JP2023053591A - 複合スイッチ回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】構成を簡素化可能な複合スイッチ回路を提供すること。【解決手段】第1スイッチと、前記第1スイッチに直列に接続された一次側巻線と、前記一次側巻線よりも巻き数が多い二次側巻線とを有するカレントトランスと、前記二次側巻線に接続された第2スイッチと、前記第1スイッチと前記一次側巻線との直列回路に並列に接続された電流路と、電流が前記第2スイッチの開放により前記直列回路から前記電流路に転流した後に、前記第1スイッチ及び前記電流路を開放する制御回路と、を備える、複合スイッチ回路。【選択図】図2
Description
本開示は、複合スイッチ回路に関する。
図1は、特許文献1,2に開示された複合半導体スイッチの回路図である。図1に示す複合半導体スイッチ10は、入力端INと出力端OUTとの間に、電流の導通部である主導通部11と、主導通部11に並列に接続された補助導通部12と、を備える。主導通部11は、自己消弧機能を持たないサイリスタ1と、サイリスタ1に直列に接続されたMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)2とを有する。補助導通部12は、自己消弧素子であるIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)3を有する。
複合半導体スイッチ10の導通時には、電圧降下の小さいサイリスタ1を含む主導通部11が通電し、ターンオフ時には、MOSFET2を遮断して電流をIGBT3側に転流させて、IGBT3で遮断が行われる。これにより、導通損失の低減と電流遮断の高速化が図られている。MOSFET2の遮断のタイミングでは、IGBT3はオン状態なので、MOSFET2には、数ボルト程度の電圧しかかからない。そのため、MOSFET2は、低耐圧品を採用でき、サイリスタ1に直列接続されても、導通損失の増加を抑制できる。
上述の複合半導体スイッチのような複合スイッチ回路は、電流容量が比較的大きな回路に使用される場合が多い。しかしながら、電流容量の比較的大きな低耐圧のMOSFETは、ほとんど市販されていないので、入手が容易ではない。このため、電流容量の小さな複数のMOSFETを多数並列に接続して電流容量を確保しようとすると、複合スイッチ回路の構成が複雑化するおそれがある。
本開示は、構成を簡素化可能な複合スイッチ回路を提供する。
本開示の一態様では、
第1スイッチと、
前記第1スイッチに直列に接続された一次側巻線と、前記一次側巻線よりも巻き数が多い二次側巻線とを有するカレントトランスと、
前記二次側巻線に接続された第2スイッチと、
前記第1スイッチと前記一次側巻線との直列回路に並列に接続された電流路と、
電流が前記第2スイッチの開放により前記直列回路から前記電流路に転流した後に、前記第1スイッチ及び前記電流路を開放する制御回路と、を備える、複合スイッチ回路が提供される。
第1スイッチと、
前記第1スイッチに直列に接続された一次側巻線と、前記一次側巻線よりも巻き数が多い二次側巻線とを有するカレントトランスと、
前記二次側巻線に接続された第2スイッチと、
前記第1スイッチと前記一次側巻線との直列回路に並列に接続された電流路と、
電流が前記第2スイッチの開放により前記直列回路から前記電流路に転流した後に、前記第1スイッチ及び前記電流路を開放する制御回路と、を備える、複合スイッチ回路が提供される。
本開示の技術によれば、複合スイッチ回路の構成を簡素化できる。
以下、実施形態を説明する。
図2は、第1実施形態に係る複合スイッチ回路の構成例を示す図である。図2に示す複合スイッチ回路101は、電路21の通電と非通電を切り替える回路であり、電路21を非通電に切り替えると、電路21に流れる電流Iを遮断する。複合スイッチ回路101は、例えば、工場等の配電盤に使用される電流遮断器である。複合スイッチ回路101は、サイリスタTh、カレントトランスCT、スイッチ素子Q1、電流路22、遮断回路31及び制御回路50を備える。
