JP2023013281A - 共振スイッチドキャパシタコンバータ、そのコントローラ回路および制御方法、それを用いた電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】新規なスイッチドキャパシタコンバータおよびそのコントローラを提供する。
【解決手段】コントローラＩＣ２００は、第１状態φ１～第４状態φ４が切り換え可能である。第１状態φ１において、第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２がオンである。第２状態φ２において、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３がオンである。第３状態φ３において、第３スイッチＳＷ３および第４スイッチＳＷ４がオンである。第４状態φ４において、第２スイッチＳＷ２および第４スイッチＳＷ４がオンである。コントローラＩＣ２００は、第１状態φ１、第２状態φ２、第３状態φ３、第１状態φ１、第４状態φ４、第３状態φ３の順で繰り返す。
【選択図】図１

Description

本開示は、共振スイッチドキャパシタコンバータに関する。

電源電圧より高い電圧あるいは低い電圧を生成するために、ＤＣ／ＤＣコンバータやチャージポンプが使用される。エネルギーを蓄える素子としてインダクタを利用するＤＣ／ＤＣコンバータは、インダクタによって出力電圧を制御することができる一方で、スイッチング動作により効率が低下するという問題がある。

高効率が要求されるアプリケーションでは、エネルギーの保存要素としてのインダクタが不要なスイッチドキャパシタコンバータ（チャージポンプ）が使用される。このスイッチドキャパシタコンバータのひとつとして、フライングキャパシタと直列に共振用のインダクタを追加して、共振動作させるものが知られている（共振スイッチドキャパシタコンバータという）。共振スイッチドキャパシタコンバータによれば、ゼロ電流スイッチング（ソフトスイッチング）が可能となるため、高効率動作が可能となる。

またハイブリッドＤＣ／ＤＣコンバータや、スリーレベル（3-level）コンバータ、シリーズキャパシタＤＣ／ＤＣコンバータなどが提案されている。一般的なＤＣ／ＤＣコンバータが、入力電圧Ｖ_ＩＮに応じた振幅を有するスイッチング信号を発生して、インダクタにエネルギーを蓄えるのに対して、ハイブリッドＤＣ／ＤＣコンバータ、スリーレベルコンバータ、シリーズキャパシタＤＣ／ＤＣコンバータは、キャパシタを利用して入力電圧Ｖ_ＩＮの１／２の振幅Ｖ_ＩＮ／２を有するスイッチング信号を生成し、インダクタにエネルギーを蓄える。これにより効率を改善することができる。

米国特許９９１７５１７号

本開示はかかる状況においてなされたものであり、その例示的な目的のひとつは、新規なスイッチドキャパシタコンバータおよびそのコントローラの提供にある。

本開示のある態様は、スリーレベルコンバータのコントローラ回路に関する。スリーレベルコンバータは、入力ラインと接地ラインの間に直列に接続される第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、第４スイッチと、第２スイッチおよび第３スイッチの両端間に接続されるキャパシタと、第２スイッチと第３スイッチの接続ノードと出力ラインの間に接続されるインダクタと、を備える。コントローラ回路は、第１スイッチおよび第２スイッチがオンである第１状態、第１スイッチおよび第３スイッチがオンである第２状態、第３スイッチおよび第４スイッチがオンである第３状態、第２スイッチおよび第４スイッチがオンである第４状態が切換可能であり、第１状態、第２状態、第３状態、第１状態、第４状態、第３状態の順で繰り返す。

なお、以上の構成要素を任意に組み合わせたもの、構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本開示のある態様によれば、スリーレベルコンバータを、ゼロ電圧スイッチングモードで動作させることができ、効率を改善できる。

図１は、実施形態に係る共振スイッチドキャパシタコンバータの回路図である。 図２は、図１の共振スイッチドキャパシタコンバータの第１状態の等価回路図である。 図３は、図１の共振スイッチドキャパシタコンバータの第２状態の等価回路図である。 図４は、図１の共振スイッチドキャパシタコンバータの第３状態の等価回路図である。 図５は、図１の共振スイッチドキャパシタコンバータの第４状態の等価回路図である。 図６は、共振スイッチドキャパシタコンバータの動作を説明する波形図である。 図７は、比較技術に係るスリーレベルコンバータの動作を説明する図である。 図８は、フィードバック機能付きのコントローラＩＣを備える共振スイッチドキャパシタコンバータの回路図である。 図９は、フィードバックコントローラおよび状態制御部の構成例を示す回路図である。 図１０は、共振スイッチドキャパシタコンバータを備える電子機器の一例を示す図である。

