、ネットワークプロセッサ（network processor、ＮＰ）、デジタル信号プロセッサ（digital signal processor、ＤＳＰ）、マイクロコントローラユニット（micro controller unit、ＭＣＵ）、又はプログラマブルロジックデバイス（programmable logic device、ＰＬＤ）、又は他の集積チップとし得る。
この出願の実施形態におけるメモリは、揮発性メモリ又は不揮発性メモリとすることができ、あるいは、揮発性メモリ及び不揮発性メモリを含んでもよい。不揮発性メモリは、読み出し専用メモリ（read-only memory、ＲＯＭ）、プログラム可能読み出し専用メモリ（programmable ROM、ＰＲＯＭ）、消去可能プログラム可能読み出し専用メモリ（erasable PROM、ＥＰＲＯＭ）、電気的消去可能プログラム可能読み出し専用メモリ（Electrically EPROM、ＥＥＰＲＯＭ）、又はフラッシュメモリとし得る。揮発性メモリは、ランダムアクセスメモリ（random access memory、ＲＡＭ）とすることができ、外部キャッシュとして使用される。限定ではなく例として、例えば、スタティックランダムアクセスメモリ（static RAM、ＳＲＡＭ）、ダイナミックランダムアクセスメモリ（dynamic RAM、ＤＲＡＭ）、同期ダイナミックランダムアクセスメモリ（synchronous DRAM、ＳＤＲＡＭ）、ダブルデータレート同期ダイナミックランダムアクセスメモリ（double data rate SDRAM、ＤＤＲ ＳＤＲＡＭ）、エンハンスト同期ダイナミックランダムアクセスメモリ（enhanced SDRAM、ＥＳＤＲＡＭ）、シンクリンクダイナミックランダムアクセスメモリ（synchlink DRAM、ＳＬＤＲＡＭ）、及びダイレクトランバスランダムアクセスメモリ（direct rambus RAM、ＤＲ ＲＡＭ）といった、数多くの形態のＲＡＭが使用され得る。なお、この明細書に記載されたシステム及び方法におけるメモリは、以下に限られないが、これらのメモリ、及び他の適切なタイプの任意のメモリを含む。
理解されるべきことには、上述のプロセスのシーケンス番号は、この出願の実施形態における実行シーケンスを意味するものではない。プロセスの実行シーケンスは、プロセスの機能及び内部ロジックに従って決定されるべきであり、この出願の実施形態の実装プロセスに対する如何なる限定も構成すべきでない。
当業者が認識し得ることには、この明細書に開示された実施形態にて説明された例と組み合わせて、ユニット及びアルゴリズムステップが、エレクトロニクスハードウェア又はコンピュータソフトウェアとエレクトロニクスハードウェアとの組み合わせによって実装され得る。機能がハードウェアによって実行されるのか、それともソフトウェアによって実行されるのかは、これらの技術的ソリューションの具体的な用途及び設計制約条件に依存する。当業者は、記載された機能を、具体的な用途ごとに異なる方法を用いて実装し得るが、その実装はこの出願の範囲を超えるものであるとみなされるべきでない。
当業者によって明確に理解されるべきことには、簡便で簡潔な説明のため、前述のシステム、装置、及びユニットの詳細な動作プロセスについては、前述の方法実施形態における対応するプロセスを参照されたい。詳細をここで再び説明することはしない。
この出願で提供される幾つかの実施形態において、理解されるべきことには、開示されたシステム、装置、及び方法は、他の方式で実装されてもよい。例えば、前述の装置実施形態は単なる例である。例えば、ユニットへの分割は、単なる論理機能分割であり、実際の実装においては別の分割であってもよい。例えば、複数のユニット又はコンポーネントが他のシステムへと結合又は統合されてもよいし、あるいは、一部の機構が無視されたり実行されなかったりしてもよい。また、図示又は説明された相互の結合、直接的な結合、又は通信接続は、何らかのインタフェースを介して実装されてもよい。装置又はユニット間の間接的な結合又は通信接続は、電子的な形態、機械的な形態、又は他の形態で実装されてもよい。
別々の部分として記載されたユニットは、物理的に分離されてもよいし、されなくてもよく、また、ユニットとして図示された部分は、物理的なユニットであってよいし、なくてもよく、１つの位置に置かれてもよく、あるいは、複数のネットワークユニット上に分散されてもよい。ユニットの一部又は全てが、実施形態のソリューションの目的を達成するための実際の要求に基づいて選択され得る。
また、この出願の実施形態における複数の機能ユニットが１つの処理ユニットへと統合されてもよく、それらのユニットの各々が物理的に単独で存在してもよく、あるいは、２つ以上のユニットが１つのユニットへと統合されてもよい。
上述の実施形態の全て又は一部は、ソフトウェア、ハードウェア、ファームウェア、又はこれらの任意の組み合わせを用いることによって実装され得る。実施形態を実装するのにソフトウェアプログラムが使用されるとき、実施形態の全て又は一部がコンピュータプログラムプロダクトの形態で実装されてもよい。コンピュータプログラムプロダクトは、１つ以上のコンピュータ命令を含む。コンピュータプログラム命令がコンピュータ上にロードされて実行されるとき、この出願の実施形態に従ったプロシージャ又はファンクションが完全に又は部分的に生成される。コンピュータは、汎用コンピュータ、専用コンピュータ、コンピュータネットワーク、又は他のプログラム可能な装置とし得る。コンピュータ命令は、コンピュータ読み取り可能記憶媒体に格納されることができ、あるいは、あるコンピュータ読み取り可能記憶媒体から別のコンピュータ読み取り可能記憶媒体へと伝送されてもよい。例えば、コンピュータ命令は、あるウェブサイト、コンピュータ、サーバ、又はデータセンターから、別のウェブサイト、コンピュータ、サーバ、又はデータセンターに、有線方式（例えば、同軸ケーブル、光ファイバ、又はデジタル加入者回線（Digital Subscriber Line、ＤＳＬ））又は無線方式（例えば、赤外線、無線、又はマイクロ波）で伝送され得る。コンピュータ読み取り可能記憶媒体は、コンピュータによってアクセス可能な任意の使用可能な媒体、又は１つ以上の使用可能な媒体を統合する例えばサーバ若しくはデータセンターなどのデータストレージ装置とし得る。使用可能な媒体は、磁気媒体（例えば、フロッピーディスク、ハードディスク、又は磁気テープ）、光媒体（例えば、ＤＶＤ）、半導体媒体（例えば、ソリッドステートディスク（solid state disk、ＳＳＤ））、又はこれらに類するものとし得る。
以上の説明は、単にこの出願の特定の実装であり、この出願の保護範囲を限定する意図ではない。この出願にて開示された技術範囲内で当業者が容易に考え付く如何なる変更又は置換もこの出願の保護範囲に入るものである。従って、この出願の保護範囲は請求項の保護範囲に従うものである。
この出願は、インバータ回路の分野に関し、特に、モータ制御ユニット（motor control unit、ＭＣＵ）、制御方法、及びパワーアセンブリに関連している。
電気自動車では、バッテリがインバータ回路を介してモータに電流を送る。インバータ回路は通常、三相フルブリッジインバータ回路である。三相フルブリッジインバータ回路は、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路と三相フルブリッジ３レベルインバータ回路を含む。２レベルとは、出力相電圧に２レベルの状態があることを意味し、３レベルとは、出力相電圧に３レベルの状態があることを意味する。
三相フルブリッジ２レベルインバータ回路によって出力される電圧及び電流には比較的高い高調波が存在し、その結果、モータの損失が増加する。また、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路が電気自動車に適用される場合、低トルク領域で、パワーが小さく、スイッチング損失が大きな割合を占め、インバータ回路のシステム効率が低く、航続走行可能距離が減少する。三相フルブリッジ２レベルインバータ回路と比較して、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路のスイッチングトランジスタの数が２倍であり、全てのスイッチングトランジスタが同じ電流容量を持つ。全てのスイッチングトランジスタが連続して動作すると、全てのスイッチングトランジスタが損傷されやすい。従って、コストが増加する。
この出願の実施形態は、インバータ回路のコストを低減させるとともに、インバータ回路のシステム効率を向上させるための、ＭＣＵ、制御方法、及びパワーアセンブリを提供する。
上述の目的を達成するため、この出願の実施形態では以下の技術的ソリューションが使用される。
第１の態様によれば、モータ制御ユニットが提供され、当該モータ制御ユニットは、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路と制御装置とを含む。三相フルブリッジ３レベルインバータ回路は、垂直ブリッジ回路及び水平ブリッジ回路を含む。垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、モータの最大電流以上である。水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量よりも小さい。制御装置は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御するように構成される。
この出願のこの実施形態で提供されるモータ制御ユニットによれば、Ｔ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路を基礎として、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが、モータのトルク、出力端子によって出力される電流、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御される。インバータ回路のシステム効率を向上させるために、低トルク領域では、当該ＭＣＵが３レベル動作モードで動作するように、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化される。三相フルブリッジインバータ回路内の全てのスイッチングトランジスタが連続動作する場合を避けるために、高トルク領域では水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが無効化される。また、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量が、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量よりも小さく、換言すれば、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの仕様を下げることができ、インバータ回路のコストが低減される。
取り得る一実装において、制御装置は具体的に、モータのトルクが第１トルク閾値より高い、又は出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より大きい、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第１温度閾値より高い、又は水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第１電圧閾値より高い場合に、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化し、モータのトルクが第１トルク閾値より高くない、又は出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より大きくない、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第１温度閾値より高くない、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第１電圧閾値より高くない場合に、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化する、ように構成される。この実装では、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタに関する過電流、過熱、又は過電圧を回避するように、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを保護することができる。
