JP2023156011A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＣＩＳＰＲ２５のクラス５のＥＭＣ規格を満たすことができる直流電源装置を提供する。【解決手段】スイッチング電源装置（２０）と、前記スイッチング電源装置の前段または後段に接続された電流安定化回路（１０）とを備え、直流電源から供給される直流入力電圧を変換して異なる電位の直流電圧を出力する直流電源装置において、前記スイッチング電源装置は、スイッチング周期を与える発振信号を生成する周波数可変な発振回路と、前記発振回路の周波数を前記スイッチング周期よりも長い周期で変化させるための発振制御電圧もしくは発振制御電流を生成する発振制御回路と、を備えるようにした。【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源および電流安定化回路を備えた直流電源装置に関する。

車載電子機器の分野においては、ドライブレコーダーのように、バッテリーから比較的長い電源ケーブルを介して負荷へ直流電圧を供給する場合、電圧低下を防止するとともに効率を良くするため、機器側にスイッチング電源（ＤＣ－ＤＣコンバータ）を設けている。このように、長い電源ケーブルでバッテリーからスイッチング電源へ電流を供給するシステムにおいては、電源装置のスイッチング動作に伴い電源ケーブルに伝導ノイズが乗り、電源ケーブルから輻射ノイズが放出され、テレビ放送受信機等他の電子機器へ悪影響を及ぼすという課題がある。

また、近年、ＥＶ(電気自動車）やＰＨＥＶ(プラグインハイブリッド）などにおけるような走行駆動源の電動化、自動運転のような先進運転システムの導入等によって、ＥＭＣ(電磁両立性）対策の重要性がますます大きくなっており、ＣＩＳＰＲ２５と呼ばれる自動車向けＥＭＣ規格が、ＩＥＣ（国際電気標準会議）により策定されている。
自動車で使用されるスイッチング電源（ＤＣ－ＤＣコンバータ）はノイズ発生源となるため、ＣＩＳＰＲ２５等の規格を満たすようにノイズを抑えることが必須の条件となっている。

そこで、本出願人は、ＤＣ－ＤＣコンバータでのスイッチング動作に伴い電源ケーブルを流れる電流が激しく変動することが輻射ノイズの原因となることに着目して、ＤＣ－ＤＣコンバータの前段または後段に、電流安定化回路を接続した直流電源装置に関する発明をなし、先に出願した（特許文献１）。
また、直流電源の分野においては、車載用ＤＣ－ＤＣコンバータに、ＥＭＣ対策として、スペクトラム拡散機能を設けることがある。

なお、スペクトラム拡散とは、電子機器が放出する電磁ノイズのエネルギーのスペクトルが狭い帯域に集中しないように、発振信号の周波数を若干変動させるような低周波のジッタを与え、放射電磁ノイズのエネルギーをある周波数の帯域幅に分散させることによってそのピーク値を抑圧する技術である。
特許文献２には、携帯電話やＰＤＡ等の電子機器用のスイッチングレギュレータにおいて、ＥＭＣ対策として、スペクトラム拡散機能を設けることが記載されている。ただし、特許文献２には、電流安定化回路を設けることでノイズを低減する技術については記載されていない。

特開２０２１－１９１０７９号公報 特開２０１１－１３９６０９号公報

本発明者らは、ＤＣ－ＤＣコンバータの前段に電流安定化回路を接続した直流電源装置と、電流安定化回路を設けない単独のＤＣ－ＤＣコンバータ（スイッチング周波数２ＭＨｚ）について、シミュレーションによって、ＤＣ－ＤＣコンバータの入力端子VINから上流の電源側へ伝達されるノイズの大きさを算出してみた。その結果を、図３に示す。このうち、図３（Ａ）はＤＣ－ＤＣコンバータ単独の場合の伝導ノイズの周波数スペクトル、図３（Ｂ）はＤＣ－ＤＣコンバータの前段に電流安定化回路を設けた場合の伝導ノイズの周波数スペクトルを示す。横軸はそれぞれ周波数である。図３（Ａ）、（Ｂ）において、ノイズに表われている複数のピークの周波数は、スイッチング周波数２ＭＨｚの高調波の周波数に相当する。