（実施形態の概要）
本開示のいくつかの例示的な実施形態の概要を説明する。この概要は、後述する詳細な説明の前置きとして、実施形態の基本的な理解を目的として、１つまたは複数の実施形態のいくつかの概念を簡略化して説明するものであり、発明あるいは開示の広さを限定するものではない。この概要は、考えられるすべての実施形態の包括的な概要ではなく、すべての実施形態の重要な要素を特定することも、一部またはすべての態様の範囲を線引きすることも意図していない。便宜上、「一実施形態」は、本明細書に開示するひとつの実施形態（実施例や変形例）または複数の実施形態（実施例や変形例）を指すものとして用いる場合がある。

一実施形態に係るコントローラ回路は、スリーレベルコンバータを制御する。制御対象のスリーレベルコンバータは、入力ラインと接地ラインの間に直列に接続される第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、第４スイッチと、第２スイッチおよび第３スイッチの両端間に接続されるキャパシタと、第２スイッチと第３スイッチの接続ノードと出力ラインの間に接続されるインダクタと、を備える。コントローラ回路は、第１スイッチおよび第２スイッチがオンである第１状態、第１スイッチおよび第３スイッチがオンである第２状態、第３スイッチおよび第４スイッチがオンである第３状態、第２スイッチおよび第４スイッチがオンである第４状態、が切り換え可能であり、第１状態、第２状態、第３状態、第１状態、第４状態、第３状態の順で繰り返す。

この制御シーケンスによって、ゼロ電圧スイッチングが可能となり、効率を改善できる。

一実施形態において、第１状態の時間と第３状態の時間が等しく、第２状態の時間と第４状態の時間が等しくてもよい。これにより制御が簡単になり、コントローラ回路の構成も簡素化できる。

一実施形態において、コントローラ回路は、負荷の状態に応じて、第１状態の時間と第３状態の時間を制御可能であってもよい。第１状態および第３状態の長さを制御することにより、インダクタに流れるコイル電流の平均値を制御できる。

一実施形態において、コントローラ回路は、出力ラインに発生する出力電圧と目標レベルの誤差が小さくなるように、少なくとも第１状態および第３状態の長さをフィードバック制御するフィードバックコントローラを備えてもよい。これにより出力電圧を目標レベルに安定化できる。

一実施形態において、フィードバックコントローラは、出力ラインに発生する出力電圧と目標レベルの誤差を増幅するエラーアンプと、エラーアンプの出力に応じたパルス信号を生成するパルス変調器と、パルス信号に応じて、第１状態から第４状態を切りかえる状態制御部と、を含んでもよい。

一実施形態において、コントローラ回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

（実施形態）
以下、本発明を好適な実施形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

また、「信号Ａ（電圧、電流）が信号Ｂ（電圧、電流）に応じている」とは、信号Ａが信号Ｂと相関を有することを意味し、具体的には、（i）信号Ａが信号Ｂである場合、（ii）信号Ａが信号Ｂに比例する場合、（iii）信号Ａが信号Ｂをレベルシフトして得られる場合、（iv）信号Ａが信号Ｂを増幅して得られる場合、（v）信号Ａが信号Ｂを反転して得られる場合、（vi）あるいはそれらの任意の組み合わせ、等を意味する。「応じて」の範囲は、信号Ａ、Ｂの種類、用途に応じて定まることが当業者には理解される。

本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。

（実施形態）
図１は、実施形態に係る共振スイッチドキャパシタコンバータ１００の回路図である。共振スイッチドキャパシタコンバータ１００は、スリーレベルコンバータであり、コントローラＩＣ（Integrated Circuit）２００と、その周辺回路１１０を備える。共振スイッチドキャパシタコンバータ１００は入力ライン１０２に供給される入力電圧Ｖ_ＩＮを降圧し、出力ライン１０４に出力電圧Ｖ_ＯＵＴを発生する。

