JP2023034066A - 通信装置、通信方法およびプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】ビームフォーミングの精度を向上させることを可能とする技術が提供されることが望まれる。
【解決手段】基準発振信号に基づいて複数の局部発振器それぞれにベースバンド信号を出力する信号出力部を備える、通信装置であって、前記複数の局部発振器それぞれは、電圧制御発振器からのフィードバック信号の位相と前記基準発振信号の位相との位相差に応じたパルス信号を前記信号出力部に出力する位相比較器を備え、前記信号出力部は、前記複数の局部発振器それぞれから出力される前記パルス信号に基づいて、前記複数の局部発振器それぞれに出力するベースバンド信号の位相補正値を算出し、前記位相補正値に基づいて前記複数の局部発振器それぞれに出力するベースバンド信号の位相を補正する、通信装置が提供される。
【選択図】図２

Description

本発明は、通信装置、通信方法およびプログラムに関する。

近年、電波を特定の方向に送信する技術または電波を特定の方向から受信する技術（いわゆるビームフォーミング技術）が知られている。例えば、ビームフォーミング技術によって電波を送信する回路（以下、「ビームフォーミング送信回路」とも言う。）は、複数の送信ポートそれぞれから出力する送信信号の位相または振幅を制御して、送信ビームを形成し、目的の方向において送信電力が最大になるように制御する。これによって、空間的電波利用効率の向上が図られる。

デジタル・ビームフォーミング送信回路においては、ＢＢ ＭＰＵ（ＢａｓｅＢａｎｄ Ｍｉｃｒｏ－Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）が、送信するＩＱ信号に位相差を付けてビームを制御する。このとき、ＬＯ（Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の位相が送信ポートごとに異なってしまうことによって、ビーム形成が高精度に行われなくなってしまう可能性がある。

ＬＯの位相が送信ポートごとに異なってしまう主な原因としては、ＬＯのＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）制御のロックするタイミングが送信ポートごとに異なってしまうこと、運用中の温度変化によってＬＯの位相が送信ポートごとに異なってしまうことなどが挙げられる。例えば、ＬＯの温度変化は全部の送信ポートにおいて同じになるとは限らないため、温度変化によるＬＯの位相の変動は、いずれか二つ以上の送信ポートにおいて異なってしまう可能性がある。

そこで、事前に取得された温度とＬＯの位相との関係をメモリに保存し、温度センサから得られた温度に対応するＬＯの位相をメモリから取得し、メモリから取得したＬＯの位相に基づいてＬＯの位相を調整することによって、位相の変動を補償する補償回路と補償方法とが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１９－２１２９４７号公報

しかしながら、温度とＬＯの位相との関係をメモリに保存しておく技術には、改善すべき点が２点は存在する。

１点目は、周囲の温度変化が検出されるタイミングと位相変動の補償のタイミングとにタイムラグが発生してしまうため、位相変動の補償が急激な温度変化に追従できないことである。

２点目は、ＬＯの温度を正確に測定することが困難であるために位相変動の補償の精度に限界があることである。ＬＯを構成するＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の温度を正確に測定するためには、発振トランジスタ内部の温度を正確に測定する必要がある。しかし、発振トランジスタ内部の温度を正確に測定するのは困難であるために、ＶＣＯの温度、すなわちＬＯの温度を正確に測定することが困難である。

そこで、ビームフォーミングの精度を向上させることを可能とする技術が提供されることが望まれる。

上記問題を解決するために、本発明のある観点によれば、基準発振信号に基づいて複数の局部発振器それぞれにベースバンド信号を出力する信号出力部を備える、通信装置であって、前記複数の局部発振器それぞれは、電圧制御発振器からのフィードバック信号の位相と前記基準発振信号の位相との位相差に応じたパルス信号を前記信号出力部に出力する位相比較器を備え、前記信号出力部は、前記複数の局部発振器それぞれから出力される前記パルス信号に基づいて、前記複数の局部発振器それぞれに出力するベースバンド信号の位相補正値を算出し、前記位相補正値に基づいて前記複数の局部発振器それぞれに出力するベースバンド信号の位相を補正する、通信装置が提供される。

前記通信装置は、前記局部発振器における前記位相比較器からの出力が分岐された位置に、ＡＤコンバータを備え、前記ＡＤコンバータは、前記位相比較器からの出力をサンプリングして、前記信号出力部に出力してもよい。

前記通信装置は、広帯域に渡って高い入力インピーダンスを持つバッファを備え、前記位相比較器からの出力は、前記バッファを介して前記ＡＤコンバータに入力され、前記ＡＤコンバータによってサンプリングされてよい。

前記信号出力部は、前記基準発振信号の位相を基準とした前記フィードバック信号の位相の遅れを前記位相補正値として算出してもよい。

前記信号出力部は、ＩＱ信号に付加される位相差から、前記位相補正値を差し引きして得られる位相差を、前記ＩＱ信号に付加される位相差として更新し、更新後の位相差が前記ＩＱ信号に付加されるように制御してもよい。