一方、図２には、上記０－１０ＭＨｚ、１０－２０ＭＨｚ、２０－３０ＭＨｚ、……９０－１００ＭＨｚの各周波数帯の中で最大ピークのノイズを代表値として選択し、５ＭＨｚ、１５ＭＨｚ、２５ＭＨｚ、……９５ＭＨｚのノイズとしてプロットし折れ線グラフとして表わしたものを示す。図２において、折れ線ＡはＤＣ－ＤＣコンバータ単独の場合の伝導ノイズの変化を表わし、折れ線Ｂは電流安定化回路を設けたＤＣ－ＤＣコンバータのノイズの変化を表わしている。また、図２において、ＮＬ１，ＮＬ２，ＮＬ３，ＮＬ４は、ＣＩＳＰＲ２５のクラス５に規定されている、０.５－１．６ＭＨｚ、５．９－６.２ＭＨｚ、３０－５４ＭＨｚ、７６－９０ＭＨｚのノイズレベルを表わしている。
図２より、ＤＣ－ＤＣコンバータ単独、電流安定化回路を設けたＤＣ－ＤＣコンバータのいずれの伝導ノイズも、ＣＩＳＰＲ２５のクラス５の規格を満たさないことが分かる。

また、本発明者は、スイッチング周波数２ＭＨｚで動作するＤＣ－ＤＣコンバータにスペクトラム拡散機能を設けた場合について、シミュレーションによって、電源側へ伝達されるノイズの大きさ算出してみた。その結果を、図４（Ａ）に示す。また、図２に、スペクトラム拡散機能を設けた場合における伝導ノイズの各周波数帯での最大ピークを折れ線Ｃで示した。図２より、スペクトラム拡散機能を設けたＤＣ－ＤＣコンバータの所定の条件における伝導ノイズは、電流安定化回路を設けた場合の伝導ノイズと同程度であり、ＣＩＳＰＲ２５のクラス５の規格を満たさないことが分かった。つまり、シミュレーション対象のＤＣ－ＤＣコンバータは、スペクトラム拡散機能を設けた場合と電流安定化回路を設けた場合のノイズ低減効果がほぼ同程度になる条件であった。

この発明は上記のような背景の下になされたもので、その目的とするところは、ＤＣ－ＤＣコンバータにスペクトラム拡散機能を設けた場合と電流安定化回路を設けた場合のノイズ低減効果がほぼ同程度になる条件下において、ＣＩＳＰＲ２５のクラス５のＥＭＣ規格を満たすことができる直流電源装置を提供することにある。
本発明の他の目的は、ユーザの要求あるいはノイズの規格に応じて動作を切り替えることができる直流電源装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本出願に係る発明は、
スイッチング電源装置と、前記スイッチング電源装置の前段または後段に接続された電流安定化回路とを備え、直流電源から供給される直流入力電圧を変換して異なる電位の直流電圧を出力する直流電源装置において、
前記スイッチング電源装置は、
スイッチング周期を与える発振信号を生成する周波数可変な発振回路と、
前記発振回路の周波数を前記スイッチング周期よりも長い周期で変化させるための発振制御電圧もしくは発振制御電流を生成する発振制御回路と、
を備えているようにしたものである。

上記のような構成の直流電源装置によれば、スイッチング電源装置（ＤＣ－ＤＣコンバータ）のスイッチング周期を与える発振信号を生成する発振回路が周波数可変であり、発振制御回路によって生成される発振制御電圧もしくは発振制御電流により上記発振回路の周波数がスイッチング周期よりも長い周期で変化されるため、上記発振回路と発振制御回路によってスペクトラム拡散機能が実現される。
さらに、スイッチング電源装置の前段または後段に接続された電流安定化回路によって、スイッチング電源装置のスイッチング動作により発生したノイズが電源ラインに伝達するのを抑制することができ、それによって電源ラインの電流が大きく変動して電源ラインから輻射ノイズが放出されるのを抑制することができる。その結果、ＣＩＳＰＲ２５のクラス５のＥＭＣ規格を満たすことができる。

本発明の直流電源装置によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータにスペクトラム拡散機能を設けた場合と電流安定化回路を設けた場合のノイズ低減効果がほぼ同程度になる条件下において、スイッチング動作に伴って発生するノイズをさらに低減して、ＣＩＳＰＲ２５のクラス５のＥＭＣ規格を満たすことができる。また、ユーザの要求すなわちノイズ低減を優先するか電圧低下回避を優先するかに応じて、あるいはノイズの規格によって動作を切り替えることができ、柔軟性および使い勝手を向上させることができるという効果がある。