具体的には、周辺回路１１０は、第１スイッチＳＷ１～第４スイッチＳＷ４、キャパシタＣ１，Ｃ２，インダクタＬ１を含む。第１スイッチＳＷ１～第４スイッチＳＷ４は、入力ライン１０２と接地ライン１０６の間に直列に接続される。キャパシタＣ１の一端は、第１スイッチングノードｎ_１と接続され、キャパシタＣ１の他端は、第３スイッチングノードｎ_３と接続される。言い換えるとキャパシタＣ１は、第２スイッチＳＷ２および第３スイッチＳＷ３の両端間に接続される。

インダクタＬ１は、第２スイッチＳＷ２と第３スイッチＳＷ３の接続ノード（第２スイッチングノード）ｎ_２と出力ライン１０４の間に接続される。出力キャパシタＣ２は、出力ライン１０４と接続される。この実施例では、第１スイッチＳＷ１～第４スイッチＳＷ４は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであるがその限りでなく、一部をＰチャンネルに置換してもよい。またＭＯＳＦＥＴに代えて、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を利用してもよい。

コントローラＩＣ２００は、複数のスイッチＳＷ１～ＳＷ４を駆動する。コントローラＩＣ２００は、駆動回路２１０および状態制御部２２０を備え、ひとつの半導体チップに集積化された機能ＩＣである。なお、第１スイッチＳＷ１～第４スイッチＳＷ４は、コントローラＩＣ２００に集積化してもよい。

コントローラＩＣ２００は、４つの状態φ１～φ４が切りかえ可能に構成される。
・第１状態φ１
第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２： ＯＮ
第３スイッチＳＷ３および第４スイッチＳＷ４： ＯＦＦ
・第２状態φ２
第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３： ＯＮ
第２スイッチＳＷ２および第４スイッチＳＷ４： ＯＦＦ
・第３状態φ３
第３スイッチＳＷ３および第４スイッチＳＷ４： ＯＮ
第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２： ＯＦＦ
・第４状態φ４
第２スイッチＳＷ２および第４スイッチＳＷ４： ＯＮ
第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３： ＯＦＦ

コントローラＩＣ２００は、第１状態φ１、第２状態φ２、第３状態φ３、第１状態φ１、第４状態φ４、第３状態φ３の順で繰り返す。状態遷移は状態制御部２２０によって制御される。なお状態遷移においては、各スイッチのオン状態からオフ状態への切りかえを先行して行い、オフ状態からオン状態への切りかえをそれに続いて行うものとする。

状態制御部２２０は、各状態φ１～φ４において、スイッチＳＷ１～ＳＷ４のオン、オフを指示する制御信号Ｓ１～Ｓ４を生成する。駆動回路２１０は、制御信号Ｓ１～Ｓ４にもとづいて、対応するスイッチＳＷ１～ＳＷ４を駆動する。

以上が共振スイッチドキャパシタコンバータ１００およびコントローラＩＣ２００の構成である。続いてその動作を説明する。

図２は、図１の共振スイッチドキャパシタコンバータ１００の第１状態φ１の等価回路図である。第１状態φ１では、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２がオンとなる。Ｖ_ｎ１＝Ｖ_ｎ２＝Ｖ_ＩＮとなるから、インダクタＬ１の両端間電圧は、Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴとなり、第１状態φ１において、インダクタＬ１のコイル電流Ｉ_Ｌは、傾き（Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌで増加する。

図３は、図１の共振スイッチドキャパシタコンバータ１００の第２状態φ２の等価回路図である。第２状態φ２では、第１スイッチＳＷ１、第３スイッチＳＷ３がオンとなる。キャパシタＣ１の両端間電圧をＶｃとすると、第２状態φ２において、Ｖ_ｎ３＝Ｖ_ｎ２＝Ｖ_ＩＮ－Ｖｃとなる。このとき、インダクタＬ１の両端間電圧は、Ｖ_ｎ２－Ｖ_ＯＵＴ＝（Ｖ_ＩＮ－Ｖｃ）－Ｖ_ＯＵＴとなり、第２状態φ２において、インダクタＬ１のコイル電流Ｉ_Ｌは、傾き（Ｖ_ＩＮ－Ｖｃ－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌで変化する。なお、定常状態では、Ｖｃ≒Ｖ_ＩＮ／２となるから、コイル電流Ｉ_Ｌは実質的に一定量となる。