サイリスタThは、第1スイッチの一例であり、直流の電流Iが流れる電路21に直列に接続される。サイリスタThは、自己消弧機能を持たない半導体スイッチング素子の一例であり、制御電極であるゲートと、電流入力端であるアノードと、電流出力端であるカソードとを有する。
カレントトランスCTは、サイリスタThに直列に接続された一次側巻線41と、一次側巻線41よりも巻き数が多い二次側巻線42とを有する。一次側巻線41の一端は、サイリスタThのカソード側に接続されている。カレントトランスCTの巻き数比を1:Nとすると(Nは1よりも大きい数)、一次側巻線41の巻き数が1の場合、二次側巻線42の巻き数はNである。一次側巻線41の巻き数は、1より大きくてもよい。
スイッチ素子Q1は、第2スイッチの一例であり、二次側巻線42に接続されている。スイッチ素子Q1は、例えば、第1主電極と第2主電極と制御電極とを有する半導体スイッチング素子である。スイッチ素子Q1の具体例として、コレクタとエミッタとゲートとを有するIGBT、ドレインとソースとゲートとを有するMOSFETなどが挙げられる。図2に示す例では、スイッチ素子Q1は、二次側巻線42の一端に接続されたコレクタと、二次側巻線42の他端に接続されたエミッタと、制御回路50に接続されたゲートとを有するIGBTであり、ダイオードが逆並列に接続されている。
複合スイッチ回路101は、二次側巻線42に発生する二次電圧V2を所定の制限電圧に制限する電圧制限回路43を備えてもよい。例えば、電圧制限回路43は、増大する二次電圧V2を所定の制限電圧に制限するバリスタZ1を有する。
電流路22は、サイリスタThと一次側巻線41との直列回路23に並列に接続された迂回路である。電流路22の一端は、サイリスタThのアノード側に接続され、電流路22の他端は、一次側巻線41の他端(サイリスタThのカソードが接続される端部とは反対側の端部)側に接続されている。
遮断回路31は、電流路22に設けられ、電流路22に流れる電流を遮断する。遮断回路31は、この例では、電流路22に直列に挿入されたスイッチ素子Q2を有する。電流路22に流れる電流は、スイッチ素子Q2の開放(オフ)により遮断される。スイッチ素子Q2は、第3スイッチの一例であり、例えば、第1主電極と第2主電極と制御電極とを有するIGBT又はMOSFETなどの半導体スイッチング素子である。図2に示す例では、スイッチ素子Q2は、サイリスタThのアノード側に接続されたコレクタと、一次側巻線41の他端側に接続されたエミッタと、制御回路50に接続されたゲートとを有するIGBTであり、ダイオードが逆並列に接続されている。
制御回路50は、サイリスタTh、スイッチ素子Q1及びスイッチ素子Q2の各ゲートに電圧を印加するタイミングを制御する。
次に、複合スイッチ回路101の動作について説明する。
最初に、サイリスタTh、スイッチ素子Q1及びスイッチ素子Q2がオフの状態で、制御回路50は、スイッチ素子Q2のゲートに電圧を印加し、スイッチ素子Q2のみをオンする。スイッチ素子Q2は、比較的高速にスイッチング動作が可能な半導体スイッチング素子なので、速やかにオン状態になる。最初に高速スイッチング動作が可能なスイッチ素子Q2をオンすることで、複合スイッチ回路101全体でのスタートアップ動作の高速化が図られる。この場合、スイッチ素子Q2のみがオンしているので、サイリスタThと一次側巻線41との直列回路23は導通せずに、電流路22のみが導通する。したがって、電流Iは、直列回路23に流れずに電流路22に流れる。