前記通信装置は、送信回路に適用されてもよい。

前記通信装置は、受信回路に適用されてもよい。

また、本発明の別の観点によれば、基準発振信号に基づいて複数の局部発振器それぞれにベースバンド信号を出力する信号出力部を備える、通信装置による通信方法であって、前記複数の局部発振器それぞれは、電圧制御発振器からのフィードバック信号の位相と前記基準発振信号の位相との位相差に応じたパルス信号を前記信号出力部に出力する位相比較器を備え、前記信号出力部は、前記複数の局部発振器それぞれから出力される前記パルス信号に基づいて、前記複数の局部発振器それぞれに出力するベースバンド信号の位相補正値を算出し、前記位相補正値に基づいて前記複数の局部発振器それぞれに出力するベースバンド信号の位相を補正する、通信方法が提供される。

また、本発明の別の観点によれば、コンピュータを、基準発振信号に基づいて複数の局部発振器それぞれにベースバンド信号を出力する信号出力部を備える、通信装置であって、前記複数の局部発振器それぞれは、電圧制御発振器からのフィードバック信号の位相と前記基準発振信号の位相との位相差に応じたパルス信号を前記信号出力部に出力する位相比較器を備え、前記信号出力部は、前記複数の局部発振器それぞれから出力される前記パルス信号に基づいて、前記複数の局部発振器それぞれに出力するベースバンド信号の位相補正値を算出し、前記位相補正値に基づいて前記複数の局部発振器それぞれに出力するベースバンド信号の位相を補正する、通信装置として機能させるプログラムが提供される。

以上説明したように本発明によれば、ビームフォーミングの精度を向上させることを可能とする技術が提供される。

一般的なビームフォーミング送信回路の構成例を示す図である。 ビームフォーミング送信回路の機能構成例を示す図である。 ＬＯの内部構成を詳細化したビームフォーミング送信回路の構成例を示す図である。 位相周波数基準発振源の構成例を示す図である。 Ｄ型フリップ・フロップ回路によって構成されたＰＦＤの構成例を示す図である。 本発明の第１の実施形態において位相周波数基準発振信号の位相に比べてフィードバック信号の位相が遅れている場合におけるＰＦＤの入出力関係を示すタイミングチャートである。 同実施形態において位相周波数基準発振信号の位相に比べてフィードバック信号の位相が進んでいる場合におけるＰＦＤの入出力関係を示すタイミングチャートである。 同実施形態において位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａの位相とフィードバック信号ＩＮ＿Ｂの位相とが同期した場合におけるＰＦＤの入出力関係を示すタイミングチャートである。 同実施形態において位相周波数基準発振信号と各ＬＯがロックしたタイミングの例を示す図である。 ＪＫ型フリップ・フロップ回路によって構成されたＰＦＤの構成例を示す図である。 本発明の第２の実施形態において位相周波数基準発振信号の位相に比べてフィードバック信号の位相が遅れている場合におけるＰＦＤの入出力関係を示すタイミングチャートである。 同実施形態において位相周波数基準発振信号の位相に比べてフィードバック信号の位相が進んでいる場合におけるＰＦＤの入出力関係を示すタイミングチャートである。 同実施形態において位相周波数基準発振信号の位相とフィードバック信号の位相とが同期した場合におけるＰＦＤの入出力関係を示すタイミングチャートである。 同実施形態において位相周波数基準発振信号と各ＬＯがロックしたタイミングの例を示す図である。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

また、本明細書および図面において、実質的に同一の機能構成を有する複数の構成要素を、同一の符号の後に異なる数字を付して区別する場合がある。ただし、実質的に同一の機能構成を有する複数の構成要素等の各々を特に区別する必要がない場合、同一符号のみを付する。また、異なる実施形態の類似する構成要素については、同一の符号の後に異なるアルファベットを付して区別する場合がある。ただし、異なる実施形態の類似する構成要素等の各々を特に区別する必要がない場合、同一符号のみを付する。

（０．概要）
まず、本発明の実施形態の概要について説明する。

図１は、一般的なビームフォーミング送信回路の構成例を示す図である。図１に示されるように、一般的なビームフォーミング送信回路９は、位相周波数基準発振源１１と、ＢＢ ＭＰＵ９０とを備える。ＢＢ ＭＰＵ９０は、０からｎ（ｎは自然数）までの送信ポートに対応するミキサ１２－０～１２－ｎを有している。

また、ビームフォーミング送信回路９は、０からｎまでの送信ポートに対応する、ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ－Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１３－０～１３－ｎ、ＬＯ１４－０～１４－ｎ、ミキサ１５－０～１５－ｎ、可変ゲインアンプ１６－０～１６‐ｎ、および、アンテナ１７－０～１７－ｎを備える。