図４は、図１の共振スイッチドキャパシタコンバータ１００の第３状態φ３の等価回路図である。第３状態φ３では、第３スイッチＳＷ３、第４スイッチＳＷ４がオンとなる。インダクタＬ１の両端間電圧は、－Ｖ_ＯＵＴとなり、第３状態φ３において、インダクタＬ１のコイル電流Ｉ_Ｌは、傾き－Ｖ_ＯＵＴ／Ｌで増加（Ｖ_ＯＵＴ／Ｌの傾きで減少）する。

図５は、図１の共振スイッチドキャパシタコンバータ１００の第４状態φ４の等価回路図である。第４状態φ４では、第２スイッチＳＷ２、第４スイッチＳＷ４がオンとなる。キャパシタＣ１の両端間電圧をＶｃとすると、第４状態φ４において、Ｖ_ｎ２＝Ｖｃとなる。このとき、インダクタＬ１の両端間電圧は、Ｖ_ｎ２－Ｖ_ＯＵＴ＝Ｖｃ－Ｖ_ＯＵＴとなり、第４状態φ４において、インダクタＬ１のコイル電流Ｉ_Ｌは、傾き（Ｖｃ－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌで変化する。なお、定常状態では、Ｖｃ≒Ｖ_ＩＮ／２となるから、コイル電流Ｉ_Ｌは実質的に一定量となる。

図６は、共振スイッチドキャパシタコンバータ１００の動作を説明する波形図である。図６にはインダクタＬ１に流れるコイル電流Ｉ_Ｌが示される。第１状態φ１の時間長さをｔ_ｏｎ１、第３状態φ３の時間長さをｔ_ｏｎ３とするとき、第１状態φ１におけるコイル電流Ｉ_Ｌの変化量ΔＩ_Ｌ１、第３状態φ３におけるコイル電流Ｉ_Ｌの変化量ΔＩ_Ｌ３は、以下の式で表される。
ΔＩ_Ｌ１＝（Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌ×ｔ_ｏｎ１
ΔＩ_Ｌ３＝－Ｖ_ＯＵＴ／Ｌ×ｔ_ｏｎ３
となる。定常状態において、コイル電流Ｉ_Ｌが安定化しているとき、ΔＩ_Ｌ１とΔＩ_Ｌ３の絶対値は等しい。
（Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌ×ｔ_ｏｎ１＝Ｖ_ＯＵＴ／Ｌ×ｔ_ｏｎ３
ｔ_ｏｎ１＝ｔ_ｏｎ３の制約条件を課すと、
（Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴ）＝Ｖ_ＯＵＴ
を得る。つまり定常状態において、
Ｖ_ＯＵＴ＝Ｖ_ＩＮ／２
を得ることができる。

この共振スイッチドキャパシタコンバータ１００によれば、ゼロ電圧スイッチングが可能となり、それにより低損失高効率動作が実現できる。その理由を説明する。

・第１状態φ１から第２状態φ２への遷移
定常状態においては、Ｖｃ＝Ｖ_ＩＮ／２、Ｖ_ＯＵＴ＝Ｖ_ＩＮ／２が成り立っている。第１状態φ１では、Ｖ_ｎ１＝Ｖ_ｎ２＝Ｖ_ＩＮ、Ｖ_ｎ３＝Ｖ_ＩＮ／２である。第１状態φ１から第２状態φ２の遷移に際して、第２スイッチＳＷ２がターンオフすると、電流は第３スイッチＳＷ３であるＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを介して流れ、第２状態と同じ電流経路となる。スイッチング電圧Ｖ_ｎ２は、Ｖ_ＩＮ／２まで低下し、第３スイッチＳＷ３であるＭＯＳＦＥＴのドレインソース間電圧はゼロとなる。この状態で第３スイッチＳＷ３がオンすると、ゼロ電圧スイッチングとなり、損失は発生しない。

