JP2023515580A - 微小埋込物および電気化学的センサのためのデュアルアンテナアーキテクチャを伴う統合型エネルギー回収送受信機および伝送機 - Google Patents

Abstract

小型形状因子ワイヤレス電源送受信機を利用するシステムおよび方法が、開示される。一実施形態では、ワイヤレス電源送受信機は、受信信号を受信するように構成される、受信アンテナと、伝送信号を伝送するように構成される、伝送アンテナと、無線周波数エネルギーを受信信号からＤＣ（直流）電圧に変換するように構成される整流回路を含む、電力回収システムと、最小電圧を維持するために、動作モード、ならびに受信および伝送回路網ブロックのバイアス条件を設定し、受信回路網ブロックから伝送回路網ブロックへＤＣ電圧を提供するように構成される、電力管理ユニット（ＰＭＵ）と、エネルギーを受信信号から電力回収システムへ提供するように構成される、受信機回路網ブロックと、データ変調器回路を含む、伝送機回路網ブロックと、電力管理ユニットから受信されるＤＣ電圧を使用して、伝送信号を生成するように構成される、データ変調器回路とを含む。

Description

合衆国政府の支援による研究の陳述
本発明は、全米科学財団によって授与された、認可番号第１５３３６８８号、および米国エネルギー省によって授与された、認可番号第ＤＥ－ＦＥ００３１５６９号の下、合衆国政府の支援を伴って行なわれた。米国政府は、本発明において一定の権利を有する。

本発明は、ワイヤレス電源送受信機および伝送機に関し、具体的には、環境的用途において、生物医学的埋込物および／または電気化学的センサのために使用され得る、可能な限り小型でありながら、高エネルギー効率およびデータスループットを達成する、小型形状因子送受信機および伝送機に関する。

生物医学的および工業的／環境的センサデバイスの新興用途は、より高い帯域幅およびより高い分解能を伴うデータ収集のために、絶えず増加する需要を示してきた。例えば、人間の認知および運動機能に関する解剖学的、生理的、および計算的ベースの研究は、近年、重要な進歩を遂げたが、プロセスの動態に関する情報の顕著な欠如によって、限定されてきた。これは、ｆＭＲＩ、Ｅ例えば、行動的、および脳卒中病変ベースのアプローチ等、広く入手可能なツールの低い空間的および時間的分解能に関連する、方法論的限界である。今日、神経インターフェース埋込可能システムは、それが、新規の診断および治療法において大きな可能性を実証したため、次第に普及が進んでいる。これらは、ブレインマシンインターフェース（ＢＭＩ）システム、人工内耳、および網膜プロテーゼ等の様々な用途に使用される。臨床的制約に対処し、感染リスクを軽減するために、ワイヤレス動作は、人間埋込可能システムのために必要である。したがって、商業用の埋込物は、電子機器に電力を供給するために、バッテリまたは対のコイルを通した誘導結合のいずれかを利用する。また、双方向性データ伝送が、電磁（ＥＭ）アンテナを利用する、ワイヤレスリンクを通して行われる。

電気化学的センサは、その中にセンサが設置される環境条件を電子信号に変換することができる、きわめて重要な要素である。本性質のために、電気化学的センサは、環境監視、食品監視、医療診断等、多くの異なる用途に使用されてきた。電気化学的感知の形態の１つは、ｐＨ電極を使用した、ｐＨ（水素イオン指数）の測定であり、これは、化学溶液内の水素イオンの活量を電位に変換する。異なる水素活量を伴う２つの溶液が、ガラス膜によって分離されると、方程式（１）（式中、ｐＨ（Ｘ）≡既知の溶液のｐＨ、ｐＨ（Ｓ）＝７、Ｅｓ≡参照電極の電位、Ｅｘ≡作用電極の電位、Ｆ≡ファラデ定数、Ｒ≡一般気体定数、Ｔ≡ケルビン単位における温度）によって支配される、ｐＨ値に変換され得る、膜を横断して電位差を生産する。本方程式は、ネルンストの式から導出され、ネルンストの式は、化学反応で生起するイオンの濃度に対する電気化学セルの電位を説明するため、電気化学的センサの主軸となっている。

固体電子工学およびその加工方法論において進行中の改良に伴って、電気化学的センサに対する形状因子は、指数関数的により小型化してきている。それだけではなく、環境条件、製剤の品質を監視し、医療診断を実施するための分析法の中でも、電気化学的センサは、その低コストかつ迅速かつ選択的な分析に起因して、有利である。その中に電子化学的センサが浸される、溶液ｐＨは、センサ自体の性能に大きく影響を及ぼす。したがって、ｐＨ測定は、電気化学的分析のための極めて重要な構成要素である。

半導体技術における最近の進歩は、電子機器の著しい統合能力およびサイズ減少という結果をもたらしている。しかしながら、送受信機の全体サイズは、電力およびデータ通信のために要求される構成要素のサイズによって支配的に制御されるため、同じ割合で縮小されていない。バッテリ電源デバイスは、先行技術のバッテリの電力密度が、長周期の微小埋込物の需要に対処できないため、数センチメートルよりも小さくすることができない。他方、電力伝達システムの効率は、電力受信機および伝送機構造の寸法に比例する。センチメートルサイズの構造を利用する、従来的な誘導結合されるワイヤレス電力伝達（ＷＰＴ）システムと比較すると、高周波数ＷＰＴシステムは、低効率という代償を払って、ミリメートルサイズのアンテナを組み込むことができる。

近年における、人体および健康管理デバイスの持続的な監視に対する高まる需要は、埋込可能デバイスの開発という結果をもたらしてきた。感染リスクおよび可動性の懸念は、任意の経皮的ワイヤ接続なしで動作させるために、埋込物を制約し、これは、電力供給およびデータテレメトリに対して重大な課題を提起する。加えて、人間の認知および運動機能等の多くの生理的プロセスに関する情報の欠如は、プロセスのベースに関する研究を妨害してきており、これは、主に、利用可能な測定システムの限界から生じている。本開示の目的は、生体組織および超低電力データ送受信機を通して、ワイヤレス電力伝達（ＷＰＴ）と関連付けられる課題に取り組む、新規のミリメートルサイズの（ｍｍサイズの）統合型埋込可能デバイスを、調査、開発、および実証することである。

オンチップアンテナを用いた以前の研究は、典型的には、単に、マイクロワットの百分の１に限定される電力量を用いて、持続的な電力供給を標的とする。そのような低容量は、神経記録デバイス等の回路に電力を供給することができない。オンチップコンデンサが使用され得るが、これは、依然として、持続的ではなく、短周期の電力のために、ミリワットの電力を供給することだけができる。

本発明のいくつかの実施形態は、誘導リンクを通して、ワイヤレスに電力が供給される、ＣＭＯＳ技術上に統合される、ワイヤレス電源データ送受信機を含む。カプセル化プロセスを容易化し、信頼性を改良し、任意の後加工プロセスに対する必要性を排除するために、電力供給および通信のためのアンテナを含む、本システム全体は、本発明の多くの実施形態に従って、シリコンチップ上に、設計されることができる。本システムの開発は、人間の脳のマッピングおよび様々な脳に関連する疾患の治療に向かって新たなゲートを開く、人間の脳のための閉ループ記録および刺激システムの新規生成を可能にする。

将来的な神経埋込物の主要要件の１つは、記録された信号の時空間分解能を改良し、人間の機能の複雑な機構についてのより多くの洞察を提供することである。微細なスケールで記録することを可能にするために、本発明の多くの実施形態は、埋込可能システムオンチップ（ＳｏＣ）を利用し、分散型の神経記録システムを実現する。そのようなＳｏＣのシステムレベル要件は、それらをスケーラブルかつ費用対効果の高いものにするための商業的ＣＭＯＳプロセス上における、長周期ワイヤレス動作、ｍｍサイズの形状因子、および統合能力である。埋込物のサイズの微小化は、より高いセンサ密度を結果的にもたらし、また、超小型の構造上のスケールでの信号記録を可能にするため、次世代の埋込可能システムの必要性を満たすための重要なステップである。図１（ａ）は、複数のｍｍサイズの記録／刺激ユニットによって可能にされる、概念上の多部位かつ分散型の神経システムを示す。各ユニットは、微小電極アレイの上部に設置される、データ送受信機（ＴＲＸ）を含有する。そのコンパクトなサイズのおかげで、個々のユニットは、脳の上へ緊密に設置され得、記録分解能を改良する。実践的な神経インターフェースシステムの実現に向けて、多くの課題がある。特に、以下の議論は、データ通信問題に着目し、次世代の埋込可能システムのシステムレベル要件と互換性があるＴＲＸを提案する。各ＴＲＸは、ユニット内の電極と外部読取機との間の通信ハブとして作用する。最近の神経記録システムは、最大４，０９６個の記録電極を報告している。他方、ＥＣｏＧまたはスパイク記録等の種々の記録方法は、チャネルあたり１０ｋｓｐｓの高さに到達し得る、異なるサンプリング率を要求する。故に、通信帯域幅全体は、数十Ｍｂｐｓを超過し得る。

実践的なＴＲＸは、要求される帯域幅を支持し、微小埋込物のシステムレベル要件の全てと互換性があるべきである。そのような高データレートの達成は、電力回収およびデータ通信のために使用される、電気的に小型なアンテナの厳しい電力量の制約ならびに不十分な性能に起因して、極めて困難である。種々の生体組織の吸収比率（ＳＡＲ）限界、ならびにコイル不整合およびリンク変形形態等のＷＰＴシステムの非理想性を検討すると、ｍｍサイズの電力回収機による最大回収電力は、約数百マイクロワットである。さらに、データ通信が典型的に行われる周波数における、ＥＭ波の波長は、数十から数百センチメートルまで及ぶ。ｍｍサイズのアンテナは、多くの場合、波長よりもはるかに小さく、不十分な放射効率を有する。したがって、ｍｍサイズの埋込物のための理想的なＴＲＸは、非常に高いエネルギー効率を達成し、高データレートを支持するべきである。

後方散乱は、極めて低い電力消費を結果的にもたらすため、埋込可能用途におけるテレメトリのために、広く採用される技法である。伝送されるデータパターンは、反射信号を外部読取機に対して改変する、電力コイルの負荷偏移変調（ＬＳＫ）の変調のために使用されることができる。アクティブな通信にわたって、優れたエネルギー効率を達成するにもかかわらず、後方散乱無線は、ｍｍサイズの埋込物の主要要件に対処することができない。電力コイルの小さいサイズおよび強力な電力搬送に起因して、それは、遮断物として作用し、読取機側上での反射信号の検出は、困難または不可能でさえあり得る。加えて、電力コイルの変調は、システム内への電力潮流を妨害し、電力伝達効率を低下させる。さらに、後方散乱無線の通信帯域幅は、その結果、多くの場合、データレートを限定する、電力コイルの高品質因子（Ｑ）に起因して非常に低い。