位相周波数基準発振源１１は、位相周波数基準発振信号をＢＢ ＭＰＵ９０に出力する。ＢＢ ＭＰＵ９０は、０からｎまでの送信ポートそれぞれについて、ミキサ１２によって生成されるＩＱ信号の位相に対して、位相周波数基準発振信号の位相を基準にした位相差ｗが付加されるように制御し、制御後の信号をベースバンド信号としてＤＡＣ１３に出力する。続いて、０からｎまでの送信ポートそれぞれについて、以下の動作がなされる。

ＤＡＣ１３は、ＢＢ ＭＰＵ９０から出力された信号を、デジタル形式からアナログ形式に変換し、変換後の信号をミキサ１５に出力する。ミキサ１５は、ＤＡＣ１３から出力された信号と、ＬＯ１４から出力された局部発信信号とを混合して可変ゲインアンプ１６に出力する。可変ゲインアンプ１６は、ミキサ１５から出力された信号を増幅し、アンテナ１７は、可変ゲインアンプ１６から出力された信号に基づいて、空間に電波を放射する。

このとき、ＬＯ１４の位相が送信ポートごとに異なってしまうことによって、ビーム形成が高精度に行われなくなってしまう可能性がある。

ＬＯ１４の位相が送信ポートごとに異なってしまう主な原因としては、ＬＯ１４のＰＬＬ制御のロックするタイミングが送信ポートごとに異なってしまうこと、運用中の温度変化によってＬＯ１４の位相が送信ポートごとに異なってしまうことなどが挙げられる。例えば、ＬＯ１４の温度変化は全部の送信ポートにおいて同じになるとは限らないため、温度変化によるＬＯ１４の位相の変動は、いずれか二つ以上の送信ポートにおいて異なってしまう可能性がある。

そこで、本発明の実施形態においては、ビームフォーミングの精度を向上させることを可能とする技術について主に提案する。

以上、本発明の実施形態の概要について説明した。

（１．第１の実施形態）
続いて、本発明の第１の実施形態について説明する。

（１－１．ビームフォーミング送信回路の構成）
まず、本発明の第１の実施形態に係るビームフォーミング送信回路の構成例について説明する。

（送信回路の構成例）
図２は、本発明の第１の実施形態に係るビームフォーミング送信回路の機能構成例を示す図である。図２に示されるように、ビームフォーミング送信回路１は、位相周波数基準発振源１１と、ＢＢ ＭＰＵ１０とを備える。ＢＢ ＭＰＵ１０は、０からｎまでの送信ポートに対応するミキサ１２－０～１２－ｎを有している。

また、ビームフォーミング送信回路１は、０からｎまでの送信ポートに対応する、ＤＡＣ１３－０～１３－ｎ、ＬＯ１４－０～１４－ｎ、ミキサ１５－０～１５－ｎ、可変ゲインアンプ１６－０～１６‐ｎ、および、アンテナ１７－０～１７－ｎを備える。さらに、本発明の第１の実施形態においては、ビームフォーミング送信回路１は、０からｎまでの送信ポートに対応する、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ－Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１８－０～１８－ｎを備える。

ＡＤＣ１８は、ＬＯ１４が備える、位相比較器（ＰＦＤ：Ｐｈａｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）からの出力が分岐されて得られた出力をサンプリングする。より詳細に、ＡＤＣ１８は、ＬＯ１４が備える、位相比較器（以下、「ＰＦＤ」とも言う。）からの出力信号をアナログ形式からデジタル信号に変換し、変換後の信号をＢＢ ＭＰＵ１０に出力する。

図３は、ＬＯの内部構成を詳細化したビームフォーミング送信回路の構成例を示す図である。図３に示されるように、位相周波数基準発振源１１は、分配器を介して位相周波数基準発振信号を、ＬＯ♯１～ＬＯ♯Ｎ（Ｎは、ｎ＋１に相当）、および、ＢＢ ＭＰＵ１０それぞれに出力する。これによって、ビームフォーミング送信回路全体の位相基準が、全て位相周波数基準発振源１１の位相に合わせられる。

ＬＯ♯１～ＬＯ♯Ｎそれぞれが有する構成は、同様であるため、図３に示された例では、ＬＯ♯Ｎが有する構成に符号が付されており、他のＬＯが有する構成に付される符号は省略されている。ＬＯ♯１～ＬＯ♯Ｎそれぞれは、ＰＦＤ２１、ＣＰ（Ｃｈａｒｇｅ Ｐｕｍｐ）２３、フィルタ２４、ＶＣＯ２５、分周器２６、ミキサ１５、ＤＡＣ１３を備える。

また、本発明の第１の実施形態において、ＬＯ♯１～ＬＯ♯Ｎそれぞれは、ＰＦＤ２１からの出力が分岐された位置に、バッファ２２およびＡＤＣ１８を備える。

ＣＰ２３は、ＰＦＤ２１からのパルス電圧（出力電圧）を上昇させる。フィルタ２４は、ＣＰ２３から出力された信号に対して時間積分を行うことにより、パルス幅に比例した直流電圧を得る。フィルタ２４は、パルス幅に比例した直流電圧をＶＣＯ２５に出力する。

