JP2023137607A

JP2023137607A - Power conversion device

Info

Publication number: JP2023137607A
Application number: JP2022043874A
Authority: JP
Inventors: 康平 ▲高▼田; Kohei Takada; 孝次小林; Koji Kobayashi
Original assignee: Sanden Corp
Current assignee: Sanden Corp
Priority date: 2022-03-18
Filing date: 2022-03-18
Publication date: 2023-09-29
Also published as: WO2023176281A1

Abstract

To provide a power conversion device capable of circulating common mode current generated from a switching element through the shortest route and reducing high frequency noise.SOLUTION: A power conversion device 1 applies a voltage to a motor 8 at the connection point of upper and lower arm switching elements 18A to 18F connected between a positive side power supply line 45 and a negative side power supply line 50, and the capacitance between an emitter electrode connected to the negative side power supply line 50 of the lower arm switching elements 18D to 18F and a heat sink is the same or substantially the same as the capacitance between a collector electrode connected to the positive side power supply line 45 of the upper arm switching elements 18A to 18C and the heat sink.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、上下アームスイッチング素子の接続点における電圧を負荷に印加する電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device that applies voltage at a connection point between upper and lower arm switching elements to a load.

従来よりこの種電力変換装置は、正側電源ラインと負側電源ラインの間に上アームスイッチング素子（ＩＧＢＴ等）と下アームスイッチング素子（ＩＧＢＴ等）を直列に接続し、この接続点（アーム中点）を電動圧縮機のモータ等の負荷に接続する。そして、各スイッチング素子のスイッチングを制御することにより、交流変換された電圧を負荷に印加し、駆動する構成とされていた（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。 Conventionally, this type of power converter has connected an upper arm switching element (IGBT, etc.) and a lower arm switching element (IGBT, etc.) in series between the positive side power supply line and the negative side power supply line, and this connection point (in the arm (point) to a load such as an electric compressor motor. Then, by controlling the switching of each switching element, the AC-converted voltage is applied to the load to drive it (see, for example, Patent Document 1 and Patent Document 2).

特開平４－２４２９９７号公報Japanese Patent Application Publication No. 4-242997 特許第５０３０５５１号公報Patent No. 5030551

ここで、この種電力変換装置では、制御基板の入力部に大型のＥＭＩフィルタを搭載し、コモンモードコイルやＹコンデンサを用いて、ノイズ源であるスイッチング素子から寄生容量を介してヒートシンク（電動圧縮機の筐体等）に流出するノイズ（コモンモード電流）をノイズ源に還流するノイズ低減対策を行っている。しかしながら、この方法ではノイズ源であるスイッチング素子からヒートシンク（筐体）に流出したノイズ（コモンモード電流）に対し、ＥＭＩフィルタまでの配線長が長く、Ｙコンデンサのフィルタ効果を十分得られにくいため、十分なインピーダンスを持つ大型のコモンモードコイルを挿入する必要があった。 In this type of power converter, a large EMI filter is mounted on the input section of the control board, and a common mode coil and Y capacitor are used to connect the switching element, which is a noise source, to a heat sink (electric compressor) via parasitic capacitance. Measures are taken to reduce noise by circulating noise (common mode current) flowing into the machine's casing, etc., back to the noise source. However, with this method, the wiring length to the EMI filter is long and it is difficult to obtain the sufficient filtering effect of the Y capacitor against the noise (common mode current) flowing from the switching element, which is the noise source, to the heat sink (casing). It was necessary to insert a large common mode coil with sufficient impedance.

尚、負荷としてモータを駆動する場合におけるＥＭＩノイズは、スイッチング動作に伴い、スイッチング素子とヒートシンク（筐体）間の寄生容量を介して流出するノイズと、スイッチング素子動作に伴い、モータとヒートシンク（筐体）間の寄生容量を介して流出するノイズが主であるが、それぞれノイズの周波数成分が異なり、スイッチング素子から流出するノイズは高周波成分を多く含み、モータから流出するノイズは低周波成分が主体となる。 Note that EMI noise when driving a motor as a load includes noise that flows out through the parasitic capacitance between the switching element and the heat sink (casing) due to the switching operation, and noise that flows out through the parasitic capacitance between the motor and the heat sink (casing) due to the switching operation. The noise that flows out through the parasitic capacitance between the motor and motor body is the main noise, but the frequency components of each noise are different.The noise that flows out from the switching element contains many high frequency components, and the noise that flows out from the motor mainly contains low frequency components. becomes.

通常ＩＧＢＴ等のパワー半導体素子は、放熱効率を上げるためにコレクタ電極にヒートスプレッダを持つ。そして、このヒートスプレッダはシート状の放熱絶縁体を介してヒートシンク（筐体）に接続される。例えばモータ１０５を駆動する三相のインバータ回路の場合、図１１に示すように上アームスイッチング素子１００のコレクタ電極とヒートシンク（筐体１０１）間、及び、アーム中点（下アームスイッチング素子１０２のコレクタ電極）とヒートシンク（筐体１０１）間に合計数１０ｐＦ～数１００ｐＦの寄生容量１０３、１０４を持つことになる。 Power semiconductor devices such as IGBTs usually have a heat spreader on the collector electrode to increase heat dissipation efficiency. This heat spreader is connected to a heat sink (casing) via a sheet-like heat dissipating insulator. For example, in the case of a three-phase inverter circuit that drives the motor 105, as shown in FIG. There is a total parasitic capacitance 103, 104 between several tens of pF to several hundred pF between the heat sink (electrode) and the heat sink (casing 101).

一方、ＩＧＢＴのエミッタ電極はヒートスプレッダを持たないため、下アームスイッチング素子１０２のエミッタ電極とヒートシンク（筐体１０１）間の寄生容量１０６は数ｐＦと小さい（図１１）。尚、図１１において、１０７は図示しない直流電源に接続された正側電源ライン、１０８は負側電源ライン、１０９は電流検出用のシャント抵抗である。 On the other hand, since the emitter electrode of the IGBT does not have a heat spreader, the parasitic capacitance 106 between the emitter electrode of the lower arm switching element 102 and the heat sink (casing 101) is as small as several pF (FIG. 11). In FIG. 11, 107 is a positive power line connected to a DC power source (not shown), 108 is a negative power line, and 109 is a shunt resistor for current detection.

ここで、ＥＭＩに顕著な影響を与えるコモンモード電流は、寄生成分（例えば配線のインダクタンスやスイッチング素子とヒートシンク間の容量）のインピーダンスの不平衡状態から生じるものが多いため、図１１に示されるような上アームスイッチング素子１００のコレクタ電極とヒートシンク（筐体１０１）間の寄生容量１０３と、下アームスイッチング素子１０２のエミッタ電極とヒートシンク（筐体１０１）間の寄生容量１０６の差異がこの不平衡状態をもたらし、コモンモード電流（ノイズ）を生じさせる要因となる。 Here, the common mode current that has a significant effect on EMI is often generated from an unbalanced state of impedance of parasitic components (for example, wiring inductance and capacitance between switching elements and heat sinks), so as shown in Figure 11, This unbalanced state is caused by the difference between the parasitic capacitance 103 between the collector electrode of the upper arm switching element 100 and the heat sink (casing 101) and the parasitic capacitance 106 between the emitter electrode of the lower arm switching element 102 and the heat sink (casing 101). This causes a common mode current (noise).

即ち、急峻なスイッチングにより上アームスイッチング素子１００のコレクタ電極側のＤＣリンク電圧が振動した際に、上アームスイッチング素子１００のコレクタ電極とヒートシンク（筐体１０１）間の寄生容量１０３を介してコモンモード電流が流出するが、下アームスイッチング素子１０２のエミッタ電極とヒートシンク（筐体１０１）間の寄生容量１０６が小さいため、上アームスイッチング素子１００のコレクタ電極から流出したコモンモード電流が、直近で還流することができずにノイズとして検出される割合が多くなるからである。 That is, when the DC link voltage on the collector electrode side of the upper arm switching element 100 oscillates due to steep switching, the common mode voltage is generated via the parasitic capacitance 103 between the collector electrode of the upper arm switching element 100 and the heat sink (casing 101). Current flows out, but because the parasitic capacitance 106 between the emitter electrode of the lower arm switching element 102 and the heat sink (casing 101) is small, the common mode current flowing out from the collector electrode of the upper arm switching element 100 circulates immediately. This is because a high percentage of the noise is detected as noise.