アクティブなＴＲＸは、その後方散乱対応物の根本的な課題に直面せず、より高い電力消費を犠牲にして、高データレートを可能性として達成することができる。埋込可能用途における、厳しい電力量を検討すると、主要設計目標は、可能な限り高いエネルギー効率を達成することであり、適切な変調スキームが選定されるべきである。通信システムにおいて、エネルギー効率とスペクトル効率との間にトレードオフが存在することは、周知である。狭帯域変調スキームは、正確な周波数を生成するために、比較的複雑なアーキテクチャを要求するが、オン／オフ変調（ＯＯＫ）等の広帯域変調スキームは、多くの場合、より少ない複雑性を有し、より高いエネルギー効率を結果的にもたらす。

本明細書に説明される本発明の多くの実施形態は、完全統合型かつＲＦ電源ワイヤレスデータＴＲＸの設計、実装、および検証を提示する。提示される無線は、先行技術のｍｍサイズのワイヤレス電源アクティブ無線と比較して、最新技術のエネルギー効率および最小形状因子を達成する。本システムは、単一のＣＭＯＳシリコンチップ上に実装されることができ、オンチップコイルおよびダイポールアンテナを含む、電力供給、エネルギー貯蔵、およびデータ通信のために要求される全ての構成要素が、同一のチップ上に実装されることができる。他の実施形態では、アンテナ等のいくつかの構成要素は、チップから離れて位置することができる。本ＴＲＸは、周波数領域内で分離される２つの明確に異なるワイヤレスリンクを通して、電力供給およびデータ通信を同時に行うことを可能にするように設計される。本設計は、受信機において、最大２．５Ｍｂｐｓのデータレート、伝送機チェーンにおいて、最大１５０Ｍｂｐｓのデータレートをそれぞれ支持する。一実施形態では、本実装されるシステムは、回路基板を全く薄くすることなく、総面積２．４×２．２×０．３ｍｍ^３を占有し、可能性として、コスト削減、任意の後加工プロセスの排除、および信頼性の改良を結果としてもたらす、完全なるオンチップ統合を特徴とする。

図１は、本発明のいくつかの実施形態による、閉ループ神経記録および刺激システムの実施例を概念的に図示する。

図２は、本発明のいくつかの実施形態による、小型形状因子高周波数ワイヤレス電源送受信機システムのブロック図を概念的に図示する。

図２Ａは、本発明のいくつかの実施形態による、別の小型形状因子高周波数ワイヤレス電源送受信機のブロック図を概念的に図示する。

図３（ａ）は、本発明の実施形態による、微小神経埋込物におけるデューティサイクル電力の実施例をグラフで図示する。

図３（ｂ）は、本発明の実施形態による、伝送ブロックが常時アクティブ状態を維持するために十分である電力をグラフで図示する。

図４は、電力リンクのための最適化アルゴリズムのためのプロセスを図示するフローチャートを図示する。

図５は、本発明のいくつかの実施形態による、ＯＣＣおよびダイポールアンテナの最適寸法を図示する。

図６は、本発明のいくつかの実施形態による、電力回収システムの略図を図示する。

図７は、本発明のいくつかの実施形態による、受信機回路網ブロックおよびその対応する波形の回路概略図を図示する。

図８は、本発明のいくつかの実施形態による、受信機回路網ブロック内のプラスおよびマイナス循環における、トランジスタの切替状態を図示する。

図９は、本発明のいくつかの実施形態による、タイミング図を図示する。

図１０は、本発明のいくつかの実施形態による、シュミットトリガの回路概略図を図示する。

図１１は、本発明のいくつかの実施形態による、電力発振器（ＰＯ）に対する等価モデルを図示する。

図１２は、本発明のいくつかの実施形態による、動作モードにおける、再構成可能ＴＸおよびその対応する波形の回路概略図を図示する。

図１３は、本発明のいくつかの実施形態による、電力搬送不在下のＴＸブロックからの放射信号のスペクトル図を図示する。

図１４は、いくつかの実施形態による、送受信機システムのワイヤレス特性評価のための測定設定を図示する。

図１５は、いくつかの実施形態による、オリジナルのＤＬデータストリームと並べて、復元されたＤＬデータを図示する。

図１６は、本発明のいくつかの実施形態による、復元されたＵＬデータを図示する。

図１７は、本発明のいくつかの実施形態による、種々のデータレートと、復元されたＤＬデータとともに、ＵＷＢスキームで測定された無線の性能を図示する。

図１８は、本発明のいくつかの実施形態による、オシロスコープを用いて記録され、オリジナルのＤＬデータストリームと比較される、復元されたＤＬデータを図示する。

図１９は、本発明のいくつかの実施形態による、ＯＯＫおよびＵＷＢ変調スキームの両方に関する測定結果を図示する。

図２０は、本発明のいくつかの実施形態による、ＯＯＫおよびＵＷＢ変調スキームの両方における、構築ブロックの電力寄与を示す。

図２１は、本発明のいくつかの実施形態による、ワイヤレス電源ＦＤＤ無線の性能の概要を示す。

図２２は、本発明のいくつかの実施形態による、ワイヤレス電源送受信機の注釈付き顕微鏡写真を図示する。

図２３は、本発明のいくつかの実施形態による、ワイヤレス電源ｐＨセンサ回路のためのシステムアーキテクチャを図示する。

図２４は、本発明のいくつかの実施形態による、ワイヤレス電源ｐＨセンサ回路のためのタイミング図を図示する。

図２５は、本発明のいくつかの実施形態による、Ｓｏｏｃｈ電流ミラーを図示する。

図２６は、本発明のいくつかの実施形態による、ワイヤレス電源ｐＨセンサ回路のための電流枯渇型インバータチェーンを図示する。

図２７は、本発明のいくつかの実施形態による、ワイヤレス電源ｐＨセンサ回路のための３分割回路を図示する。

発明の詳細な開示
ここで、図面に目を向けると、本実施形態による、微小埋込物のためのデュアルアンテナアーキテクチャに基づく、統合型エネルギー回収送受信機が開示されている。

先に述べたように、ｆＭＲＩ、Ｅ例えば、行動的、および脳卒中病変ベースのアプローチ等、広く入手可能なツールの低い時空間分解能に関連する、方法論的限界が存在する。他方、頭蓋内脳波（ｉｃＥ例えば）信号記録は、成功裏に、人間の脳の超小型の構造上のスケールについての有益な洞察を産出した。

本発明の実施形態による、閉ループ神経記録および刺激システムの実施例が、図１（ａ）に図示されており、神経信号は、１つまたはそれを上回る埋込されたデバイスによって記録され、外部受信機に伝達される。安全性および感染の懸念に起因して、埋込可能デバイスと外部機器との間には、経皮的ワイヤ接続が存在せず、通信は、ワイヤレスである。これは、システムへの電力供給およびデータ通信に対して課題を提供する。ブレインマシンインターフェース（ＢＭＩ）等の埋込可能医療デバイス（ＩＭＤ）の新興用途は、高データレートおよび高空間的分解能を伴う、生物学的な信号収集を要求する。したがって、ロバストな神経埋込可能デバイスの開発は、臨床目的のために使用され得る、実践的な閉ループシステムの構築に向けて、重要なステップである。高度神経インターフェースシステムの要件を軽減するために、次世代のＩＭＤは、微小化、ワイヤレス化、かつ低電力化されるべきである。

微小化は、記録された信号の時空間分解能を改良するための解決策であるため、ＩＭＤの重要な特徴である。これは、より高いセンサ密度につながり得、超小型の構造上のスケールでの信号記録を可能にする。加えて、より小さな埋込物は、生体組織に対する損傷がより少なく、カプセル化プロセスを容易化し、埋込することがより容易である。微小化のために、バッテリは、その大きな形状因子のため、埋込されるデバイスに電力を供給するために使用されなくてもよい。加えて、バッテリは、限定される耐用周期を有し、外科的手技を介して埋込されるＩＭＤに電力を供給するための合理的な解決策ではない。幸いにも、エネルギー回収方法は、小型ＩＭＤに電力を供給するための前途有望なアプローチであり得る。

本発明の多くの実施形態では、電磁波が、電源を提供し、エネルギーが、ワイヤレスにシステムに伝達される。下記に説明されるであろうように、本発明の実施形態によるシステムは、電力抽出を提供し、神経信号およびデジタル化を感知し、外部送受信機へ、および外部送受信機から情報を伝達する、複数のアナログおよびＲＦフロントエンドブロックを含んでもよい。そのようなシステムは、超低電力、高周波数高速集積回路、およびワイヤレスエネルギー伝達技法の分野を組み込む。

ＣＭＯＳダイにおいて、電力回収モジュールおよびアンテナを含む、システム全体を統合することは、ＩＭＤの信頼性を改良し、システムのコスト全体および形状因子を減少させるための的確な解決策である。他方、ＩＭＤは、人間の認知機能をリアルタイムに監視し、デコードできるように、比較的高いデータレートを伴う情報を通信することが可能であるべきである。ミリメートルサイズのＩＭＤに対するワイヤレス電力供給によって課される課題を前提として、高いレートを伴うデータ通信は、困難であるだけではなく、低電力低効率データ送受信機を設計する。本発明の実施形態による、本明細書に説明されるシステムは、電力回収プラットフォームおよび低電力データ送受信機に着目した、閉ループ神経記録および刺激のためのミリメートルサイズのＩＭＤを提供する。

データ通信は、埋込物の性能全体を支配する、最も重要不可欠なタスクの１つである。したがって、医療用途における本研究の傾向は、小型形状因子および高効率を伴う、ワイヤレス電源送受信機（ＴＲＸ）に着目される。後方散乱に基づく、パッシブ無線は、エネルギー効率の点において、そのアクティブ対応物よりも優れている。しかしながら、これらは、限定されるデータレート（ＤＲ）および動作範囲に起因して、高性能埋込物の要件を満たすことができない。最近、アクティブ無線は、１Ｍｂｐｓ未満のＤＲおよび５ｃｍ未満の動作範囲とともに報告されている。電力供給およびデータ通信のために使用されるオフチップ構成要素は、その統合能力を限定しており、ｍｍサイズの形状因子を伴う統合型ＴＲＸを開発し、ＤＲを満足させるための著しい必要性が、依然として存在する。本発明の多くの実施形態は、単一のシリコンチップ上で、電力供給およびデータ通信のために要求されるすべての構成要素を統合する、ｍｍサイズの再構成可能無線を提供する。

