JP2023001988A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コンバータセルに流れる高調波電流を軽減可能な電力変換装置の提供。【解決手段】一又は直列接続された複数のコンバータセルがデルタ接続されたデルタ結線部と、前記デルタ結線部に流れる循環電流を前記複数のコンバータセルによって制御する制御装置と、を備え、前記コンバータセルは、直列接続された複数の半導体スイッチをそれぞれ含む複数の半導体スイッチ群と、前記複数の半導体スイッチ群に並列に接続されたコンデンサとを有し、前記制御装置は、正相と逆相の各直交２軸電流指令と前記循環電流の指令である循環電流指令とを用いて、前記複数のコンバータセルの電流指令を制限する、電力変換装置。【選択図】図３

Description

本開示は、電力変換装置に関する。

大容量・高圧用途に適した次世代トランスレス電力変換器として、モジュラーマルチレベルコンバータ（ＭＭＣ）がある。ＭＭＣは、例えば、無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）や直流送電システム（ＨＶＤＣ）に適用可能である。特に、デルタ結線ＭＭＣは、デルタ結線部に循環電流を流して逆相無効電流を出力できることから注目されている。デルタ結線ＭＭＣは、内部にデルタ結線部を備え、デルタ結線部の各相上には、一又は直列接続された複数のコンバータセルが設けられている（例えば、特許文献１参照）。

一方、電力系統の電圧変動を抑制する無効電力補償装置において、その出力電流の瞬時値を所定値に制限するための電流制限回路が知られている（例えば、特許文献２参照）。無効電力補償装置は、逆相電流分を出力して三相不平衡運転すると、三相の各相電流のピーク値は、不揃いになる。また、三相平衡運転が行われると、相殺されていた３次高調波が出力され、電流実際値のピーク値は、電流指令値のピーク値に一致しなくなる。そのため、装置保護の観点から、無効電力補償装置の出力電流実際値を監視し、各相電流の何れか一つが制限設定値を越えたときには速やかに電流指令値を絞り込む必要がある。

特許文献２に開示された電流制限回路は、この電流制限を行うため、無効電力補償装置の出力電流の三相全波整流信号から、無効電力補償装置の電流指令値に乗じる制限信号を生成する回路である。電流制限回路は、出力電流の三相全波整流信号が電流制限設定値を超えた場合、無効電力補償装置の電流指令値に乗じる制限信号を小さくすることにより、電流指令値を制限する。

国際公開第２０１２／０９９１７６号 特許第３３３４００５号公報

ところが、ＭＭＣでは、デルタ結線部に循環電流が流れるため、特許文献２のように電力系統への交流出力電流を制限しても、循環電流を含むコンバータセル電流（コンバータセルに流れる電流）に高調波が生じる場合がある。

本開示は、コンバータセルに流れる高調波電流を軽減可能な電力変換装置を提供する。

本開示の一態様では、
一又は直列接続された複数のコンバータセルがデルタ接続されたデルタ結線部と、
前記デルタ結線部に流れる循環電流を前記複数のコンバータセルによって制御する制御装置と、を備え、
前記コンバータセルは、直列接続された複数の半導体スイッチをそれぞれ含む複数の半導体スイッチ群と、前記複数の半導体スイッチ群に並列に接続されたコンデンサとを有し、
前記制御装置は、正相と逆相の各直交２軸電流指令と前記循環電流の指令である循環電流指令とを用いて、前記複数のコンバータセルの電流指令を制限する、電力変換装置が提供される。

本開示の一態様によれば、コンバータセルに流れる高調波電流を軽減できる。

一実施形態における電力変換装置の構成例を示す図である。 制御装置の構成例を示す図である。 電流指令部の構成例を示す図である。 電流指令部の動作波形例を示す図である。 従来の電流制限回路を示す図である。 デルタ結線ＭＭＣに適用した従来の電流制限回路の動作波形例を示す図である。

以下、本開示に係る実施形態について図面を参照して説明する。

図１は、一実施形態における電力変換装置の構成例を示す図であり、デルタ結線ＭＭＣの回路構成の一例を示す。ＭＭＣは、例えば、無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）や直流送電システム（ＨＶＤＣ）に適用可能である。図１に示す電力変換装置４００は、デルタ結線部４０２及び制御装置４０１を備える。

