JP2023056368A

JP2023056368A - 電力変換装置

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Publication number: JP2023056368A
Application number: JP2021165680A
Authority: JP
Inventors: 正浩野嵜; Masahiro Nozaki; 裕二大山; Yuji Oyama
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2021-10-07
Filing date: 2021-10-07
Publication date: 2023-04-19

Abstract

【課題】偏磁の過補償、および、スイッチングの高周波化に伴うスイッチング周期と制御周期との接近による低分解能化を防ぎつつ、偏磁を抑制する。【解決手段】電力変換装置１は、半導体スイッチング素子３１～３４をブリッジ接続し、直流電力を交流電力に変換して変圧器４の一次巻線に印加する逆変換器３と、変圧器４の他の巻線の端子間の交流電力を直流電力へ変換する順変換器５と、一次巻線に流れる一次巻線電流を検出する電流検出器７と、逆変換器３の出力電力を調整する制御部２０と、を備え、制御部２０は、デューティー指令値を演算する指令値演算部２１と、一次巻線電流を標本化した値から変圧器４の偏磁量を検出する偏磁検出部２４と、デューティー指令値を偏磁量に応じて調整した偏磁補償指令値を求める偏磁補償部２５と、キャリア波と偏磁補償指令値とを比較して、ゲート信号を生成するゲートドライバ部２３と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、変圧器を用いて電力変成を行う電力変換装置に関する。

変圧器の鉄心を通る磁束の密度には断面積と素材とに依存する上限があり、許容される磁束密度よりも磁束が増加すると、磁気飽和が発生し巻線に過電流を発生させる。

また、鉄心に発生する磁束は巻線に印加される電圧の積分に比例することから、巻線に印加される交流電圧の正負が不平衡であった場合には、正負いずれかに偏磁が発生し、過電流が発生する。

半導体スイッチング素子によるＤＣ／ＡＣ変換と変圧器とを使用した電力変成は幅広く使用されている。また、半導体スイッチング素子のスイッチング周波数の高周波化によって、鉄心が磁気飽和しにくくなるので、変圧器の小型化を図ることができる。

しかしながら、スイッチング周波数の高周波化が進むと、スイッチング素子自体あるいはドライブ回路の個体差などの要因によるオンオフ時間の正負不平衡がスイッチング周期に占める割合が増加するため、スイッチングの正負不平衡が偏磁に繋がる。偏磁による過電流が発生すると、半導体スイッチング素子あるいは周辺回路が破損するおそれがある。

そこで、変圧器を用いる電力変換装置の偏磁抑制に関する技術が提案されている。例えば、特許文献１には、変圧器の偏磁量を検出し、偏磁量の大きさに対して、変圧器の一次巻線へ交流電力を印加するインバータ部のスイッチング素子のオンオフ信号のデューティー比を変化させることにより、偏磁を抑制する技術が開示されている。

特開２０１９－１０３２００号公報

特許文献１に開示された技術では、偏磁が発生すると、各スイッチング周期においてスイッチング素子のオンオフ時間を補正しているため、偏磁量が小さい場合、あるいは、スイッチング周期に対して制御周期が十分に短くない場合には、過補償となって逆方向の偏磁が発生し、過電流が流れるおそれがある。

かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、偏磁の過補償、および、スイッチングの高周波化に伴うスイッチング周期と制御周期との接近による低分解能化を防ぎつつ、偏磁を抑制することができる電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチング素子をブリッジ接続し、直流電力を交流電力に変換して変圧器の一次巻線に印加する逆変換器と、前記変圧器の他の巻線の端子間の交流電力を直流電力へ変換する順変換器と、前記一次巻線に流れる一次巻線電流を検出する電流検出器と、前記半導体スイッチング素子のオンオフを制御して、前記逆変換器の出力電力を調整する制御部と、を備え、前記制御部は、前記順変換器の出力電圧を制御するためのデューティー指令値を演算する指令値演算部と、前記電流検出器により検出された前記一次巻線電流を標本化した値から、前記変圧器の偏磁量を検出する偏磁検出部と、前記デューティー指令値を、前記偏磁検出部により検出された偏磁量に応じて調整した偏磁補償指令値を求める偏磁補償部と、前記逆変換器のスイッチング周期を決定するキャリア波と前記偏磁補償指令値とを比較することにより、前記半導体スイッチング素子のゲート信号を生成するゲートドライバ部と、を備える。