・第２状態φ２から第３状態φ３への遷移
第２状態φ２では、Ｖ_ｎ１＝Ｖ_ＩＮ、Ｖ_ｎ２＝Ｖ_ｎ３＝Ｖ_ＩＮ／２である。第２状態φ２から第３状態φ３の遷移に際して、第１スイッチＳＷ１がターンオフすると、電流は第４スイッチＳＷ４であるＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを介して流れ、第３状態φ３と同じ電流経路となる。スイッチング電圧Ｖ_ｎ３は０Ｖまで低下し、第４スイッチＳＷ４であるＭＯＳＦＥＴのドレインソース間電圧はゼロとなる。この状態で第４スイッチＳＷ４がオンすると、ゼロ電圧スイッチングとなり、損失は発生しない。

・第３状態φ３から第１状態φ１への遷移
第３状態φ３では、Ｖ_ｎ１＝Ｖ_ｎ２＝Ｖ_ＩＮ／２、Ｖ_ｎ３＝０Ｖ（ＧＮＤ）である。第３状態φ３では、図６に示すように時間とともにコイル電流Ｉ_Ｌが減少し、負電流（逆向きの電流）となる。第３状態φ３から第１状態φ１への遷移に際して、第３スイッチＳＷ３と第４スイッチＳＷ４がオフすると、電流は、第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２であるＭＯＳＦＥＴのボディ電流を経由して入力ライン１０２に流れ込み、第１状態φ１と同じ電流経路となる。このとき第１スイッチングノードｎ１の電圧Ｖ_ｎ１は入力電圧Ｖ_ＩＮと等しくなるから、第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２であるＭＯＳＦＥＴのドレインソース電圧はゼロとなる。この状態で第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２がオンすると、ゼロ電圧スイッチングとなり、損失は発生しない。

以上がゼロ電圧スイッチングとなる理由である。共振スイッチドキャパシタコンバータ１００の利点は、比較技術との対比によって明確となる。

比較技術ではスリーレベルコンバータを、以下の三状態で切りかえるものとする。
・状態I
第１スイッチＳＷ１、第３スイッチＳＷ３； ＯＮ
第２スイッチＳＷ２、第４スイッチＳＷ４； ＯＦＦ

・状態II
第３スイッチＳＷ３、第４スイッチＳＷ４； ＯＮ
第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２； ＯＦＦ

・状態III
第２スイッチＳＷ２、第４スイッチＳＷ４； ＯＮ
第１スイッチＳＷ１、第３スイッチＳＷ３； ＯＦＦ

状態I～IIIはそれぞれ、実施形態における状態φ２、φ３、φ４に対応する。比較技術では、状態I、状態II、状態III、状態IIを１サイクルとしてこれを繰り返す。状態IにおいてキャパシタＣ１が充電され、状態IIIでは、キャパシタＣ１に蓄えられたエネルギーがインダクタＬ１に供給される。

図７は、比較技術に係るスリーレベルコンバータの動作を説明する図である。図７にはコイル電流Ｉ_Ｌが示される。状態Iにおいて、インダクタＬ１の両端間電圧は、（Ｖ_ＩＮ－Ｖｃ）－Ｖ_ＯＵＴであり、コイル電流Ｉ_Ｌは、傾き｛（Ｖ_ＩＮ－Ｖｃ）－Ｖ_ＯＵＴ｝／Ｌで変化する。状態IIにおいて、インダクタＬ１の両端間電圧は、－Ｖ_ＯＵＴであり、コイル電流Ｉ_Ｌは、傾き－Ｖ_ＯＵＴ／Ｌで変化する。