取り得る一実装において、制御装置は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、出力端子によって出力される電流、モータの回転数、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御する、ように構成される。
取り得る一実装において、制御装置は具体的に、モータのトルクが第２トルク閾値より高い、又は出力端子によって出力される電流が第２過電流閾値より大きいときに、モータの回転数が回転数閾値以下である、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第２温度閾値より高い、又は垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第２電圧閾値より高い場合に、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化し、モータの回転数が回転数閾値より高い、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第２温度閾値より高くない、及び垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第２電圧閾値より高くない場合に、垂直ブリッジ回路内の上側ハーフブリッジスイッチングトランジスタ又は下側ハーフブリッジスイッチングトランジスタを導通させ、モータのトルクが第２トルク閾値以下である、又は出力端子によって出力される電流が第２過電流閾値以下であるときに、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化する、ように構成される、この実装では、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタに関する過電流、過熱、又は過電圧を回避するように、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを保護することができる。
取り得る一実装において、制御装置は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化又は無効化した後に、出力端子によって出力される電圧が変化しないままであるように、パルス幅変調制御信号のデューティサイクルを調整する、ように構成される。三相フルブリッジ２レベルインバータ回路と三相フルブリッジ３レベルインバータ回路とでは、異なる電圧を出力する。従って、電圧脈動がモータに影響を及ぼすことを防ぐために、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電圧が変化しないままであるように、ＰＷＭ制御信号のデューティサイクルが調整される。
第２の態様によれば、モータ制御ユニットの制御方法が提供され、当該制御方法は、第１の態様又は第１の態様の実装のうちのいずれか１つにおけるモータ制御ユニットに適用される。当該制御方法は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御すること、を含む。
取り得る一実装において、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御することは、モータのトルクが第１トルク閾値より高い、又は出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より大きい、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第１温度閾値より高い、又は水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第１電圧閾値より高い場合に、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化し、モータのトルクが第１トルク閾値より高くない、又は出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より大きくない、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第１温度閾値より高くない、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第１電圧閾値より高くない場合に、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化する、ことを含む。
取り得る一実装において、当該方法は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、出力端子によって出力される電流、モータの回転数、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御すること、を含む。
取り得る一実装において、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、出力端子によって出力される電流、モータの回転数、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御することは、モータのトルクが第２トルク閾値より高い、又は出力端子によって出力される電流が第２過電流閾値より大きいときに、モータの回転数が回転数閾値以下である、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第２温度閾値より高い、又は垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第２電圧閾値より高い場合に、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化し、モータの回転数が回転数閾値より高い、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第２温度閾値より高くない、及び垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第２電圧閾値より高くない場合に、垂直ブリッジ回路内の上側ハーフブリッジスイッチングトランジスタ又は下側ハーフブリッジスイッチングトランジスタを導通させ、モータのトルクが第２トルク閾値以下である、又は出力端子によって出力される電流が第２過電流閾値以下であるときに、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化する、ことを含む。
取り得る一実装において、当該方法は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化又は無効化された後に、出力端子によって出力される電圧が変化しないままであるように、パルス幅変調制御信号のデューティサイクルを調整すること、を含む。
第３の態様によれば、パワーアセンブリが提供され、当該パワーアセンブリは、第１の態様又は第１の態様の実装のうちのいずれか１つにおけるモータ制御ユニットと、直流電源と、モータとを含む。モータ制御ユニットが、直流電源によって出力される直流を交流に変換し、モータに電力を供給し、モータの回転数を制御するように構成される。
第４の態様によれば、コンピュータ読み取り可能記憶媒体が提供される。当該コンピュータ読み取り可能記憶媒体はコンピュータプログラムを格納している。該コンピュータプログラムがコンピュータ上で実行されるとき、第２の態様及び第２の態様の実装のうちのいずれか１つにおける方法が実行される。
第５の態様によれば、命令を含んだコンピュータプログラムプロダクトが提供される。該命令がコンピュータ又はプロセッサ上で実行されるとき、第２の態様及びその実装のうちのいずれか１つにおける方法が実行される。
第２の態様から第５の態様の技術的効果については、第１の態様のコンテンツを参照されたい。詳細をここで繰り返すことはしない。
この出願の一実施形態に従ったパワーアセンブリ及びＭＣＵの構成の概略図である。 この出願の一実施形態に従った他のパワーアセンブリ及び他のＭＣＵの構成の概略図である。 この出願の一実施形態に従った更なる他のパワーアセンブリ及び更なる他のＭＣＵの構成の概略図である。 この出願の一実施形態に従った三相フルブリッジ２レベルインバータ回路における各電圧ベクトルの空間位置の概略図である。 この出願の一実施形態に従った７セグメントＰＷＭ波形の概略図である。 この出願の一実施形態に従った、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路とモータとが組み合わされた後に存するシステム効率の概略図である。 この出願の一実施形態に従った更に他のパワーアセンブリ及び更に他のＭＣＵの構成の概略図である。 この出願の一実施形態に従った制御方法の概略フローチャートである。 この出願の一実施形態に従った他の制御方法の概略フローチャートである。 この出願の一実施形態に従った更なる他の制御方法の概略フローチャートである。 この出願の一実施形態に従った２レベル動作モードにおけるスイッチングトランジスタの導通状態の概略図である。 この出願の一実施形態に従った三相フルブリッジ３レベルインバータ回路における各電圧ベクトルの空間位置の概略図である。 この出願の一実施形態に従った３レベル動作モードにおけるスイッチングトランジスタの導通状態の概略図である。 この出願の一実施形態に従った、２レベル動作モードから３レベル動作モードへの切り換えが行われるときに存するスイッチングトランジスタの導通状態の概略図である。
この出願における一部概念を最初に説明する。
ボルト－秒バランス原理：ボルト－秒バランス原理はインダクタに対して最初に提案された。ボルト－秒の値はボルト－秒積である。スイッチング回路が安定に動作しているとき、スイッチング周期におけるインダクタの電流変化の積分は０であり、すなわち、インダクタを通過する電流増加と電流減少とが等しい。パルス幅変調（pulse width modulation、ＰＷＭ）に適用される場合、ボルト－秒バランス原理は、次式：ＶＯＮ＊ＴＯＮ＝ＶＯＦＦ＊ＴＯＦＦに反映され、ここで、ＶＯＮは、インダクタがオンにされるときに存するインダクタの両端の電圧を表し、ＶＯＦＦは、インダクタがオフにされるときに存するインダクタの両端の電圧を表し、ＴＯＮは、インダクタがオンにされる時間を表し、ＴＯＦＦは、インダクタがオフにされる時間を表す。
モータのトルクを測定する方法には、以下に限られないが、平衡力法、伝達法、又はエネルギー変換法を含む。
平衡力法：定常動作状態における機械的伝達コンポーネントについて、モータスピンドル上にトルクＴが存在し、モータ本体上にトルクＴ’が存在する。トルクＴとトルクＴ’は、大きさにおいて等しく、向きにおいて逆である。モータ本体上のトルクＴ’を測定することによって、モータスピンドル上のトルクＴを得ることができる。力のアーム上に作用する力をＦとし、力のアームの長さをＬとすると、Ｔ’＝ＬＦである。モータ本体によって測定点に及ぼされる力Ｆと、モータ本体と測定点の間の力のアームＬとを測定することによって、Ｔ’を得ることができ、そして、トルクＴが得られる。
伝達法：モータがトルクを弾性素子に伝達するとき、弾性素子の物理パラメータがある程度変化し、その変化とトルクとの間の対応関係を用いることにより、モータによって出力されるトルクを測定することができる。異なる物理パラメータに基づき、伝達法は、磁気弾性法、ひずみ法、振動ワイヤ法、又は光電法などを含む。現在、トルク測定の分野には伝達法が最も広く適用されている。
エネルギー変換法：エネルギー保存の法則に基づき、例えば熱エネルギー又は電気エネルギーなどの他のパラメータを測定することによって、モータのトルクが間接的に測定される。
交流電流を測定する方法は、以下に限られないが、電磁測定法、電気測定法、及び整流測定法を含む。
電磁測定法：測定対象の磁束の変化を検出することによって交流電流が測定される。
電気測定法：例えば、固定コイルを用いて一定の電流が接続され、可動コイルを用いて被測定電流が接続され得る。これら２つのコイルが互いに排他的にトルクを発生し、トルクと電流との間の対応関係に基づいて交流電流が測定される。
整流測定法：被測定交流電流が、整流を通じて直流に変換され、直流と交流との間の電流変換関係に基づいて交流電流が得られる。しかし、この方法は正弦波の交流電流の測定に限られる。
この出願の実施形態において、ＭＣＵの出力端子によって出力される交流電流は、モータのトルクと正の相関がある。ＭＣＵの出力端子によって出力される電流が大きいほど、モータのトルクが高いことを示し、ＭＣＵの出力端子によって出力される電流が小さいほど、モータのトルクが低いことを示す。