本発明は、係る従来の技術的課題を解決するためになされたものであり、スイッチング素子から生じるコモンモード電流を最短ルートで還流させ、高周波ノイズを低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in order to solve the conventional technical problems, and provides a power conversion device that can circulate common mode current generated from switching elements through the shortest route and reduce high frequency noise. With the goal.

請求項１の発明の電力変換装置は、正側電源ラインと負側電源ライン間に接続された上下アームスイッチング素子の接続点における電圧を負荷に印加するものであって、下アームスイッチング素子の負側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間の容量が、上アームスイッチング素子の正側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間の容量と同一、若しくは、それらの差異が所定の許容範囲内とされていることを特徴とする。 The power conversion device according to the invention of claim 1 applies a voltage at the connection point of the upper and lower arm switching elements connected between the positive side power supply line and the negative side power supply line to the load, and the voltage at the connection point of the lower arm switching element is applied to the load. The capacitance between the electrode connected to the side power supply line and the heat sink is the same as the capacitance between the electrode connected to the positive side power supply line of the upper arm switching element and the heat sink, or the difference therebetween is within a predetermined tolerance range. It is characterized by

請求項２の発明の電力変換装置は、上記発明において下アームスイッチング素子の負側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間、及び、上アームスイッチング素子の正側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間にそれぞれ接続された付加容量を備え、各付加容量により、下アームスイッチング素子の負側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間の容量が、上アームスイッチング素子の正側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間の容量と同一、若しくは、それらの差異が所定の許容範囲内とされていることを特徴とする。 In the power conversion device of the invention of claim 2, in the above invention, the electrode connected to the negative side power supply line of the lower arm switching element and the heat sink, and the electrode connected to the positive side power supply line of the upper arm switching element and the heat sink. Each additional capacitor connects the capacitance between the electrode connected to the negative power line of the lower arm switching element and the heat sink to the positive power line of the upper arm switching element. It is characterized in that the capacitance between the electrode and the heat sink is the same, or the difference between them is within a predetermined tolerance range.

請求項３の発明の電力変換装置は、正側電源ラインと負側電源ライン間に接続された上下アームスイッチング素子の接続点における電圧を負荷に印加するものであって、下アームスイッチング素子の負側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間に、上アームスイッチング素子の正側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間の寄生容量と同一、若しくは、差異が所定の許容範囲内の付加容量が接続されていることを特徴とする。 The power converter of the invention according to claim 3 applies the voltage at the connection point of the upper and lower arm switching elements connected between the positive side power supply line and the negative side power supply line to the load, and the voltage at the connection point of the lower arm switching element is applied to the load. An additional capacitance that is the same as the parasitic capacitance between the electrode connected to the positive side power line of the upper arm switching element and the heat sink, or whose difference is within a predetermined tolerance range, is connected between the electrode connected to the side power supply line and the heat sink. It is characterized by being

請求項４の発明の電力変換装置は、請求項２又は請求項３の発明において付加容量を、配線部材に配置したことを特徴とする。 The power conversion device according to the invention of claim 4 is characterized in that the additional capacitance is arranged in the wiring member in the invention of claim 2 or claim 3.

請求項５の発明の電力変換装置は、請求項２又は請求項３の発明において付加容量を、複数の容量素子により構成したことを特徴とする。 A power conversion device according to a fifth aspect of the present invention is characterized in that, in the second or third aspect of the present invention, the additional capacitance is constituted by a plurality of capacitive elements.

請求項６の発明の電力変換装置は、請求項２又は請求項３の発明において負側電源ラインに設けられたシャント抵抗を備え、付加容量の一端を下アームスイッチング素子の負側電源ラインに接続された電極とシャント抵抗の間に接続し、付加容量の他端をヒートシンクに接続したことを特徴とする。 The power conversion device of the invention of claim 6 is the invention of claim 2 or 3, and includes a shunt resistor provided in the negative power line, and one end of the additional capacitor is connected to the negative power line of the lower arm switching element. The other end of the additional capacitor is connected to a heat sink.

請求項７の発明の電力変換装置は、請求項１乃至請求項３の発明において上下アームスイッチング素子はＩＧＢＴから構成されており、下アームスイッチング素子の負側電源ラインに接続された電極は、ＩＧＢＴのエミッタ電極であり、上アームスイッチング素子の正側電源ラインに接続された電極は、ＩＧＢＴのコレクタ電極であることを特徴とする。 In the power conversion device of the invention of claim 7, in the invention of claims 1 to 3, the upper and lower arm switching elements are constituted by IGBTs, and the electrode connected to the negative side power supply line of the lower arm switching element is the IGBT. The emitter electrode connected to the positive power supply line of the upper arm switching element is the collector electrode of the IGBT.

本発明によれば、下アームスイッチング素子の負側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間の容量を、上アームスイッチング素子の正側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間の容量と同一、若しくは、差異が所定の許容範囲内とした。例えば、請求項２の発明の如く下アームスイッチング素子の負側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間、及び、上アームスイッチング素子の正側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間に付加容量をそれぞれ接続すること、或いは、請求項３の発明の如く下アームスイッチング素子の負側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間に、上アームスイッチング素子の正側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間の寄生容量と同一、若しくは、差異が所定の許容範囲内の付加容量を接続することで、下アームスイッチング素子の負側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間の容量を、上アームスイッチング素子の正側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間の容量と同一、若しくは、それらの差異を所定の許容範囲内としたので、下アームスイッチング素子の負側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間の容量と、上アームスイッチング素子の正側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間の容量の不平衡状態を解消することができるようになる。 According to the present invention, the capacitance between the electrode connected to the negative side power supply line of the lower arm switching element and the heat sink is the same as the capacitance between the electrode connected to the positive side power supply line of the upper arm switching element and the heat sink, or , the difference was within a predetermined tolerance range. For example, as in the invention of claim 2, additional capacitance is provided between the electrode connected to the negative side power supply line of the lower arm switching element and the heat sink, and between the electrode connected to the positive side power supply line of the upper arm switching element and the heat sink. or between the electrode connected to the negative side power supply line of the lower arm switching element and the heat sink, and between the electrode connected to the positive side power supply line of the upper arm switching element and the heat sink, as in the invention of claim 3. By connecting an additional capacitor that is the same as the parasitic capacitance of , or whose difference is within a predetermined tolerance range, the capacitance between the electrode connected to the negative side power supply line of the lower arm switching element and the heat sink can be reduced to the upper arm switching element. Since the capacitance between the electrode connected to the positive power supply line and the heat sink is the same, or the difference between them is within a predetermined tolerance range, the capacitance between the electrode connected to the negative power supply line of the lower arm switching element and the heat sink is It becomes possible to eliminate the unbalanced state of capacitance between the capacitance and the capacitance between the electrode connected to the positive side power supply line of the upper arm switching element and the heat sink.

これにより、上アームスイッチング素子の正側電源ラインに接続された電極からヒートシンクに流出したコモンモード電流を、下アームスイッチング素子の負側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間の容量により直近で還流させ、高周波ノイズを低減することができるようになる。 This allows the common mode current flowing from the electrode connected to the positive power line of the upper arm switching element to the heat sink to be immediately returned to the capacitance between the electrode connected to the negative power line of the lower arm switching element and the heat sink. This makes it possible to reduce high frequency noise.