ＶＣＯ２５は、フィルタ２４から出力された直流電圧の値に応じて出力信号の周波数を変化させる。これによって、ＬＯへの入力信号とＬＯからの出力信号との間において位相が同期するように制御される。分周器２６は、ＶＣＯ２５からの出力信号に対して、設定された分周比によって周波数分周し、分周後の信号をフィードバック信号として、ＰＦＤ２１に出力する。

ＰＦＤ２１は、位相周波数基準発振源１１からの入力信号（すなわち、位相周波数基準発振信号）の位相と分周器２６から出力されたフィードバック信号の位相とを比較して位相差を得る。ＰＦＤ２１は、位相差に応じたデューティ比を持つパルス信号をＣＰ２３に出力する。それとともに、ＰＦＤ２１は、ＣＰ２３への出力が分岐された位置に存在するバッファ２２に当該パルス信号を出力する。

バッファ２２は、ＬＯにおける負帰還制御に影響を及ぼさないよう広帯域に渡って高い入力インピーダンスを持つ。

ＡＤＣ１８は、ＰＦＤ２１からバッファ２２を介して入力されたパルス信号に対してサンプリングを行う。より詳細に、ＡＤＣ１８は、アナログ形式のパルス信号を一定の時間単位に区切り、時間単位ごとの信号レベルをデジタル形式のパルス信号として抽出するサンプリングを行う。ＡＤＣ１８は、サンプリングによって得たデジタル形式のパルス信号をＢＢ ＭＰＵ１０に出力する。

ＢＢ ＭＰＵ１０は、メモリに記録されたプログラムがプロセッサによって読み取られ、プロセッサによって実行されることによってその機能が実現される。上記したように、ＢＢ ＭＰＵ１０は、ＩＱ信号の位相に対して、位相周波数基準発振信号の位相を基準にした位相差ｗが付加されるように制御し、制御後の信号をベースバンド信号としてＤＡＣ１３に出力する信号出力部として機能する。

このとき、ＢＢ ＭＰＵ１０は、ＡＤＣ１８から出力されたパルス信号に基づいて、位相周波数基準発振源１１の位相とＶＣＯ２５の位相との位相差をベースバンド信号の位相補正値として算出する。ＢＢ ＭＰＵ１０は、算出した位相補正値に基づいてＬＯ♯Ｎに出力されるベースバンド信号の位相を補正する。

より詳細に、ＢＢ ＭＰＵ１０は、位相周波数基準発振源１１の位相を基準としたＶＣＯ２５の位相の遅れを位相補正値として算出し、ＩＱ信号に付加される位相差ｗから、位相補正値を差し引きして得られる位相差を、ＩＱ信号に付加される位相差として更新し、更新後の位相差がＩＱ信号に付加されるように制御し、制御後の信号をベースバンド信号としてＤＡＣ１３に出力する。

以上に説明したＬＯ♯Ｎにおける制御と同様な制御が、ＬＯ♯１～♯Ｎ－１についても実行される。これによって、ＢＢ ＭＰＵ１０から出力される、複数の送信ポートそれぞれに対応するベースバンド信号の位相が一致するように調整される。したがって、ビームフォーミングの精度が向上することが期待される。

（位相周波数基準発振源１１の構成例）
図４は、位相周波数基準発振源１１の構成例を示す図である。図４に示されるように、位相周波数基準発振源１１は、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）レシーバ２７と接続されており、ＧＰＳレシーバ２７が出力するＧＰＳタイムパルスに同期した位相周波数基準発振信号を出力する。位相周波数基準発振源１１によって出力された位相周波数基準発振信号は、分配器を介してＬＯ♯１～ＬＯ♯Ｎ、および、ＢＢ ＭＰＵ１０それぞれに入力される。

（ＰＦＤ２１の構成例）
ＬＯにおけるＰＦＤは、Ｄ型またはＪＫ型フリップ・フロップ回路によって構成されるのが一般的である。

図５は、Ｄ型フリップ・フロップ回路によって構成されたＰＦＤ２１の構成例を示す図である。Ｄ型フリップ・フロップ２１１のＩＮ＿Ａには、分配器が接続されており、位相周波数基準発振源１１から出力された位相周波数基準発振信号が分配器を介してＩＮ＿Ａに入力される。一方、Ｄ型フリップ・フロップ２１１のＩＮ＿Ｂには、分周器が接続されており、分周器から出力されるフィードバック信号がＩＮ＿Ｂに入力される。

Ｄ型フリップ・フロップ２１１からの出力は、分岐され、Ｄ型フリップ・フロップ２１１からの出力の一方は、ＣＰ２３に入力され、負帰還ループを構成する。Ｄ型フリップ・フロップ２１１からの出力の他方は、バッファ２２（図３）の例としてのバッファ２２１を介して、ＡＤＣ１８（図３）の例としてのＡＤＣ１８１に入力される。ＡＤＣ１８１によってサンプリングされた信号は、ＢＢ ＭＰＵ１０に出力される。