スイッチングトランジスタの温度及び端子電圧を測定する方法は次の通りである。スイッチングトランジスタの温度は、スイッチングトランジスタに温度センサを組み込むことによって測定され得る。スイッチングトランジスタの端子電圧は、直列に接続されたスイッチングトランジスタの両端に結合されたバス電圧を測定することによって決定され得る。
この出願におけるＰＷＭは、空間ベクトルパルス幅変調（space vector pulse width modulation、ＳＶＰＷＭ）、差動パルス幅変調（differential pulse width modulation、ＤＰＷＭ）、正弦波パルス幅変調（sinusoidal pulse width modulation、ＳＰＷＭ）、又はこれらに類するものを含み得る。
この出願における直流電源は、例えば太陽電池、リチウムバッテリ、鉛酸蓄電池、大型キャパシタ、燃料電池、固体バッテリなどの電源装置とし得る。
この出願におけるモータは、例えば永久磁石同期モータ又は誘導モータなどの交流モータとし得る。
この出願におけるスイッチングトランジスタは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（insulated gate bipolar transistor、ＩＧＢＴ）、金属酸化膜半導体（metal oxide semiconductor、ＭＯＳ）トランジスタ、又はこれらに類するものとし得る。
図１、図２、及び図３に示すように、この出願の一実施形態はパワーアセンブリを提供する。当該パワーアセンブリは、電気自動車、電気船舶、又は他の分野に適用され得る。
当該パワーアセンブリは、ＭＣＵ１１、直流電源１２、及びモータ１３を含む。直流電源１２の２つの出力端子がＭＣＵ１１の２つの入力端子に接続され、ＭＣＵ１１の三相出力端子がモータ１３の三相入力端子に接続される。
例えば、ＭＣＵ１１は、図１に示す三相フルブリッジ２レベルインバータ回路、図２に示す中性点クランプＩ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路、又は図３に示すＴ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路を含み得る。
インバータ回路のコアデバイスはスイッチングトランジスタである。ＭＣＵ１１は、モータ１３の回転数を制御するために、ＰＷＭを通じて、スイッチングトランジスタを導通・遮断すべく制御し、直流電源１２によって出力される直流を交流に変換し、モータ１３に電力を供給し、ＰＷＭ制御信号のデューティサイクルを調整して出力交流の電圧及び電流を制御する。
図１に示す三相フルブリッジ２レベルインバータ回路は、キャパシタＣ１及び３つブリッジアームを含む。キャパシタＣ１の両端が、それぞれ、バスの正極及び負極に結合され、キャパシタＣ１の両端は、それぞれ、３つのブリッジアームの各々の両端に結合される。各ブリッジアームが、つまりは第１スイッチングトランジスタと第２スイッチングトランジスタである直列に接続された２つのスイッチングトランジスタを含み、これらスイッチングトランジスタにそれぞれ逆並列接続された２つのダイオードＤ０を含む。例えば、第１ブリッジアームの第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａと第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａが直列に接続され、第２ブリッジアームの第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ｂと第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ｂが直列に接続され、第３ブリッジアームの第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ｃと第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ｃが直列に接続される。
各ブリッジアームの第１スイッチングトランジスタと第２スイッチングトランジスタとの接続点が、そのブリッジアームに対応する出力端子である。例えば、第１ブリッジアームの出力端子はＡであり、第２ブリッジアームの出力端子はＢであり、第３ブリッジアームの出力端子はＣである。すなわち、第１ブリッジアームはＡ相電圧を出力し、第２ブリッジアームはＢ相電圧を出力し、第３ブリッジアームはＣ相電圧を出力する。これら３つの出力端子がモータ１３に結合されるように構成される。
同時に、各ブリッジアームにおいて、一方のスイッチングトランジスタが導通されるとともに、他方のスイッチングトランジスタが遮断されることが常に当てはまる。ブリッジアームの上側のスイッチングトランジスタが導通され、下側のスイッチングトランジスタが遮断される場合を状態１として定義し、上側のスイッチングトランジスタが遮断され、下側のスイッチングトランジスタが導通される場合を状態０として定義すると、３つのブリッジアームのスイッチングトランジスタは８つの異なる電圧ベクトルを形成する。８つの異なる電圧ベクトルは、６つの有効電圧ベクトル（Ｖ１（００１）、Ｖ２（０１０）、Ｖ３（０１１）、Ｖ４（１００）、Ｖ５（１０１）、及びＶ６（１１０））と、２つのゼロベクトル（Ｖ０（０００）及びＶ７（１１１））とを含む。
図４は、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路における各電圧ベクトルの空間位置を示している。例えば、基準電圧ベクトルＶｒｅｆがセクタＩＩＩ内に位置するとき、基準電圧ベクトルＶｒｅｆは、２つの隣接する有効電圧ベクトルＶ４（１００）及びＶ６（１１０）と、ゼロベクトルＶ０（０００）／Ｖ７（１１１）とを含む。別のセクタ内に位置する基準電圧ベクトルも同様にして計算される。
基準電圧ベクトルに隣接する２つの有効電圧ベクトル及び０ベクトルの各々の作用時間を、ボルト－秒バランス原理に基づいて計算することができ、図５に示す７セグメントＰＷＭ波形を得ることができる。基準電圧ベクトルは、特定の瞬間に特定のセクタに作用する電圧ベクトルである。平均等価の原理に基づき、基準電圧ベクトルは、基準電圧ベクトルに隣接する２つの非ゼロ基底ベクトル及び０ベクトルと等価であるとし得る。
図５において、ｔ０は０ベクトルの作用時間を表し、ｔ１は基準電圧ベクトルに隣接する一方の有効電圧ベクトルの作用時間を表し、ｔ２は基準電圧ベクトルに隣接する他方の有効電圧ベクトルの作用時間を表し、Ａ／Ｂ／Ｃは、図１のＡ／Ｂ／Ｃに対応するものである三相出力を表している。分かり得ることには、各相の出力電圧には、つまりはハイレベルとローレベルとの２つのレベルのみが存在する。
図６は、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路とモータとが組み合わされた後に存するシステム効率の概略図である。図中の勾配値がシステム効率を表している。分かり得ることには、低トルク領域では比較的低いシステム効率が存する。例えば、トルクが２５Ｎｍ未満であるとき、システム効率は９０％未満であり、トルクが５Ｎｍであるとき、システム効率は８０％未満である。
表１は、新欧州ドライビングサイクル（new European driving cycle、ＮＥＤＣ）によって公表された電気自動車の定常作動点データを示している。“モータのトルク（Ｎｍ）”の列のデータから分かり得ることには、電気自動車の定常作動点は低トルク領域に集中している。従って、電気自動車のＭＣＵに三相フルブリッジ２レベルインバータ回路が使用される場合、非常に低いシステム効率が存する。
Figure 2023530150000017
要するに、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路によって出力される電圧には２つのレベルしかなく、比較的高い高調波が出力電圧及び出力電流に存在する。その結果、モータのトルクリプルが大きくなり、ノイズが強くなり、損失が増加する。また、電気自動車のＭＣＵにこのトポロジーが使用されると、低トルク領域で、パワーが小さく、スイッチング損失が大きな割合を占め、システム効率が低く、航続走行可能距離が減少する。
図１に示す三相フルブリッジ２レベルインバータ回路と比較して、図２又は図３に示す三相フルブリッジ３レベルインバータ回路によって出力される電圧は３つのレベルを含み、出力電圧の波形が理想的な正弦波波形にいっそう似たものとなり、出力電圧及び出力電流の両方で高調波が低くなる。従って、インバータ回路のシステム効率を向上させることができる。また、同じ電圧レベルで、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路内のスイッチングトランジスタが低い耐電圧を持ち、電磁干渉を低減させることができる。故に、高電圧及びハイパワーのシナリオには三相フルブリッジ３レベルインバータ回路が比較的広く適用されている。
図２の三相フルブリッジ３レベルインバータ回路は、直列に接続された２つの分圧器キャパシタ（第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２）、中性点ｎ、及び３つのブリッジアームを含む。
第１キャパシタＣ１の両端は、それぞれ、バスの正極及び中性点ｎに結合され、第２キャパシタＣ２の両端は、それぞれ、バスの負極及び中性点ｎに結合される。各分圧器キャパシタの端子電圧は直流電源の電圧Ｖｄｃの半分、すなわち、Ｖｄｃ／２である。
各ブリッジアームが、直列に接続された４つのスイッチングトランジスタを含む。例えば、第１ブリッジアーム内の第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａ、第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａ、第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａ、及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａが直列に接続され、第２ブリッジアーム内の第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ｂ、第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ｂ、第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ｂ、及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ｂが直列に接続され、第３ブリッジアーム内の第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ｃ、第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ｃ、第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ｃ、及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ｃが直列に接続される。
各ブリッジアーム内の第２スイッチングトランジスタと第３スイッチングトランジスタとの接続点が、そのブリッジアームに対応する出力端子である。例えば、第１ブリッジアームの出力端子はＡであり、第２ブリッジアームの出力端子はＢであり、第３ブリッジアームの出力端子はＣである。すなわち、第１ブリッジアームはＡ相電圧を出力し、第２ブリッジアームはＢ相電圧を出力し、第３ブリッジアームはＣ相電圧を出力する。これら３つの出力端子がモータ１３に結合されるように構成される。
各ブリッジアーム内で、第１スイッチングトランジスタと第３スイッチングトランジスタとが相補的に導通されるとともに、第２スイッチングトランジスタと第４スイッチングトランジスタとが相補的に導通される。例えば、第１スイッチングトランジスタが導通されるときには、第３スイッチングトランジスタが遮断され、第３スイッチングトランジスタが導通されるときには、第１スイッチングトランジスタが遮断され、そして、第２スイッチングトランジスタが導通されるときには、第４スイッチングトランジスタが遮断され、第４スイッチングトランジスタが導通されるときには、第２スイッチングトランジスタが遮断される。
各ブリッジアームは、スイッチングトランジスタにそれぞれ逆並列接続された４つのダイオードＤ０を含む。ダイオードＤ０は還流ダイオードとも呼ばれ、負荷電流の還流経路として機能して、スイッチングトランジスタが損傷されることを防止する。