即ち、スイッチング時の急峻な電流変化及び配線等の寄生インダクタンスにより上アームスイッチング素子の正側電源ラインに接続された電極から寄生容量を介して生じたコモンモード電流を、下アームスイッチング素子の負側電源ラインに接続された電極とヒートシンク間の容量を介して最短ルートで還流させることが可能となり、効果的なノイズの低減を実現することができるようになる。また、抑制できるノイズ成分は高周波帯のため、寄生インダクタンスの影響で通常のＥＭＩフィルタではノイズ低減が困難な帯域を効果的に改善することもできる。 In other words, the common mode current generated through the parasitic capacitance from the electrode connected to the positive side power supply line of the upper arm switching element due to the sudden current change during switching and the parasitic inductance of wiring etc. is transferred to the negative side of the lower arm switching element. It becomes possible to circulate current through the shortest route through the capacitance between the electrode connected to the power supply line and the heat sink, making it possible to achieve effective noise reduction. Further, since the noise components that can be suppressed are in high frequency bands, it is also possible to effectively improve the band in which it is difficult to reduce noise with a normal EMI filter due to the influence of parasitic inductance.

この場合、請求項４の発明の如く付加容量を配線部材に配置するようにすれば、配置上の制約を解消し、省スペースとノイズ改善に有利となる。 In this case, by arranging the additional capacitance in the wiring member as in the fourth aspect of the invention, the restrictions on arrangement are resolved, which is advantageous in saving space and improving noise.

また、請求項５の発明の如く付加容量を、複数の容量素子により構成すれば、ヒートシンクと上下アームスイッチング素子間の絶縁距離と安全規格をより満足させることができるようになる。 Furthermore, if the additional capacitance is constituted by a plurality of capacitance elements as in the fifth aspect of the invention, the insulation distance between the heat sink and the upper and lower arm switching elements and safety standards can be further satisfied.

また、請求項６の発明の如く負側電源ラインにシャント抵抗が設けられている場合、付加容量の一端を下アームスイッチング素子の負側電源ラインに接続された電極とシャント抵抗の間に接続し、付加容量の他端をヒートシンクに接続することで、より効果的にノイズ低減効果を得ることができるようになる。 Further, when a shunt resistor is provided in the negative power supply line as in the invention of claim 6, one end of the additional capacitance is connected between the electrode connected to the negative power supply line of the lower arm switching element and the shunt resistor. By connecting the other end of the additional capacitor to a heat sink, it becomes possible to more effectively obtain a noise reduction effect.

尚、上下アームスイッチング素子がＩＧＢＴである場合は、下アームスイッチング素子の負側電源ラインに接続された電極は、請求項７の発明の如くＩＧＢＴのエミッタ電極であり、上アームスイッチング素子の正側電源ラインに接続された電極は、ＩＧＢＴのコレクタ電極である。 In addition, when the upper and lower arm switching elements are IGBTs, the electrode connected to the negative side power supply line of the lower arm switching element is the emitter electrode of the IGBT as in the invention of claim 7, and the electrode connected to the positive side of the upper arm switching element is the emitter electrode of the IGBT. The electrode connected to the power supply line is the collector electrode of the IGBT.

本発明の一実施例の電力変換装置の電気回路図である。FIG. 1 is an electrical circuit diagram of a power conversion device according to an embodiment of the present invention. 図１の電力変換装置を備えた一実施例の電動圧縮機の縦断側面図である。FIG. 2 is a longitudinal side view of an electric compressor according to an embodiment including the power conversion device of FIG. 1. FIG. 上下アームスイッチング素子の取付構造を説明する図２の電動圧縮機の要部拡大断面図である。FIG. 3 is an enlarged sectional view of a main part of the electric compressor of FIG. 2 illustrating the mounting structure of the upper and lower arm switching elements. 上下アームスイッチング素子の内部構造とその取付構造を説明する図である。It is a figure explaining the internal structure of an upper and lower arm switching element, and its attachment structure. 上下アームスイッチング素子と筐体間の寄生容量と負荷容量の接続箇所を説明する図である（実施例１）。FIG. 3 is a diagram illustrating connection locations of parasitic capacitance and load capacitance between the upper and lower arm switching elements and the housing (Example 1). ＥＭＩノイズの測定結果を説明する図である。It is a figure explaining the measurement result of EMI noise. 図６に示した二つの測定結果の差異を説明する図である。7 is a diagram illustrating a difference between the two measurement results shown in FIG. 6. FIG. 上下アームスイッチング素子と筐体間の寄生容量と負荷容量の接続箇所を説明するもう一つの図である（実施例２）。FIG. 7 is another diagram illustrating the connection points of the parasitic capacitance and load capacitance between the upper and lower arm switching elements and the housing (Example 2). 上下アームスイッチング素子と筐体間の寄生容量と負荷容量の接続箇所を説明する更にもう一つの図である（実施例３）。FIG. 7 is yet another diagram illustrating the connection points of the parasitic capacitance and load capacitance between the upper and lower arm switching elements and the housing (Example 3). 上下アームスイッチング素子と筐体間の寄生容量と負荷容量の接続箇所を説明する更にもう一つの図である（実施例４）。FIG. 7 is yet another diagram illustrating the connection points of the parasitic capacitance and load capacitance between the upper and lower arm switching elements and the housing (Embodiment 4). 上下アームスイッチング素子と筐体間の寄生容量を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing parasitic capacitance between upper and lower arm switching elements and a housing.

以下、本発明の実施の形態について、図面に基づいて詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail based on the drawings.

先ず、図２を参照しながら本発明の電力変換装置１を一体に備えた実施例の電動圧縮機（インバータ一体型電動圧縮機）１６について説明する。尚、実施例の電動圧縮機１６は、電動車両に搭載される車両用空気調和装置の冷媒回路の一部を構成するものである。 First, with reference to FIG. 2, an electric compressor (inverter-integrated electric compressor) 16 of an embodiment integrally equipped with the power converter 1 of the present invention will be described. Note that the electric compressor 16 of the embodiment constitutes a part of a refrigerant circuit of a vehicle air conditioner mounted on an electric vehicle.

（１）電動圧縮機１６の構成
図２において、電動圧縮機１６の金属性の筐体２（ヒートシンク）内は、当該筐体２の軸方向に交差する仕切壁３（筐体２の一部）により圧縮機構収容部４とインバータ収容部６とに区画されており、圧縮機構収容部４内に例えばスクロール型の圧縮機構７と、この圧縮機構７を駆動するモータ８（負荷）が収容されている。この場合、モータ８は筐体２に固定されたステータ９と、このステータ９の内側で回転するロータ１１から成るＩＰＭＳＭ（ＩｎｔｅｒｉｏｒＰｅｒｍａｎｅｎｔＭａｇｎｅｔＳｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓＭｏｔｏｒ）である。 (1) Configuration of the electric compressor 16 In FIG. 2, the inside of the metal casing 2 (heat sink) of the electric compressor 16 includes a partition wall 3 (a part of the casing 2) that intersects in the axial direction of the casing 2. ) into a compression mechanism housing part 4 and an inverter housing part 6, and the compression mechanism housing part 4 houses, for example, a scroll-type compression mechanism 7 and a motor 8 (load) that drives this compression mechanism 7. ing. In this case, the motor 8 is an IPMSM (Interior Permanent Magnet Synchronous Motor) consisting of a stator 9 fixed to the housing 2 and a rotor 11 rotating inside the stator 9.