いくつかの実施形態は、電力供給およびデータ通信のためのオンチップアンテナを伴う、２．４×２．２×０．３ｍｍ^３のワイヤレス電源ＴＲＸを含む。ＴＲＸは、近接場無線周波数（ＲＦ）リンクを通して、電力およびダウンリンク（ＤＬ）通信データを受信し、電力リンクとは異なる周波数で動作する、伝送機（ＴＸ）に接続される、別個のオンチップアンテナとアップリンク（ＵＬ）データ通信を行うことができる。図１（ａ）は、微小ＴＲＸの開発のための動機付けを強調し、提案される無線は、分散型の神経記録および刺激センサネットワークにおける、通信ハブとして使用される。小型の形状因子、およびオンチップアンテナが、任意の後加工プロセスに対する必要性を排除するという事実に起因して、提案される無線は、面積が制約される生物医学的埋込物のための実行可能な解決策である。本発明のいくつかの実施形態は、埋込可能デバイスの要件と互換性がある、超低電力無線の回路設計課題に着目する。目標は、ｍｍサイズの電力回収システムによって与えられる、厳しく制限される電力量の下、高データレートワイヤレス通信を可能にするために、ＲＸおよびＴＸチェーンの両方において、エネルギー効率の良いデータ通信を達成することである。データ変調スキームおよびＴＲＸアーキテクチャは、慎重に選定され、回路の複雑性および全体電力消費を最小限にする。

本発明のさらなる実施形態では、送受信機は、ｐＨセンサを含み、検出されたｐＨレベルを示す信号を伝送する。いくつかのタイプの電気化学的センサは、ミクロンスケールで生産され得る。イオン感応電界効果トランジスタ（ＩＳＦＥＴ）および微小電極は、本発明の実施形態に従って利用され得る、ミクロンスケールの電気化学的センサの実施例である。これらの電気化学的センサから生成される信号を読み取ることができるほど十分に高感度である回路は、電気化学的感知システムの形状因子、加工コスト、および時間を有意に減少させることができる。本発明の多くの実施形態では、グルタミン酸塩の検出のために、多電極アレイ（ＭＥＡ）微小電極が使用される。微小電極は、ｐＨ電極として、プラチナ（Ｐｔ）作用電極および酸化イリジウム（ＩｒＯｘ）参照電極とともに使用されることができる。変化するｐＨ溶液に対する電極の電圧依存は、－７７．５ｍＶ／ｐＨであると記録される。したがって、本電極は、本発明の実施形態によるワイヤレス電源ｐＨセンサシステムのためのｐＨ電極として使用されることができる。

送受信機が厳しい電力制約を満たすことを可能にするために、本発明の多くの実施形態は、以下の技法のうち１つまたはそれを上回るものを利用する。すなわち、１）電力伝達効率を最大限にするために、電力回収回路網を用いて、オンチップコイル（ＯＣＣ）およびワイヤレスリンクを相互最適化する、２）システムの利用可能な電力および電力消費に応じて、異なるブロックの動作モードおよびバイアス条件を設定するために、電力管理ユニット（ＰＭＵ）を利用する、３）電力リンクと伝送機との間の干渉を最小限にするために、デュアルアンテナアーキテクチャを利用する、４）エネルギー効率を最大限にするために、伝送機において、振幅ベースの変調スキームを利用する、５）可能性として考えられる最高のエネルギー効率を達成するために、電力発振器（ＰＯ）に基づく、伝送機ブロックアーキテクチャを利用する、６）ＰＯ設計において、回路レベルの電力削減技法を適用する、７）３）エネルギー貯蔵のために、高密度を達成し、約５ｎＦのオンチップコンデンサを実現するために、ＭＯＳＣＡＰおよびＭＩＭコンデンサを積み重ねる。
システムアーキテクチャ

本発明のいくつかの実施形態による、送受信機システムのブロック図が、図２に描写される。送受信機システム２００は、レクテナ（整流回路）２０４および電力管理ユニット（ＰＭＵ）２０６を含む、電力回収システム２０２と、受信機回路（ＲＸ）２０８と、伝送機回路（ＴＸ）２１０とを含む。受信アンテナ２１２は、受信機回路２０８に接続され、伝送アンテナ２１４は、伝送機回路２１０に接続される。

レクテナ２０４は、オンチップコイル（ＯＣＣ）２１６と、４つの全波整流器と、整合するコンデンサとを含んでもよく、誘導リンクを通して、エネルギーを受信し、ＲＦエネルギーをＤＣ電圧に変換することができる。ＯＣＣは、（電力を供給するための）電力回収システム２０２と（データを受信するための）受信機２０８との間で共有されることができる。レクテナによって変換された電力は、データ伝送機等の送受信機システム２００の他の構成要素に電力を供給するために使用されることができる。

受信機回路２０８は、送受信機システムにおいて、データを受信するために、データ復調器２２４を含んでもよい。いくつかの実施形態は、データを受信し得ず、したがって、受信回路内にデータ復号器を有し得ない。いくつかの実施形態は、受信された信号からクロック信号を抽出し得る。いくつかの実施形態では、受信アンテナ２１２は、共振誘導結合を利用するために、コンデンサを伴うループアンテナである。他の実施形態では、受信アンテナ２１２は、ダイポールアンテナであるが、他の構成も想定され得る。

いくつかの実施形態では、伝送機２１０は、以下にさらに議論されるであろうように、システムからデータを送出するために、再構成可能データ変調器回路２２６を含む。本発明の異なる実施形態では、伝送アンテナ２１４は、特定の用途に対する必要に応じて、モノポール、ダイポール、またはループアンテナであり得るが、受信アンテナ２１２からの隔離が望ましい。

システムの主要電力消費ブロックは、多くの場合、伝送機（ＴＸ）２１０である。ｍｍサイズの埋込物に対する電力伝達の課題に起因して、回収電力は、多くの場合、Ｘブロック２１０の瞬時電力消費未満である。したがって、電力管理ユニット（ＰＭＵ）２０６は、データＴＸ２１０の動作をデューティサイクルし、貯蔵コンデンサ（Ｃ_Ｓ）を横断して、最小電圧を維持し、Ｃ_Ｓのための充電および放電モードを確立することができる。充電モードでは、レクテナによって変換された電力は、ＰＭＵ２０６が、ＴＸブロック２１０をアクティブ化するまで、Ｃ_Ｓ（Ｖ_Ｃ）を横断して、電圧レベルを増加させる。ＰＭＵ２０６およびデータ受信機（ＲＸ）２０８ブロックは、動作全体の間、アクティブ状態であり得、構成サブ回路が、閾値以下領域内に設計され、感度を最大限にし、Ｃ_Ｓの充電時間（t_charge）を減少させる。他方、Ｃ_Ｓの放電時間（t_discharge）は、容量値に比例し、故に、大容量を使用することは、ＰＭＵが、Ｖ_Ｃの急速な遷移に追従することを可能にする。本発明のいくつかの実施形態では、高容量密度を達成するために、ＭＩＭコンデンサ（２ｆＦ／μｍ^２）が、ＭＯＳＣＡＰデバイス（５．５ｆＦ／μｍ^２）にわたって積み重ねられ、５ｎＦのコンデンサを実現するが、標的容量を達成するために、他の設計が利用されてもよい。充電モードから放電モードへの遷移は、ＰＭＵ２０６において、低ドロップアウト電圧レギュレータ（ＬＤＯ）２２２に対して、著しい負荷変動を表す。レギュレータが、機能したままであることを確実にするために、誤差増幅器の帯域幅は、アクティブモードの開始時に、増加され得る。ＰＭＵ２０６は、ＬＤＯのバイアス条件を適応的に変更することができ、その出力において、定電圧を維持することを可能にする。

本発明のいくつかの実施形態では、神経記録用途（例えば、神経刺激）のための送受信機は、生体電気信号センサ２１８から情報を受信することができる。生体電気信号センサ２１８は、限定ではないが、神経ＬＦＰ（局所的電場電位）、心電図（ＥＣＧ）、複合活動電位、筋電図（ＥＭＧ）、脳波図（ＥＥＧ）、筋電図（ＥＭＧ）、眼電図（ＥＯＧ）、網膜電図（ＥＲＧ）、および／または胃筋電図（ＥＧＧ）等の様々なバイオセンサおよび神経センサのいずれかを含むことができる。そのようなセンサは、２電極間の差、電気抵抗、または電流によって誘発される磁場等の様々な方法で、電子信号、電位、または他の特性を感知し得る。そのような神経記録用途は、疼痛コントロール等の様々な治療のための神経刺激を補完してもよい。下記にさらに説明されるであろうように、電圧および周波数（数Ｈｚから数ｋＨｚの範囲）が、雑音目的のために、およびＤＣ周波数を拒絶するために、選択されてもよい。

本発明のいくつかの他の実施形態では、電気化学的な感知のための伝送機は、ｐＨセンサ等の電気化学的センサ２２０を含むことができる。そのようなセンサは、工業的または環境的用途において使用されてもよく、そのような構成は、下記にさらに議論される。

多くの実施形態では、２５０ＭＨｚ信号が、高透過性を提供するため、受信された信号によって、チップに電力を供給するために利用され、本周波数のより高い高調波は、干渉を引き起こし得る。加えて、受信された電力信号は、振幅変調を利用してもよい。いくつかの実施形態では、４．１５ＧＨｚの中心周波数が、伝送信号のために利用され、高帯域幅を提供し、受信機周波数の高調波を回避する。より遠くに隔離され、受信電力リンクと伝送アップリンクとの間の干渉を分断するために、相互から遠い周波数が、利用されるべきである。本発明の実施形態によるシステムは、具体的な電力量およびデータレートを標的にするのではなく、伝送モードおよび／またはデータレートを適応的に設定し、可変電力を利用してもよい。

図２Ａは、本発明の実施形態によるワイヤレス電源送受信機システムの構成要素を概念的に図示し、これは、以下にさらに詳細に議論される。具体的な送受信機システムが、図２および２Ａに対して上記に説明されるが、当業者は、上記に説明されるシステムのある構成要素は、特定の用途に対する必要に応じて、本明細書の実施形態に従って、異なってもよい、異なる特性を有していてもよい、または数において異なってもよいことを認識するであろう。電力管理、電力回収および伝達、ならびにワイヤレスリンクの周波数の選択および最適化のために利用され得る、回路設計についてのさらなる議論は、その関連部分が参照することによって組み込まれる、Ｈａｍｅｄ ＲａｈｍａｎｉおよびＡｙｄｉｎ Ｂａｂａｋｈａｎｉによる、「Ａ Ｄｕａｌ－Ｍｏｄｅ ＲＦ 電力 Ｈａｒｖｅｓｔｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ Ｗｉｔｈ ａｎ Ｏｎ－Ｃｈｉｐ Ｃｏｉｌ ｉｎ １８０－ｎｍ ＳＯＩ ＣＭＯＳ ｆｏｒ ｍｍ－Ｓｉｚｅｄ Ｂｉｏｍｅｄｉｃａｌ Ｉｍｐｌａｎｔｓ」（Ｏｃｔｏｂｅｒ ２０１８， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）において見出され得る。
ワイヤレス通信