各ブリッジアームはダイオードＤ１及びダイオードＤ２を含む。３つのブリッジアームの各々内で、ダイオードＤ１は、中性点ｎを、第１スイッチングトランジスタと第２スイッチングトランジスタとの接続点に結合する。３つのブリッジアームの各々内で、ダイオードＤ２は、中性点ｎを、第３スイッチングトランジスタと第４スイッチングトランジスタとの接続点に結合する。ダイオードＤ１及びダイオードＤ２はクランプダイオードと呼ばれる。
Ｉ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の動作モードを、第１ブリッジアームを例として用いて説明する。中性点ｎの電圧が基準ゼロ電位であり、且つ第１垂直ブリッジアームの出力端子Ａからモータに電流が流れる方向が正方向であると仮定する。
（１）第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａ及び第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａが導通され、且つ第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａ及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａが遮断されるとき、電流の向きが正であるか負であるかにかかわらず、出力端子Ａによって出力される電圧は直流電源の電圧Ｖｄｃの半分、すなわち、Ｖｄｃ／２となる。
（２）第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａ及び第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａが導通され、且つ第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａ及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａが遮断されるとき、ブリッジアーム内の２つのクランプダイオードＤ１及びＤ２が出力端子Ａを中性点ｎにクランプし、電流の向きが正であるか負であるかにかかわらず、出力端子Ａによって出力される電圧は０となる。
（３）第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａ及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａが導通され、且つ第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａ及び第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａが遮断されるとき、電流の向きが正であるか負であるかにかかわらず、出力端子Ａによって出力される電圧は－Ｖｄｃ／２となる。
図３のＴ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路は、第１キャパシタＣ１と、第２キャパシタＣ２と、３つの垂直ブリッジアームを含む垂直ブリッジ回路と、３つの水平ブリッジアームを含む水平ブリッジ回路と、中性点ｎとを含む。
第１キャパシタＣ１の両端が、それぞれ、バスの正極及び中性点ｎに結合され、第２キャパシタＣ２の両端が、それぞれ、バスの負極及び中性点ｎに結合される。垂直ブリッジアームの両端が、それぞれ、バスの正極及び負極に結合される。
各垂直ブリッジアームが、直列に接続された２つのスイッチングトランジスタを含む。例えば、第１垂直ブリッジアーム内の第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａと第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａが直列に接続され、第２垂直ブリッジアーム内の第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ｂと第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ｂが直列に接続され、第３垂直ブリッジアーム内の第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ｃと第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ｃが直列に接続される。
各水平ブリッジアームが、逆直列接続された２つのスイッチングトランジスタを含む。例えば、第１水平ブリッジアーム内の第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａと第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａが直列に接続され、第２水平ブリッジアーム内の第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ｂと第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ｂが直列に接続され、第３水平ブリッジアーム内の第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ｃと第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ｃが直列に接続される。
各垂直ブリッジアーム内の２つのスイッチングトランジスタ（第１スイッチングトランジスタＳ１及び第４スイッチングトランジスタＳ４）の接続点が、そのブリッジアームに対応する出力端子である。例えば、第１垂直ブリッジアームの出力端子はＡであり、第２垂直ブリッジアームの出力端子はＢであり、第３垂直ブリッジアームの出力端子はＣである。すなわち、第１ブリッジアームはＡ相電圧を出力し、第２ブリッジアームはＢ相電圧を出力し、第３ブリッジアームはＣ相電圧を出力する。これら３つの出力端子がモータ１３に結合されるように構成される。
水平ブリッジアームの両端が、それぞれ、垂直ブリッジアームの出力端子及び中性点ｎに結合される。例えば、第１水平ブリッジアームの両端が、それぞれ、第１垂直ブリッジアームの出力端子Ａ及び中性点ｎに結合され、第２水平ブリッジアームの両端が、それぞれ、第２垂直ブリッジアームの出力端子Ｂ及び中性点ｎに結合され、第３水平ブリッジアームの両端が、それぞれ、第３垂直ブリッジアームの出力端子Ｃ及び中性点ｎに結合される。
各垂直ブリッジアーム又は各水平ブリッジアームは、スイッチングトランジスタにそれぞれ逆並列接続された２つのダイオードＤ０を含む。
なお、Ｔ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタと、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタとが、異なる種類のデバイスであってもよい。例えば、水平ブリッジ回路にＭＯＳトランジスタが使用されるとともに、垂直ブリッジ回路にＩＧＢＴが使用されたり、水平ブリッジ回路にＩＧＢＴが使用されるとともに、垂直ブリッジ回路にＭＯＳトランジスタが使用されたりする。
図２のＩ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路と比較して、図３のＴ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路では、クランプダイオードを用いて出力端子を中性点ｎにクランプするようにはなっておらず、代わりに、水平ブリッジアーム内の逆直列接続された２つのスイッチングトランジスタ（例えば、第１水平ブリッジアーム内の第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａ及び第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａ）を用いて垂直ブリッジアームの出力端子（例えば、第１垂直ブリッジアームの出力端子Ａ）を中性点ｎに接続することで、垂直ブリッジアームの出力端子を中性点ｎにクランプしている。
Ｔ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の動作モードを、第１垂直ブリッジアーム及び第１水平ブリッジアームを例として用いて説明する。中性点ｎの電圧が基準ゼロ電位であり、且つ第１垂直ブリッジアームの出力端子Ａからモータに電流が流れる方向が正方向であると仮定する。
（１）第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａ及び第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａが導通され、且つ第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａ及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａが遮断されるとき、電流の向きが正であるか負であるかにかかわらず、出力端子Ａによって出力される電圧は直流電源の電圧Ｖｄｃの半分、すなわち、Ｖｄｃ／２となる。
（２）第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａ及び第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａが導通され、且つ第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａ及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａが遮断されるとき、第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａ及び第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａが出力端子Ａを中性点ｎにクランプし、電流の向きが正であるか負であるかにかかわらず、出力端子Ａによって出力される電圧は０となる。
（３）第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａ及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａが導通され、且つ第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａ及び第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａが遮断されるとき、電流の向きが正であるか負であるかにかかわらず、出力端子Ａによって出力される電圧は－Ｖｄｃ／２となる。
要するに、Ｉ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路であるのか、Ｔ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路であるのかにかかわらず、各出力端子によって出力される電圧に３つのレベルが存在する。従って、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路と比較して、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路によって出力される電圧及び電流では高調波が低い。しかしながら、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路と比較して、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路のスイッチングトランジスタの数が２倍であり、全てのスイッチングトランジスタが同じ電流容量を持つ。全てのスイッチングトランジスタが連続して動作すると、全てのスイッチングトランジスタが損傷されやすい。従って、コストが増加する。