仕切壁３の圧縮機構収容部４側の中心部には軸受部１２が形成されており、ロータ１１の駆動軸１３の一端はこの軸受部１２に支持され、駆動軸１３の他端は圧縮機構７に連結されている。筐体２の圧縮機構収容部４に対応する位置の仕切壁３近傍には吸入口１４が形成されており、モータ８のロータ１１（駆動軸１３）が回転して圧縮機構７が駆動されると、この吸入口１４から筐体２の圧縮機構収容部４内に作動流体である低温の冷媒が流入し、圧縮機構７に吸引されて圧縮される。 A bearing part 12 is formed in the center of the partition wall 3 on the side of the compression mechanism housing part 4. One end of the drive shaft 13 of the rotor 11 is supported by this bearing part 12, and the other end of the drive shaft 13 is connected to the compression mechanism housing part 4. It is connected to 7. A suction port 14 is formed near the partition wall 3 at a position corresponding to the compression mechanism housing portion 4 of the housing 2, and the rotor 11 (drive shaft 13) of the motor 8 rotates to drive the compression mechanism 7. Then, a low-temperature refrigerant, which is a working fluid, flows into the compression mechanism accommodating portion 4 of the housing 2 from the suction port 14, is sucked into the compression mechanism 7, and is compressed.

そして、この圧縮機構７で圧縮され、高温・高圧となった冷媒は、図示しない吐出口より筐体２外の前記冷媒回路に吐出される構成とされている。また、吸入口１４から流入した低温の冷媒は、仕切壁３近傍を通ってモータ８の周囲を通過し、圧縮機構７に吸引されることから、仕切壁３も冷却されることになる。 The refrigerant compressed by the compression mechanism 7 to a high temperature and high pressure is discharged to the refrigerant circuit outside the housing 2 from a discharge port (not shown). Further, the low-temperature refrigerant flowing in from the suction port 14 passes near the partition wall 3, passes around the motor 8, and is sucked into the compression mechanism 7, so that the partition wall 3 is also cooled.

そして、この仕切壁３で圧縮機構収容部４と区画されたインバータ収容部６内には、モータ８（負荷）を駆動制御する本発明の電力変換装置１が収容される。この場合、電力変換装置１は、仕切壁３を貫通する密封端子やリード線を介してモータ８に給電する構成とされている。 The power conversion device 1 of the present invention that drives and controls the motor 8 (load) is housed in the inverter housing section 6 that is separated from the compression mechanism housing section 4 by the partition wall 3 . In this case, the power conversion device 1 is configured to supply power to the motor 8 via a sealed terminal or a lead wire that penetrates the partition wall 3 .

（２）電力変換装置１の構造
実施例の場合、電力変換装置１は、基板１７と、この基板１７の一面側に配線された６個の上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆと、基板１７の他面側に配線された制御部２１と、バスバーと称される配線部材２５と、図示しないＨＶコネクタ、ＬＶコネクタ等から構成されている。各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、実施例ではＭＯＳ構造をゲート部に組み込んだ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）から構成されている。 (2) Structure of the power conversion device 1 In the case of the embodiment, the power conversion device 1 includes a substrate 17, six upper and lower arm switching elements 18A to 18F wired on one side of the substrate 17, and the other components of the substrate 17. It is composed of a control section 21 wired on the surface side, a wiring member 25 called a bus bar, and an HV connector, an LV connector, etc. (not shown). In the embodiment, each of the switching elements 18A to 18F is composed of an insulated gate bipolar transistor (IGBT) in which a MOS structure is incorporated in the gate portion.

この場合、実施例では後述する三相のインバータ回路（三相インバータ回路）２８のＵ相インバータ１９Ｕの上下アームスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄと、Ｖ相インバータ１９Ｖの上下アームスイッチング素子１８Ｂ、１８Ｅと、Ｗ相インバータ１９Ｗの上下アームスイッチング素子１８Ｃ、１８Ｆが配線部材２５により基板１７に接続されている。 In this case, in the embodiment, upper and lower arm switching elements 18A and 18D of a U-phase inverter 19U of a three-phase inverter circuit (three-phase inverter circuit) 28, upper and lower arm switching elements 18B and 18E of a V-phase inverter 19V, and W Upper and lower arm switching elements 18C and 18F of phase inverter 19W are connected to substrate 17 by wiring member 25.

そして、基板１７と配線部材２５は一体化され、更に、各上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆが組み立てられた状態の電力変換装置１は、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆがある一面側が仕切壁３側となった状態でインバータ収容部６内に収容されて仕切壁３に取り付けられ、インバータ収容部６はカバー２３にて塞がれる。この場合、基板１７が、仕切壁３から起立するボス部２４を介して仕切壁３に固定される。 Then, in the power converter 1 in which the substrate 17 and the wiring member 25 are integrated and the upper and lower arm switching elements 18A to 18F are assembled, one side on which each of the switching elements 18A to 18F is located is the partition wall 3 side. In this state, the inverter accommodating part 6 is housed in the inverter accommodating part 6 and attached to the partition wall 3, and the inverter accommodating part 6 is closed with the cover 23. In this case, the substrate 17 is fixed to the partition wall 3 via the boss portion 24 that stands up from the partition wall 3.

このように電力変換装置１が仕切壁３に取り付けられた状態で、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３に、図３に示す如くシート状の放熱絶縁体２６を介して密着し、筐体２の仕切壁３と熱交換関係となる。実施例では各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、軸受１２及び駆動軸１３に対応する箇所を避けた位置に配置される。 With the power converter 1 attached to the partition wall 3 in this manner, each of the switching elements 18A to 18F is in close contact with the partition wall 3 via the sheet-like heat dissipation insulator 26 as shown in FIG. It is in a heat exchange relationship with the partition wall 3 of No. 2. In the embodiment, each of the switching elements 18A to 18F is arranged at a position that avoids locations corresponding to the bearing 12 and the drive shaft 13.

そして、前述した如く仕切壁３は圧縮機構収容部４内に吸入される冷媒によって冷やされているので、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは仕切壁３を介して吸入冷媒と熱交換関係となり、仕切壁３を介して圧縮機構収容部４内に吸入された冷媒によって冷却され、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ自体は仕切壁３を介して冷媒に放熱するかたちとなる。即ち、電動圧縮機１６の仕切壁３（筐体２の一部）が本発明におけるヒートシンクの実施例となる。 As described above, since the partition wall 3 is cooled by the refrigerant sucked into the compression mechanism housing section 4, each of the switching elements 18A to 18F is in a heat exchange relationship with the sucked refrigerant via the partition wall 3. The switching elements 18A to 18F themselves radiate heat to the refrigerant through the partition wall 3. That is, the partition wall 3 (part of the housing 2) of the electric compressor 16 is an example of the heat sink in the present invention.

（３）上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ内部構造とそれらの取付構造
実施例でＩＧＢＴから構成された上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、何れも同様の構造であり、図４に示すように、半導体から成るＩＧＢＴ素子４１と、コレクタ電極４２と、エミッタ電極４３と、ゲート電極４４と、絶縁層４６を介してコレクタ電極４２に接続されたヒートスプレッダ４７とから成る。そして、このヒートスプレッダ４７が前述した放熱絶縁体２６を介して仕切壁３（筐体２）に密着して取り付けられている。 (3) Internal structure of the upper and lower arm switching elements 18A to 18F and their mounting structure The upper and lower arm switching elements 18A to 18F, which are composed of IGBTs in the embodiment, all have the same structure, and as shown in FIG. , a collector electrode 42 , an emitter electrode 43 , a gate electrode 44 , and a heat spreader 47 connected to the collector electrode 42 via an insulating layer 46 . This heat spreader 47 is attached to the partition wall 3 (casing 2) in close contact with the heat dissipation insulator 26 mentioned above.