同様に、Ｄ型フリップ・フロップ２１２からの出力は、分岐され、Ｄ型フリップ・フロップ２１２からの出力の一方は、ＣＰ２３に入力され、負帰還ループを構成する。Ｄ型フリップ・フロップ２１２からの出力の他方は、バッファ２２（図３）の例としてのバッファ２２２を介して、ＡＤＣ１８（図３）の例としてのＡＤＣ１８２に入力される。ＡＤＣ１８２によってサンプリングされた信号は、ＢＢ ＭＰＵ１０に出力される。

以上、本発明の第１の実施形態に係るビームフォーミング送信回路の構成例について説明した。

（１－２．ビームフォーミング送信回路の動作）
続いて、本発明の第１の実施形態に係るビームフォーミング送信回路１の動作例について説明する。

図２～図５を参照しながら、ビームフォーミング送信回路１の動作例について説明する。位相周波数基準発振源１１は、ＧＰＳレシーバ２７（図４）が出力するＧＰＳタイムパルスに同期した位相周波数基準発振信号を出力する。位相周波数基準発振源１１によって出力された位相周波数基準発振信号は、分配器を介してＬＯ♯１～ＬＯ♯Ｎ、および、ＢＢ ＭＰＵ１０それぞれに入力される。

ＢＢ ＭＰＵ１０は、ＬＯ♯１～ＬＯ♯Ｎが備えるＰＦＤ２１に入力されるフィードバック信号の周波数を所望の周波数とするため、ＬＯ♯１～ＬＯ♯Ｎが備える分周器２６における分周比を設定する。ＬＯ♯１～ＬＯ♯Ｎが備えるＰＦＤ２１は、位相周波数基準発振源１１から出力された位相周波数基準発振信号の位相と分周器２６から出力されたフィードバック信号の位相との比較を開始する。

（初期位相の検出）
図６は、位相周波数基準発振信号の位相に比べてフィードバック信号の位相が遅れている場合におけるＰＦＤ２１の入出力関係を示すタイミングチャートである。図６を参照すると、位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａの位相に比べてフィードバック信号ＩＮ＿Ｂの位相が位相差ΔΦだけ遅れている（すなわち、位相の遅れΔΦ＞０が成立している）。第１の実施形態においては、ＩＮ＿ＡおよびＩＮ＿Ｂの立ち上がりエッジ間の幅が位相差に相当する。また、図６を参照すると、Ｄ型フリップ・フロップ２１１からの出力信号ＯＵＴ＿Ａ、および、Ｄ型フリップ・フロップ２１２からの出力信号ＯＵＴ＿Ｂも示されている。

図７は、位相周波数基準発振信号の位相に比べてフィードバック信号の位相が進んでいる場合におけるＰＦＤ２１の入出力関係を示すタイミングチャートである。図７を参照すると、位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａの位相に比べてフィードバック信号ＩＮ＿Ｂの位相が位相差ΔΦだけ進んでいる（すなわち、位相の遅れΔΦ＜０が成立している）。第１の実施形態においては、ＩＮ＿ＡおよびＩＮ＿Ｂの立ち上がりエッジ間の幅が位相差に相当する。また、図７を参照すると、Ｄ型フリップ・フロップ２１１からの出力信号ＯＵＴ＿Ａ、および、Ｄ型フリップ・フロップ２１２からの出力信号ＯＵＴ＿Ｂも示されている。

図８は、位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａの位相とフィードバック信号ＩＮ＿Ｂの位相とが同期した場合におけるＰＦＤ２１の入出力関係を示すタイミングチャートである。位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａの位相とフィードバック信号ＩＮ＿Ｂの位相との間に位相差が生じていても（図６および図７）、ＰＦＤ２１における位相同士の比較が開始されると、ＬＯにおける負帰還制御によって、図８に示されたように、位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａの位相とフィードバック信号ＩＮ＿Ｂの位相とが同期するように制御される。

位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａの位相とフィードバック信号ＩＮ＿Ｂの位相とが同期した時点（すなわち、ＯＵＴ＿Ａのパルス幅とＯＵＴ＿Ｂのパルス幅が揃った時点）において、ＬＯの状態がロック状態となる。ＢＢ ＭＰＵ１０は、ＯＵＴ＿ＡおよびＯＵＴ＿Ｂを観測しながら、位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａのどの立ち上がりエッジでＬＯがロックしたかをメモリに記録する。

図９は、位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａと各ＬＯがロックしたタイミングの例を示す図である。図９に示されたように、ＬＯ♯１～ＬＯ♯Ｎの全部について、位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａの位相とフィードバック信号ＩＮ＿Ｂの位相とが同期するように制御され、位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａのどの立ち上がりエッジでＬＯがロックしたかがメモリに記録される。