この出願の実施形態はＭＣＵ及び制御方法を提供する。Ｔ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路を基礎として、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが、モータのトルク、出力端子によって出力される電流、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御される。低トルク領域で、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化される。この場合、なおもＴ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路（簡潔に３レベル動作モードと呼ぶことがある）が存在し、システム効率が向上され、航続走行可能距離が増加される。それ以外では、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが無効化される。この場合には、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが損傷されることを防ぐために、三相フルブリッジ２レベルインバータ回路（簡潔に２レベル動作モードと呼ぶことがある）への劣化が存する。また、インバータ回路のコストを低減させるために、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量が、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量よりも小さい。さらに、異なる動作モード間での切り換えが行われる前、後、及び時に全てのスイッチングトランジスタを保護できることを確保するように、スイッチングトランジスタが保護される。
図７に示すように、この出願の一実施形態はＭＣＵ１１を提供する。ＭＣＵ１１は、モータの回転数を制御するために、モータのトルク、又はＭＣＵ１１の出力端子によって出力される電流を取得し、該トルクと該電流とのうち一方をモータのＱ軸電流Ｉｑ及びＤ軸電流Ｉｄへと変換（例えば、テーブルをルックアップすることによって該トルクと該電流とのうち一方を変換）し、対応するＱ軸電圧Ｕｑ及び対応するＤ軸電圧Ｕｄを取得し、計算を行ってＰＷＭ制御信号の比較値を取得し、デューティサイクルを計算し、該デューティサイクルに基づいて、スイッチングトランジスタを導通及び遮断すべく制御し、直流電源１２によって出力される直流を交流に変換し、モータ１３に電力を供給し、出力交流の電圧及び電流を制御する。
ＭＣＵ１１は、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路１１１、制御装置１１２、水平ブリッジ駆動回路１１３、及び垂直ブリッジ駆動回路１１４を含む。
三相フルブリッジ３レベルインバータ回路１１１は、図３に示したＴ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路であり、すなわち、水平ブリッジ回路及び垂直ブリッジ回路を含む。三相フルブリッジ３レベルインバータ回路１１１の構成の説明については、上述の説明を参照されたい。詳細をここで繰り返すことはしない。
制御装置１１２は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを導通又は遮断すべく駆動するために、水平ブリッジ駆動回路１１３を用いることにより、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタにＰＷＭ制御信号を送り得る。制御装置１１２は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを導通又は遮断すべく駆動するために、垂直ブリッジ駆動回路１１４を用いることにより、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタにＰＷＭ制御信号を送り得る。ＰＷＭ制御信号は周期的なハイ－ローレベル信号である。
垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、モータ１３の最大電流以上であり、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量よりも小さい。例えば、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量の１／６であってもよい。あるいは、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量と垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量との間の比率は、実際の適用シナリオを参照して決定され得る。具体的なやり方はこの出願において限定されることではない。
水平ブリッジ回路（又は垂直ブリッジ回路）内のスイッチングトランジスタをどのように制御するのかを以下にて説明する。
取り得る一実装において、水平ブリッジ回路（又は垂直ブリッジ回路）内のスイッチングトランジスタは、水平ブリッジ回路（又は垂直ブリッジ回路）内のスイッチングトランジスタにイネーブル信号を送ることによって有効化されることができ、また、水平ブリッジ回路（又は垂直ブリッジ回路）内のスイッチングトランジスタは、水平ブリッジ回路（又は垂直ブリッジ回路）内のスイッチングトランジスタにディセーブル信号を送ることによって無効化されることができる。
例えば、スイッチングトランジスタがＮチャネルＭＯＳトランジスタである場合、制御装置１１２は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化するために、水平ブリッジ駆動回路１１３を用いて、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタのゲートにローレベル（ディセーブル信号）を出力して該スイッチングトランジスタを遮断し、また、制御装置１１２は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化するために、水平ブリッジ駆動回路１１３を用いて、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタのゲートにＰＷＭ制御信号（イネーブル信号）を出力する。
制御装置１１２は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化するために、垂直ブリッジ駆動回路１１４を用いて、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタのゲートにローレベル（ディセーブル信号）を出力して該スイッチングトランジスタを遮断し、また、制御装置１１２は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化するために、垂直ブリッジ駆動回路１１４を用いて、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタのゲートにＰＷＭ制御信号（イネーブル信号）を出力する。
他の取り得る一実装において、水平ブリッジ回路（又は垂直ブリッジ回路）内のスイッチングトランジスタは、物理的なスイッチを用いて有効化又は無効化されてもよい。
オプションで、水平ブリッジ回路と中性点との間に水平ブリッジ保護スイッチＫ１が存在してもよく、あるいは、水平ブリッジ回路と垂直ブリッジ回路との間に水平ブリッジ保護スイッチＫ２が存在してもよい。制御装置１１２が水平ブリッジ保護スイッチＫ１又は水平ブリッジ保護スイッチＫ２を閉じるように制御するとき、水平ブリッジ回路は三相フルブリッジ３レベルインバータ回路１１１に接続される。これは、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化にすることに相当する。制御装置１１２が水平ブリッジ保護スイッチＫ１又は水平ブリッジ保護スイッチＫ２を開くように制御するとき、水平ブリッジ回路は三相フルブリッジ３レベルインバータ回路１１１から切り離される。これは、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化することに相当する。
オプションで、垂直ブリッジ回路とバスの正極及び負極の各々との間に垂直ブリッジ保護スイッチＫ３が存在してもよい。制御装置１１２が垂直ブリッジ保護スイッチＫ３を閉じるように制御するとき、垂直ブリッジ回路は三相フルブリッジ３レベルインバータ回路１１１に接続される。これは、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化することに相当する。制御装置１１２が垂直ブリッジ保護スイッチＫ３を開くように制御するとき、垂直ブリッジ回路は三相フルブリッジ３レベルインバータ回路１１１から切り離される。これは、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化することに相当する。
制御装置１１２は、図８に示す制御方法を実行し得る：
Ｓ８０１． 水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御する。
モータのトルクと、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流とは、線形に相関し合い、あるいは互いに等価であり得る。従って、トルクと電流のいずれを測定してもよい。
モータのトルクは、上述の平衡力法、伝達法、若しくはエネルギー変換法、又はこれらに類するものを用いて測定され得る。ＭＣＵの出力端子（すなわち、垂直ブリッジ回路の出力端子）とモータとの間の経路上に変流器を設置することができ、該変流器の電流を測定することによって、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流が間接的に測定される。上述のように、インバータ回路によって出力される交流は標準的な正弦波交流ではなく、それ故に整流測定法には適さず、上述の電磁測定法又は電気測定法が使用され得る。
スイッチングトランジスタの温度及び端子電圧を測定する方法については、上述の説明を参照されたい。詳細をここで繰り返すことはしない。
具体的には、図１０に示すように、このステップは以下を含み得る：
Ｓ８０１１． モータのトルクが第１トルク閾値より高い、又は垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より大きい、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第１温度閾値より高い、又は水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第１電圧閾値より高い場合に、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化する。
モータのトルクが第１トルク閾値より高いという条件と、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より大きいという条件は、互いに等価である。
この出願のこの実施形態において、水平ブリッジ回路であるか垂直ブリッジ回路であるかにかかわらず、スイッチングトランジスタの温度が特定の温度閾値より高いケースは、スイッチングトランジスタに過熱が存するケースとして参照されてもよく、また、スイッチングトランジスタの端子電圧が特定の電圧閾値より高いケースは、スイッチングトランジスタに過電圧が存するケースとして参照されてもよい。どちらのケースでも、スイッチングトランジスタが不全であるとみなされ得る。
Ｓ８０１２． モータのトルクが第１トルク閾値より高くない、又は出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より大きくない、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第１温度閾値より高くない、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第１電圧閾値より高くない場合に、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化する。
換言すれば、モータのトルクが第１トルク閾値以下である、又は垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値以下である、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第１温度閾値以下である、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第１電圧閾値以下である場合には、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化される。