また、本発明に係る電力変換装置において、前記偏磁検出部は、前記キャリア波のキャリア周期よりも所定値だけ大きいサンプリング周期ごとに、前記一次巻線電流の値を出力するサンプリング部と、直列に接続された複数の遅延部と、前記複数の遅延部のうち、最後尾の遅延部以外の遅延部それぞれに対応して設けられ、直列に接続された複数の加算部と、減算部と、を備え、前記複数の遅延部のうち、先頭の遅延部は、前記サンプリング部の出力を前記サンプリング周期だけ遅延させて後段の遅延部および対応する加算部に出力し、前記複数の遅延部のうち、前記先頭の遅延部および前記最後尾の遅延部以外の遅延部は、前段の遅延部の出力を前記サンプリング周期だけ遅延させて後段の遅延部および対応する加算部に出力し、前記最後尾の遅延部は、前段の遅延部の出力を前記サンプリング周期だけ遅延させて前記減算部に出力し、前記複数の加算部のうち、先頭の加算部は、前記サンプリング部の出力と、前記先頭の遅延部の出力とを加算して後段の加算部に出力し、前記複数の加算部のうち、前記先頭の加算部および最後尾の加算部以外の加算部は、前段の加算部の出力と、対応する遅延部の出力とを加算して後段の加算部に出力し、前記複数の加算部のうち、前記最後尾の加算部は、前段の加算部の出力と、対応する遅延部の出力とを加算して前記減算部に出力し、前記減算部は、前記最後尾の加算部の出力から前記最後尾の遅延部の出力を減算して、前記偏磁量として出力することが好ましい。

また、本発明に係る電力変換装置において、前記偏磁検出部は、前記キャリア波のキャリア周期の半周期よりも所定値だけ大きいサンプリング周期ごとに、前記一次巻線電流の値を出力するサンプリング部と、前記サンプリング部の出力を前記サンプリング周期だけ遅延させて出力する遅延部と、前記サンプリング部の出力と、前記遅延部の出力とを加算して出力する加算部と、前記加算部の出力から高周波成分を除去して、前記偏磁量として出力するローパスフィルタと、を備えることが好ましい。

本発明に係る電力変換装置によれば、偏磁の過補償、および、スイッチングの高周波化に伴うスイッチング周期と制御周期との接近による低分解能化を防ぎつつ、偏磁を抑制することができる。

本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１に示す偏磁検出部の構成例を示す図である。偏磁が発生していない場合の、観測対象波形、三角波、および、図１に示す偏磁検出部によるサンプリングタイミングの一例を示す図である。図３Ａに示すサンプリングタイミングで得られた値の波形を示す図である。図３Ｂの波形を長時間記録した波形を示す図である。偏磁が発生した場合の、観測対象波形、三角波、および、図１に示す偏磁検出部によるサンプリングタイミングの一例を示す図である。図４Ａに示すサンプリングタイミングで得られた値の波形を示す図である。図４Ｂの波形を長時間記録した波形を示す図である。本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図５に示す偏磁検出部の構成例を示す図である。偏磁が発生していない場合の、観測対象波形、三角波、および、図５に示す偏磁検出部によるサンプリングタイミングの一例を示す図である。図７Ａに示すサンプリングタイミングで得られた値の波形を示す図である。図７Ｂの波形を長時間記録した波形を示す図である。図７Ｃに示す各値と、当該値の直近の値とを加算した波形を示す図である。偏磁が発生した場合の、観測対象波形、三角波、および、図５に示す偏磁検出部によるサンプリングタイミングの一例を示す図である。図８Ａに示すサンプリングタイミングで得られた値の波形を示す図である。図８Ｂの波形を長時間記録した波形を示す図である。図８Ｃに示す各値と、当該値の直近の値とを加算した波形を示す図である。従来の電力変換装置の構成例を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態について、図面を参照しながら説明する。

図９に、本発明との比較のために、従来の電力変換装置１００の構成例を示す。従来の電力変換装置１００は、制御部２００と、逆変換器３と、変圧器４と、順変換器５と、入力平滑コンデンサ６と、電流検出器７と、出力リアクトル８と、出力平滑コンデンサ９と、出力電圧検出器９１と、を備える。