ＢＢ ＭＰＵ１０は、最初にロックしたＬＯを基準として、その他のＬＯが何サイクル目でロックしたかを算出する。図９に示された例では、ＬＯ♯２が最初にロックしており、ＬＯ♯２を基準として、ＬＯ♯１が１サイクル目にロックしており、ＬＯ♯Ｎが５サイクル目にロックしている。サイクル数は、分周器２６（図３）による分周後の値であるため、ＢＢ ＭＰＵ１０は、算出したサイクル数を分周数倍して初期位相を得る。

ＢＢ ＭＰＵ１０は、各送信ポートに対応するベースバンド信号に対して、初期位相に相当する位相差を付加してＤＡＣ１３に出力する。

（位相値のランダム変動）
各ＬＯにおける位相は、初期位相からランダムに変動し得る。このとき、ＢＢ ＭＰＵ１０は、ＰＦＤ２１からバッファ２２およびＡＤＣ１８を介して入力されるパルス信号ＯＵＴ＿ＡおよびＯＵＴ＿Ｂに基づいて、位相周波数基準発振源１１の位相とＶＣＯ２５の位相との位相差をベースバンド信号の位相補正値として算出する。

より詳細に、ＢＢ ＭＰＵ１０は、ＯＵＴ＿Ａのパルス幅とＯＵＴ＿Ｂのパルス幅が揃っている場合には、位相差ΔΦ＝０として算出し、ＯＵＴ＿Ｂのパルス幅よりもＯＵＴ＿Ａのパルス幅が大きいほど、位相差ΔΦは大きくなり、ＯＵＴ＿Ｂのパルス幅よりもＯＵＴ＿Ａのパルス幅が小さいほど、位相差ΔΦは小さくなる。ＢＢ ＭＰＵ１０は、位相差ΔΦを分周数倍して得られる値をベースバンド信号の位相補正値として算出する。

ＢＢ ＭＰＵ１０は、算出した位相補正値に基づいてＬＯに出力されるベースバンド信号の位相を補正する。より詳細に、ＢＢ ＭＰＵ１０は、ＩＱ信号に付加される位相差ｗに対して、位相補正値を差し引きして得られる位相がＩＱ信号の位相に対して付加されるように制御し、制御後の信号をベースバンド信号としてＤＡＣ１３に出力する。以上に示された動作が、ＬＯにおける負帰還制御が終了するまで繰り返し実行される。

以上、本発明の第１の実施形態に係るビームフォーミング送信回路１の動作例について説明した。

（１－３．効果）
以上に説明したように、本発明の第１の実施形態に係るビームフォーミング送信回路１において、ＢＢ ＭＰＵ１０は、ＰＦＤ２１からバッファ２２およびＡＤＣ１８を介して入力されるパルス信号ＯＵＴ＿ＡおよびＯＵＴ＿Ｂに基づいて、位相周波数基準発振源１１の位相とＶＣＯ２５の位相との位相差をベースバンド信号の位相補正値として算出する。そして、ＢＢ ＭＰＵ１０は、算出した位相補正値に基づいて各ＬＯに出力されるベースバンド信号の位相を補正する。

かかる構成によれば、ＬＯごとにランダムに位相変動が発生したとしても、その位相変動に対してほぼリアルタイムに各ＬＯの位相が調整され得る。したがって、ビームフォーミングの精度が向上されることが期待される。

以上、本発明の第１の実施形態に係るビームフォーミング送信回路が奏する効果について説明した。

（２．第２の実施形態）
続いて、本発明の第２の実施形態について説明する。ただし、本発明の第２の実施形態に係るビームフォーミング送信回路が有する構成のうち、本発明の第１の実施形態に係るビームフォーミング送信回路が有する構成と異なる構成について主に説明し、本発明の第１の実施形態に係るビームフォーミング送信回路が有する構成と同じ構成についての詳細な説明は省略する。

（２－１．ビームフォーミング送信回路の構成）
まず、本発明の第２の実施形態に係るビームフォーミング送信回路の構成例について説明する。本発明の第２の実施形態に係るビームフォーミング送信回路と、本発明の第１の実施形態に係るビームフォーミング送信回路との間においては、ＰＦＤの構成が主に異なる。したがって、以下の説明においては、ＰＦＤの構成について主に説明する。

（ＰＦＤ２１の構成例）
上記したように、ＬＯにおけるＰＦＤは、Ｄ型またはＪＫ型フリップ・フロップ回路によって構成されるのが一般的である。本発明の第２の実施形態においては、ＬＯにおけるＰＦＤが、ＪＫ型フリップ・フロップ回路によって構成される場合について主に想定する。

図１０は、ＪＫ型フリップ・フロップ回路によって構成されたＰＦＤ２１の構成例を示す図である。ＪＫ型フリップ・フロップ２１３のＩＮ＿Ａには、分配器が接続されており、位相周波数基準発振源１１から出力された位相周波数基準発振信号が分配器を介してＩＮ＿Ａに入力される。一方、ＪＫ型フリップ・フロップ２１４のＩＮ＿Ｂには、分周器が接続されており、分周器から出力されるフィードバック信号がＩＮ＿Ｂに入力される。