状態IIIにおいて、インダクタＬ１の両端間電圧は、Ｖｃ－Ｖ_ＯＵＴであり、コイル電流Ｉ_Ｌは、傾き｛Ｖｃ－Ｖ_ＯＵＴ｝／Ｌで変化する。

状態Iおよび状態IIIの時間をｔ_ｏｎ、状態IIの時間をｔ_ｏｆｆとすると、各状態におけるコイル電流Ｉ_Ｌの変化量ΔＩ_Ｌ１～ΔＩ_Ｌ３は以下の通りである。
ΔＩ_Ｌ１＝｛（Ｖ_ＩＮ－Ｖｃ）－Ｖ_ＯＵＴ｝／Ｌ×ｔ_ｏｎ …（１）
ΔＩ_Ｌ２＝－Ｖ_ＯＵＴ／Ｌ×ｔ_ｏｆｆ …（２）
ΔＩ_Ｌ３＝｛Ｖｃ－Ｖ_ＯＵＴ｝／Ｌ×ｔ_ｏｎ …（３）
定常状態において、コイル電流Ｉ_Ｌの平均値が一定であるとき、ΔＩ_Ｌ１＝｜ΔＩ_Ｌ２｜＝ΔＩ_Ｌ３が成り立つ。式（１）と式（３）が等しいから、
Ｖｃ＝Ｖ_ＩＮ／２
を得る。これを式（１）に代入すると、
ΔＩ_Ｌ１＝（Ｖ_ＩＮ／２－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌ×ｔ_ｏｎ …（１’）
を得る。式（１’）と式（２）の絶対値が等しいから、式（４）を得る。
Ｖ_ＯＵＴ＝Ｖ_ＩＮ／２×ｔ_ｏｎ／（ｔ_ｏｎ＋ｔ_ｏｆｆ）＝Ｖ_ＩＮ／２×ｄ …（４）
ただし、ｄ＝ｔ_ｏｎ／（ｔ_ｏｎ＋ｔ_ｏｆｆ）であり、デューティサイクルを表す。ｄ＝０．５とした場合、Ｖ_ＯＵＴ＝Ｖ_ＩＮ／４となる。

以上が比較技術に係るスリーレベルコンバータの動作である。比較技術において、状態IIからIIIに遷移するとき、先にスイッチＳＷ３がオフとなる。スイッチＳＷ３のオフ後、電流はスイッチＳＷ３のボディダイオードに流れるから、電流経路は、状態IIのままである。このとき第２スイッチＳＷ２のドレインソース間電圧は非ゼロであるから、この状態で第２スイッチＳＷ２をターンオンすると、ハードスイッチングとなり、電力損失が発生する。

状態IIからIに遷移するときは、先にスイッチＳＷ４がオフとなる。スイッチＳＷ４のオフ後、電流はスイッチＳＷ４のボディダイオードに流れるから、電流経路は、状態IIのままである。このとき第１スイッチＳＷ１のドレインソース間電圧は非ゼロであるから、この状態で第１スイッチＳＷ１をターンオンすると、ハードスイッチングとなり、電力損失が発生する。

このように、比較技術ではハードスイッチングが発生している。

これに対して実施形態に係るコントローラＩＣ２００によれば、ソフトスイッチングを実現できるため、効率を改善できる。

実施形態に係るコントローラＩＣ２００は、オープンループで動作させると、ゲイン１／２倍のコンバータとして動作するが、フィードバック制御を組み込むことにより、ゲインすなわち出力電圧Ｖ_ＯＵＴを設定可能となる。

図８は、フィードバック機能付きのコントローラＩＣ２００Ａを備える共振スイッチドキャパシタコンバータ１００Ａの回路図である。コントローラＩＣ２００Ａは、負荷の状態に応じて、第１状態φ１と第３状態φ３の長さを制御可能である。制御の方式は、ＰＷＭ（パルス幅変調）であってもよいし、ＰＦＭ（パルス周波数変調）であってもよい。ＰＷＭの場合、第１状態φ１と第３状態φ３の長さをｔ_ｏｎ、パルス周期をＴｐとするとき、第２状態φ２と第４状態φ４の長さｔ_ｏｆｆは、Ｔｐ－ｔ_ｏｎとなる。ＰＦＭ制御の場合、第２状態φ２と第４状態φ４の長さｔ_ｏｆｆは一定としてもよい。