（４）電力変換装置１の回路構成
次に、図１において電力変換装置１は、前述した三相のインバータ回路（三相インバータ回路）２８と、制御部２１を備えている。インバータ回路２８は、直流電源（電動車両のバッテリ）２９の直流電圧（例えば、ＤＣ３００Ｖ）を三相交流電圧に変換してモータ８のステータ９の電機子コイルに印加する回路である。このインバータ回路２８は、前述したＵ相インバータ１９Ｕ、Ｖ相インバータ１９Ｖ、Ｗ相インバータ１９Ｗを有しており、各相インバータ１９Ｕ～１９Ｗは、それぞれ前述した上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃと、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆを個別に有している。更に、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆには、それぞれフライホイールダイオード３１が逆並列に接続されている。 (4) Circuit Configuration of Power Converter 1 Next, in FIG. 1, the power converter 1 includes the aforementioned three-phase inverter circuit (three-phase inverter circuit) 28 and a control unit 21. The inverter circuit 28 is a circuit that converts a DC voltage (for example, DC 300V) from a DC power source (battery of an electric vehicle) 29 into a three-phase AC voltage and applies it to the armature coil of the stator 9 of the motor 8. This inverter circuit 28 has the above-mentioned U-phase inverter 19U, V-phase inverter 19V, and W-phase inverter 19W, and each phase inverter 19U to 19W has the above-mentioned upper arm switching elements 18A to 18C and a lower arm It has individual switching elements 18D to 18F. Further, a flywheel diode 31 is connected in antiparallel to each of the switching elements 18A to 18F.

そして、インバータ回路２８の上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタ電極４２は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の正側電源ライン４５（ＨＶ＋）に接続されている。即ち、この上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタ電極４２が、本発明における上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃの正側電源ライン４５に接続された電極である。尚、平滑コンデンサ３２も基板１７に設けられて電力変換装置１を構成するものであるが、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの配置を分かり易くするため、図２では示していない。 The collector electrodes 42 of the upper arm switching elements 18A to 18C of the inverter circuit 28 are connected to the DC power supply 29 and the positive power supply line 45 (HV+) of the smoothing capacitor 32. That is, the collector electrode 42 of the upper arm switching elements 18A to 18C is the electrode connected to the positive power supply line 45 of the upper arm switching elements 18A to 18C in the present invention. Note that the smoothing capacitor 32 is also provided on the substrate 17 and constitutes the power converter 1, but is not shown in FIG. 2 to make the arrangement of the switching elements 18A to 18F easier to understand.

一方、インバータ回路２８の下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３は、直流電源２９及び平滑コンデンサ３２の負側電源ライン５０（ＨＶ－）に接続されている。即ち、この下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３が、本発明における下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆの負側電源ライン５０に接続された電極である。 On the other hand, the emitter electrodes 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F of the inverter circuit 28 are connected to the DC power supply 29 and the negative power line 50 (HV-) of the smoothing capacitor 32. That is, the emitter electrode 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F is the electrode connected to the negative power supply line 50 of the lower arm switching elements 18D to 18F in the present invention.

そして、Ｕ相インバータ１９Ｕの上アームスイッチング素子１８Ａのエミッタ電極４３と下アームスイッチング素子１８Ｄのコレクタ電極４２が接続され、それらの接続点（アーム中点）はモータ８のＵ相の電機子コイルに接続されている。また、Ｖ相インバータ１９Ｖの上アームスイッチング素子１８Ｂのエミッタ電極４３と下アームスイッチング素子１８Ｅのコレクタ電極４２が接続され、それらの接続点（アーム中点）はモータ８のＶ相の電機子コイルに接続されている。更に、Ｗ相インバータ１９Ｗの上アームスイッチング素子１８Ｃのエミッタ電極４３と下アームスイッチング素子１８Ｆのコレクタ電極４２が接続され、それらの接続点（アーム中点）はモータ８のＷ相の電機子コイルに接続されている。 Then, the emitter electrode 43 of the upper arm switching element 18A of the U-phase inverter 19U and the collector electrode 42 of the lower arm switching element 18D are connected, and their connection point (arm midpoint) is connected to the U-phase armature coil of the motor 8. It is connected. Further, the emitter electrode 43 of the upper arm switching element 18B of the V-phase inverter 19V and the collector electrode 42 of the lower arm switching element 18E are connected, and their connection point (arm midpoint) is connected to the V-phase armature coil of the motor 8. It is connected. Furthermore, the emitter electrode 43 of the upper arm switching element 18C of the W-phase inverter 19W and the collector electrode 42 of the lower arm switching element 18F are connected, and their connection point (arm midpoint) is connected to the W-phase armature coil of the motor 8. It is connected.

図中５１はコモンモードコイルであり直流電源２９の後段に接続されている。５２、５３はＹコンデンサであり、Ｙコンデンサ５２は正側電源ライン４５と筐体２間に、Ｙコンデンサ５３は負側電源ライン５０と筐体２間にそれぞれ接続されている。これらコモンモードコイル５１とＹコンデンサ５２、５３でＥＭＩフィルタが構成される。また、５４はシャント抵抗であり、負側電源ライン５０に接続されてモータ８の相電流を検出するために用いられる。 In the figure, reference numeral 51 denotes a common mode coil, which is connected to the downstream of the DC power supply 29. 52 and 53 are Y capacitors; the Y capacitor 52 is connected between the positive power line 45 and the housing 2, and the Y capacitor 53 is connected between the negative power line 50 and the housing 2, respectively. These common mode coil 51 and Y capacitors 52 and 53 constitute an EMI filter. Moreover, 54 is a shunt resistor, which is connected to the negative side power supply line 50 and used to detect the phase current of the motor 8.

（５）上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆの電極と筐体２間の寄生容量及び付加容量３０
図５は上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆと筐体２（仕切壁３）間の寄生容量を示している。図中５６は上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタ電極４２と筐体２間の寄生容量であり、数１０～数１００ｐＦ程度の値である。図中５７は下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのコレクタ電極４２（アーム中点）と筐体２間の寄生容量であり、これも数１０～数１００ｐＦ程度の値である。 (5) Parasitic capacitance and additional capacitance 30 between the electrodes of the upper and lower arm switching elements 18A to 18F and the housing 2
FIG. 5 shows the parasitic capacitance between the upper and lower arm switching elements 18A to 18F and the housing 2 (partition wall 3). In the figure, 56 is a parasitic capacitance between the collector electrode 42 of the upper arm switching elements 18A to 18C and the housing 2, and has a value of about several tens to several hundred pF. In the figure, 57 is a parasitic capacitance between the collector electrode 42 (arm midpoint) of the lower arm switching elements 18D to 18F and the casing 2, and this value also has a value of about several tens to several hundred pF.

図中５８は下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３と筐体２間の寄生容量であり、これは数ｐＦ程度の小さい値である。このように、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３と筐体２間の寄生容量５８は、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタ電極４２と筐体２間の寄生容量５６に比べて極めて小さい値のため、実施例では下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３と筐体２間に付加容量（付加コンデンサ）３０を接続している。この付加容量３０の容量と配置、及び、その効能については後に詳述する。 In the figure, 58 is a parasitic capacitance between the emitter electrode 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F and the housing 2, and this is a small value of about several pF. In this way, the parasitic capacitance 58 between the emitter electrode 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F and the housing 2 is much larger than the parasitic capacitance 56 between the collector electrode 42 of the upper arm switching elements 18A to 18C and the housing 2. Because of the small value, in the embodiment, an additional capacitor 30 is connected between the emitter electrode 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F and the housing 2. The capacity and arrangement of this additional capacitor 30, and its effectiveness will be detailed later.

（６）制御部２１の構成
次に、制御部２１はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、電動車両ＥＣＵから回転数指令値を入力し、シャント抵抗５４からのモータ８の相電流を入力して、これらに基づき、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８ＦのＯＮ／ＯＦＦ状態を制御する。具体的には、各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのゲート電極４４に印加するゲート電圧を制御する。 (6) Configuration of the control unit 21 Next, the control unit 21 is composed of a microcomputer with a processor, and inputs the rotation speed command value from the electric vehicle ECU and the phase current of the motor 8 from the shunt resistor 54. Based on these, the ON/OFF state of each switching element 18A to 18F of the inverter circuit 28 is controlled. Specifically, the gate voltage applied to the gate electrode 44 of each switching element 18A to 18F is controlled.