次に、制御回路50は、スイッチ素子Q2のゲートに電圧を印加してから遅延時間tdon後、サイリスタTh及びスイッチ素子Q1のそれぞれのゲートに電圧を印加して、サイリスタTh及びスイッチ素子Q1をオンする。この場合、サイリスタThは、スイッチ素子Q2と比較して、オン抵抗が低く、導通性が高い。また、スイッチ素子Q1のオンにより、二次側巻線42の両端に発生する二次電圧V2は略零になるので、一次側巻線41の両端に発生する一次電圧V1も略零になる。よって、電路21からの電流Iの大部分は、導通性が高い側のサイリスタTh及び一次側巻線41、つまり、直列回路23に流れる。
遅延時間tdonは、スイッチ素子Q2のターンオンに要する時間、すなわちターンオン動作が完了して定常状態の電流が通電するまでの時間が確保されていればよい。遅延時間tdonは、具体的には、1マイクロ秒から2マイクロ秒程度であるが、これに限らない。このように、スイッチ素子Q2を先にターンオンすることで、サイリスタThのターンオン損失の発生を抑制できる。
なお、制御回路50は、遅延時間tdon後のタイミングで、サイリスタTh及びスイッチ素子Q1のそれぞれをオンさせるゲート駆動電圧を同時に両ゲートに印加しても、当該ゲート駆動電圧を同時に両ゲートに印加しなくてもよい。例えば、制御回路50は、遅延時間tdon後のタイミングで、スイッチ素子Q1をオンさせるゲート駆動電圧を印加した後に、サイリスタThをオンさせるゲート駆動電圧を印加してもよい。あるいは、制御回路50は、遅延時間tdon後のタイミングで、サイリスタThをオンさせるゲート駆動電圧を印加した後に、スイッチ素子Q1をオンさせるゲート駆動電圧を印加してもよい。
次に、電流遮断動作について説明する。
電路21に流れる電流Iを遮断するには、まず、スイッチ素子Q1を開放させる制御信号がスイッチ素子Q1の制御電極(この場合、ゲート)に制御回路50から供給されることで、スイッチ素子Q1は開放(ターンオフ)する。スイッチ素子Q1のターンオフにより、二次電圧V2は上昇する。二次電圧V2は、スイッチ素子Q1のアバランシェ降伏電圧、または、スイッチ素子Q1に並列に接続されたバリスタZ1の制限電圧まで上昇してクランプされる。二次電圧V2の上昇に伴い、一次電圧V1も上昇する。一次電圧V1は、カレントトランスCTの巻き数比を1:Nとすると、V2/Nとなる。例えば、V2=1000[V]及びN=50の場合、V1=V2/N=20[V]となる。
一次電圧V1は、オン状態のスイッチ素子Q2の電圧降下よりも高いため、電路21に流れる電流Iは、直列回路23から電流路22に転流する。転流により電流IがサイリスタThに流れなくなると、サイリスタThは消弧する。制御回路50は、サイリスタThの消弧後(例えば、スイッチ素子Q1をターンオフさせてから所定の遅延時間Tdoff後に)、サイリスタThのゲートをオフするともにスイッチ素子Q2をターンオフする。サイリスタThのゲートのオフによりサイリスタThは開放される。遮断回路31のスイッチ素子Q2のターンオフ(開放)により、電流路22は開放され、転流後に電流路22に流れる電流は遮断される。その結果、複合スイッチ回路101全体で電流Iを遮断する動作は、完了する。
サイリスタThの導通時でのスイッチ素子Q1の順電圧降下(二次電圧V2)は、約2ボルト程度であり、N=50では、一次電圧V1は、0.04ボルト程度と低いので(V1=V2/N)、一次側巻線41での損失増加は抑制される。また、スイッチ素子Q1の電流容量は、電流Iの(1/N)程度でよい。
したがって、図2に示す第1実施形態によれば、電流容量の比較的大きな低耐圧のMOSFETに比べて入手が容易な、電流容量の比較的小さなスイッチをスイッチ素子Q1として採用できる。したがって、スイッチ素子Q1を簡素化でき、ひいては、複合スイッチ回路101を簡素化できる。
また、第1実施形態によれば、直列回路23の通電中にスイッチ素子Q1が開放故障した際には、カレントトランスCTは短期間で飽和して導通状態となるので、電路21に接続される負荷の停電を防止できる。