コントローラＩＣ２００Ａは、駆動回路２１０、状態制御部２２０に加えてフィードバックコントローラ２３０を備える。コントローラＩＣ２００ＡのフィードバックピンＦＢには、出力ライン１０４に発生する出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じたフィードバック信号Ｖ_ＦＢが入力される。フィードバック信号Ｖ_ＦＢは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを抵抗Ｒ１１，Ｒ１２によって分圧した電圧であってもよいし、出力電圧Ｖ_ＯＵＴそのものであってもよい。

フィードバックコントローラ２３０は、フィードバック信号Ｖ_ＦＢと基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差がゼロになるように、言い換えると、出力電圧Ｖ_ＯＵＴと目標レベルＶ_{ＯＵＴ（ＲＥＦ）}の誤差が小さくなるように、少なくとも第１状態および第３状態の長さｔ_ｏｎをフィードバック制御する。

フィードバックコントローラ２３０は、ＤＣ／ＤＣコンバータで使用される変調器と同様に構成することができる。

図９は、フィードバックコントローラ２３０および状態制御部２２０の構成例を示す回路図である。フィードバックコントローラ２３０は、エラーアンプ２３２およびパルス変調器２３４を備える。エラーアンプ２３２は、フィードバック信号Ｖ_ＦＢと基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差を増幅し、誤差信号Ｖ_ＥＲＲを生成する。パルス変調器２３４は、誤差信号Ｖ_ＥＲＲに応じたパルス信号Ｓｐを生成する。この例ではパルス変調器２３４はパルス幅変調器であり、オシレータ２３６と同期して、パルス信号Ｓｐを生成する。パルス信号Ｓｐのパルス幅は、誤差信号Ｖ_ＥＲＲに応じて制御される。

状態制御部２２０には、パルス信号Ｓｐと、オシレータ２３６が生成するクロックＣＬＫが入力される。状態制御部２２０は、パルス信号ＳｐとクロックＣＬＫに応じて、第１状態φ１、第２状態φ２、第３状態φ３、第１状態φ１、第４状態φ４、第３状態φ３を順に切りかえる。第１状態φ１と第３状態φ３の長さは、パルス信号Ｓｐのパルス幅に応じて変化する。

（変形例）
上述した実施形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なことが当業者に理解される。以下、こうした変形例について説明する。

図９では、フィードバックコントローラ２３０をアナログ回路で構成する場合を説明したが、デジタル回路で構成してもよい。この場合、エラーアンプ２３２は、減算器および補償器（コントローラ）に置き換えられる。補償器は、ＰＩＤ（比例積分微分）補償器やＰＩ（比例積分）補償器を用いることができる。

また図８では、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを安定化する定電流出力のコントローラＩＣ２００Ａを説明したが、定電流出力のコンバータにも本発明は適用可能である。この場合、フィードバック信号Ｖ_ＦＢとして、出力電流Ｉ_ＯＵＴを示す信号を利用すればよい。

（用途）
図１０は、共振スイッチドキャパシタコンバータ１００を備える電子機器７００の一例を示す図である。電子機器７００の好適な一例はサーバーである。元来、サーバーには１２Ｖの電源線が引き込まれていたため、内部回路７１０は１２Ｖで動作するように設計されている。内部回路７１０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）やメモリ、ＬＡＮ（Local Area Network）のインタフェース回路と、１２Ｖの電圧を降圧するＤＣ／ＤＣコンバータなどを含みうる。

近年、電線に流れる電流を減らすために、バス電圧を１２Ｖから４８Ｖに置き換える動きが進められている。この場合に、４８Ｖの電源電圧を１２Ｖあるいは２４Ｖに降圧する電源回路７２０が必要となる。共振スイッチドキャパシタコンバータ１００は、こうした電源回路７２０に好適に用いることができる。

電子機器７００はサーバーに限定されず、車載機器であってもよい。従来の自動車のバッテリは１２Ｖあるいは２４Ｖが主流であるが、ハイブリッド車両では、４８Ｖシステムが採用される場合があり、この場合も４８Ｖのバッテリ電圧を、１２Ｖあるいは２４Ｖに変換する電源回路が必要とされる。このような場合に、１／２倍の共振スイッチドキャパシタコンバータ１００を好適に利用することができる。