第１過電流閾値は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量以下とし得る。例えば、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量の１／６である。この場合、第１過電流閾値は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量の１／６以下とし得る。
モータのトルクは、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流と正の相関がある。従って、モータのピークトルクに対する第１トルク閾値の比は、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量に対する第１過電流閾値の比以下とし得る。例えば、トルク閾値は、モータのピークトルクの１／６以下とし得る。
垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタ及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化されるとき、それは、ＭＣＵが３レベル動作モードに入ることに相当する。垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化され、且つ水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが無効化されるとき、それは、ＭＣＵが２レベル動作モードに入ることに相当する。垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタをどのように有効化するかについては、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタは常に有効化されてもよく、あるいは、図９及び図１０に示す制御方法を用いて、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化する時が決定される。これはこの出願において限定されることではない。特段の断りがない限り、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタはデフォルトでは有効化されているとみなされ、それ故に、ＭＣＵが３レベル動作モードと２レベル動作モードとの間で切り換えられるときに、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタはデフォルトで有効化されているとみなされる。
モータのトルクが第１トルク閾値より低いとき（低トルク領域）、システム効率を向上させるために、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化され、ＭＣＵは３レベル動作モードにある。また、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流値は対応する電流容量よりも小さく、それ故に、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが損傷されることはない。モータのトルクが第１トルク閾値以上であるとき（高トルク領域）、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流値が対応する電流容量を超えることがある。この場合、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが損傷されるケースを回避するために、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが無効化され、ＭＣＵは２レベル動作モードにある。
２レベル動作モードと３レベル動作モードとの間でＭＣＵが頻繁に切り換えられることを防ぐために、第１過電流閾値又は第１トルク閾値に閾値ヒステリシスを導入してもよい。すなわち、ステップＳ８０１２で、第１過電流閾値が、第１過電流閾値と過電流閾値ヒステリシスとの間の差で置き換えられ、第１トルク閾値が、第１トルク閾値とトルク閾値ヒステリシスとの間の差で置き換えられる。
例えば、ＭＣＵが３レベル動作モードで動作しているときに、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より大きい、又はモータのトルクが第１トルク閾値より高い場合、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが無効化され、換言すれば、２レベル動作モードへの切り換えが行われる。ＭＣＵが２レベル動作モードで動作しているときに、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値と過電流閾値ヒステリシスとの間の差より小さい、又はモータのトルクが第１トルク閾値とトルク閾値ヒステリシスとの間の差以下である場合、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化され、換言すれば、３レベル動作モードへの切り換えが行われる。
なお、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化又は無効化した後に、制御装置は、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電圧が変化しないままであるように、ＰＷＭ制御信号のデューティサイクルを調整し得る。三相フルブリッジ２レベルインバータ回路と三相フルブリッジ３レベルインバータ回路とでは、異なる電圧を出力する。従って、電圧脈動がモータに影響を及ぼすことを防ぐために、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電圧が変化しないままであるように、ＰＷＭ制御信号のデューティサイクルが調整される。
また、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化又は無効化した後に、制御装置は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが過電流によって損傷されるケースを回避するために、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流が第１過電流閾値より小さくなるようにＰＷＭ制御信号のデューティサイクルを調整し得る。
図１１に示すように、２レベル動作モードでは、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタ（第２スイッチングトランジスタＳ２＿Ａ／Ｓ２＿Ｂ／Ｓ２＿Ｃ、及び第３スイッチングトランジスタＳ３＿Ａ／Ｓ３＿Ｂ／Ｓ３＿Ｃ）が無効化され、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタ（第１スイッチングトランジスタＳ１＿Ａ／Ｓ１＿Ｂ／Ｓ１＿Ｃ、及び第４スイッチングトランジスタＳ４＿Ａ／Ｓ４＿Ｂ／Ｓ４＿Ｃ）が周期的に導通及び遮断される。
３レベル動作モードでは、各相の出力電圧がＶｄｃ／２のときのＰ状態が存在し、出力電圧が０であるときのＯ状態が存在し、且つ出力電圧が－Ｖｄｃ／２であるときのＮ状態が存在すると、Ｔ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路では合計２７個のスイッチング状態が存在する。
図１２は、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路における各電圧ベクトルの空間位置を示している。例えば、図中に示すセクタ内に基準電圧ベクトルＶｒｅｆが位置するとき、基準電圧ベクトルＶｒｅｆは、有効電圧ベクトルＰＰ０（００Ｎ）、Ｐ００（０ＮＮ）、ＰＮＮ、Ｐ０Ｎ、及びＰＰＮと、ゼロベクトル（ＰＰＰ／０００／ＮＮＮ）とを含む。別のセクタ内に位置する基準電圧ベクトルも同様の方法で計算される。
図１３に示すように、３レベル動作モードでは、水平ブリッジ回路及び垂直ブリッジ回路の各々内の各ブリッジアームにおいて、一方のスイッチングトランジスタは導通又は遮断されたまま維持され、他方のスイッチングトランジスタが周期的に導通及び遮断される。
図１２に示すセクタ内に基準電圧ベクトルが位置していて、３レベル動作モードから２レベル動作モードへの切り換えが行われるとき、図１２に示した、基準電圧ベクトルＶｒｅｆが有効電圧ベクトルＰＰ０（００Ｎ）、Ｐ００（０ＮＮ）、ＰＮＮ、Ｐ０Ｎ、及びＰＰＮとゼロベクトル（ＰＰＰ／０００／ＮＮＮ）とを含むケースから、図４に示した、基準電圧ベクトルＶｒｅｆが有効電圧ベクトルＶ４（１００）、Ｖ６（１１０）とゼロベクトルＶ０（０００）／Ｖ７（１１１）とを含むケースへの切り換えが行われる。切り換えが行われるかにかかわらずに垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電圧が変化しないままであるように、有効電圧ベクトルＶ４（１００）及びＶ６（１１０）の各々の作用時間が調整される（ＰＷＭ制御信号のデューティサイクルが調整される）。スイッチングトランジスタの動作状態を図１４に示す。２レベル動作モードから３レベル動作モードへの切り換えを行うときには、切り換えのやり方が逆になる。
この出願の実施形態で提供されるモータ制御ユニット及び制御方法によれば、Ｔ型三相フルブリッジ３レベルインバータ回路を基礎として、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが、モータのトルク、出力端子によって出力される電流、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて有効化又は無効化される。インバータ回路のシステム効率を向上させるために、低トルク領域では、ＭＣＵが３レベル動作モードで動作するように、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが有効化される。三相フルブリッジインバータ回路内の全てのスイッチングトランジスタが連続動作する場合を避けるために、高トルク領域では水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが無効化される。また、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量が、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量よりも小さく、換言すれば、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの仕様を下げることができ、インバータ回路のコストが低減される。
図９に示すように、当該制御方法は以下を含み得る：
Ｓ９０１． 垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、出力端子によって出力される電流、モータの回転数、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度、及び垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御する。
具体的には、図１０に示すように、このステップは以下を含む：
Ｓ９０１１． モータのトルクが第２トルク閾値より高い、又は出力端子によって出力される電流が第２過電流閾値より大きいときに、モータの回転数が回転数閾値以下である、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第２温度閾値より高い、又は垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第２電圧閾値より高い場合に、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを無効化して、垂直ブリッジ回路を保護する。
垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量よりも大きく、それ故に、第２過電流閾値は第１過電流閾値より大きいが、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量以下である。また、モータのトルクは、垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流と正の相関があり、それ故に、第２トルク閾値は第１トルク閾値より大きいが、モータのピークトルク以下である。