なお、第1実施形態に係る複合スイッチ回路101は、転流後に電流路22に流れる電流Iとは逆向きに電流路22に流れる電流(逆流)を阻止する逆流阻止回路24を備えてもよい。図2に示す逆流阻止回路24は、電流路22に直列に挿入されたダイオードD1を有し、逆流をダイオードD1により阻止する。ダイオードD1は、アノードがサイリスタThのアノード側に接続される。逆流阻止回路24を設けることで、逆流阻止型の複合スイッチ回路101を実現できる。
複合スイッチ回路101は、スイッチ素子Q2に並列に接続されたコンデンサCを備えてもよい。コンデンサCを備えることで、転流により電流路22に流れる電流をスイッチ素子Q2とコンデンサCの両方に流すことができるので、スイッチ素子Q2の導通損失を低減できる。
また、スイッチ素子Q2に並列に接続されたコンデンサCを備えることで、逆バイアス安全動作領域(RBSOA)が比較的狭い素子をスイッチ素子Q2に採用できる。複合スイッチ回路101の導通状態ではスイッチング素子Q2が継続的にオン状態なので、制御回路50がスイッチ素子Q2をターンオフするタイミングでは、コンデンサCが十分に放電されており、コンデンサC(スイッチ素子Q2)の両端電圧は、比較的低い。そのため、制御回路50は、スイッチ素子Q2をソフトスイッチングでターンオフできる。
図3は、スイッチ素子Q2として採用可能なIGBTの逆バイアス安全動作領域を例示する図である。IGBTがターンオフする際に安全に動作可能なコレクタ-エミッタ間電圧とコレクタ電流との関係は、逆バイアス安全動作領域(RBSOA)として知られている。一般的な安全動作領域は、点線で示す角形特性である。すなわち、市販のIGBTの多くは、ターンオフ時の電圧-電流の軌跡が、定格電圧と定格電流またはその数倍の点を通過しても、耐えられるように設計されている。本実施形態では、スイッチ素子Q2に並列に接続されたコンデンサCの作用によるソフトスイッチングを行う場合、最大電圧と最大電流が同時に印加されないことを保証すれば、素子の電圧と電流の耐量を緩和できる。つまり、コンデンサCに電流が分流するので、スイッチ素子Q2に流れる電流は減るので、図3に示すように、逆バイアス安全動作領域の狭い低コストの素子をスイッチ素子Q2に使用できる。この特性は、特に高耐圧のスイッチ素子を使用する場合に有利である。
図2において、複合スイッチ回路101は、コンデンサC2に並列に接続された抵抗Rを備えてもよい。抵抗Rは、コンデンサC2の電荷を放電する。抵抗Rは、複合スイッチ回路101の定格電圧の印加時の損失が小さくなるように、比較的高い抵抗値を有する。スイッチ素子Q2をオフしてからスイッチ素子Q2の再オン後に、コンデンサCの電荷が抵抗Rにより放電される。これにより、スイッチ素子Q1の次回の開放(ターンオフ)動作により発生する転流電流をコンデンサCが受け入れる能力を確保できる。
スイッチ素子Q2は、例えば図4に示すように、直列回路23又は電流路22の両端に生ずる最大回路電圧よりも耐圧が低い複数のスイッチ素子が直列に接続された構成でもよい。この例では、直列に接続された4つのIGBT(スイッチ素子Q2a,Q2b,Q2c,Q2d)が示されている。そして、スイッチ素子Q2に並列に接続されるコンデンサCは、直列に接続される複数のコンデンサ素子を有する分圧回路とする。図4の示す例では、全て同一のキャパシタンスを有するコンデンサ素子Ca,Cb,Cc,Cdは、それぞれ、複数のスイッチ素子Q2a,Q2b,Q2c,Q2dのうち対応するスイッチ素子の主電極間(この例では、コレクタ-エミッタ間)に接続されている。これにより、複数のスイッチ素子Q2a,Q2b,Q2c,Q2dの各々の主電極間に印加される電圧を均等化できる。
また、サイリスタThは、機械接点(リレーとも称する)に置換されてもよい。機械接点は、例えば、複合スイッチ回路101の定格値付近を超える電流遮断能力を持たないものである。制御回路50は、サイリスタThの上述のゲートオフと同様に、機械接点に流れる電流が転流後に零になってから機械接点をオフ(開放)する。