本発明に係る直流電源装置の一実施形態を示す回路構成図である。 図３および図４のノイズの周波数スペクトルにおける各周波数帯での最大ピークを代表値として取り出して示した折れ線グラフである。 （Ａ）はＤＣ－ＤＣコンバータ単独の場合のノイズの周波数スペクトル、（Ｂ）は電流安定化回路を設けたＤＣ－ＤＣコンバータのノイズの周波数スペクトルである。 （Ａ）はスペクトラム拡散機能を設けたＤＣ－ＤＣコンバータのノイズの周波数スペクトル、（Ｂ）は電流安定化回路およびスペクトラム拡散機能を設けた実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータのノイズの周波数スペクトルである。 本発明に係る直流電源装置の第２の実施形態を示す回路構成図である。

以下、本発明の好適な実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明を、スイッチング電源（ＤＣ－ＤＣコンバータ）を備えた直流電源装置に適用した場合の一実施形態の概略構成を示す。
図１の直流電源装置は、バッテリーから入力される電源電圧Ｖinを、負荷となる電子機器に適した電圧に変換して安定した出力電圧Ｖoutを出力し、負荷へ電流Ｉoutを流す機能を有する。車載電子機器用の電源装置においては、入力電圧Ｖinは３Ｖ～３６Ｖ、出力電圧Ｖoutは３．３Ｖのような電圧とされる。

本実施形態の直流電源装置は、電流入力端子ＩＮ１と電流出力端子ＯＵＴ１を備えバッテリーから電源ケーブル等を介して電流入力端子ＩＮ１に入力される電流を制御する電流安定化回路１０と、電圧入力端子ＩＮ２と電圧出力端子ＯＵＴ２を備え電流安定化回路１０の電流出力端子ＯＵＴ１に電圧入力端子ＩＮ２が接続されたスイッチング制御方式のＤＣ－ＤＣコンバータ２０とから構成され、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０の電圧出力端子ＯＵＴ２に負荷ＲＬが接続される。

特に制限されるものでないが、電流安定化回路１０とＤＣ－ＤＣコンバータ２０がプリント配線基板のような１つの基板上に実装されるＩＣ（半導体集積回路）としてそれぞれ構成される場合、電流安定化回路１０とＤＣ－ＤＣコンバータ２０との間は、基板に形成された２本のプリント配線パターンからなる電源ライン（１つはグランドライン）によって接続される。また、電圧出力端子ＯＵＴ１と接地点との間には平滑用のコンデンサＣ１が接続され、電圧出力端子ＯＵＴ２と接地点との間には平滑用のコンデンサＣ２が接続されている。なお、電流安定化回路１０とＤＣ－ＤＣコンバータ２０は、１つの半導体チップ上に１個のＩＣとして形成されても良い。

本実施形態の直流電源装置における電流安定化回路１０は、バッテリーから供給される直流電圧が印加される電流入力端子ＩＮ１と電流出力端子ＯＵＴ１との間に設けられたＰＮＰバイポーラ・トランジスタからなる電流制御用トランジスタＱ１と、該トランジスタＱ１のエミッタ端子と電流入力端子ＩＮ１との間に接続された抵抗Ｒ１と、トランジスタＱ１を制御するオペアンプ（演算増幅回路）ＡＭＰ１と、該オペアンプＡＭＰ１の非反転入力端子に印加する電圧を生成する定電圧源ＣＶＳとを備えている。抵抗Ｒ１には、抵抗値が１０Ω程度の低抵抗値の素子が使用される。

また、電流安定化回路１０は、上記電流入力端子ＩＮ１と接地点との間に接続されたノイズ低減用のコンデンサＣ１と、上記電流出力端子ＯＵＴ１と定電圧源ＣＶＳのマイナス側制御端子（－）との間に設けられたローパスフィルタＬＰＦを備えている。
本実施形態では、オペアンプＡＭＰ２の非反転入力端子に、ローパスフィルタＬＰＦの出力電位よりも定電圧源ＣＶＳの電圧分だけ高い電圧が印加されることとなる。