Ｓ９０１２． モータの回転数が回転数閾値より高い、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第２温度閾値より高くない、及び垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第２電圧閾値より高くない場合に、垂直ブリッジ回路内の上側ハーフブリッジスイッチングトランジスタ又は下側ハーフブリッジスイッチングトランジスタを導通させて、モータの巻線を短絡させる。
換言すれば、モータのトルクが第２トルク閾値より高い、又は出力端子によって出力される電流が第２過電流閾値より大きいときに、モータの回転数が回転数閾値より高い、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの温度が第２温度閾値以下である、及び垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの端子電圧が第２電圧閾値以下である場合には、垂直ブリッジ回路内の上側ハーフブリッジスイッチングトランジスタ又は下側ハーフブリッジスイッチングトランジスタが導通されて、モータの巻線を短絡させる。
Ｓ９０１３． モータのトルクが第２トルク閾値以下である、又は出力端子によって出力される電流が第２過電流閾値以下であるときに、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを有効化する。
垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量よりも大きく、換言すれば、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの仕様は、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの仕様よりも高い。従って、垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタは、水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタよりも電圧及び高温に耐性があり、第２電圧閾値は第１電圧閾値より高く、第２温度閾値は第１温度閾値より高い。
垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタ及び水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタが無効化されるとき、それは、ＭＣＵがシャットダウンモードに入ることに相当する。
この出願の一実施形態は、コンピュータ読み取り可能記憶媒体を提供する。当該コンピュータ読み取り可能記憶媒体はコンピュータプログラムを格納している。該コンピュータプログラムがコンピュータ又はプロセッサ上で実行されるとき、図８から図１０の制御方法が実行される。
この出願の一実施形態は、命令を含んだコンピュータプログラムプロダクトを提供する。該命令がコンピュータ又はプロセッサ上で実行されるとき、図８から図１０の制御方法が実行される。
この出願の一実施形態はチップシステムを提供する。当該チップシステムは、図８から図１０の制御方法を実行するように構成されたプロセッサを含む。
取り得る一設計において、当該チップシステムはメモリを含む。該メモリは、必要なプログラム命令及びデータを格納するように構成される。当該チップシステムは、チップと集積回路とを含んでもよいし、チップと別のディスクリートデバイスとを含んでもよい。これは、この出願のこの実施形態において特に制限されることではない。
この出願で提供されるコンピュータ読み取り可能記憶媒体、コンピュータプログラムプロダクト、又はチップシステムは、上述の方法を実行するように構成される。従って、当該コンピュータ読み取り可能記憶媒体、コンピュータプログラムプロダクト、又はチップシステムによって達成されることができる有益な効果については、上で提供された実装における有益な効果を参照されたい。詳細をここで説明することはしない。
この出願の実施形態におけるプロセッサはチップとし得る。例えば、プロセッサは、フィールドプログラマブルゲートアレイ（field-programmable gate array、ＦＰＧＡ）、特定用途向け集積回路（application specific integrated circuit、ＡＳＩＣ）、システム・オン・チップ（system on chip、ＳｏＣ）、又は中央プロセッサユニット（central processor unit、ＣＰＵ）、ネットワークプロセッサ（network processor、ＮＰ）、デジタル信号プロセッサ（digital signal processor、ＤＳＰ）、マイクロコントローラユニット（micro controller unit、ＭＣＵ）、又はプログラマブルロジックデバイス（programmable logic device、ＰＬＤ）、又は他の集積チップとし得る。
この出願の実施形態におけるメモリは、揮発性メモリ又は不揮発性メモリとすることができ、あるいは、揮発性メモリ及び不揮発性メモリを含んでもよい。不揮発性メモリは、読み出し専用メモリ（read-only memory、ＲＯＭ）、プログラム可能読み出し専用メモリ（programmable ROM、ＰＲＯＭ）、消去可能プログラム可能読み出し専用メモリ（erasable PROM、ＥＰＲＯＭ）、電気的消去可能プログラム可能読み出し専用メモリ（Electrically EPROM、ＥＥＰＲＯＭ）、又はフラッシュメモリとし得る。揮発性メモリは、ランダムアクセスメモリ（random access memory、ＲＡＭ）とすることができ、外部キャッシュとして使用される。限定ではなく例として、例えば、スタティックランダムアクセスメモリ（static RAM、ＳＲＡＭ）、ダイナミックランダムアクセスメモリ（dynamic RAM、ＤＲＡＭ）、同期ダイナミックランダムアクセスメモリ（synchronous DRAM、ＳＤＲＡＭ）、ダブルデータレート同期ダイナミックランダムアクセスメモリ（double data rate SDRAM、ＤＤＲ ＳＤＲＡＭ）、エンハンスト同期ダイナミックランダムアクセスメモリ（enhanced SDRAM、ＥＳＤＲＡＭ）、シンクリンクダイナミックランダムアクセスメモリ（synchlink DRAM、ＳＬＤＲＡＭ）、及びダイレクトランバスランダムアクセスメモリ（direct rambus RAM、ＤＲ ＲＡＭ）といった、数多くの形態のＲＡＭが使用され得る。なお、この明細書に記載されたシステム及び方法におけるメモリは、以下に限られないが、これらのメモリ、及び他の適切なタイプの任意のメモリを含む。
理解されるべきことには、上述のプロセスのシーケンス番号は、この出願の実施形態における実行シーケンスを意味するものではない。プロセスの実行シーケンスは、プロセスの機能及び内部ロジックに従って決定されるべきであり、この出願の実施形態の実装プロセスに対する如何なる限定も構成すべきでない。
当業者が認識し得ることには、この明細書に開示された実施形態にて説明された例と組み合わせて、ユニット及びアルゴリズムステップが、エレクトロニクスハードウェア又はコンピュータソフトウェアとエレクトロニクスハードウェアとの組み合わせによって実装され得る。機能がハードウェアによって実行されるのか、それともソフトウェアによって実行されるのかは、これらの技術的ソリューションの具体的な用途及び設計制約条件に依存する。当業者は、記載された機能を、具体的な用途ごとに異なる方法を用いて実装し得るが、その実装はこの出願の範囲を超えるものであるとみなされるべきでない。
当業者によって明確に理解されるべきことには、簡便で簡潔な説明のため、前述のシステム、装置、及びユニットの詳細な動作プロセスについては、前述の方法実施形態における対応するプロセスを参照されたい。詳細をここで再び説明することはしない。
この出願で提供される幾つかの実施形態において、理解されるべきことには、開示されたシステム、装置、及び方法は、他の方式で実装されてもよい。例えば、前述の装置実施形態は単なる例である。例えば、ユニットへの分割は、単なる論理機能分割であり、実際の実装においては別の分割であってもよい。例えば、複数のユニット又はコンポーネントが他のシステムへと結合又は統合されてもよいし、あるいは、一部の機構が無視されたり実行されなかったりしてもよい。また、図示又は説明された相互の結合、直接的な結合、又は通信接続は、何らかのインタフェースを介して実装されてもよい。装置又はユニット間の間接的な結合又は通信接続は、電子的な形態、機械的な形態、又は他の形態で実装されてもよい。
別々の部分として記載されたユニットは、物理的に分離されてもよいし、されなくてもよく、また、ユニットとして図示された部分は、物理的なユニットであってよいし、なくてもよく、１つの位置に置かれてもよく、あるいは、複数のネットワークユニット上に分散されてもよい。ユニットの一部又は全てが、実施形態のソリューションの目的を達成するための実際の要求に基づいて選択され得る。
また、この出願の実施形態における複数の機能ユニットが１つの処理ユニットへと統合されてもよく、それらのユニットの各々が物理的に単独で存在してもよく、あるいは、２つ以上のユニットが１つのユニットへと統合されてもよい。
上述の実施形態の全て又は一部は、ソフトウェア、ハードウェア、ファームウェア、又はこれらの任意の組み合わせを用いることによって実装され得る。実施形態を実装するのにソフトウェアプログラムが使用されるとき、実施形態の全て又は一部がコンピュータプログラムプロダクトの形態で実装されてもよい。コンピュータプログラムプロダクトは、１つ以上のコンピュータ命令を含む。コンピュータプログラム命令がコンピュータ上にロードされて実行されるとき、この出願の実施形態に従ったプロシージャ又はファンクションが完全に又は部分的に生成される。コンピュータは、汎用コンピュータ、専用コンピュータ、コンピュータネットワーク、又は他のプログラム可能な装置とし得る。コンピュータ命令は、コンピュータ読み取り可能記憶媒体に格納されることができ、あるいは、あるコンピュータ読み取り可能記憶媒体から別のコンピュータ読み取り可能記憶媒体へと伝送されてもよい。例えば、コンピュータ命令は、あるウェブサイト、コンピュータ、サーバ、又はデータセンターから、別のウェブサイト、コンピュータ、サーバ、又はデータセンターに、有線方式（例えば、同軸ケーブル、光ファイバ、又はデジタル加入者回線（Digital Subscriber Line、ＤＳＬ））又は無線方式（例えば、赤外線、無線、又はマイクロ波）で伝送され得る。コンピュータ読み取り可能記憶媒体は、コンピュータによってアクセス可能な任意の使用可能な媒体、又は１つ以上の使用可能な媒体を統合する例えばサーバ若しくはデータセンターなどのデータストレージ装置とし得る。使用可能な媒体は、磁気媒体（例えば、フロッピーディスク、ハードディスク、又は磁気テープ）、光媒体（例えば、ＤＶＤ）、半導体媒体（例えば、ソリッドステートディスク（solid state disk、ＳＳＤ））、又はこれらに類するものとし得る。
以上の説明は、単にこの出願の特定の実装であり、この出願の保護範囲を限定する意図ではない。この出願にて開示された技術範囲内で当業者が容易に考え付く如何なる変更又は置換もこの出願の保護範囲に入るものである。従って、この出願の保護範囲は請求項の保護範囲に従うものである。

Claims (11)

  1. 三相フルブリッジ３レベルインバータ回路と制御装置とを有するモータ制御ユニットであって、前記三相フルブリッジ３レベルインバータ回路は、垂直ブリッジ回路及び水平ブリッジ回路を有し、前記垂直ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、モータの最大電流以上であり、前記水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタの電流容量は、前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの前記電流容量よりも小さく、
    前記制御装置は、前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタを、前記モータのトルク、前記垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流、前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの温度、及び前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御するように構成される、