図5は、第2実施形態に係る複合スイッチ回路の構成例を示す図である。第2実施形態において、第1実施形態と同様の構成及び効果についての説明は、上述の説明を援用することで省略する。図5に示す複合スイッチ回路102は、サイリスタTh、カレントトランスCT、スイッチ素子Q1、電流路22、遮断回路32及び制御回路50を備える。第2実施形態に係る複合スイッチ回路102は、遮断回路の構成が、第1実施形態に係る複合スイッチ回路101と相違する。
遮断回路32は、電流路22に設けられ、電流路22に流れる電流を遮断する。遮断回路32は、この例では、電流路22に直列に挿入されたコンデンサCと、コンデンサCに並列に接続された抵抗Rと、を有する。
次に、複合スイッチ回路102の動作について説明する。
最初に、サイリスタTh及びスイッチ素子Q1がオフの状態で、制御回路50は、サイリスタTh及びスイッチ素子Q1のそれぞれのゲートに電圧を印加して、サイリスタTh及びスイッチ素子Q1をオンする。スイッチ素子Q1のオンにより、二次側巻線42の両端に発生する二次電圧V2は略零になるので、一次側巻線41の両端に発生する一次電圧V1も略零になる。よって、電路21からの電流Iの大部分は、導通性が高い側のサイリスタTh及び一次側巻線41、つまり、直列回路23に流れる。
なお、制御回路50は、サイリスタTh及びスイッチ素子Q1のそれぞれをオンさせるゲート駆動電圧を同時に両ゲートに印加しても、当該ゲート駆動電圧を同時に両ゲートに印加しなくてもよい。
次に、電流遮断動作について説明する。
電路21に流れる電流Iを遮断するには、まず、スイッチ素子Q1を開放させる制御信号がスイッチ素子Q1の制御電極(この場合、ゲート)に制御回路50から供給されることで、スイッチ素子Q1は開放(ターンオフ)する。スイッチ素子Q1のターンオフにより、二次電圧V2は上昇する。二次電圧V2は、スイッチ素子Q1のアバランシェ降伏電圧、または、スイッチ素子Q1に並列に接続されたバリスタZ1の制限電圧まで上昇してクランプされる。二次電圧V2の上昇に伴い、一次電圧V1も上昇する。一次電圧V1は、カレントトランスCTの巻き数比を1:Nとすると、V2/Nとなる。例えば、V2=1000[V]及びN=50の場合、V1=V2/N=20[V]となる。
一次電圧V1は、コンデンサCの両端電圧よりも高いため、電路21に流れる電流Iは、直列回路23から電流路22に転流する。転流により電流IがサイリスタThに流れなくなると、サイリスタThは消弧する。制御回路50は、サイリスタThの消弧後(例えば、スイッチ素子Q1をターンオフさせてから所定の遅延時間Tdoff後に)、サイリスタThのゲートをオフする。サイリスタThのゲートのオフによりサイリスタThは開放される。
電流が電流路22に転流すると、その転流電流でコンデンサCは充電される。コンデンサCの充電により、コンデンサCの電圧が上昇し、コンデンサCが満充電になると、電流路22は開放され、転流後に電流路22に流れる電流は遮断される。その結果、複合スイッチ回路101全体で電流Iを遮断する動作は、完了する。
逆流阻止回路24のダイオードD1により、コンデンサCからサイリスタThのアノード側への放電が阻止される。そのため、直列回路23又は電流路22の両端に発生する回路電圧がなくなり、抵抗RによるコンデンサCの放電が開始するまで、複合スイッチ回路102のオフ状態は保持される。
第2実施形態によれば、第1実施形態の効果に加え、複合スイッチ回路102の通電動作時に電流路22に流れる電流が抑制されるので、複合スイッチ回路102の導通損失の発生を抑制できる。
また、第1実施形態と同様に、サイリスタThは、機械接点(リレーとも称する)に置換されてもよい。機械接点は、例えば、複合スイッチ回路102の定格値付近を超える電流遮断能力を持たないものである。制御回路50は、サイリスタThの上述のゲートオフと同様に、機械接点に流れる電流が転流後に零になってから機械接点をオフ(開放)する。