ローパスフィルタＬＰＦは、電流安定化回路１０の電流出力端子ＯＵＴ１と定電圧源ＣＶＳのマイナス側端子（－）との間に接続された抵抗Ｒ２と、定電圧源ＣＶＳのマイナス側制御端子（－）と接地点との間に接続されたコンデンサＣ２とからなり、電流出力端子ＯＵＴ１の電圧変動成分のうち、後段のＤＣ－ＤＣコンバータ２０のスイッチング周波数に相当する高周波成分を除去し、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０のサーボ帯域（サーボ制御周波数）に相当する低周波成分を通過させるように時定数が設定される。

これにより、ローパスフィルタＬＰＦは、後段のＤＣ－ＤＣコンバータ２０のサーボ制御に伴う電流出力端子ＯＵＴ１の電圧変動のみを、定電圧源ＣＶＳを介してオペアンプＡＭＰ２へ伝え、スイッチング制御に伴う電流出力端子ＯＵＴ１の電圧変動をオペアンプＡＭＰ２へ伝えないように働く。具体的には、例えばＤＣ－ＤＣコンバータ２０のスイッチング周波数が２ＭＨｚで、サーボ制御周波数が２.４ｋＨｚである場合、抵抗Ｒ２として抵抗値が１０数ｋΩの素子が使用され、コンデンサＣ２として容量値が数ｎＦの素子が使用される。

また、定電圧源ＣＶＳはバイポーラ・トランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥに相当する電圧（約０．２Ｖ）を発生するように構成されており、これにより電流制御用トランジスタＱ１が常時動作することが可能になる。また、前記電圧が０.２Ｖ程度と小さくなるように構成することでトランジスタＱ１の熱損失を抑制し、トランジスタＱ１で発生する損失を最小限にすることが可能となるという利点がある。また、電圧を小さくし過ぎないことで電流制御用トランジスタＱ１の寄生容量の増大を防いでいる。
上記のような構成を有する本実施形態の電流安定化回路１０は、電流制御用トランジスタＱ１に流れるコレクタ電流をＩｃ、電流入力端子ＩＮ１と電流出力端子ＯＵＴ１との間の電位差をΔＶとおくと、Ｉｃ＝（ΔＶ－ＣＶＳ）／Ｒ１で表わされる電流を流すように動作する。

ここで、電流入力端子ＩＮ１と電流出力端子ＯＵＴ１との間の電位差ΔＶは、上述したように、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０の動作に伴う高周波成分を除去し低周波成分を維持するようにされる。そのため、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０のスイッチング動作で激しく変動する電流出力端子ＯＵＴ１側の電流変化を上流側の電源ラインへ伝えない一方、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０のサーボ制御に伴う電流変化には追従して変化する電流Ｉｃを流すことができるようになる。
なお、電流安定化回路１０は、図１に示されているような構成の回路に限定されるものでなく、例えば前述の特許文献１の図３、図５、図６に記載されているような構成のものを使用しても良い。

次に、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０について説明する。
本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ２０は、電圧入力端子ＩＮ２と電圧出力端子ＯＵＴ２との間に直列に接続されたＰチャネル形ＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）からなるスイッチング素子としてのスイッチング・トランジスタＭ１およびＭ１と直列のインダクタＬ１を備える。さらに、トランジスタＭ１とインダクタＬ１との接続ノードと接地点との間に接続された同期整流トランジスタＭ２と、上記トランジスタＭ１，Ｍ２をオン、オフ制御する信号を生成するスイッチング制御回路２１と、スイッチング制御回路２１からの制御信号に応じてトランジスタＭ１，Ｍ２をオン、オフ駆動するドライバ（ゲート駆動回路）２２を備える。

また、電圧出力端子ＯＵＴ２と接地点との間には、当該ＤＣ－ＤＣコンバータ２０の出力電圧Ｖoutを分圧する直列形態のブリーダ抵抗Ｒb1，Ｒb2が接続されている。
スイッチング制御回路２１は、上記ブリーダ抵抗Ｒb1，Ｒb2により分圧された電圧がフィードバック電圧ＶFBとして反転入力端子が接続された誤差アンプＡＭＰ２と、所定の周波数の信号を生成する発振回路ＯＳＣと、発振回路ＯＳＣの周波数を制御する制御信号を生成する発振制御回路としての波形生成回路ＷＧと、誤差アンプＡＭＰ２の出力信号と発振回路ＯＳＣの出力信号を入力とするコンパレータ（電圧比較器）ＣＯＭＰとを備える。