医学的埋込物および工業的／環境的センサにおける、伝送機回路網（ＴＸ）および（ＲＸ）経路の要求されるデータレートは、著しく変動し、したがって、通信は、典型的には、非対称である。外部読取機からＲＸへのワイヤレスリンクは、ダウンリンク（ＤＬ）と称され得るが、典型的には、数Ｍｂｐｓを超過しないデータレートを有する。他方、ＴＸから外部読取機へのワイヤレスリンクは、アップリンク（ＵＬ）と称され得るが、典型的には、最大数百Ｍｂｐｓまでのデータレートを支持するための広帯域幅を有する。本発明の他の実施形態では、送受信機は、ダウンリンクチャネル内で、データを受信する必要がなく、電力および／またはクロック信号のために受信された信号を単に利用し得る。

ダウンリンクを介してデータを受信する多くの実施形態では、データは、振幅偏移変調（ＡＳＫ）の変調スキームを用いて、受信された信号に組み込まれる。ＲＸブロック２０８は、電力回収システム２０２によって直接電力を供給され得、システムの動作全体の間、アクティブ状態であり得る。故に、ＲＸ２０８の全体電力消費を最小限にすることが重要であり得る。ＵＬおよびＤＬの同時通信を可能にするために、いくつかの実施形態は、ＵＬを伝送するために、周波数分割二重（ＦＤＤ）を利用し、ＧＨｚ領域における中心周波数を設定する。そのような高い中心周波数は、ＴＸ通信上の強い電力リンクの望ましくない影響を軽減し、ＵＬおよびＤＬの干渉を最小限にする。その上、ｍｍサイズのアンテナの効率は、周波数が、ＧＨｚ領域まで増加するにつれて、改良される。多くの実施形態では、ＵＬ通信は、周波数ベースの変調スキームとは対照的に、変動を供給するためのその優れたエネルギー効率およびより低い感度に起因する、振幅ベースの変調スキームを組み込む。本発明の種々の実施形態では、ＴＸブロック２１０は、ＯＯＫまたは超広帯域（ＵＷＢ）変調のいずれかを用いて、ＵＬデータを伝送するように構成される。

ＰＭＵ２０６は、整流器の調整されていない出力電圧を一定のＤＣ電圧に変換し、システム全体の電力消費を調節することができる。ｍｍサイズの埋込物における最大回収電力は、多くの場合、データＴＸ２１０等の電力大量消費ブロックの電力消費よりも少ない。本問題に取り組むための一技法は、電力要求ブロックの動作をデューティサイクルし、システムの全体電力消費を低下させることである。各ブロックの電力消費に応じて、ＰＭＵ２０６は、その電力供給スキームを持続的またはデューティサイクルのいずれかに設定することができる。貯蔵コンデンサ（ＣＳ）は、整流器によって変換されたエネルギーを貯蔵するために使用され、電圧リミッタは、任意の電圧破壊を阻止するために、ＰＭＵ２０６内に含まれる。システムの最大電力要求ブロックは、典型的には、データＴＸ２１０である。したがって、ＰＭＵ２０６は、ＣＳを横断して、電圧レベルを監視し、ＴＸ動作のためのアクティブおよびスリープモードを確立する。

安全な調整の下、ｍｍサイズの埋込物に伝達され得る、最大電力は、約数百マイクロワット以内であると報告されている。他方、データＴＸを実装するための回路網は、多くの場合、数ミリワットの瞬時電力を要求する。本問題に取り組むための一般的な技法は、電力要求ブロックの動作をデューティサイクルすることである。図１（ｂ）は、電力回収システムが、残りの構成ブロックのために持続可能電圧を保存することを可能にするために、電力要求ブロックが、頻繁に、非アクティブ化される、微小埋込物におけるデューティサイクルの概念を図示する。いくつかの実施形態による、デューティサイクル型電力供給スキームにおける、ＰＭＵ２０６の内部ノードの波形が、図３（ａ）に図示される。回収電力が、ＴＸ電力消費を下回る場合、ＴＸブロック２１０は、イネーブル（ＥＮ）信号によって定期的に非アクティブ化され、ＰＭＵが、ＰＭＵ２０６のＲＸブロックおよび内部回路網の持続的動作のために要求される、最小閾値量（Ｖ_Ｌ）よりも高いＶ_Ｃを維持することを可能にする。スリープモードの持続時間全体（ｔ_charge）の間、整流器は、Ｃ_Ｓを充電し、Ｖ_Ｃは、所定の閾値（Ｖ_Ｈ）に到達するまで上昇する。

回収電力が、持続的動作のために不十分な場合、図３（ｂ）に示されるように、ＴＸブロックは、常時アクティブ状態を維持し、ＥＮは、低いままであり、Ｖ_Ｃは、Ｖ_ＨとＶ_Ｌの間の電圧レベルで整定される。
ワイヤレスリンクの実装

本発明のいくつかの実施形態による送受信機システムのワイヤレスリンクは、ＤＬおよびＵＬ経路（受信および伝送ブロック）において使用される、２つの明確に異なるアンテナを含む。電力受信機として、オンチップコイル（ＯＣＣ）を特徴とする、ｍｍサイズのＲＦワイヤレス電力伝達（ＷＰＴ）システムは、約数十または数百ＭＨｚ内の動作周波数（受信）を有し得る。高周波数（例えば、１０ＧＨｚより高い）は、身体を透過することができない。ＷＰＴシステムの干渉を最小限にするために、データＴＸの動作周波数は、いくつかの実施形態では、ＧＨｚ周波数領域まで拡大される。種々のタイプのアンテナの中で、ダイポール構造が、その単純なプロファイルおよびオンチップ統合との連携に起因して、ＵＬ経路に対して魅力的な選定である。ダイポールアンテナはまた、オンチップ実装のためにも容易であり、小さな占有面積を有する。システム動作のための回収電力を向上し、ＵＬ経路内のデータレートを最大限にするために、アンテナ寸法および動作周波数を最適化することが望ましい。

小型埋込物のためのワイヤレス電力回収システムに関しては、リンクの最適化、最適な動作周波数、介在生体組織の影響、ＳＡＲ限界、および整流器の設計が、特に着目される。ワイヤレスリンクは、２ポートネットワークとしてモデル化され得、リンクの最適化は、電力伝達効率を最大限にすることを狙いとする、双方向性アルゴリズムを通して行われ得る。ワイヤレスリンクのための２ポートネットワークモデルは、一般的なアプローチであり、アンテナを囲繞する異なるリンク構成物を伴って、近接場または非近接場電磁領域において、任意のワイヤレスリンク動作に適用され得る。したがって、２ポートネットワークモデルは、送受信機のＤＬおよびＵＬ設計の両方に適用され得る。本発明のいくつかの実施形態による、電力リンクのための最適化アルゴリズムのためのプロセスを図示するフローチャートが、図４に図示される。

ＤＬからより大きな電力量を受信するために、大信号を有することが望ましい場合がある。しかしながら、これは、伝送機上に望ましくない影響を有し得る。例えば、２５０ＭＨｚの周波数においては、高調波もまた、電力を有する。２５０ＭＨｚにおける、電力リンクの第１７高調波は、伝送機のデータ信号に干渉し得る。したがって、調整可能コンデンサが、受信アンテナ２１２の共振周波数を変更するために利用されてもよい。

較正プロセスは、理想的な供給電圧を伴う、電力を利用してもよい。ＵＬの受信されたスペクトルは、スペクトルアナライザを用いて測定され得る。電力供給リンクが、アクティブ化され得、調整可能コンデンサは、ＵＬトーン（データ）が、電力リンクの存在において影響を受けなくなるまで、調整され得る。

ｍｍサイズの形状因子を検討すると、ある実施形態の最大寸法は、２．２５ｍｍに限定され、外部電力伝送機とＯＣＣとの間の距離は、１２ｍｍに設定される。外部コイルとＯＣＣとの間の比較的大きい結合に起因して、ＯＣＣの設計変数は、反復最適化アルゴリズムを通して、外部電力コイルとともに最適化され得る。

ＵＬ通信に関して、送受信機は、いくつかの実施形態では、ＴＸデータを３～７ＧＨｚの帯域幅を伴う、外部ＵＷＢモノポールアンテナに伝送する、オンチップダイポールを利用する。ＷＰＴシステムの電力伝達効率は、電力伝送機コイルの近接にある導電材料の存在によって、劣化を受けやすい。システムに対するワイヤレス電力潮流が、ＵＷＢモノポールアンテナによって改変されないことを確実にするために、ＵＬ通信の距離は、いくつかの実施形態では、１５ｃｍであるように選定され得る。ダイポールアンテナのための最適化された設計は、ＷＰＴシステムと類似の最適化アルゴリズムを使用して達成され得る。しかしながら、ダイポールアンテナとモノポールアンテナとの間の大きな距離および弱い結合に起因して、モノポールアンテナの設計変数は、最適化プロセスを通して変更され得ない。本発明のいくつかの実施形態による、ＯＣＣおよびダイポールアンテナの最適寸法が、図５に図示される。シミュレーション結果は、図示されたＯＣＣが、１３．６ｎＨのインダクタンス値を有し、２５０ＭＨｚにおいて、１４．３の無負荷Ｑ係数を達成することを示す。
電力管理ユニット

本発明のいくつかの実施形態による、電力回収システム２０２の詳細図が、図６に図示される。レクテナは、外部コイルの伝送された電力が、安全限界を下回り続けるとき、Ｖ_Ｃが、ＰＭＵ２０６の適切な動作のために要求される電圧レベルに到達することを確実にするために、４段階全波整流器を伴って実装される。受信された電力、およびＯＣＣのＱ係数、および整合ネットワークに応じて、いくつかのアーキテクチャが、限定ではないが、ダイオード接続ＭＯＳデバイス、ネイティブＭＯＳ、閾値補償、および自己駆動整流器を含む、電圧整流器を実装するために使用されることができる。種々のトポロジの中で、交差結合ＣＭＯＳデバイスを伴う、自己駆動整流器が、変換効率と感度との間の良好なバランスを提供し得る。故に、本構成は、いくつかの実施形態において、多段階電圧整流器を実装するために利用され得る。整流器のＲＦ－ｄｃ変換効率を最大限にするために、トランジスタの寸法が最適化される。さらに、深ＮウェルＮＭＯＳトランジスタが、バルクと電源端子との間の直接接続を可能にするために使用され得る。電源にバルクを接続することは、身体への影響を排除し、ＮＭＯＳデバイスの閾値電圧の増加を阻止し、最終的にＲＦ－ｄｃ変換効率を改良する。第１次整合回路は、動作周波数において、ＯＣＣおよび電圧整流器と共振する、分路コンデンサを使用して実現され得る。分路コンデンサは、インピーダンス値の虚数部を相殺する。故に、ＯＣＣと整流器との間の電力反射は、そのインピーダンスの実数部における差に起因し得る。ＯＣＣのための等価回路モデルが、図 ６に図示され、ＯＣＣは、開回路電圧Ｖ_ＯＣおよび内部抵抗Ｒ_ＯＣＣを伴う電源としてモデル化されている。２５０ＭＨｚにおいて、ＥＭシミュレーション結果は、Ｒ_ＯＣＣを３０５Ωと示す。他方、充電相中、電圧整流器は、定期的に、Ｖ_ＬからＶ_Ｈへ貯蔵コンデンサを変更する。充電時間に応じて、充電相中の整流器の負荷は、２３５μＷ～４２０μＷの間で変動する。０ｄＢｍの利用可能な電力に関して、２５０ＭＨｚにおいて、０ｄＢｍの利用可能な電力レベルに対してシミュレートされた変換効率は、３０％～６５％の間で変動する。また、整流器の大信号Ｓパラメータ（ＬＳＳＰ）シミュレーションは、ＯＣＣと電圧整流器との間の挿入損失が、約４．２ｄＢであることを示す。故に、外部コイルから整流器への全体電力伝達効率は、２４．２ｄＢである。他方、電力回収システムの感度は、ＰＭＵにおけるヒステリシス動作を確立するために、外部コイルから伝送される、最大要求電力として定義される。シミュレーション結果に基づいて、電力回収システムの感度は、２１．５ｄＢｍである。