また、機械接点は、電磁石により動作するので、オフ指令を受けてから、実際に接点が開放を始めるまでに遅延時間(例えば、数10ミリ秒)がある。制御回路50は、接点が開放し始めるまでの遅延時間の経過後に、あるいは、接点の開放開始を検知して、スイッチ素子Q1の開放(オフ)を開始してもよい。これにより、カレントトランスCTに印加される電圧と時間の積を最低限にでき、カレントトランスCTの小型化が可能となる。
以上、実施形態を説明したが、本開示の技術は上記の実施形態に限定されない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が可能である。
1 サイリスタ
2 MOSFET
3 IGBT
10 複合半導体スイッチ
11 主導通部
12 補助導通部
21 電路
22 電流路
23 直列回路
24 逆流阻止回路
31,32 遮断回路
41 一次側巻線
42 二次側巻線
43 電圧制限回路
50 制御回路
101,102 複合スイッチ回路
C コンデンサ
R 抵抗
CT カレントトランス
D1 ダイオード
Q1,Q2 スイッチ素子
Th サイリスタ
Z1 バリスタ
2 MOSFET
3 IGBT
10 複合半導体スイッチ
11 主導通部
12 補助導通部
21 電路
22 電流路
23 直列回路
24 逆流阻止回路
31,32 遮断回路
41 一次側巻線
42 二次側巻線
43 電圧制限回路
50 制御回路
101,102 複合スイッチ回路
C コンデンサ
R 抵抗
CT カレントトランス
D1 ダイオード
Q1,Q2 スイッチ素子
Th サイリスタ
Z1 バリスタ
Claims (13)
- 第1スイッチと、
前記第1スイッチに直列に接続された一次側巻線と、前記一次側巻線よりも巻き数が多い二次側巻線とを有するカレントトランスと、
前記二次側巻線に接続された第2スイッチと、
前記第1スイッチと前記一次側巻線との直列回路に並列に接続された電流路と、
電流が前記第2スイッチの開放により前記直列回路から前記電流路に転流した後に、前記第1スイッチ及び前記電流路を開放する制御回路と、を備える、複合スイッチ回路。 - 前記電流路に設けられた遮断回路を備え、
転流後に前記電流路に流れる電流は、前記遮断回路により遮断される、請求項1に記載の複合スイッチ回路。 - 前記遮断回路は、前記電流路に直列に挿入された第3スイッチを有し、
転流後に前記電流路に流れる電流は、前記第3スイッチの開放により遮断される、請求項2に記載の複合スイッチ回路。 - 前記第3スイッチに並列に接続されたコンデンサを備える、請求項3に記載の複合スイッチ回路。
- 前記遮断回路は、前記電流路に直列に挿入されたコンデンサを有し、
転流後に前記電流路に流れる電流は、前記コンデンサへの充電により遮断される、請求項2に記載の複合スイッチ回路。 - 前記コンデンサに並列に接続された抵抗を備える、請求項4又は5に記載の複合スイッチ回路。
- 転流後に前記電流路に流れる電流とは逆向きに前記電流路に流れる電流を阻止する逆流阻止回路を備える、請求項2から6いずれか一項に記載の複合スイッチ回路。
- 前記第1スイッチは、半導体スイッチング素子である、請求項1から7のいずれか一項に記載の複合スイッチ回路。
- 前記半導体スイッチング素子は、自己消弧機能を持たない素子である、請求項8に記載の複合スイッチ回路。
- 前記半導体スイッチング素子は、サイリスタである、請求項9に記載の複合スイッチ回路。
- 前記第1スイッチは、機械接点である、請求項1から7のいずれか一項に記載の複合スイッチ回路。
- 前記二次側巻線に発生する二次電圧を制限する電圧制限回路を備える、請求項1から11のいずれか一項に記載の複合スイッチ回路。
- 前記電圧制限回路は、前記二次電圧を制限するバリスタを有する、請求項12に記載の複合スイッチ回路。
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