上記誤差アンプＡＭＰ２の非反転入力端子には参照電圧Ｖrefが印加されており、誤差アンプＡＭＰ２はフィードバック電圧ＶFBと参照電圧Ｖrefとの電位差に応じた電圧をコンパレータＣＯＭＰへ出力し、コンパレータＣＯＭＰは、誤差アンプＡＭＰ１の出力電圧に応じてＰＷＭ（パルス幅変調）方式でトランジスタＭ１，Ｍ２をオン、オフ制御するパルス信号を生成する。このパルス信号によってスイッチング・トランジスタＭ１のオン時間を制御する。

具体的には、トランジスタＭ２をオフ、Ｍ１をオンしてインダクタＬ１に電流を流してエネルギーを蓄積した後、Ｍ１をオフ、Ｍ２をオンしてインダクタＬ１の蓄積エネルギーを放出させて電圧出力端子ＯＵＴ２へ向けて電流Ｉoutを流すとともに、入力電圧を変換して負荷へ所定の直流電圧を供給する。また、負荷の電流が増加して出力電圧Ｖoutが下がると、コンパレータＣＯＭＰの出力のパルス幅が広がってＭ１のオン時間を長くして出力電圧Ｖoutを高くする。逆に、負荷の電流が減少して出力電圧Ｖoutが上がると、コンパレータＣＯＭＰの出力のパルス幅が狭くなってＭ１のオン時間を短くして出力電圧Ｖoutを低くする。

本実施形態のＤＣ－ＤＣコンバータ２０においては、発振回路ＯＳＣとして、制御端子に印加される電圧に応じて発振周波数が可変な電圧制御発振回路（ＶＣＯ）が使用されている。一方、波形生成回路ＷＧには、当該ＤＣ－ＤＣコンバータ２０のスイッチング周波数よりも充分に小さな周波数で変化する三角波を生成する三角波生成回路が使用されている。この三角波生成回路により生成された三角波がＶＣＯの制御端子に印加されることに応じて、ＶＣＯの発振周波数が漸増と漸減を繰り返すこととなる。従って、ＶＣＯと三角波生成回路とによって、スペクトラム拡散機能が実現される。

具体的には、例えば発振回路ＯＳＣの基本周波数として２ＭＨｚ、三角波の周波数として３ｋＨｚが選択され、発振回路ＯＳＣは波形生成回路ＷＧからの三角波の変化によって周波数が２ＭＨｚから２．４ＭＨｚまで増加した後、２ＭＨｚまで減少する動作を、０．３３ミリ秒の周期（３ｋＨｚ）で繰り返すように構成される。このように、スイッチング周波数を上方拡散させることによって、下方拡散によるＡＭ帯域への干渉を避けることができる。なお、基本周波数の２ＭＨｚは一例であり、一般的には、２００ｋＨｚ～２.２ＭＨｚの範囲でいずれかの周波数が選択される。
また、本実施形態においては、発振回路ＯＳＣとして電圧制御発振回路（ＶＣＯ）を使用しているが、制御電流によって発振周波数が変化するタイプの発振回路を使用するようにしても良い。また、三角波生成回路は鋸波（広義の三角波）を生成するものであっても良い。

図４（Ｂ）には、電流安定化回路１０とＤＣ－ＤＣコンバータ２０とからなる本実施形態の直流電源装置（ＤＣＤＣ＋電流安定化回路＋スペクトラム拡散機能）について、上記のような周波数条件で、シミュレーションを行なって取得した伝導ノイズの周波数スペクトルを示す。また、この周波数スペクトルに基づいて、０－１０ＭＨｚ、１０－２０ＭＨｚ、２０－３０ＭＨｚ、……９０－１００ＭＨｚの各周波数帯の中で最大ピークのノイズを代表値として選択し、５ＭＨｚ、１５ＭＨｚ、２５ＭＨｚ、……９５ＭＨｚのノイズとしてプロットし点間を結んだものを、図２に折れ線Ｄとして表わした。