デューティサイクルモードにおける、ＰＭＵ２０６の挙動は、図６に示されるように、電圧分配器、多段階参照ジェネレータ、ＭＵＸ、および電圧比較器を使用して実現される、ヒステリシス比較器と類似する。電圧リファレンスブロックは、供給独立型の絶対温度に比例する（ＰＴＡＴ）アーキテクチャを用いて実現され、２つの参照電圧を生成する。いったんＴＸブロックがアクティブ化されると、Ｃ_Ｓは、放電され、Ｖ_Ｃは、急速に低下する。ｔ_{ｄｉｓｃｈａｒｇｅ}は、Ｃ_Ｓの値に比例する。したがって、アクティブモードを延長するために、Ｃ_Ｓの容量値を最大限にすることが所望される。オンチップ設計の面積制約を伴って、最大容量値を達成するために、いくつかの実施形態は、それぞれ、２ｆＦ／μｍ^２および５．５ｆ Ｆ／μｍ^２の密度を伴って、ＭＯＳＣＡＰデバイスにわたって、ＭＩＭコンデンサを積み重ね、５ｎＦのコンデンサを実現する。

低ドロップアウト（ＬＤＯ）電圧レギュレータが、ＴＸ２１０およびＲＸ２０８ブロックの動作のための一定の１．３Ｖｄｃ電圧を提供するために、ＰＭＵ２０６内に組み込まれることができる。充電モード中、ＬＤＯによって消費される合計電流は、１０μＡである。スリープモードからアクティブモードへの遷移は、ＬＤＯに対して著しい負荷変動を表し、ＬＤＯの小さな静止電流消費は、ＬＤＯの過度応答を限定する。故に、負荷の急激な変動は、ＬＤＯの出力における、大きな電圧変動につながる。ＴＸブロック２１０によって引き出される最大瞬時電流は、４．５ｍＡの高さに到達し、１７５ｍＶの最大過度電圧変動を結果的にもたらす。ＬＤＯがアクティブモードで機能したままであることを確実にするために、誤差増幅器の帯域幅は、アクティブモードの開始時に増加される。ＰＭＵ２０６は、誤差増幅器のバイアス電流を適応的に１００μＡ増加させ得、これは、ＬＤＯが、１２ｍＶを下回る電圧変動を維持することを可能にする。これは、ＬＤＯの安定条件が、動作中に満たされることを確実にし得る。シミュレーション結果は、ＬＤＯの最小位相マージンが８８^°であり、ゲインマージンが、常時２０．５ｄＢを上回る値を維持することを示す。

電力管理ユニットの具体的な実装が、図６を参照して、上記に議論されるが、当業者は、様々な設計および特性のいずれかが、特定の用途に対する必要に応じて、本発明の実施形態に従って、利用され得ることを認識するであろう。
データ受信機の設計

本発明のいくつかの実施形態による、ＲＸブロック２０８およびその対応する波形の回路概略図が、図７に示される。ＲＸは、自己混合アーキテクチャに基づく。いくつかの実施形態では、電力搬送は、ＡＳＫ変調スキームを用いて変調され、ＤＬデータストリームに運搬される。ＯＣＣによって受信されたＲＦ信号は、（１）のように公式化され得る。

式中、ｘ（ｔ）およびｍは、ぞれぞれ、ＤＬデータおよび変調指数を表す。データ変調は、チップへの電力潮流上に最小限の影響を有するべきである。故に、ＲＸは、極小変調指標を用いて、ＤＬ信号を検出することができるべきである。パッシブミキサは、ＲＸの電力消費を最小限にするために、単一の整流器段階と同一の回路網を使用して実装される。Ｖ_ＲＦのプラスおよびマイナス循環における、トランジスタの切替状態を調査すると、図８に示されるように、単一の整流器段階が、自己ミキサとして作用し得ることが明らかである。自己ミキサの挙動は、Ｖ_ＲＦとｆ_ＲＦの周波数を伴う短形波の乗算として、近似され得る。短形波の第１高調波のみを検討すると、ミキサの出力は、（２）のように、近似され得る。

ＤＬ通信に対して要求されるデータレートは、通常、数Ｍｂｐｓである。故に、ｘ（ｔ）の周波数は、ｆ_ＲＦよりも著しく低い。ＤＬデータを抽出するために、ミキサの出力は、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）から通過され、ｄｃおよび２ｆ_ＲＦあたりにおいて、周波数成分を除去し得る。ＰＭＵにおいて電圧整流器をアクティブ化するために要求される最小電圧振幅が、６５０ｍＶであることは、注目に値する。故に、Ｖ_ＲＦは、前置増幅することなく、ミキサに直接通過され得る。ＤＬデータの周波数を検討すると、オンチップ構成要素を用いてＢＰＦを実現することは、現実的ではない。故に、いくつかの実施形態では、ＢＰＦは、低通過フィルタ（ＬＰＦ）および電圧比較器を使用して、３段階で実装される。図７では、ミキサの出力ノードは、１０ｐＦの分路コンデンサに接続され、これは、ミキサの出力抵抗を伴って、ＬＰＦを形成する。ＬＰＦは、（１）に従って、ｄｃ項およびｘ（ｔ）から成る、Ｖ_ＲＦのエンベロープを抽出する。次いで、Ｖ_ｅｎｖは、１６０Ｈｚの遮断周波数を有するＬＰＦを通して、通過される。ＬＰＦの大きな時定数に起因して、これは、平均化フィルタとして作用し、Ｖ_ａｖｅの遷移時間は、Ｖ_ｅｎｖよりも著しく大きい。ｄｃ成分を除去し、ｘ（ｔ）を復元するために、Ｖ_ｅｎｖおよびＶ_ａｖｅは、電圧比較器に通過される。比較器のシミュレートされた小信号ゲインは、３．８ＭＨｚの３－ｄＢ帯域幅および２８０ｎＡの電流消費を伴って、５１ｄＢである。図９に示されるタイミング図に明らかなように、ｘ（ｔ）が、複数の連続周期の間、トグルしない場合、Ｖ_ａｖｅは、Ｖ_ｅｎｖにより近づく。結果として、比較器は、メタ安定を起こす傾向があるであろう。復元されたデータの忠実性が、保存されていることを確実にするために、比較器は、ヒステリシス効果を導入する、シュミットトリガによって追従される。故に、Ｖ_ｏｕｔは、メタ安定モードにおいて、比較器の電圧変動に無感度となる。ヒステリシス効果はまた、ＲＸブロックの雑音感度も低減させる。いくつかの実施形態によるシュミットトリガの回路概略図が、図１０において実証される。トランジスタは、３８５ｍＶ～９３５ｍＶのヒステリシスウインドウを達成するために、適切なサイズである。シュミットトリマの出力は、測定目的のための電圧オシロスコープへの直接接続を可能にするために、外部供給を用いて電力を供給される、オンチップバッファに通過される。

具体的な受信機回路網が、図７に対して上記に説明されるが、当業者は、特定の用途に対する必要に応じて、本発明の実施形態に従って、変形例が成され得、他の回路網が、利用され得ることを認識するであろう。
データ伝送機の設計

本発明の多くの実施形態では、ＴＸブロック全体電力消費を減少させるために最小限の複雑性を伴って、実現される。振幅ベースの変調のおかげで、正確な周波数を生成する必要性はない。したがって、プロセス、電圧、および技術の変形例が、許容され得、ＴＸ回路設計上の制約を有意に緩和する。結果として、自励発振器は、ＴＸのためのＧＨｚ領域の搬送周波数を生成するために適正である。振幅変調に基づくデータ伝送機は、ＬＣ発振器を利用してもよく、その後、アンテナを駆動するために、電力増幅器が続く。しかしながら、そのような伝送機の合計電力消費は、１０ｍＷを上回り、データレートおよびエネルギー効率を限定する。ＴＸの電力消費を減少させるために、送受信機システムは、本発明のいくつかの実施形態において、ＴＸブロックのコアとして、電力発振器（ＰＯ）を利用する。ＰＯは、ダイポールアンテナに直接接続され得、バッファにおける任意の余剰電力消費に対する必要性を伴わずに、それを駆動する。故に、多くの実施形態は、ＰＯおよびダイポールアンテナのための共通設計を利用し、共振周波数を設定し、ＴＸのｄｃ－ＲＦ効率を最大限にする。共振周波数において、アンテナは、並列抵抗器（Ｒ_Ｐ，ａ）および分路コンデンサ（Ｃ_Ｐ，ａ）によってモデル化され得る。ＰＯに対する等価モデルが、図１１において、その回路概略図と並べて実証される。ＰＯは、テールトランジスタが除去される、クラスＤトポロジとともに実現され、結果として、オーバヘッド電圧の排除をもたらす。従来の発振器とは異なり、クラスＤのトランジスタは、理想に近いスイッチとして動作し、したがって、Ｍ_１－Ｍ_４は、小さなオン抵抗を保証するために適切なサイズである。高い発振振幅のために、本構造は、低位相雑音および低電力印加に対して評判が良い。ＭＯＳスイッチを通して流れる電流と供給電圧の積は、発振周期を横断して無視することができ、クラスＤは、９０％のエネルギー効率を達成する。ＰＯの電力消費は、タンクインダクタの寄生抵抗によって支配的に判定される。高周波数で動作し、より良好なＱ係数を伴う、大きなタンクインダクタを使用することは、ＰＯの電力消費を最小限にするために望ましい。しかしながら、ワイヤレスリンクシミュレーションの結果は、ＵＬ効率が、５ＧＨｚよりも高い周波数において、急速に低下することを示す。したがって、ＰＯは、４．２ＧＨｚの中心周波数に対して設計される。ＰＯ内で発生する発振を保証するために、相補的なスイッチの有効相互コンダクタンスは、インダクタおよびダイポールアンテナの損失を克服するべきである。発振器の設定条件は、（３）に表され得る。