ＪＫ型フリップ・フロップ２１３からの出力は、分岐され、ＪＫ型フリップ・フロップ２１３からの出力の一方は、ＣＰ２３に入力され、負帰還ループを構成する。ＪＫ型フリップ・フロップ２１３からの出力の他方は、バッファ２２（図３）の例としてのバッファ２２１を介して、ＡＤＣ１８（図３）の例としてのＡＤＣ１８１に入力される。ＡＤＣ１８１によってサンプリングされた信号は、ＢＢ ＭＰＵ１０に出力される。

同様に、ＪＫ型フリップ・フロップ２１４からの出力は、分岐され、ＪＫ型フリップ・フロップ２１４からの出力の一方は、ＣＰ２３に入力され、負帰還ループを構成する。ＪＫ型フリップ・フロップ２１４からの出力の他方は、バッファ２２（図３）の例としてのバッファ２２２を介して、ＡＤＣ１８（図３）の例としてのＡＤＣ１８２に入力される。ＡＤＣ１８２によってサンプリングされた信号は、ＢＢ ＭＰＵ１０に出力される。

以上、本発明の第２の実施形態に係るビームフォーミング送信回路の構成例について説明した。

（２－２．ビームフォーミング送信回路の動作）
続いて、本発明の第２の実施形態に係るビームフォーミング送信回路１の動作例について説明する。本発明の第２の実施形態においても、位相周波数基準発振信号の出力から出力分周比の設定までは、本発明の第１の実施形態と同様に実行される。ＬＯ♯１～ＬＯ♯Ｎが備えるＰＦＤ２１は、位相周波数基準発振源１１から出力された位相周波数基準発振信号の位相と分周器２６から出力されたフィードバック信号の位相との比較を開始する。

（初期位相の検出）
図１１は、位相周波数基準発振信号の位相に比べてフィードバック信号の位相が遅れている場合におけるＰＦＤ２１の入出力関係を示すタイミングチャートである。図１１を参照すると、位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａの位相に比べてフィードバック信号ＩＮ＿Ｂの位相が位相差ΔΦだけ遅れている（すなわち、位相の遅れΔΦ＞０が成立している）。第２の実施形態においては、ＩＮ＿ＡおよびＩＮ＿Ｂの立ち下がりエッジ間の幅が位相差に相当する。また、図１１を参照すると、ＪＫ型フリップ・フロップ２１３からの出力信号ＯＵＴ＿Ａ、および、ＪＩ型フリップ・フロップ２１４からの出力信号ＯＵＴ＿Ｂも示されている。

図１２は、位相周波数基準発振信号の位相に比べてフィードバック信号の位相が進んでいる場合におけるＰＦＤ２１の入出力関係を示すタイミングチャートである。図１２を参照すると、位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａの位相に比べてフィードバック信号ＩＮ＿Ｂの位相が位相差ΔΦだけ進んでいる（すなわち、位相の遅れΔΦ＜０が成立している）。第２の実施形態においては、ＩＮ＿ＡおよびＩＮ＿Ｂの立ち下がりエッジ間の幅が位相差に相当する。また、図１２を参照すると、ＪＫ型フリップ・フロップ２１３からの出力信号ＯＵＴ＿Ａ、および、ＪＫ型フリップ・フロップ２１４からの出力信号ＯＵＴ＿Ｂも示されている。

図１３は、位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａの位相とフィードバック信号ＩＮ＿Ｂの位相とが同期した場合におけるＰＦＤ２１の入出力関係を示すタイミングチャートである。位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａの位相とフィードバック信号ＩＮ＿Ｂの位相との間に位相差が生じていても（図１１および図１２）、ＰＦＤ２１における位相同士の比較が開始されると、ＬＯにおける負帰還制御によって、図１３に示されたように、位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａの位相とフィードバック信号ＩＮ＿Ｂの位相とが同期するように制御される。

本発明の第２の実施形態において、ＢＢ ＭＰＵ１０は、ＯＵＴ＿ＡおよびＯＵＴ＿Ｂを観測しながら、位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａのどの立ち下がりエッジでＬＯがロックしたかをメモリに記録する。

図１４は、位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａと各ＬＯがロックしたタイミングの例を示す図である。図１４に示されたように、ＬＯ♯１～ＬＯ♯Ｎの全部について、位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａの位相とフィードバック信号ＩＮ＿Ｂの位相とが同期するように制御され、位相周波数基準発振信号ＩＮ＿Ａのどの立ち下がりエッジでＬＯがロックしたかがメモリに記録される。以降の動作は、本発明の第１の実施形態と同様に実行され得る。