この制御部２１は、相電圧指令演算部３３と、線間変調演算部３４と、ＰＷＭ信号生成部３６と、ゲートドライバ３７を有している。相電圧指令演算部３３は、モータ８の電気角、電流指令値と相電流に基づいてモータ８の各相の電機子コイルに印加するＰＷＭの三相変調パルス幅指令値Ｃｕ（Ｕ相のパルス幅指令値）、Ｃｖ（Ｖ相のパルス幅指令値）、Ｃｗ（Ｗ相のパルス幅指令値）を演算する。 The control section 21 includes a phase voltage command calculation section 33 , a line modulation calculation section 34 , a PWM signal generation section 36 , and a gate driver 37 . The phase voltage command calculation unit 33 calculates a PWM three-phase modulation pulse width command value Cu (U-phase pulse width command value), Cv (V-phase pulse width command value), and Cw (W-phase pulse width command value).

線間変調演算部３４は、相電圧指令演算部３３により演算され、算出された三相変調パルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗに基づき、二相変調パルス幅指令値Ｃｕ’（Ｕ相のパルス幅指令値）、Ｃｖ’（Ｖ相のパルス幅指令値）、Ｃｗ’（Ｗ相のパルス幅指令値）を演算する。この線間変調演算部３４は、各相の三相変調パルス幅指令値Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗに対して等しい電圧（零相電圧）を加算することで、各相の二相変調パルス幅指令値Ｃｕ’、Ｃｖ’、Ｃｗ’を生成する。 The line modulation calculation unit 34 calculates the two-phase modulation pulse width command value Cu′ (U-phase pulse) based on the three-phase modulation pulse width command values Cu, Cv, and Cw calculated by the phase voltage command calculation unit width command value), Cv' (V-phase pulse width command value), and Cw' (W-phase pulse width command value). This line modulation calculation unit 34 calculates the two-phase modulation pulse width command value of each phase by adding an equal voltage (zero-phase voltage) to the three-phase modulation pulse width command values Cu, Cv, and Cw of each phase. Generate Cu', Cv', and Cw'.

実施例ではＵ相の二相変調パルス幅指令値Ｃｕ’が０°～６０°、３００°～３６０°の位相で１（正規化した値）となるように電圧を加算し、Ｖ相については二相変調パルス幅指令値Ｃｖ’が６０°～１８０°の位相で１となるように電圧を加算し、Ｗ相については二相変調パルス幅指令値Ｃｗ’が１８０°～３００°の位相で１となるように電圧を加算する。 In the example, the voltage is added so that the two-phase modulation pulse width command value Cu' of the U phase becomes 1 (normalized value) at the phases of 0° to 60° and 300° to 360°, and for the V phase, The voltage is added so that the two-phase modulation pulse width command value Cv' becomes 1 at a phase of 60° to 180°, and for the W phase, the two-phase modulation pulse width command value Cw' becomes 1 at a phase of 180° to 300°. Add the voltages so that it becomes 1.

これにより、０°～６０°、３００°～３６０°の位相においてはＵ相の上アームスイッチング素子１８ＡがＯＮしたままとなり、下アームスイッチング素子１８ＤはＯＦＦしたままとなる。また、６０°～１８０°の位相においてはＶ相の上アームスイッチング素子１８ＢがＯＮしたままとなり、下アームスイッチング素子１８ＥはＯＦＦしたままとなる。更に、１８０°～３００°の位相においてはＷ相の上アームスイッチング素子１８ＣがＯＮしたままとなり、下アームスイッチング素子１８ＦはＯＦＦしたままとなる。そして、何れの位相においてもスイッチングは他の二相の上下アームスイッチング素子で行われることになる（二相変調）。 As a result, in the phases of 0° to 60° and 300° to 360°, the U-phase upper arm switching element 18A remains ON, and the lower arm switching element 18D remains OFF. Further, in the phase of 60° to 180°, the V-phase upper arm switching element 18B remains ON, and the lower arm switching element 18E remains OFF. Furthermore, in the phase of 180° to 300°, the W-phase upper arm switching element 18C remains ON, and the lower arm switching element 18F remains OFF. In any phase, switching is performed by the upper and lower arm switching elements of the other two phases (two-phase modulation).

次に、ＰＷＭ信号生成部３６は、線間変調演算部３４により演算され、算出された二相変調パルス幅指令値Ｃｕ’、Ｃｖ’、Ｃｗ’に基づき、インバータ回路２８のＵ相インバータ１９Ｕ、Ｖ相インバータ１９Ｖ、Ｗ相インバータ１９Ｗの駆動指令信号となるＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、キャリア三角波Ｘ１と大小を比較することにより発生させる。 Next, the PWM signal generation unit 36 operates the U-phase inverter 19U of the inverter circuit 28, PWM signals Vu, Vv, and Vw, which serve as drive command signals for the V-phase inverter 19V and the W-phase inverter 19W, are generated by comparing their magnitudes with the carrier triangular wave X1.

ゲートドライバ３７は、ＰＷＭ信号生成部３６から出力されるＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づき、Ｕ相インバータ１９Ｕのスイッチング素子１８Ａ、１８Ｄのゲート電圧Ｖｕｕ、Ｖｕｌと、Ｖ相インバータ１９Ｖのスイッチング素子１８Ｂ、１８Ｅのゲート電圧Ｖｖｕ、Ｖｖｌと、Ｗ相インバータ１９Ｗのスイッチング素子１８Ｃ、１８Ｆのゲート電圧Ｖｗｕ、Ｖｗｌを発生させる。これらのゲート電圧Ｖｕｕ、Ｖｕｌ、Ｖｖｕ、Ｖｖｌ、Ｖｗｕ、Ｖｗｌは、所定時間におけるＯＮ状態の時間割合であるデューティにて表すことができる。 The gate driver 37 generates gate voltages Vuu and Vul of the switching elements 18A and 18D of the U-phase inverter 19U and switching element 18B of the V-phase inverter 19V based on the PWM signals Vu, Vv, and Vw output from the PWM signal generation section 36. , 18E and gate voltages Vwu and Vwl of switching elements 18C and 18F of W-phase inverter 19W are generated. These gate voltages Vuu, Vul, Vvu, Vvl, Vwu, and Vwl can be expressed by duty, which is the time ratio of ON state in a predetermined time.

そして、インバータ回路２８の各スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆは、ゲートドライバ３７から出力されるゲート電圧Ｖｕｕ、Ｖｕｌ、Ｖｖｕ、Ｖｖｌ、Ｖｗｕ、Ｖｗｌに基づき、ＯＮ／ＯＦＦ駆動される。即ち、ゲート電圧がＯＮ状態（所定の電圧値）となるとトランジスタがＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態（零）となるとトランジスタがＯＦＦ動作する。このゲートドライバ３７は、スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆが前述したＩＧＢＴである場合には、ＰＷＭ信号に基づいてゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路であり、フォトカプラやロジックＩＣ、トランジスタ等から成る。 Each of the switching elements 18A to 18F of the inverter circuit 28 is driven ON/OFF based on gate voltages Vuu, Vul, Vvu, Vvl, Vwu, and Vwl output from the gate driver 37. That is, when the gate voltage is in the ON state (predetermined voltage value), the transistor is turned on, and when the gate voltage is in the OFF state (zero), the transistor is turned off. When the switching elements 18A to 18F are the above-described IGBTs, the gate driver 37 is a circuit for applying a gate voltage to the IGBTs based on a PWM signal, and is composed of a photocoupler, a logic IC, a transistor, etc.