その他、電子機器７００は、産業機器、ＯＡ機器であってもよいし、オーディオ機器などの民生機器であってもよい。

実施形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにさまざまな変形例が存在すること、またそうした変形例も本開示に含まれ、また本発明の範囲を構成しうることは当業者に理解されるところである。

１００ 共振スイッチドキャパシタコンバータ
１０２ 入力ライン
１０４ 出力ライン
１０６ 接地ライン
１１０ 周辺回路
ＳＷ１ 第１スイッチ
ＳＷ２ 第２スイッチ
ＳＷ３ 第３スイッチ
ＳＷ４ 第４スイッチ
Ｃ１ キャパシタ
Ｌ１ インダクタ
Ｃ２ キャパシタ
２００ コントローラＩＣ
２１０ 駆動回路
２２０ 状態制御部
２３０ フィードバックコントローラ
２３２ エラーアンプ
２３４ パルス変調器
２３６ オシレータ

Claims (10)

1. スリーレベルコンバータのコントローラ回路であって、
   前記スリーレベルコンバータは、
   入力ラインと接地ラインの間に直列に接続される第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、第４スイッチと、
   前記第２スイッチおよび前記第３スイッチの両端間に接続されるキャパシタと、
   前記第２スイッチと前記第３スイッチの接続ノードと出力ラインの間に接続されるインダクタと、
   を備え、
   前記コントローラ回路は、
   前記第１スイッチおよび前記第２スイッチがオンである第１状態、
   前記第１スイッチおよび前記第３スイッチがオンである第２状態、
   前記第３スイッチおよび前記第４スイッチがオンである第３状態、
   前記第２スイッチおよび前記第４スイッチがオンである第４状態、
   を前記第１状態、前記第２状態、前記第３状態、前記第１状態、前記第４状態、前記第３状態の順で繰り返す、コントローラ回路。
2. 前記第１状態の時間と前記第３状態の時間が等しく、前記第２状態の時間と前記第４状態の時間が等しい、請求項１に記載のコントローラ回路。
3. 前記コントローラ回路は、負荷の状態に応じて、前記第１状態と前記第３状態の長さを制御可能である、請求項１または２に記載のコントローラ回路。
4. 前記コントローラ回路は、
   前記出力ラインに発生する出力電圧と目標レベルの誤差が小さくなるように、少なくとも前記第１状態および前記第３状態の長さをフィードバック制御するフィードバックコントローラを備える、請求項１から３のいずれかに記載のコントローラ回路。
5. 前記フィードバックコントローラは、
   前記出力ラインに発生する出力電圧と目標レベルの誤差を増幅するエラーアンプと、
   前記エラーアンプの出力に応じたパルス信号を生成するパルス変調器と、
   前記パルス信号に応じて、前記第１状態から前記第４状態を切りかえる状態制御部と、
   を含む、請求項４に記載のコントローラ回路。
6. ひとつの半導体基板に一体集積化される、請求項１から５のいずれかに記載のコントローラ回路。
7. 請求項１から６のいずれかに記載のコントローラ回路を備える、共振スイッチドキャパシタコンバータ。
8. 請求項７に記載の共振スイッチドキャパシタコンバータを備える、電子機器。
9. スリーレベルコンバータの制御方法であって、
   前記スリーレベルコンバータは、
   入力ラインと接地ラインの間に直列に接続される第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、第４スイッチと、
   前記第２スイッチおよび前記第３スイッチの両端間に接続されるキャパシタと、
   前記第２スイッチと前記第３スイッチの接続ノードと出力ラインの間に接続されるインダクタと、
   を備え、
   前記制御方法は、
   前記第１スイッチおよび前記第２スイッチがオンである第１状態、
   前記第１スイッチおよび前記第３スイッチがオンである第２状態、
   前記第３スイッチおよび前記第４スイッチがオンである第３状態、
   前記第１状態、
   前記第２スイッチおよび前記第４スイッチがオンである第４状態、
   前記第３状態、
   を順に繰り返す、制御方法。
10. 前記出力ラインに発生する出力電圧と目標レベルの誤差が小さくなるように、少なくとも前記第１状態および前記第３状態の長さをフィードバック制御するステップをさらに備える、請求項９に記載の制御方法。

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