制御部２００は、指令値演算部２１と、三角波発生部２２と、ゲートドライバ部２３と、を備える。

指令値演算部２１は、出力電圧検出器９１により検出された出力電圧Ｖ_Ｏｕｔを、目標とする電圧に制御するためのデューティー指令値Ｐ_ｒｅｆ，Ｎ_ｒｅｆを演算し、ゲートドライバ部２３に出力する。

三角波発生部２２は、逆変換器３のスイッチング周期を決定するキャリア波（三角波）Ｖｔｒｉを発生し、ゲートドライバ部２３に出力する。

ゲートドライバ部２３は、三角波発生部２２から出力された三角波Ｖ_ｔｒｉと、指令値演算部２１から出力されたデューティー指令値Ｐ_ｒｅｆ，Ｎ_ｒｅｆとを比較することにより、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御されたゲート信号Ｇ３１，Ｇ３２，Ｇ３３，Ｇ３４を生成し、逆変換器３に出力する。

＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。電力変換装置１は、制御部２と、逆変換器３と、変圧器４と、順変換器５と、入力平滑コンデンサ６と、電流検出器７と、出力リアクトル８と、出力平滑コンデンサ９と、出力電圧検出器９１と、を備える。電力変換装置１の制御部２の構成が、従来の電力変換装置１００の制御部２００と相違する。

電力変換装置１は、直流電源１０から入力された直流電力を絶縁および変成し、負荷１１へ出力する。

入力平滑コンデンサ６は、直流電源１０から入力された直流電力を平滑化する。

逆変換器３は、半導体スイッチング素子３１，３２，３３，３４をブリッジ接続して、中間点ａ，ｂを変圧器４の一次巻線に接続する。これにより、逆変換器３は、入力平滑コンデンサ６により平滑化された直流電力を交流電力に変換して、変圧器４の一次巻線に印加する。

変圧器４は、巻線が複数設けられており、一次巻線と他の巻線とが独立している。変圧器４は、逆変換器３により生成された交流電力を絶縁しつつ、図１の例では、二次巻線の端子間に交流電力を発生させて、順変換器５に出力する。

変圧器４は図１に示す二巻線変圧器に限定されるものではなく、三巻線変圧器であってもよい。変圧器４が三巻線変圧器である場合には、電力変換装置１は、変圧器４の鉄心を共有する順変換器５と、出力リアクトル８と、出力平滑コンデンサ９とを更にもう１組備える。出力電圧検出器９１および制御部２は、１つのままでよい。

順変換器５は、変圧器４の他の巻線の端子間の交流電力を直流電力へ変換する。なお、変圧器４の他の巻線とは、変圧器４が二巻線変圧器である場合には二次巻線であり、変圧器４である三巻線変圧器の場合には二次巻線および三次巻線である。

出力リアクトル８および出力平滑コンデンサ９は、順変換器５により生成された直流電力の品質を整え、電力変換装置１の外部の負荷１１に出力する。

電流検出器７は、変圧器４の一次巻線に流れる一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉを検出し、制御部２に出力する。

出力電圧検出器９１は、出力平滑コンデンサ９の両端にて出力電圧Ｖ_Ｏｕｔを検出し、制御部２に出力する。

制御部２は、指令値演算部２１と、三角波発生部２２と、ゲートドライバ部２３と、偏磁検出部２４と、偏磁補償部２５と、を備える。制御部２は、出力電圧検出器９１により検出された出力電圧Ｖ_Ｏｕｔと、電流検出器７により検出された一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉとに基づいて、ゲート信号Ｇ３１，Ｇ３２，Ｇ３３，Ｇ３４を生成することにより、半導体スイッチング素子３１，３２，３３，３４のオンオフを制御して逆変換器３の出力電力を調整する。

指令値演算部２１は、出力電圧検出器９１により検出された出力電圧Ｖ_Ｏｕｔを、目標とする電圧に制御するためのデューティー指令値Ｐ_ｒｅｆ，Ｎ_ｒｅｆを演算し、偏磁補償部２５に出力する。すなわち、指令値演算部２１は、順変換器５の出力電圧を制御するためのデューティー指令値Ｐ_ｒｅｆ，Ｎ_ｒｅｆを演算する。

三角波発生部２２は、逆変換器３のスイッチング周期を決定するキャリア波（三角波）Ｖ_ｔｒｉを発生し、ゲートドライバ部２３に出力する。なお、キャリア波はのこぎり波であってもよい。