    モータ制御ユニット。
  2. 前記制御装置は具体的に、
    前記モータの前記トルクが第１トルク閾値より高い、前記出力端子によって出力される前記電流が第１過電流閾値より大きい、前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの前記温度が第１温度閾値より高い、又は前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの前記端子電圧が第１電圧閾値より高い場合に、前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタを無効化し、
    前記モータの前記トルクが第１トルク閾値より高くない、前記出力端子によって出力される前記電流が第１過電流閾値より大きくない、前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの前記温度が第１温度閾値より高くない、又は前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの前記端子電圧が第１電圧閾値より高くない場合に、前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタを有効化する、
    ように構成される、請求項１に記載のモータ制御ユニット。
  3. 前記制御装置は更に、
    前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタを、前記モータの前記トルク、前記出力端子によって出力される前記電流、前記モータの回転数、前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの温度、及び前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御する、
    ように構成される、請求項１乃至２のいずれか一項に記載のモータ制御ユニット。
  4. 前記制御装置は具体的に、
    前記モータの前記トルクが第２トルク閾値より高い、又は前記出力端子によって出力される前記電流が第２過電流閾値より大きいときに、
    前記モータの前記回転数が回転数閾値以下である、前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの前記温度が第２温度閾値より高い、又は前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの前記端子電圧が第２電圧閾値より高い場合に、前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタを無効化し、前記モータの前記回転数が回転数閾値より高い、前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの前記温度が第２温度閾値より高くない、及び前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの前記端子電圧が第２電圧閾値より高くない場合に、前記垂直ブリッジ回路内の上側ハーフブリッジスイッチングトランジスタ又は下側ハーフブリッジスイッチングトランジスタを導通させ、
    前記モータの前記トルクが第２トルク閾値以下である、又は前記出力端子によって出力される前記電流が第２過電流閾値以下であるときに、前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタを有効化する、
    ように構成される、請求項３に記載のモータ制御ユニット。
  5. 前記制御装置は更に、
    前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタを有効化又は無効化した後に、前記出力端子によって出力される電圧が変化しないままであるように、パルス幅変調制御信号のデューティサイクルを調整する、
    ように構成される、請求項１乃至４のいずれか一項に記載のモータ制御ユニット。
  6. 請求項１乃至５のいずれか１項に記載のモータ制御ユニットに適用される、モータ制御ユニットの制御方法であって、
    水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流、前記三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの温度、及び前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御すること、
    を有する制御方法。
  7. 水平ブリッジ回路内のスイッチングトランジスタを、モータのトルク、三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の垂直ブリッジ回路の出力端子によって出力される電流、前記三相フルブリッジ３レベルインバータ回路の前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの温度、及び前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御することは、
    前記モータの前記トルクが第１トルク閾値より高い、前記出力端子によって出力される前記電流が第１過電流閾値より大きい、前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの前記温度が第１温度閾値より高い、又は前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの前記端子電圧が第１電圧閾値より高い場合に、前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタを無効化し、
    前記モータの前記トルクが第１トルク閾値より高くない、又は前記出力端子によって出力される前記電流が第１過電流閾値より大きくない、前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの前記温度が第１温度閾値より高くない、及び前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの前記端子電圧が第１電圧閾値より高くない場合に、前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタを有効化する、
    ことを有する、請求項６に記載の制御方法。
  8. 前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタを、前記モータの前記トルク、前記出力端子によって出力される前記電流、前記モータの回転数、前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの温度、及び前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御すること、
    を更に有する請求項６乃至７のいずれか一項に記載の制御方法。
  9. 前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタを、前記モータの前記トルク、前記出力端子によって出力される前記電流、前記モータの回転数、前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの温度、及び前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの端子電圧に基づいて制御することは、
    前記モータの前記トルクが第２トルク閾値より高い、又は前記出力端子によって出力される前記電流が第２過電流閾値より大きいときに、
    前記モータの前記回転数が回転数閾値以下である、前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの前記温度が第２温度閾値より高い、又は前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの前記端子電圧が第２電圧閾値より高い場合に、前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタを無効化し、前記モータの前記回転数が回転数閾値より高い、前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの前記温度が第２温度閾値より高くない、及び前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタの前記端子電圧が第２電圧閾値より高くない場合に、前記垂直ブリッジ回路内の上側ハーフブリッジスイッチングトランジスタ又は下側ハーフブリッジスイッチングトランジスタを導通させ、
    前記モータの前記トルクが第２トルク閾値以下である、又は前記出力端子によって出力される前記電流が第２過電流閾値以下であるときに、前記垂直ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタを有効化する、
    ことを有する、請求項８に記載の制御方法。
  10. 前記水平ブリッジ回路内の前記スイッチングトランジスタが有効化又は無効化された後に、前記出力端子によって出力される電圧が変化しないままであるように、パルス幅変調制御信号のデューティサイクルを調整すること、
    を更に有する請求項６乃至９のいずれか一項に記載の制御方法。
  11. 請求項１乃至５のいずれか１項に記載のモータ制御ユニットと、直流電源と、モータとを有するパワーアセンブリであって、前記モータ制御ユニットが、前記直流電源によって出力される直流を交流に変換し、前記モータに電力を供給し、前記モータの回転数を制御するように構成される、パワーアセンブリ。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN114614685B (zh) * 2022-05-09 2022-08-02 锦浪科技股份有限公司 一种t型三电平过载运行系统及其工作方法
CN116365890B (zh) * 2023-05-04 2023-11-24 西南交通大学 一种三相交错t型三电平llc变换器及其宽变压控制方法

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103944148A (zh) * 2014-04-17 2014-07-23 华为技术有限公司 一种t型三电平逆变器的保护方法、装置及逆变电路
CN103944433B (zh) * 2014-04-29 2017-01-04 华为技术有限公司 一种三相三电平逆变电路和不间断电源
CN106033947B (zh) * 2015-03-10 2019-04-05 乐金电子研发中心(上海)有限公司 驱动三相交流电机的三相逆变电路及其矢量调制控制方法
WO2017083527A1 (en) * 2015-11-13 2017-05-18 Marquette University An on-line diagnostic method for switch faults in power converters
CN105450064B (zh) * 2015-12-22 2018-11-02 深圳茂硕电气有限公司 一种多电平逆变器
CN107707126A (zh) * 2017-11-14 2018-02-16 山东奥太电气有限公司 一种三电平全桥软开关变流电路及其控制方法
US10666146B2 (en) * 2018-03-05 2020-05-26 Texas Instruments Incorporated Bidirectional inverting buck-boost converter converting dissipation current into recycling current
CN108859705B (zh) * 2018-07-09 2021-03-19 广西科技大学 一种新能源汽车集成电驱动系统
CN109039125B (zh) * 2018-08-17 2019-10-11 中国石油大学(华东) 基于msogi-fll的t型三电平逆变器死区误差电压补偿方法
CN109302119B (zh) * 2018-10-10 2020-06-26 山东大学 全周期低共模电压运行的控制方法、控制器及系统

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