発振周期（Ｇ_Ｍ）の間、有効相互コンダクタンスを最大限にするために、相補的な交差結合対が、電流再使用技法を通してＧ_Ｍをブーストするために利用され得る。また、トランジスタＭ_１ Ｍ_４は、発振条件が、全ての技術域を横断して満たされることを確実にするために適切なサイズである。切替性能およびＭ_１ Ｍ_４のＧＭは、それらがより大きくなるにつれて改良されるが、それらと関連付けられる寄生容量もまた、サイズとともに増加し、ＰＯ共振周波数を減少させる。故に、ある実施形態では、トランジスタは、図１１に示されるようなサイズである。

ＰＯへの周囲組織の影響は、ダイポールアンテナの慎重なＥＭシミュレーションおよびＩＥ３Ｄにおけるタンクインダクタによって評価されることができる。チップに対して前述と同一のＥＭ構成を使用して、Ｓパラメータが、ＰＯの回路シミュレーションにおいて、抽出および使用される。表Ｉは、その近接にある種々のタイプの生体組織を横断して、ＰＯの共振周波数を報告する。また、その共振周波数におけるダイポールアンテナのインピーダンス、およびアンテナに供給される電力とＰＯの合計電力消費の比率

も、表に含まれる。発振器は、全ての構成要素が、典型的な技術域内にあると仮定して、１．３－Ｖ供給電圧を用いてシミュレートされる。シミュレーション結果は、無視できるほどの周波数偏移を示唆する。

ＦＤＤスキームを用いて、ＴＲＸを実装することの利点の１つは、ＴＸ動作への電力リンクの影響が最小限であることである。この仮定を検証するために、あるシミュレーションは、外部電力伝送機とタンクインダクタに接続されるダイポールアンテナとの間の結合効率を示すことができる。２５０ＭＨｚの電力搬送を仮定すると、電力搬送の第１７高調波（４，２５０ＭＨｚ）は、ＰＯの自励周波数に最も近い高調波である。電力搬送とＰＯとの間の望ましくない結合効率は、それぞれ、２５０ＭＨｚおよび４，２５０ＭＨｚにおいて、６３．４ｄＢ、８３．７ｄＢである。大きな隔離に起因して、電力リンクは、ＰＯ動作に影響を及ぼさず、自励周波数からの周波数の逸脱は、ＴＸブロック内で観察されない。

種々の実施形態では、ＴＸブロックは、ＯＯＫまたはＵＷＢ変調スキームのいずれかを用いて、ＵＬ通信を行うように構成されることができる。両動作モードにおける、再構成可能ＴＸの回路概略図およびその対応する波形が、図１２に描写される。ＰＯをイネーブリングするためのトリガ信号が、変調タイプに従って成形され、ＴＸブロックにフィードされる。ＯＯＫモードで動作するとき、トリガ信号は、データパターンを複製するが、ＵＷＢモードでは、図１２（ａ）に示されるように、シンボル「１」に対するゼロ復帰（ＲＺ）波形として、成形される。ＴＸの動作モードは、トリガからＰＯへ信号経路を改変する、外部モード選択信号によって制御されることができる。ＯＯＫモードでは、トリガ信号は、対の伝送ゲートを通してＰＯに通過され、ＮＭＯＳ交差結合対を接地に接続する、２つのスイッチを制御する。スイッチは、ＮＭＯＳトランジスタを用いて実現され、ＮＭＯＳ交差結合対よりも８倍大きいサイズである。図１２（ｂ）に描写されるように、「１」シンボルの伝送の間、ＰＯは、シンボル周期全体（Ｔ_Ｓ）の間、アクティブ状態であり、これは、結果として、スムーズな切替遷移をもたらす。その結果、ＰＯから伝送される信号は、より小さい帯域幅を占有し、より単純な受信機を用いて検出され得る。しかしながら、ＯＯＫモードにおけるＴＸブロックの平均電力消費は、データレートから独立しており、単に、ＰＯの瞬時電力消費によって決定される。電力回収システムによって受信される持続的電力は、約数百マイクロワットである。他方、ＴＸブロックの電力消費は、ミリワットの範囲内であり、ＯＯＫモードにおけるデータ通信が、デューティサイクルされることが予期される。ＴＸブロックは、より広い占有帯域幅を犠牲にして、ＵＷＢモードにおいて、有意により低い平均電力消費を達成し得る。ＵＷＢモードにおいて、トリガ信号は、最初、トリガ波形の立ち上がりエッジの検出に応じて、短インパルス（Ｔ_Ｍ≒２ｎｓ）を生成する、デジタル回路網を通して、通過される。小さなインパルス持続時間に起因して、ＰＯが、信頼性をもって始動できることを確実にすることが重要である。発振器の非対称駆動は、急速な始動を達成することができる。したがって、生成されたインパルスは、ＳＷ１の少し後にＳＷ２を接続する、インバータチェーン遅延線によって遅延される。ＰＯを通して、始動時間ウインドウの間の電流の流れは、図１２（ｂ）に矢印を用いて示されるように、ノードＸおよびＹを横断して、初期電圧差を作成し、結果として、約２００ｐｓの始動時間をもたらす。

本発明のさらなる実施形態では、ワイヤレス電源送受信機の場所が、決定されることができる。例えば、読取機デバイスは、送受信機が伝送された信号を受信することができる。伝送された信号の周波数および位相は、送受信機と読取機デバイスとの間の距離を決定するために使用されることができる。複数の距離は、読取機デバイスを移動させることによって、または読取機デバイス上の複数のアンテナを使用することによって、決定されることができる。場所は、複数の決定された距離を使用して、送受信機に対して決定されることができる。

具体的な伝送機回路網が、図１１および１２に対して、上記に説明されるが、当業者は、特定の用途に対する必要に応じて、本発明の実施形態に従って、（例えば、他の適切な周波数および／または変調スキームを使用して）変形例が成され得る、または他の回路網が、利用され得ることを認識するであろう。
測定結果

本発明のいくつかの実施形態では、上記に説明されるような回路設計は、１８０ｎｍ ＣＭＯＳ技術において加工される。性能を評価するために、チップは、プリント基板（ＰＣＢ）上に搭載され、ボンドワイヤを用いてＰＣＢトレースに接続される。非導電性エポキシ樹脂が、チップ上に傾注され、組織層がチップの上部に設置されるときに接続を保護するために、ワイヤボンドされる。最初、ＰＭＵのｄｃ応答が、Ｖ_Ｃノードを供給電圧に接続することによって測定され、徐々にそれを増加させる。ＰＭＵの測定された応答は、ＰＭＵのヒステリシス挙動を示す。ヒステリシスループの閾値の値は、１．５Ｖおよび２．３Ｖであり、ＬＤＯの出力は、１．３４Ｖとして測定される。

医学的埋込物のためのＷＰＴシステムにおいて、外部コイルから伝送された電力（Ｐ_ＴＸ）は、ＳＡＲ限界によって決定される。周波数は、５００ＭＨｚを下回る範囲内にあるため、最大ＳＡＲ値は、ＰＴＸ≦３０ｄＢｍのとき、１．６Ｗ／ｋｇ未満である。Ｐ_ＴＸは、２５０ＭＨｚにおいては、さらに多く増加され得る。しかしながら、ＰＯ動作は、注入引動現象を通して、強い電力搬送の存在下で阻害される。但し、ＰＯの注入引動は、ＤＬ経路およびＵＬ経路と、ボンドワイヤと、ＰＣＢトレースとの間の高い隔離を示す、シミュレーション結果に基づいて予期されない。ＰＣＢトレースおよびボンドワイヤの使用は、測定プロセスの間、ＵＬデータパターンをチップにフィードするために重要である。ＰＯ引動の前の最大Ｐ_ＴＸレベルを決定するために、本システムは、ｄｃ電源を用いて、電力を供給され、Ｐ_ＴＸレベルは、徐々に増加される。図１３は、電力搬送の不在下における、ＴＸブロック内から放射された信号のスペクトルを示す。Ｐ_ＴＸが２６ｄＢｍに到達すると、付加的な周波数トーンが、ＴＸスペクトル内で観察され、自励周波数は、若干引動される。ＰＯにおける注入係止は、望ましくないサイドトーンの作成、および主要周波数トーンの減衰のために、問題がある。

Ｐ_ＴＸ閾値は、同様に、他の周波数に対しても測定され、類似した挙動が観察された。故に、残りの測定の間、Ｐ_ＴＸレベルは、２５ｄＢｍに限定され、ＤＬ通信の変調指数は、瞬時電力レベルが、注入引動閾値を下回ることを確実にするために、２０％に設定された。

いくつかの実施形態による送受信機システムのワイヤレス特性のための測定設定が、図１４に示される。電力搬送は、同軸周波数ミキサ（例えば、ミニ回路ＺＸ０５－１ＬＨＷ＋）を使用して、ＤＬデータストリームと混合され、５０－Ω電源に整合される、カスタム構築されたループアンテナを備えるチップに向かって放射される。変調指数は、ミキサのＩＦポートの高レベルおよび低レベルを調節することによって制御される。ミキサのＲＦポートは、減衰器を通して通過され、後続の電力増幅器（ＰＡ）が、ＰＡの最大定格より低い値を維持するような入力電力レベルを確実にする。１ｃｍの厚さの鶏の胸肉が、ワイヤレスリンクにおける、介在生体組織の影響を評価するために使用された。