（７）付加容量３０の容量と配置、その効能
前述した付加容量３０は図２に示す如く配線部材２５に配置されている。この場合、実施例では配線部材２５はバスバーを硬質樹脂にてモールドした構成とされており、付加容量３０はこの配線部材２５に埋め込まれ、硬質樹脂にて一体にモールドされている。また、この実施例では付加容量３０の一端が、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３とシャント抵抗５４の間に接続され、他端が筐体２に接続されている。更に、付加容量３０の容量は、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｄのコレクタ電極４２と筐体２（仕切壁３、ヒートシンク）間の寄生容量５６と、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３と筐体２（仕切壁３、ヒートシンク）間の容量（寄生容量５８＋付加容量３０）が同一、若しくは、それらの差異が所定の許容範囲内となる値に設定される。所定の許容範囲とは、寄生容量５６プラスマイナスα（αは所定の小さい値）であり、略同一であることを意味する。 (7) Capacity, Arrangement, and Effect of Additional Capacitor 30 The additional capacitor 30 described above is arranged on the wiring member 25 as shown in FIG. In this case, in this embodiment, the wiring member 25 is constructed by molding a bus bar with hard resin, and the additional capacitor 30 is embedded in this wiring member 25 and integrally molded with hard resin. Further, in this embodiment, one end of the additional capacitor 30 is connected between the emitter electrode 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F and the shunt resistor 54, and the other end is connected to the housing 2. Furthermore, the capacitance of the additional capacitor 30 is the parasitic capacitance 56 between the collector electrode 42 of the upper arm switching elements 18A to 18D and the housing 2 (partition wall 3, heat sink), and the emitter electrode 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F. The capacitance (parasitic capacitance 58+additional capacitance 30) between the casings 2 (partition wall 3, heat sink) is set to be the same, or the difference thereof is set to a value that is within a predetermined allowable range. The predetermined tolerance range is the parasitic capacitance 56 plus or minus α (α is a predetermined small value), and means that they are substantially the same.

この場合、前述した如く下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３と筐体２間の寄生容量５８は、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタ電極４２と筐体２間の寄生容量５６に比べて極めて小さい値のため、付加容量３０の容量は、実際には上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタ電極４２と筐体２間の寄生容量５６と同一、若しくは、それらの差異が所定の許容範囲内の値となる。 In this case, as described above, the parasitic capacitance 58 between the emitter electrode 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F and the housing 2 is smaller than the parasitic capacitance 56 between the collector electrode 42 of the upper arm switching elements 18A to 18C and the housing 2. Therefore, the capacitance of the additional capacitor 30 is actually the same as the parasitic capacitance 56 between the collector electrode 42 of the upper arm switching elements 18A to 18C and the housing 2, or the difference therebetween is within a predetermined tolerance range. will be the value within.

これにより、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３と筐体２（ヒートシンク）間の容量と、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタ電極４２と筐体２（ヒートシンク）間の容量の不平衡状態が解消され、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタ電極４２から筐体２に流出したコモンモード電流を、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３と筐体２間の容量（寄生容量５８＋付加容量３０）により直近で還流させ、高周波ノイズを低減することができるようになる。 This causes an imbalance between the capacitance between the emitter electrode 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F and the housing 2 (heat sink) and the capacitance between the collector electrode 42 of the upper arm switching elements 18A to 18C and the housing 2 (heat sink). When the condition is resolved, the common mode current flowing out from the collector electrodes 42 of the upper arm switching elements 18A to 18C to the housing 2 is transferred to the capacitor (parasitic capacitance 58+) between the emitter electrode 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F and the housing 2. The additional capacitor 30) makes it possible to circulate the current immediately and reduce high frequency noise.

即ち、上下アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｆのスイッチング時の急峻な電流変化及び配線等の寄生インダクタンスにより上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタ電極４２から寄生容量５６を介して生じたコモンモード電流を、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３と筐体２間の容量（寄生容量５８＋付加容量３０）を介して最短ルートで還流させることが可能となり、効果的なノイズの低減を実現することができるようになる。また、抑制できるノイズ成分は高周波帯のため、寄生インダクタンスの影響で通常のＥＭＩフィルタではノイズ低減が困難な帯域を効果的に改善することもできる。 That is, the common mode current generated from the collector electrodes 42 of the upper arm switching elements 18A to 18C via the parasitic capacitance 56 due to sudden current changes during switching of the upper and lower arm switching elements 18A to 18F and parasitic inductance of wiring etc. It becomes possible to circulate through the shortest route via the capacitance (parasitic capacitance 58 + additional capacitance 30) between the emitter electrode 43 of the arm switching elements 18D to 18F and the housing 2, and effective noise reduction can be achieved. It becomes like this. Further, since the noise components that can be suppressed are in high frequency bands, it is also possible to effectively improve the band in which it is difficult to reduce noise with a normal EMI filter due to the influence of parasitic inductance.

特に、実施例では付加容量３０を配線部材２５に配置しているので、配置上の制約を解消し、実施例の如き電動圧縮機１６における省スペースとノイズ改善に有利となる。また、実施例では付加容量３０の一端を下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３とシャント抵抗５４の間に接続し、付加容量３０の他端を筐体２に接続しているので、より効果的にノイズ低減効果を得ることができるようになる。 In particular, in the embodiment, since the additional capacitor 30 is arranged in the wiring member 25, restrictions on arrangement are eliminated, which is advantageous in saving space and improving noise in the electric compressor 16 as in the embodiment. Furthermore, in the embodiment, one end of the additional capacitor 30 is connected between the emitter electrode 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F and the shunt resistor 54, and the other end of the additional capacitor 30 is connected to the housing 2, so that It becomes possible to effectively obtain a noise reduction effect.

図６は下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３と筐体２間に付加容量３０を接続しない場合（図１１）のコモンモード電流によるＥＭＩノイズの測定結果（Ｎｏ．０）と、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３と筐体２間に付加容量３０を接続した場合（図５）のコモンモード電流によるＥＭＩノイズの測定結果（Ｎｏ．１）を示し、図７には測定結果（Ｎｏ．１）と測定結果（Ｎｏ．１）の差異（Ｎｏ．０－Ｎｏ．１）を示している。 FIG. 6 shows the measurement results (No. 0) of EMI noise due to common mode current when the additional capacitance 30 is not connected between the emitter electrode 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F and the housing 2 (FIG. 11), and the lower arm The measurement results (No. 1) of EMI noise due to common mode current are shown in the case where the additional capacitance 30 is connected between the emitter electrodes 43 of the switching elements 18D to 18F and the housing 2 (Fig. 5), and Fig. 7 shows the measurement results. (No. 1) and the difference (No. 0-No. 1) between the measurement result (No. 1).

図７で０ｄＢより上が改善された領域を意味している。各図から明らかな如く、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３と筐体２間に付加容量３０を接続したとき、特に高周波の帯域でノイズ低減効果が顕著に表れていることが分かる。 In FIG. 7, the area above 0 dB means an improved area. As is clear from each figure, when the additional capacitor 30 is connected between the emitter electrode 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F and the housing 2, the noise reduction effect is particularly noticeable in the high frequency band.

ここで、上述した実施例では下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３と筐体２間に付加容量３０を接続したが、それに限らず、図８に示すように上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタ電極４２と筐体２間に付加容量３０Ａを接続し、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３と筐体２間に付加容量３０Ｂを接続するようにし、これら付加容量３０Ａと３０Ｂにより、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３と筐体２間の容量（寄生容量５８＋付加容量３０Ｂ）と、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタ電極４２と筐体２間の容量（寄生容量５６＋付加容量３０Ａ）を同一の値、若しくは、それらの差異が所定の許容範囲内（略同一）となるようにしてもよい。 Here, in the above-described embodiment, the additional capacitor 30 is connected between the emitter electrode 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F and the housing 2, but the additional capacitance 30 is not limited to this, and as shown in FIG. An additional capacitor 30A is connected between the collector electrode 42 of the lower arm switching elements 18D to 18F and the housing 2, and an additional capacitor 30B is connected between the emitter electrode 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F and the housing 2. , the capacitance between the emitter electrode 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F and the housing 2 (parasitic capacitance 58 + additional capacitance 30B), and the capacitance between the collector electrode 42 of the upper arm switching elements 18A to 18C and the housing 2 (parasitic capacitance) 56+additional capacity 30A) may be the same value, or the difference between them may be within a predetermined tolerance range (substantially the same).