偏磁検出部２４は、電流検出器7により検出された一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉを一定のサンプリング周期Ｔｓごとに取得した値（一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉを標本化した値）から得られた一周期分の値を積分して変圧器４の偏磁量Ｉ_Ｓａｔを検出し、偏磁補償部２５に出力する。

偏磁補償部２５は、偏磁検出部２４により検出された、変圧器４の偏磁量Ｉ_Ｓａｔに応じて、デューティー指令値Ｐ_ｒｅｆ，Ｎ_ｒｅｆの値を調整し、偏磁補償指令値Ｐ_{ｒｅｆＣｏｍｐ}，Ｎ_{ｒｅｆＣｏｍｐ}を求める。本明細書において、「値を調整」とは、値を変化させないことも含む。すなわち、偏磁補償指令値Ｐ_{ｒｅｆＣｏｍｐ}，Ｎ_{ｒｅｆＣｏｍｐ}は、三角波Ｖ_ｔｒｉのある周期においてはデューティー指令値Ｐ_ｒｅｆ，Ｎ_ｒｅｆから変化し、別のある周期においてはデューティー指令値Ｐ_ｒｅｆ，Ｎ_ｒｅｆから変化しなくてもよい。

ゲートドライバ部２３は、三角波発生部２２により発生された三角波Ｖ_ｔｒｉと、偏磁補償部２５により生成された偏磁補償指令値Ｐ_{ｒｅｆＣｏｍｐ}，Ｎ_{ｒｅｆＣｏｍｐ}とを比較することによりＰＷＭ制御されたゲート信号Ｇ３１，Ｇ３２，Ｇ３３，Ｇ３４を生成し、逆変換器３に出力する。

＜偏磁検出部＞
図２は、偏磁検出部２４の構成例を示すブロック図である。図２に示す偏磁検出部２４は、サンプリング部２４０と、スケール調整部２４１と、複数の遅延部２４２（遅延部２４２－１～２４２－（ｎ＋１））と、複数の加算部２４３（加算部２４３－１～２４３－ｎ）と、減算部２４４と、を備える。

サンプリング部２４０は、電流検出器７により検出された一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉを標本化した値を出力する。具体的には、サンプリング部２４０は、キャリア波のキャリア周期Ｔ（三角波Ｖ_ｔｒｉの出力周期）に時間次元で微小な所定値ΔＴを加えたサンプリング周期Ｔｓごとに一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉの値を保持して、スケール調整部２４１に出力する。

スケール調整部２４１は、サンプリング部２４０から出力された一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉの値を調整して、遅延部２４２－１および加算部２４３－１に出力する。具体的には、スケール調整部２４１は、標本化された一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉが後述する加算部２４３で加算された結果、オーバーフローしないレベルに、サンプリング部２４０の出力のレベルを調整する。なお、実運用上はスケール調整部２４１を設ける方が好ましいが、スケール調整部２４１による一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉのレベルの調整は必ずしも必要ではない。したがって、スケール調整部２４１は、必須の構成ではない。

遅延部２４２－１～２４２－（ｎ＋１）は直列に接続される。遅延部２４２は、（Ｔ／Δｔ）＋１個だけ設けられる。加算部２４３－１～加算部２４３－ｎは直列に接続される。加算部２４３－１～加算部２４３－ｎはそれぞれ、遅延部２４２－１～２４２－ｎに対応して設けられる。すなわち、複数（（Ｔ／Δｔ）個）の加算部２４３はそれぞれ、最後尾の遅延部２４２－（ｎ＋１）以外の遅延部２４２それぞれに対応して設けられ、直列に接続される。

直列に接続された複数の遅延部２４２のうち、遅延部２４２－１（先頭の遅延部）は、サンプリング部２４０から出力され、スケール調整部２４１によりレベルが調整された一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉを、サンプリング周期Ｔｓだけ遅延させ、遅延部２４２－２（後段の遅延部）および遅延部２４２－１に対応する加算部２４３－１に出力する。なお、上述したように、スケール調整部２４１は必須の構成ではない。したがって、スケール調整部２４１が設けられない場合、遅延部２４２－１は、サンプリング部２４０の出力をサンプリング周期Ｔｓだけ遅延させ、遅延部２４２－２および加算部２４３－１に出力する。