（２－３．効果）
以上に説明したように、本発明の第２の実施形態に係るビームフォーミング送信回路は、本発明の第１の実施形態に係るビームフォーミング送信回路との間においてＰＦＤ２１の構成が異なる。しかし、本発明の第２の実施形態に係るビームフォーミング送信回路も、本発明の第１の実施形態に係るビームフォーミング送信回路が奏する効果と同様の効果を奏し得る。

以上、本発明の第２の実施形態に係るビームフォーミング送信回路が奏する効果について説明した。

（３．まとめ）
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について詳細に説明したが、本発明はかかる例に限定されない。本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、これらについても、当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

例えば、上記においては、本発明の実施形態に係る特徴である初期位相検出手法および位相変動追従手法がビームフォーミング送信回路に適用される場合について主に説明した。しかし、これらの特徴を備える他の通信装置も実現され得る。例えば、本発明の実施形態に係る特徴である初期位相検出手法および位相変動追従手法がビームフォーミング受信回路に適用されてもよい。これによって、リアルタイムかつ正確な位相検出が必要とされる電波到来方向推定回路による推定精度も向上し得る。

１ ビームフォーミング送信回路
１０ ＢＢ ＭＰＵ
１１ 位相周波数基準発振源
１２ ミキサ
１３ ＤＡＣ
１４ ＬＯ
１５ ミキサ
１６ 可変ゲインアンプ
１７ アンテナ
１８ ＡＤＣ
２１ ＰＦＤ
２２ バッファ
２３ ＣＰ
２４ フィルタ
２５ ＶＣＯ
２６ 分周器
２７ ＧＰＳレシーバ

Claims (9)

1. 基準発振信号に基づいて複数の局部発振器それぞれにベースバンド信号を出力する信号出力部を備える、通信装置であって、
   前記複数の局部発振器それぞれは、電圧制御発振器からのフィードバック信号の位相と前記基準発振信号の位相との位相差に応じたパルス信号を前記信号出力部に出力する位相比較器を備え、
   前記信号出力部は、前記複数の局部発振器それぞれから出力される前記パルス信号に基づいて、前記複数の局部発振器それぞれに出力するベースバンド信号の位相補正値を算出し、前記位相補正値に基づいて前記複数の局部発振器それぞれに出力するベースバンド信号の位相を補正する、
   通信装置。
2. 前記通信装置は、
   前記局部発振器における前記位相比較器からの出力が分岐された位置に、ＡＤコンバータを備え、
   前記ＡＤコンバータは、前記位相比較器からの出力をサンプリングして、前記信号出力部に出力する、
   請求項１に記載の通信装置。
3. 前記通信装置は、広帯域に渡って高い入力インピーダンスを持つバッファを備え、
   前記位相比較器からの出力は、前記バッファを介して前記ＡＤコンバータに入力され、前記ＡＤコンバータによってサンプリングされる、
   請求項２に記載の通信装置。
4. 前記信号出力部は、前記基準発振信号の位相を基準とした前記フィードバック信号の位相の遅れを前記位相補正値として算出する、
   請求項１～３のいずれか一項に記載の通信装置。
5. 前記信号出力部は、ＩＱ信号に付加される位相差から、前記位相補正値を差し引きして得られる位相差を、前記ＩＱ信号に付加される位相差として更新し、更新後の位相差が前記ＩＱ信号に付加されるように制御する、
   請求項１～４のいずれか一項に記載の通信装置。
6. 前記通信装置は、送信回路に適用される、
   請求項１～５のいずれか一項に記載の通信装置。
7. 前記通信装置は、受信回路に適用される、
   請求項１～５のいずれか一項に記載の通信装置。
8. 基準発振信号に基づいて複数の局部発振器それぞれにベースバンド信号を出力する信号出力部を備える、通信装置による通信方法であって、
   前記複数の局部発振器それぞれは、電圧制御発振器からのフィードバック信号の位相と前記基準発振信号の位相との位相差に応じたパルス信号を前記信号出力部に出力する位相比較器を備え、
   前記信号出力部は、前記複数の局部発振器それぞれから出力される前記パルス信号に基づいて、前記複数の局部発振器それぞれに出力するベースバンド信号の位相補正値を算出し、前記位相補正値に基づいて前記複数の局部発振器それぞれに出力するベースバンド信号の位相を補正する、
   通信方法。
9. コンピュータを、
   基準発振信号に基づいて複数の局部発振器それぞれにベースバンド信号を出力する信号出力部を備える、通信装置であって、
   前記複数の局部発振器それぞれは、電圧制御発振器からのフィードバック信号の位相と前記基準発振信号の位相との位相差に応じたパルス信号を前記信号出力部に出力する位相比較器を備え、
   前記信号出力部は、前記複数の局部発振器それぞれから出力される前記パルス信号に基づいて、前記複数の局部発振器それぞれに出力するベースバンド信号の位相補正値を算出し、前記位相補正値に基づいて前記複数の局部発振器それぞれに出力するベースバンド信号の位相を補正する、
   通信装置として機能させるプログラム。
   

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