或いは、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタ電極４２と筐体２間、及び、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３と筐体２間に上述同様にそれぞれ付加容量３０Ａ、３０Ｂを接続し、これら付加容量３０Ａと３０Ｂの値を寄生容量５６、５８に対して十分大きな値として支配的とすることで、下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３と筐体２間の容量（略付加容量３０Ｂ）と、上アームスイッチング素子１８Ａ～１８Ｃのコレクタ電極４２と筐体２間の容量（略付加容量３０Ａ）を同一、若しくは、それらの差異が所定の許容範囲内（略同一）とするようにしてもよい。その場合は、付加容量３０Ａの容量値と付加容量３０Ｂの容量値を同一、若しくは、差異が所定の許容範囲内である値（略同一）とし、寄生容量５６、５８よりも十分大きな容量値とする。 Alternatively, additional capacitors 30A and 30B are connected between the collector electrodes 42 of the upper arm switching elements 18A to 18C and the housing 2, and between the emitter electrodes 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F and the housing 2, respectively, in the same manner as described above. By setting the values of these additional capacitances 30A and 30B as sufficiently large values to be dominant with respect to the parasitic capacitances 56 and 58, the capacitance between the emitter electrode 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F and the housing 2 (approximately the additional The capacitance 30B) and the capacitance between the collector electrode 42 of the upper arm switching elements 18A to 18C and the housing 2 (substantially additional capacitance 30A) are the same, or the difference between them is within a predetermined tolerance range (substantially the same). You can also do this. In that case, the capacitance value of the additional capacitance 30A and the capacitance value of the additional capacitance 30B should be the same, or the difference should be within a predetermined tolerance range (approximately the same), and the capacitance should be sufficiently larger than the parasitic capacitances 56 and 58. do.

また、前述した図５の実施例では付加容量３０の一端を下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３とシャント抵抗５４の間に接続し、他端を筐体２に接続したが、それに限らず、図９に示す如く付加容量３０の一端を、シャント抵抗５４の直流電源２９側の負側電源ライン５０に接続するようにしてもよい。 Further, in the embodiment shown in FIG. 5 described above, one end of the additional capacitor 30 was connected between the emitter electrode 43 of the lower arm switching elements 18D to 18F and the shunt resistor 54, and the other end was connected to the casing 2. First, as shown in FIG. 9, one end of the additional capacitor 30 may be connected to the negative power supply line 50 on the DC power supply 29 side of the shunt resistor 54.

更に、前述した図５や図９の実施例では単一の付加容量３０を下アームスイッチング素子１８Ｄ～１８Ｆのエミッタ電極４３（負側電源ライン５０に接続された電極）と筐体２（ヒートシンク）間に接続するようにしたが、図１０に示す如く付加容量３０を直列接続された複数（実施例では二つ）の容量素子（コンデンサ）３０１、３０２で構成してもよい（直列に限らず、並列でもよい）。係る構成によれば、筐体２とインバータ回路２８の上下スイッチング素子１８Ａ～１８Ｆ（活電部）間の絶縁距離と安全規格をより満足させることができるようになる。これは図８の実施例の付加容量３０Ａ、３０Ｂについても同様である。 Furthermore, in the embodiments shown in FIGS. 5 and 9 described above, the single additional capacitor 30 is connected to the emitter electrode 43 (electrode connected to the negative side power supply line 50) of the lower arm switching elements 18D to 18F and the housing 2 (heat sink). However, as shown in FIG. 10, the additional capacitance 30 may be composed of a plurality of (two in the embodiment) capacitive elements (capacitors) 301 and 302 connected in series (not limited to series). , may be parallel). According to such a configuration, the insulation distance between the housing 2 and the upper and lower switching elements 18A to 18F (live parts) of the inverter circuit 28 and safety standards can be more satisfied. This also applies to the additional capacitors 30A and 30B in the embodiment shown in FIG.

尚、実施例ではＩＧＢＴから成るスイッチング素子で説明したが、ＭＯＳＦＥＴでもよい。更に、実施例では電動圧縮機１６のモータ８を駆動制御する電力変換装置１に本発明を適用し、ヒートシンクを電動圧縮機１６の筐体２（仕切壁３）としたが、それに限らず、上下アームスイッチング素子の接続点における電圧を負荷に印加する各種電力変換装置に本発明は有効である。 In addition, although the switching element made up of IGBT was explained in the embodiment, it may be a MOSFET. Furthermore, in the embodiment, the present invention is applied to the power conversion device 1 that drives and controls the motor 8 of the electric compressor 16, and the heat sink is used as the housing 2 (partition wall 3) of the electric compressor 16, but the present invention is not limited thereto. The present invention is effective for various power conversion devices that apply voltage at the connection point of upper and lower arm switching elements to a load.

１電力変換装置
２筐体（ヒートシンク）
３仕切壁
８モータ
１６電動圧縮機
１８Ａ～１８Ｆスイッチング素子
１９ＵＵ相インバータ
１９ＶＶ相インバータ
１９ＷＷ相インバータ
２１制御部
２５配線部材
２６放熱絶縁体
２８三相インバータ回路
３０、３０Ａ、３０Ｂ付加容量
４２コレクタ電極
４３エミッタ電極
４４ゲート電極
４５正側電源ライン
４７ヒートスプレッダ
５０負側電源ライン
５４シャント抵抗
５６、５８寄生容量
３０１、３０２容量素子 1 Power converter 2 Housing (heat sink)
3 Partition wall 8 Motor 16 Electric compressor 18A to 18F Switching element 19U U-phase inverter 19V V-phase inverter 19W W-phase inverter 21 Control section 25 Wiring member 26 Heat dissipation insulator 28 Three-phase inverter circuit 30, 30A, 30B Additional capacity 42 Collector Electrode 43 Emitter electrode 44 Gate electrode 45 Positive power supply line 47 Heat spreader 50 Negative power supply line 54 Shunt resistance 56, 58 Parasitic capacitance 301, 302 Capacitive element

Claims

In a power conversion device that applies a voltage to a load at a connection point of an upper and lower arm switching element connected between a positive power line and a negative power line,
The capacitance between the electrode connected to the negative power supply line of the lower arm switching element and the heat sink is the same as the capacitance between the electrode connected to the positive power supply line of the upper arm switching element and the heat sink, or A power conversion device characterized in that the difference between them is within a predetermined tolerance range.

Additional capacitances are provided between an electrode connected to the negative side power supply line of the lower arm switching element and the heat sink, and between an electrode connected to the positive side power supply line of the upper arm switching element and the heat sink. , each additional capacitance increases the capacitance between the electrode connected to the negative power supply line of the lower arm switching element and the heat sink, and the capacitance between the electrode connected to the positive power supply line of the upper arm switching element and the heat sink. The power conversion device according to claim 1, wherein the capacity is the same or the difference therebetween is within a predetermined tolerance range.

In a power conversion device that applies a voltage to a load at a connection point of an upper and lower arm switching element connected between a positive power line and a negative power line,
The parasitic capacitance between the electrode connected to the negative side power supply line of the lower arm switching element and the heat sink is the same as or different between the electrode connected to the positive side power supply line of the upper arm switching element and the heat sink. A power conversion device characterized in that an additional capacity within a predetermined tolerance range is connected to the power converter.

4. The power conversion device according to claim 2, wherein the additional capacitance is arranged in a wiring member.

4. The power conversion device according to claim 2, wherein the additional capacitance is constituted by a plurality of capacitive elements.

comprising a shunt resistor provided in the negative side power supply line,
One end of the additional capacitor is connected between an electrode connected to the negative power supply line of the lower arm switching element and the shunt resistor, and the other end of the additional capacitor is connected to the heat sink. The power conversion device according to claim 2 or 3.

The upper and lower arm switching elements are composed of IGBTs, and the electrode of the lower arm switching element connected to the negative power supply line is the emitter electrode of the IGBT, and the electrode of the lower arm switching element connected to the positive power supply line of the upper arm switching element is an emitter electrode of the IGBT. 4. The power conversion device according to claim 1, wherein the electrode connected to the IGBT is a collector electrode of the IGBT.