複数の遅延部２４２のうち、遅延部２４２－１（先頭の遅延部）および遅延部２４２－（ｎ＋１）（最後尾の遅延部）以外の遅延部２４２－２～２４２－ｎは、前段の遅延部２４２の出力をサンプリング周期Ｔｓだけ遅延させて後段の遅延部２４２および対応する加算部２４３に出力する。

複数の遅延部２４２のうち、遅延部２４２－（ｎ＋１）（最後尾の遅延部）は、遅延部２４２－ｎ（前段の遅延部）の出力をサンプリング周期Ｔｓだけ遅延させて、減算部２４４に出力する。

複数の加算部２４３のうち、加算部２４３－１（先頭の加算部）は、サンプリング部２４０から出力され、スケール調整部２４１によりレベルが調整された一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉと、遅延部２４２－１（先頭の遅延部）の出力とを加算して、加算部２４３－２（後段の加算部）に出力する。なお、上述したように、スケール調整部２４１は必須の構成ではない。したがって、スケール調整部２４１が設けられない場合、加算部２４３－１は、サンプリング部２４０の出力と、遅延部２４２－１の出力とを加算して加算部２４３－２に出力する。

複数の加算部２４３のうち、加算部２４３－１（先頭の加算部）および加算部２４３－ｎ（最後尾の遅延部）以外の加算部２４３－２～２４３－（ｎ－１）は、前段の加算部２４３の出力と、対応する遅延部２４２の出力とを加算して、後段の加算部２４３に出力する。

複数の加算部２４３のうち、加算部２４３－ｎ（最後尾の加算部）は、加算部２４３－（ｎ－１）（前段の加算部）の出力と、対応する遅延部２４２－ｎの出力とを加算して、減算部２４４に出力する。

減算部２４４は、加算部２４３－ｎ（最後尾の加算部）の出力から、遅延部２４２－（ｎ＋１）（最後部の遅延部）の出力を減算して、偏磁量Ｉ_Ｓａｔとして出力する。

＜偏磁検出方法＞
次に、偏磁検出部２４による偏磁検出方法について、図３Ａ～図３Ｃおよび図４Ａ～図４Ｃを参照して説明する。図３Ａ～図３Ｃおよび図４Ａ～図４Ｃにおいて、横軸は時間を示す。

図３Ａ，４Ａは、観測対象波形ｔａｒｇｅｔ、サンプリングタイミング用の三角波ｔｒｉおよびサンプリングタイミング指令値ｒｅｆの波形を示す図である。図３Ｂ，４Ｂは、サンプリングタイミングで観測対象波形ｔａｒｇｅｔを読み取った値の波形を示す図である。図３Ｃ，４Ｃは、図３Ｂ，４Ｂに示す波形を長時間記録した波形を示す図である。図３Ａ～３Ｃは、偏磁が発生していない場合を示し、図４Ａ～図４Ｃは、偏磁が発生している場合を示す。また、図３Ａ～図３Ｃおよび図４Ａ～図４Ｃにおいて、観測対象波形ｔａｒｇｅｔの周波数は５０Ｈｚであり、三角波ｔｒｉの周波数は４９Ｈｚであり、キャリア周期Ｔは２０ｍｓであり、Δｔは０．４０８ｍｓであるとする。したがって、サンプリング周期Ｔｓは、２０．４０８ｍｓである。三角波ｔｒｉの位相は、観測対象波形ｔａｒｇｅｔの位相に同期してもよいし、同期していなくてもよい。

図３Ａ，４Ａに示すように、サンプリング部２４０は、三角波ｔｒｉがサンプリングタイミング指令値ｒｅｆと一致した瞬間の観測対象波形ｔａｒｇｅｔの値をサンプリングする。上述したように、サンプリング周期Ｔｓは、キャリア周期ＴよりもΔＴだけ大きい値である。したがって、図３Ｂ，４Ｂに示すように、サンプリングタイミングが少しずつ移動する。そのため、観測対象波形ｔａｒｇｅｔの値を高分解能に読み取ることができる。

キャリア周期Ｔは２０ｍｓであり、Δｔは０．４０８ｍｓであるため、観測対象波形ｔａｒｇｅｔを一周期分サンプリングするには、Ｔ／ΔＴ個のデータが必要となる。三角波ｔｒｉの周波が４９Ｈｚであるため、１ｓで観測対象波形ｔａｒｇｅｔの一周期分をサンプリングすることができる。