図２および図４（Ｂ）より、本実施形態の直流電源装置（ＤＣＤＣ＋電流安定化回路＋スペクトラム拡散機能）は、ＣＩＳＰＲ２５のクラス５のＥＭＣ規格を満たすことができることが分かる。また、この折れ線Ｄは、（ＤＣＤＣ＋電流安定化回路）の直流電源装置の特性を表わす折れ線Ｂと、（ＤＣＤＣ＋スペクトラム拡散機能）の直流電源装置の特性を表わす折れ線Ｃとから予想される結果と一致する。さらに、折れ線Ｄは図４（Ｂ）に示す周波数スペクトルの各周波数帯でのノイズピーク値の平均ではなく、最大ピーク点を結んだものである。このことから、高調波のノイズ成分を、ＣＩＳＰＲ２５のクラス５に規定されているノイズレベル以下に完全に抑制できることが分かる。

次に、図５を用いて、本発明に係る直流電源装置の第２の実施形態について説明する。
第２実施形態の直流電源装置においては、電流安定化回路１０の電流入力端子ＩＮ１と電流出力端子ＯＵＴ１との間に、抵抗Ｒ１および電流制御用トランジスタＱ１を迂回するバイパス電流経路が設けられ、このバイパス電流経路の途中にオン／オフ・スイッチＳＷ１が設けられている。
また、外部からの制御信号Ｅ１,Ｅ２に応じて回路の動作モードを切り替えるための動作切替え回路３０が設けられ、動作切替え回路３０からの信号によって、上記オン／オフ・スイッチＳＷ１がオン／オフされるとともに、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０の波形生成回路ＷＧの動作が切り替えられるように構成されている。他の構成は第１の実施形態と同じであるので、重複することとなる説明は省略する。

本実施形態の直流電源装置においては、上記スイッチＳＷ１のオンまたはオフの状態と波形生成回路ＷＧの２つの状態との組み合わせによって、本実施形態の直流電源装置は最大で４つの動作状態を取り得ることとなる。
具体的には、波形生成回路ＷＧは、動作切替え回路３０からの切替え信号に応じて、第１の実施形態と同様に所定の周波数の三角波を生成して出力する第１動作と、一定の電圧を出力する第２動作を行う。第２動作において出力する一定の電圧は、発振器 (ＶＣＯ)を例えば２ＭＨｚの周波数で発振動作させる電圧である。

これにより、動作切替え回路３０は、（ＤＣＤＣ＋電流安定化回路＋スペクトラム拡散機能）の直流電源装置または（ＤＣＤＣ＋スペクトラム拡散機能）の直流電源装置の他、（ＤＣＤＣ＋電流安定化回路）の直流電源装置やＤＣＤＣ単独の直流電源装置のいずれかのモードで動作するような切替え機能を有するように構成されている。ただし、上記４つの動作モードのうちいずれか２つまたは３つの動作モードの切替え機能を有するように直流電源装置を構成しても良い。
なお、上記オン／オフ・スイッチＳＷ１がオンされると、電流安定化回路１０のオペアンプＡＭＰ１が動作を停止して電流制御用トランジスタＱ１をオフ状態にするように構成すると良い。これにより、スイッチＳＷ１のオン期間中における電流安定化回路１０の消費電力を低減することができる。

第１および第２の実施形態においては、ノイズ低減のため電流安定化回路１０を設けており、電流安定化回路１０には出力電流値を検出するための抵抗Ｒ１が設けられているので、電流安定化回路１０を設けない場合に比べて出力電圧が低くなる。一方、ユーザの中には、ノイズ低減よりも出力電圧の低下回避を優先したいと考えるユーザと、出力電圧の低下回避よりもノイズ低減を優先したいと考えるユーザがいる。
第２実施形態の直流電源装置は、電流安定化回路１０のＩＮ１－ＯＵＴ１間バイパス用のスイッチＳＷ１および動作切替え回路３０を備えているため、ノイズ低減を優先した電源装置としても、出力電圧の低下回避を優先した電源装置としても動作させることが可能となる。また、ＣＩＳＰＲ２５のクラス５とクラス４のように、ノイズの規格に応じて電源装置の動作を切り替えるように構成しても良い。