最初、送受信機システムは、リンク内で、鶏の胸肉の不在下で測定され、電力コイルおよびチップは、１０ｍｍの空隙を伴って分離される。３．６ｄＢｉのゲインを伴う広帯域モノポールアンテナ（例えば、ＣＨＩＣＯＬＡＳ ＡＮＴ１１０）が、ＵＬデータを受信するために、チップから１５ｃｍ離して設置される。Ｐ_ＴＸおよび変調指数を２０％に設定後、ＴＸは、ＯＯＫモードで構成され、復元されたＵＬおよびＤＬデータストリームは、リアルタイム電圧オシロスコープによって記録される。図１５は、２．５Ｍｂｐｓのデータレートを伴うオリジナルのＤＬデータストリームと並べて、復元されたＤＬデータを示す。復元されたＤＬデータが、任意波形ジェネレータ（ＡＷＧ）によってランダムに生成されたデータパターンに追従することは、明白である。同様に、ＡＷＧからのランダムなＵＬデータパターンおよびモノポールアンテナによって受信されたデータは、ＴＸ通信の性能を検証するために、リアルタイム電圧オシロスコープを用いて、記録および比較される。電圧オシロスコープの５０－Ωインピーダンスを駆動するために、モノポールアンテナの後に、付加的なゲイン段階が続き、検出帯域幅は、外部フィルタによって限定される。ＵＬ通信のデューティサイクルを調節する上でのＰＭＵの能力は、２３ｄＢｍから２５ｄＢｍまでＰ_ＴＸを掃引することによって検査される。ＴＸは、ＯＯＫモードで構成され、データレートは、１００Ｍｂｐｓに設定される。復元されたＵＬデータは、異なるＰ_ＴＸレベルを用いて測定され、図１６に示される。放電時間は、３つの全ての場合において、ほぼ一定であり、Ｐ_ＴＸレベルが低下すると、充電時間は増加する。本観察は、ＰＭＵが、システムの平均電力消費を減少させるために、ＵＬ通信のデューティサイクルを減少させることを考えれば、当然である。ＴＸが、ＵＷＢモードで構成され、Ｐ_ＴＸが掃引されたとき、類似する挙動が観察された。ＯＯＫスキームとは異なり、ＴＸの電力消費は、先に説明したように、ＵＷＢモードでは、データレートに依存する。無線の性能は、ＵＷＢスキームでは、種々のデータレートを用いて測定され、復元されたＵＬデータが、図１７に示される。本検査の間、Ｐ_ＴＸは、２５ｄＢｍに設定され、データレートは、１５０Ｍｂｐｓから４０Ｍｂｐｓまで減少される。復元されたＵＬデータを調査することによって、ＵＬ通信のデューティサイクルが、より低いデータレートで増加することは、明白である。興味深いことに、４０Ｍｂｐｓを下回るデータレートに対して、本提案される無線は、持続的なＵＬ通信を達成する。

次いで、ＴＲＸの性能は、チップが、１０ｍｍの厚さを伴う鶏の胸肉の層で覆われている間に、評価される。外部電力コイルは、鶏の胸肉から２ｍｍ離れて設置された。反復調査を通して、電力伝送のための最適な周波数は、２１２ＭＨｚと決定された。外部電力コイルは、機械的トリマコンデンサを使用して、電源の５０－Ωインピーダンスに整合された。また、トリマ分路コンデンサが、同様に、ＯＣＣの共振周波数を２１２ＭＨｚに設定するために使用された。ＴＸをＯＯＫモードにした後、チップは、２５ｄＢｍのＰ_ＴＸレベルを用いて、ワイヤレスに電力を供給され、変調指数は、２０％に設定された。復元されたＤＬデータは、オシロスコープを用いて記録され、オリジナルのＤＬデータストリームと比較される。図１８は、組織を伴わないワイヤレス検査と同様に、ＲＸが、２．５ＭＢｐｓのデータレートを伴って、ＤＬを正常に受信することができることを示す。最後に、ＵＬ通信は、ＤＬワイヤレス経路において、鶏の胸肉の存在下で評価される。ＯＯＫおよびＵＷＢ変調スキームの両方に対する測定結果が、図１９に示され、ＴＸブロックは、最大１００Ｍｂｐｓのデータレートを伴う、ＯＯＫおよびＵＷＢ変調スキームを支持する。

通信リンクのビット誤り率（ＢＥＲ）を計算するために、時間領域波形は、複数回記録され、記録されたデータは、ＭＡＴＬＡＢ（登録商標）オフラインを用いて処理された。各場合に対して、１０，０００個の復元されたビットをオリジナルのデータと照合するために、十分なデータが記録された。オフライン処理後、欠損ビットは、観察されなかった。故に、ＤＬおよびＵＬ通信のＢＥＲは、１０^ー４を下回る。

最後に、個々のブロックの電力寄与が、ｄｃ検査を通して測定される。ＰＯの測定された電力消費は、３．７３ｍＷである。ＰＯが、データ通信のために使用されるとき、ＴＸブロックの全体電力消費は、変調スキームに従ってスケーリングされる。ＯＯＫおよびＵＷＢ変調スキームの両方において、構築クロックの電力寄与は、図２０に報告される。予期された通り、電力消費は、両動作モードにおいて、ＴＸブロックによって支配される。ＴＸブロックは、ランダムデータシーケンスを用いて、「０」および「１」ビットの等確率を伴ってフィードされるため、ＯＯＫモードおけるＴＸの電力消費は、ＰＯの電力消費のほぼ半分である。ＴＸのピーク伝送電力もまた、ＰＯの

効率を３５％と示す、シミュレーション結果を用いて、推定されることができる。故に、電力ゲインシミュレーション結果に基づいて、空気を通して１５ｃｍの距離において、６０ｄＢｍのピーク電力を伴って、ＵＬデータを受信することが予期される。モノポールアンテナに続く構成要素の付加的なゲインを除外して、測定されたスペクトルは、受信された信号が、５８．８ｄＢのピーク電力を有することを明らかにし、これは、期待値と十分一致している。また、ＬＮＡに対して、１－ＧＨｚの検出帯域幅、３ｄＢの最小ＳＮＲ、および３ｄＢの雑音指数を仮定すると、ＵＬ受信機の感度は、（４）のように表され得る。

本発明のいくつかの実施形態によるワイヤレス電源ＦＤＤ無線の性能が、図２１に要約され、医療用途向けの最新技術の面積制約型ＴＲＸと比較される。無線は、それぞれ、４．７ｐＪ／ｂのＵＬエネルギー効率および１ｐＪ／ｂのＤＬエネルギー効率を達成する。通信のために任意のタイプのアンテナを利用する、ＴＲＸと比較すると、本研究は、ＵＬエネルギー効率値において２．３倍の改良、ＤＬエネルギー効率値において５０倍の改良を示す。また、本設計は、完全に統合され、任意の後処理またはオフチップ構成要素を要求しない、第１のアクティブ無線であり、これは、結果として、実質的な容積の減少をもたらした。チップの注釈付き顕微鏡写真が、図２２に示され、面積の大部分が、アンテナおよび貯蔵コンデンサによって占有されていることは、明白である。ダイの厚さは、約３００μｍであり、本設計の合計容積は、２．４×２．２×０．３ｍｍ^３である。さらなる実施形態では、容積は、同様に、アンテナの性能を改良する、チップの回路基板を研削することによって、さらに減少させ得る。
ｐＨセンサの実装

本発明のさらなる実施形態では、ワイヤレス電源統合型回路は、電気化学的センサを含み、電気化学的センサからの出力レベルを示す信号を伝送するように構成されることができる。例えば、電気化学的センサは、ｐＨセンサであり、出力レベルは、ｐＨの測定値であり得る。上記にさらに述べられるように、トランジスタのサイズが単により小さくなるにつれて、ミクロンスケールで生産され得る、多くの電気化学的センサがここで存在する。イオン感応電解効果トランジスタ（ＩＳＦＥＴ）および微小電極は、ミクロン－スケールの電気化学的センサのそのような実施例である。これらの電気化学的センサから生成される信号を読み取ることができるほど十分に高感度である、回路を設計することは、電気化学的感知システム全体の形状因子、加工コスト、および時間を減少させることができる。

一般的なｐＨ感知アーキテクチャは、電圧のプラスおよびマイナスの両方の振れを考慮するために、ｐＨ電極のためのバイアス回路と、電極の出力電圧を測定するための高インピーダンス増幅器とを含むことができる。本スキームは、本発明のある実施形態において適用され得る。ユニティゲイン増幅器を使用して、ｐＨ電極にバイアスをかけるために、入力レジスタネットワークは、連続して接続されるダイオード接続トランジスタによって、置換され、より小さな構成要素を使用して、高抵抗を達成し、全体電力消費を減少させることができる。高入力インピーダンス増幅器に関して、計装用増幅器が、高入力インピーダンスおよび高同相除去比（ＣＭＲＲ）を有するため、使用されてもよい。また、ｐＨ電極は、雑音の影響をより受けやすくする、非常に弱い信号を有するため、差動入力を有する、計装用増幅器を使用することは、信号内に結合される、雑音をフィルタにかけて除去することに役立ち得る。

前述の設計における別の問題は、チップ毎に変動し得る、伝送機の中心周波数の曖昧性である。これは、チップによって測定された、正確なｐＨ値を把握することを非常に困難にするだけではなく、周波数の差が十分に大きくない場合、電力リンク通信に干渉し得る。したがって、非常に正確な中心周波数を提供し得る、デジタル伝送機を探求することが望ましい。
ワイヤレス電源ｐＨセンサアーキテクチャ

本発明のいくつかの実施形態による、ワイヤレス電源ｐＨセンサ回路のためのシステムアーキテクチャが、図２３にブロック図で示される。本発明の付加的な実施形態は、上記にさらに他の実施形態に対して議論されるように、有限状態機械（ＦＳＭ）のためのブロック、電力受信機の整流器、および／またはクロック修復を含むことができる。伝送機ブロックでは、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）が、感知回路から測定された電圧を読み取るために、使用されることができ、これは、（例えば、１０ビットのデジタルコードに）デジタル化され、デジタル伝送機を通して、偏移レジスタから伝送機に連続的に出力される。本アーキテクチャを使用することによって、デジタルコードが、基地局において、変換してアナログ信号の形に戻されると、ｐＨ電極の正確な測定された電圧値を復元することが可能である。

本アーキテクチャにおいて、デジタルブロックを追加することで、ＦＳＭは、ＡＤＣのタイミングが、残りの回路と同期することを確実にすることができる。したがって、信頼性のあるクロック電源およびＦＳＭが実装されるだけではなく、回路全体に電力を供給するための電圧整流器もまた実装され得る。ある実施形態は、非常に低い電力消費を有し、いったん電圧が測定されると、デジタルビットを設定するために、１１サイクルを要求する、ＳＡＲ－ＡＤＣを利用する。１１ｋＨｚクロック信号が、ＡＤＣを駆動するために使用されてもよく、１ｋＨｚクロックが、回路の残りを動作させるために使用されてもよい。本クロック信号を生成するための方法が、さらに以下に説明される。本システム全体のタイミング図が、図２４にある。最初、起動信号は、２クロックサイクルにわたって、伝送機をオンおよびオフさせ、回路を初期化する。クロックの次の立ち上がりエッジ上で、電圧値が、読み取られ、ＡＤＣクロックの１１クロックサイクルを通して、１０ビットのデジタルコードにデジタル化される、クロックの次の立ち上がりエッジにおいて、デジタルビットは、偏移レジスタ上へ、同時にロードされ、次の１０クロックサイクルにわたって、連続的に出力される。合計で、１ｐＨ測定は、測定された電圧値を基地局に伝送するために、１２クロックサイクル（１２ｍｓ）を占める。４０．６８ＭＨｚ信号が、電力リンクのために使用され得、１３．５６ＭＨｚが、伝送機が、アップリンク通信とダウンリンク通信との間の干渉を回避するために使用され得る。周波数およびビット数等の具体的な特性が、上記に議論されるが、当業者は、特定の用途に好適であり得るように、本発明の実施形態に従って、種々の値のいずれかが利用され得ることを認識するであろう。次は、主要なブロックの回路設計およびそのシミュレートされた結果について議論する。
ｐＨ感知回路