偏磁が発生している場合（図４Ｃ）、偏磁が発生していない場合（図３Ｃ）と比べて、観測対象波形ｔａｒｇｅｔの正側のピーク値が非線形に変化している（図４Ｃの丸印部分）。そのため、図３Ｃ，４Ｃに示す観測対象波形ｔａｒｇｅｔの一周期分のサンプリング値の総和を求めると、偏磁が発生していない場合は０となり、偏磁が発生している場合は偏差が発生する。したがって、減算部２４４による、加算部２４３－ｎの出力からの遅延部２４２－（ｎ＋１）の出力の減算により、偏磁量Ｉ_Ｓａｔを検出することができる。

このように本実施形態においては、一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉを標本化した値（キャリア周期Ｔよりも所定値Δｔだけ大きいサンプリング周期でサンプリングした値）から、変圧器４の偏磁量Ｉ_Ｓａｔを検出する。そのため、高周波化した変圧器４の偏磁量Ｉ_Ｓａｔを高精度に検出することができる。その結果、偏磁の過補償、および、スイッチングの高周波化に伴うスイッチング周期と制御周期との接近による低分解能化を防ぎつつ、偏磁を抑制することができる。また、本実施形態に係る電力変換装置１は、従来の電力変換装置１００に、偏磁検出部２４および偏磁補償部２５を追加するだけで構成することができる。

＜第２の実施形態＞
図５は、本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置１ａの構成例を示す図である。図５において図１と同様の構成には同じ符号を付し、説明を省略する。

図５に示すように、本実施形態に係る電力変換装置１ａは、第１の実施形態に係る電力変換装置１と比較して、制御部２を制御部２ａに変更した点が異なる。制御部２ａは、制御部２と比較して、偏磁検出部２４を偏磁検出部２４ａに変更した点が異なる。

＜偏磁検出部２４ａ＞
図６は、偏磁検出部２４ａの構成例を示す図である。

図６に示すように、偏磁検出部２４ａは、サンプリング部２４０ａと、スケール調整部２４１ａと、遅延部２４２ａと、加算部２４３ａと、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）２４５と、を備える。

サンプリング部２４０ａは、電流検出器７により検出された一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉを標本化した値を出力する。具体的には、サンプリング部２４０ａは、キャリア波のキャリア周期Ｔの半周期（Ｔ／２）に時間次元で微小な所定値ΔＴを加えたサンプリング周期Ｔｓごとに一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉ値を保持して、スケール調整部２４１ａに出力する。

スケール調整部２４１ａは、サンプリング部２４０ａから出力された一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉの値を調整して、遅延部２４２ａおよび加算部２４３ａに出力する。具体的には、スケール調整部２４１は、標本化された一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉが後述する加算部２４３ａで加算された結果、オーバーフローしないレベルに、サンプリング部２４０ａの出力のレベルを調整する。なお、実運用上はスケール調整部２４１ａを設ける方が好ましいが、スケール調整部２４１ａによる一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉのレベルの調整は必ずしも必要ではない。したがって、スケール調整部２４１ａは、必須の構成ではない。

遅延部２４２ａは、サンプリング部２４０ａから出力され、スケール調整部２４１ａによりレベルが調整された一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉを、サンプリング周期Ｔｓだけ遅延させ、加算部２４３ａに出力する。なお、上述したように、スケール調整部２４１ａは必須の構成ではない。したがって、スケール調整部２４１ａが設けられない場合、遅延部２４２ａは、サンプリング部２４０ａの出力をサンプリング周期Ｔｓだけ遅延させ、加算部２４３ａに出力する。

加算部２４３ａは、サンプリング部２４０ａから出力され、スケール調整部２４１ａによりレベルが調整された一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉと、遅延部２４２ａの出力とを加算して、ＬＰＦ２４５に出力する。

ＬＰＦ２４５は、加算部２４３ａの出力から高周波成分を除去し、低周波成分のみを偏磁量Ｉ_Ｓａｔとして出力する。

＜偏磁検出方法＞
次に、偏磁検出部２４ａによる偏磁検出方法について、図７Ａ～図７Ｄおよび図８Ａ～図８Ｄを参照して説明する。図７Ａ～図７Ｄおよび図８Ａ～図８Ｄにおいて、横軸は時間を示す。