また、電流安定化回路１０とＤＣ－ＤＣコンバータ(Ｌ１,Ｃ４,Ｒb1,Ｒb2を除く)２０と動作切替え回路３０を１つのＩＣとして構成する場合においては、動作切替え回路３０へ制御信号Ｅ１,Ｅ２を入力するための外部端子（ピン）またはパッドを設けるようにしても良い。この場合、外部端子（ピン）またはパッドに、外付けのプルアップ抵抗またはプルダウン抵抗を接続して制御信号Ｅ１,Ｅ２の代わりとすることができる。さらに、動作切替え回路３０へ入力される制御信号Ｅ１,Ｅ２の状態を保持するレジスタを設けて良い。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では、連続的に変化する三角波を生成する波形生成回路ＷＧを設けているが、波形生成回路ＷＧの代わりに、発振器（ＶＣＯ）の発振周波数を段階的（ステップ状）に変化させる電圧もしくは信号を生成する回路（発振周波数変動手段）を設けるようにしても良い。
また、前記実施形態では、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０の前段に電流安定化回路１０を設けた直流電源装置を示したが、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０の後段に電流安定化回路１０を設けた直流電源装置として構成するようにしても良い。

また、前記実施形態では、電流安定化回路１０を構成するトランジスタとしてバイポーラ・トランジスタを使用したものを示したが、バイポーラ・トランジスタの代わりにＭＯＳトランジスタを使用しても良い。さらに、前記実施形態では、ＤＣ－ＤＣコンバータ２０として同期整流方式のＤＣ－ＤＣコンバータを使用した直流電源装置について説明したが、スイッチング・トランジスタＭ２の代わりにダイオードを使用した非同期整流方式のＤＣ－ＤＣコンバータを使用しても良い。
さらに、前記実施形態では、本発明を非絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータを直流電源装置とするシステムに適用した場合について説明したが、本発明は、トランスを備え一次側巻線に流す電流をスイッチング制御する絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータを直流電源装置とするシステムにも適用することができる。

１０……電流安定化回路、Ｑ１……電流制御用トランジスタ、ＡＭＰ１……アンプ、ＬＰＦ……ローパスフィルタ、ＣＶＳ……定電圧源、２０……ＤＣ－ＤＣコンバータ（スイッチング電源装置）、２１……スイッチング制御回路、２２……ドライバ（駆動回路）、３０……動作切替え回路、Ｌ１……インダクタ（コイル）、ＡＭＰ２……アンプ、ＣＯＭＰ……コンパレータ（電圧比較器）、ＯＳＣ……発振回路、ＷＧ……波形生成回路（発振制御回路）、ＳＷ１……オン／オフ・スイッチ（電流スイッチ素子）

Claims (4)

1. スイッチング電源装置と、前記スイッチング電源装置の前段または後段に接続された電流安定化回路とを備え、直流電源から供給される直流入力電圧を変換して異なる電位の直流電圧を出力する直流電源装置であって、
   前記スイッチング電源装置は、
   スイッチング周期を与える発振信号を生成する周波数可変な発振回路と、
   前記発振回路の周波数を前記スイッチング周期よりも長い周期で変化させるための発振制御電圧もしくは発振制御電流を生成する発振制御回路と、
   を備えていることを特徴とする直流電源装置。
2. 前記発振回路は、印加される電圧に応じて発振周波数が変化可能な電圧制御発振回路であり、
   前記発振制御回路は、電圧値が漸増、漸減する三角波を生成する三角波生成回路であり、
   前記三角波生成回路により生成された三角波が、発振周波数を変化させる電圧として前記発振回路に印加されるように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記電流安定化回路の電流入力端子と電流出力端子との間に接続された電流バイパス経路および前記電流バイパス経路の途中に設けられた電流スイッチ素子と、
   外部からの信号または電圧に応じて前記電流スイッチ素子をオン、オフ制御する信号を生成し、前記電流スイッチ素子を制御する信号を生成する動作切替え回路と、
   を備えていることを特徴とする請求項１または２に記載の直流電源装置。
4. 前記発振制御回路は、生成する発振制御電圧を変化させる第１動作状態または固定する第２動作状態に切り替えることができるように構成され、
   前記動作切替え回路は、前記発振制御回路の動作状態を切り替える信号を生成可能に構成されていることを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。

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