ある実施形態では、ｐＨ感知回路は、ｐＨ電極によって測定された、正確な電圧値を折り返し報告するべきであり、そのため、トランジスタ（Ｒｘ）は、開放されたままであり、レジスタＲ１およびＲ２は、等しく、回路のゲインを１にする。他の用途のための本発明のさらなる実施形態では、異なるレジスタ値が、Ｒｘノード内に挿入され、増幅器のゲインを１から５へ変動させることができる。

単一の計装用増幅器が、３つの動作可能な増幅器を含むことができ、そのため、これらの増幅器のそれぞれが、非常にわずかな静止電流を引き出すことが重要である。また、計装用増幅器が、理想に近い入力および電圧特性を有することを確実にするために、各動作可能増幅器に対して、高いゲインを有することも重要である。本発明のいくつかの実施形態では、動作可能な増幅器は、高いゲインを有し、高いＰＳＲＲを有し、閾値以下領域において動作するように設計された。一般に、トランジスタは、閾値以下領域においてバイアスをかけられると、最高相互コンダクタンスを提供し、したがって、チップ上のより多くの面積を占有する、より幅広なトランジスタを使用することと引き換えに、増幅器の電力消費は、減少させることができる。

Ｓｏｏｃｈ電流ミラーは、図２５に示される構成等のカスコードトランジスタＭ５に起因して、非常に安定的な出力電圧を提供するため、差動増幅器を強制的に閾値以下領域で動作させるために使用されることができる。２段階ＰＭＯＳ差動対は、より高いＰＳＲＲを有するため、利用されてもよい。シミュレートされた結果は、動作可能な増幅器が、１．１Ｖの供給電圧で、６０ｄＢを上回る開ループゲイン、ＰＳＲＲ＞５６．４ｄＢ、ＣＭＲＲ＞８０．１ｄＢ、および約３．５ｕＷの平均電力消費を有することを示した。
ｐＨセンサのためのデジタル伝送機

本発明のある実施形態では、デジタル伝送機回路は、伝送機アンテナにおいて、より高い電力を生成するために、３．３Ｖ電源を用いて、より低いＩＳＭバンド内で、１３．５６ＭＨｚで動作する。遅延線は、伝送機回路の電力消費を減少させるために、約１μｓの間、伝送機をオンにする、パルスを生産するために含まれる。

本発明のいくつかの実施形態では、伝送信号の波形は、受信信号の位相および／または形成に係止される。本発明の種々の実施形態は、異なるデータ伝送技法を使用してもよい。

１３．５６ＭＨＺの正確な周波数で、伝送機を動作させるために、回路は、基地局から生成された４０．６８ＭＨｚの電力リンク信号を利用することができる。図２６に示される、電流枯渇型インバータチェーンは、最小電力消費を伴って、電力リンク信号を増幅するために利用されてもよい。次いで、低電力Ｄ－ＦＦを使用して、５０％のデューティサイクルを伴う、図２７に図示されるもの等の３分割回路が、１３．５６ＭＨｚのベースバンド信号を生成するために利用され、伝送機回路を駆動し得る。伝送機は、電力リンク信号に干渉する必要もなく、正確な中心周波数で、情報を伝送することができる。伝送機は、共振周波数におけるループアンテナモデルおよびＱ係数１０を用いて、シミュレートされた。
ｐＨセンサのための電力回収機

本発明の実施形態によるｐＨセンサ回路は、上記にさらに説明されるもの等の電力回収機システムを利用してもよいが、異なる周波数が、適切であり得る。いくつかの実施形態は、４０．６８ＭＨｚの電力リンク信号を利用する。上記に説明される電力回収機システムと同様に、４段階交差結合整流器が、ｐＨセンサ回路のための電力を回収するために利用されてもよい。

カスケードされた交差結合整流器の電圧依存は、以下の方程式によって説明されることができる。

整流器の出力電圧は、各段階ともに増加し、ｎｍｏｓおよびｐｍｏｓトランジスタの閾値電圧とともに減少する。交差結合整流器の４つの段階は、３．３Ｖの所望の電圧を達成するために使用されることができる。より高い閾値電圧は、整流器の出力電圧を低下させるため、ネイティブｎｍｏｓデバイスが、第１段階のために使用された。より高い出力電圧は、より高い電力変換効率につながるが、各段階のカスケードされた数と、各段階においてトランジスタから結果的に生じる漏出との間にトレードオフが存在する。最小サイズの長さが、デバイスのために使用され得、最高出力電圧を達成するために、幅が変更された。貯蔵コンデンサが、回収されたエネルギーを貯蔵するために、出力に結着される。本発明のいくつかの実施形態は、３ｎＦの合計貯蔵容量を達成するために、ＭＩＭコンデンサおよびＭＯＳコンデンサの両方を利用する。

本発明のいくつかの実施形態によるｐＨセンサ回路は、約３５μＷの平均電力消費を有し得る。さらに、伝送機は、１ｋＨｚのビット率で、７．８ｎＪ／ビットを消費し得る。したがって、エネルギー回収機が、３５μＷの平均電力を生成することができる限り、回路全体は、持続的に動作することができるであろう。いくつかの実施形態によるｐＨセンサ回路は、高インピーダンス増幅器に接続された、ＭＥＡマイクロプローブを使用して、１秒おきに、ｐＨを測定することができる。ｐＨセンサ回路は、ＡＤＣを使用して、測定された電圧値を１０ビットのデジタルコードに連続的に変換することができ、これは、次いで、オン／オフ変調（ＯＯＫ）スキームを用いて動作する伝送機を使用して、伝送される。

上記の説明は、多くの具体性を含有するが、これらは、本発明の範囲を限定するものとして解釈されるべきではなく、本発明の現在好ましいとされる実施形態のいくつかの例証を単に提供するものとして解釈されるべきである。種々の他の実施形態が、その範囲内で可能性として考えられる。故に、本発明の範囲は、例証された実施形態によってではなく、添付の請求項およびその同等物によって決定されるべきである。

Claims (23)

1. 小型形状因子ワイヤレス電源送受信機であって、
   受信信号を受信するように構成される受信アンテナと、
   伝送信号を伝送するように構成される伝送アンテナと、
   電力回収システムであって、
   無線周波数エネルギーを受信信号からＤＣ（直流）電圧に変換するように構成される整流回路と、
   電力管理ユニット（ＰＭＵ）であって、最小電圧を維持するために、動作モードおよび受信および伝送回路網ブロックのバイアス条件を設定し、受信回路網ブロックから伝送回路網ブロックへＤＣ電圧を提供するように構成される電力管理ユニット（ＰＭＵ）と
   を含む、電力回収システムと、
   エネルギーを受信信号から電力回収システムへ提供するように構成される受信機回路網ブロックと、
   データ変調器回路を含む伝送機回路網ブロックであって、前記データ変調器回路は、電力管理ユニットから受信されるＤＣ電圧を使用して、伝送信号を生成するように構成される、伝送機回路網ブロックと
   を含む、小型形状因子ワイヤレス電源送受信機。
2. 前記整流回路は、４つの全波整流器を備える、請求項１に記載のワイヤレス電源送受信機。
3. 前記整流回路は、オンチップコイル（ＯＣＣ）を備える、請求項１に記載のワイヤレス電源送受信機。
4. 前記受信アンテナは、ループアンテナおよびコンデンサを備える、請求項１に記載のワイヤレス電源送受信機。
5. 前記受信機回路網は、前記伝送信号との干渉を低減させるために、前記受信アンテナの共振周波数を変更するように構成される調整可能コンデンサをさらに備える、請求項１に記載のワイヤレス電源送受信機。
6. 前記伝送機回路網は、電力発振器を備える、請求項１に記載のワイヤレス電源送受信機。
7. 前記受信機回路網は、前記受信信号からクロック信号を抽出するように構成され、前記伝送機回路は、前記電力発振器を前記クロック信号に同期させるように構成される、請求項６に記載のワイヤレス電源送受信機。
8. 前記伝送機回路網は、ＬＣ発振器および電力増幅器を備える、請求項１に記載のワイヤレス電源送受信機。
9. 前記データ変調器回路へ生体電気信号を生成するように構成される生体電気信号センサをさらに備える、請求項１に記載のワイヤレス電源送受信機。
10. 前記生体電気信号センサは、神経ＬＦＰ（局所的電場電位）センサである、請求項１０に記載のワイヤレス電源送受信機。
11. 前記電力管理ユニットは、前記伝送機回路網のスリープおよびアクティブ状態に基づいて、そのバイアス電流を変更するように構成される低ドロップアウト電圧レギュレータ（ＬＤＯ）を含む、請求項１に記載のワイヤレス電源送受信機。
12. 前記受信機回路網は、受信メッセージを前記受信信号から抽出するように構成されるデータ復調器を備える、請求項１に記載のワイヤレス電源送受信機。
13. 前記受信機回路網および伝送機回路網は、異なる周波数で動作するように構成される、請求項１に記載のワイヤレス電源送受信機。
14. 前記受信機回路網および伝送機回路網は、前記受信信号および伝送信号において、振幅ベースの変調スキームを利用する、請求項１に記載のワイヤレス電源送受信機。
15. 前記受信機回路網は、前記受信信号内のデータを受信するために、振幅偏移変調（ＡＳＫ）の変調を利用し、前記伝送機は、前記伝送信号内のデータを伝送するために、周波数分割二重（ＦＤＤ）を利用する、請求項１４に記載のワイヤレス電源送受信機。
16. 前記ＰＭＵは、貯蔵コンデンサ内に貯蔵された現在のエネルギー量に基づいて、デューティサイクル上で動作するために、前記伝送機回路網を制御するように構成される、請求項１に記載のワイヤレス電源送受信機。
17. 前記伝送アンテナは、ダイポールアンテナである、請求項１に記載のワイヤレス電源送受信機。
18. 前記伝送アンテナの寸法および動作周波数は、前記受信アンテナの動作からの干渉を最小限にするように最適化される、請求項１に記載のワイヤレス電源送受信機。
19. 前記データ変調器回路へ電気化学的信号を生成するように構成される電気化学的センサをさらに備える、請求項１に記載のワイヤレス電源送受信機。
20. 前記電気化学的センサは、溶液のｐＨを示す電気化学的信号を提供するように構成されるｐＨセンサである、請求項１９に記載のワイヤレス電源送受信機。
21. 前記伝送信号は、複数回受信され得、前記送受信機の位置特定は、複数の読取から決定される、請求項１に記載のワイヤレス電源送受信機。
22. 前記位置特定の正確度は、読取機の場所を移動させ、前記測定を反復することによって改良される、請求項２１に記載のワイヤレス電源送受信機。
23. 前記位置特定の正確度は、前記読取機の前記位置の関数として、読取信号の位相および振幅を利用することによって改良される、請求項２２に記載のワイヤレス電源送受信機。

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