図７Ａ，８Ａは、観測対象波形ｔａｒｇｅｔ、サンプリングタイミング用の三角波ｔｒｉおよびサンプリングタイミング指令値ｒｅｆの波形を示す図である。図７Ｂ，８Ｂは、サンプリングタイミングで観測対象波形ｔａｒｇｅｔを読み取った値の波形を示す図である。図７Ｃ，８Ｃは、図７Ｂ，８Ｂに示す波形を長時間記録した波形を示す図である。図７Ｄ，８Ｄは、図７Ｃ，８Ｃで得られた値と直前の値とを加算した波形を示す図である。図７Ａ～７Ｄは、偏磁が発生していない場合を示し、図８Ａ～図８Ｄは、偏磁が発生している場合を示す。また、図７Ａ～図７Ｄおよび図８Ａ～図８Ｄにおいて、観測対象波形ｔａｒｇｅｔの周波数は５０Ｈｚであり、三角波ｔｒｉの周波数は９９Ｈｚであり、キャリア周期Ｔは２０ｍｓであり、Δｔは０．１０１ｍｓであるとする。したがって、サンプリング周期Ｔｓは、１０．１０１ｍｓである。三角波ｔｒｉの位相は、観測対象波形ｔａｒｇｅｔの位相に同期してもよいし、同期していなくてもよい。

図７Ａ，８Ａに示すように、サンプリング部２４０ａは、三角波ｔｒｉがサンプリングタイミング指令値ｒｅｆと一致した瞬間の観測対象波形ｔａｒｇｅｔの値をサンプリングする。上述したように、サンプリング周期Ｔｓは、キャリア周期Ｔの半周期（１０ｍｓ）よりもΔＴだけ大きい値である。したがって、図７Ｂ，８Ｂに示すように、サンプリングタイミングが少しずつ移動する。そのため、観測対象波形ｔａｒｇｅｔの値を高分解能に読み取ることができる。

サンプリング部２４０ａによるサンプリング周期Ｔｓは、キャリア周期Ｔの半周期よりもΔｔだけ大きい（Ｔ／Δ＋２）ため、図７Ｃ，８Ｃに示すように、サンプリング部２４０ａは、正負交互に値をサンプリングすることができる。

偏磁が発生していない場合、図７Ｄに示すように、図７Ｃに示す各値と、その値の直前の値とを加算すると、正負交互にサンプリングされるため、ほとんどのサンプリングタイミングでほぼ０の値となる。

一方、偏磁が発生している場合、図８Ｄにおいて丸印で示すように、偏磁が発生している正側に直流成分が現われている。

図７Ｄ，８Ｄで得られた半周期ごとの変化量をＬＰＦ２４５に通すことで、偏磁量Ｉ_Ｓａｔを検出することができる。

このように本実施形態においては、一次巻線電流Ｉ_Ｐｒｉを標本化した値（キャリア周期Ｔの半周期よりも所定値Δｔだけ大きいサンプリング周期でサンプリングした値）から、変圧器４の偏磁量Ｉ_Ｓａｔを検出する。そのため、高周波化した変圧器４の偏磁量Ｉ_Ｓａｔを高精度に検出することができる。その結果、偏磁の過補償、および、スイッチングの高周波化に伴うスイッチング周期と制御周期との接近による低分解能化を防ぎつつ、偏磁を抑制することができる。また、本実施形態に係る電力変換装置１ａは、従来の電力変換装置１００に、偏磁検出部２４ａおよび偏磁補償部２５を追加するだけで構成することができる。

また、特許文献１に開示された技術では、偏磁検出に単純なＬＰＦを用いているため、離散的な値を用いた場合は、その標本化周期によって偏磁検出の精度に影響を及ぼす。また、連続的な値を用いてアナログ回路によるＬＰＦとした場合は、アナログ回路を構成するハードウェアが必要となる。一方、本発明に係る電力変換装置１，１ａにおいては、キャリア周期Ｔと微小な差（ΔＴ）あるいはキャリア周期Ｔの半周期と微小な差（ΔＴ）を有するサンプリング周期ＴｓにおけるΔＴを調整することで、サンプリングタイミング周期を、キャリア周期Ｔまたはキャリア周期Ｔの半周期程度の周期で高精度に偏磁を高精度に検出することが可能となる。また、本発明に係る偏磁検出方法は、一般的な電力変換装置が備える制御部上でソフトウェアにより実現可能であるため、別途ハードウェアを設ける必要が無い。

また、本発明に係る電力変換装置１，１ａは、独立して存在する偏磁検出部２４あるいは偏磁検出部２４ａと、偏磁補償部２５とにより偏磁補償を実現する。そのため、偏磁補償を行っていない既存の電力変換装置に対して、偏磁検出部２４あるいは偏磁検出部２４ａと、偏磁補償部２５とに相当する構成を追加するだけで、容易に実現することができる。

上述の実施形態は代表的な例として説明したが、本発明の趣旨および範囲内で、多くの変更および置換が可能であることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形および変更が可能である。

１，１ａ電力変換装置
２，２ａ制御部
３逆変換器
４変圧器
５順変換器
６入力平滑コンデンサ
７電流検出器
８出力リアクトル
９出力平滑コンデンサ
１０直流電源
１１負荷
２１指令値演算部
２２三角波発生部
２３ゲートドライバ部
２４，２４ａ偏磁検出部
２５偏磁補償部
２４０，２４０ａサンプリング部
２４１，２４１ａスケール調整部
２４２，２４２ａ遅延部
２４３，２４３ａ加算部
２４４減算部
２４５ＬＰＦ

Claims

半導体スイッチング素子をブリッジ接続し、直流電力を交流電力に変換して変圧器の一次巻線に印加する逆変換器と、
前記変圧器の他の巻線の端子間の交流電力を直流電力へ変換する順変換器と、
前記一次巻線に流れる一次巻線電流を検出する電流検出器と、
前記半導体スイッチング素子のオンオフを制御して、前記逆変換器の出力電力を調整する制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記順変換器の出力電圧を制御するためのデューティー指令値を演算する指令値演算部と、
前記電流検出器により検出された前記一次巻線電流を標本化した値から、前記変圧器の偏磁量を検出する偏磁検出部と、
前記デューティー指令値を、前記偏磁検出部により検出された偏磁量に応じて調整した偏磁補償指令値を求める偏磁補償部と、
前記逆変換器のスイッチング周期を決定するキャリア波と前記偏磁補償指令値とを比較することにより、前記半導体スイッチング素子のゲート信号を生成するゲートドライバ部と、を備える、電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記偏磁検出部は、
前記キャリア波のキャリア周期よりも所定値だけ大きいサンプリング周期ごとに、前記一次巻線電流の値を出力するサンプリング部と、
直列に接続された複数の遅延部と、
前記複数の遅延部のうち、最後尾の遅延部以外の遅延部それぞれに対応して設けられ、直列に接続された複数の加算部と、
減算部と、を備え、
前記複数の遅延部のうち、先頭の遅延部は、前記サンプリング部の出力を前記サンプリング周期だけ遅延させて後段の遅延部および対応する加算部に出力し、
前記複数の遅延部のうち、前記先頭の遅延部および前記最後尾の遅延部以外の遅延部は、前段の遅延部の出力を前記サンプリング周期だけ遅延させて後段の遅延部および対応する加算部に出力し、
前記最後尾の遅延部は、前段の遅延部の出力を前記サンプリング周期だけ遅延させて前記減算部に出力し、
前記複数の加算部のうち、先頭の加算部は、前記サンプリング部の出力と、前記先頭の遅延部の出力とを加算して後段の加算部に出力し、
前記複数の加算部のうち、前記先頭の加算部および最後尾の加算部以外の加算部は、前段の加算部の出力と、対応する遅延部の出力とを加算して後段の加算部に出力し、
前記複数の加算部のうち、前記最後尾の加算部は、前段の加算部の出力と、対応する遅延部の出力とを加算して前記減算部に出力し、
前記減算部は、前記最後尾の加算部の出力から前記最後尾の遅延部の出力を減算して、前記偏磁量として出力する、電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記偏磁検出部は、
前記キャリア波のキャリア周期の半周期よりも所定値だけ大きいサンプリング周期ごとに、前記一次巻線電流の値を出力するサンプリング部と、
前記サンプリング部の出力を前記サンプリング周期だけ遅延させて出力する遅延部と、
前記サンプリング部の出力と、前記遅延部の出力とを加算して出力する加算部と、
前記加算部の出力から高周波成分を除去して、前記偏磁量として出力するローパスフィルタと、を備える電力変換装置。