デルタ結線部４０２は、一又は直列接続された複数のコンバータセルがデルタ接続された回路である。デルタ結線部４０２は、複数のクラスタ５０（５０ＵＶ，５０ＶＷ，５０ＷＵ）及び複数のリアクトル５１（５１ＵＶ，５１ＶＷ，５１ＷＵ）を備える。

ＵＶ相のクラスタ５０ＵＶは、一対の交流出力端子ａ，ｂを介して直列に接続される複数のコンバータセル５２ＵＶ_１，５２ＵＶ_２，・・・５２ＵＶ_ｘを有する。図１には、３つのコンバータセル５２ＵＶ_１，５２ＵＶ_２，５２ＵＶ_３が例示されている。ＶＷ相のクラスタ５０ＶＷは、一対の交流出力端子ａ，ｂを介して直列に接続される複数のコンバータセル５２ＶＷ_１，５２ＶＷ_２，・・・５２ＶＷ_ｘを有する。図１には、３つのコンバータセル５２ＶＷ_１，５２ＶＷ_２，５２ＶＷ_３が例示されている。ＷＵ相のクラスタ５０ＷＵは、一対の交流出力端子ａ，ｂを介して直列に接続される複数のコンバータセル５２ＷＵ_１，５２ＷＵ_２，・・・５２ＷＵ_ｘを有する。図１には、３つのコンバータセル５２ＷＵ_１，５２ＷＵ_２，５２ＷＵ_３が例示されている。ｘは、各クラスタにおいてコンバータセルが直列に接続される個数を表し、１以上の整数である。つまり、一のクラスタ内のコンバータセルの数は、一つでもよい。

複数のコンバータセル５２（５２ＵＶ_１～５２ＵＶ_ｘ，５２ＶＷ_１～５２ＶＷ_ｘ，５２ＷＵ_１～５２ＷＵ_ｘ）は、それぞれ、一対の交流出力端子ａ，ｂをそれぞれ有し、一対の交流出力端子ａ，ｂを介して直列に接続される。複数のコンバータセル５２は、それぞれ、自身の第１の交流出力端子ａが、自身に隣接する一方のコンバータセルの第２の交流出力端子ｂに接続され、自身の第２の交流出力端子ｂが、自身に隣接する他方のコンバータセルの第１の交流出力端子ａに接続される。

クラスタ５０ＵＶ、クラスタ５０ＶＷ、クラスタ５０ＷＵは、リアクトル５１ＵＶ，５１ＶＷ，５１ＷＵを介してデルタ結線されており、系統３００に連系している。系統３００への連系は、図示しない変圧器を介してもよい。デルタ結線は、デルタ結線内に循環電流が流れる。制御装置４０１は、デルタ結線部４０２に流れる循環電流を複数のコンバータセル５２のスイッチングによって制御することにより、逆相無効電流を調整できる。

複数のコンバータセル５２は、それぞれ、複数のスイッチング素子を有する電力変換回路と、その電力変換回路を動作させる駆動回路部とを有する。複数のコンバータセル５２は、互いに同一の構成を有する。スイッチング素子は、例えば、トランジスタと、そのトランジスタに逆並列に接続されるダイオードとを有する半導体スイッチである。トランジスタの具体例として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などが挙げられる。

各コンバータセル５２は、コンデンサ５４における直流電力を交流電力に変換して一対の交流出力端子ａ，ｂに出力する機能と、一対の交流出力端子ａ，ｂから入力される交流電力を直流電力に変換してコンデンサ５４に供給する機能とを有する。

各コンバータセル５２は、一対の交流出力端子ａ，ｂ、コンデンサ５４、電力変換回路５３及び不図示の駆動回路部（例えば、ＧＤＵ（Gate Drive Unit）及び給電回路など）を備える。

コンデンサ５４は、一対の交流出力端子ａ，ｂに電力変換回路５３を介して接続される容量素子である。

電力変換回路５３は、コンデンサ５４と一対の交流出力端子ａ，ｂとの間に接続され、直流と交流との間で双方向に電力を変換するインバータ回路である。電力変換回路５３は、コンデンサ５４に並列に接続されている。図１には、複数のスイッチング素子５６を有するフルブリッジ回路が例示されている。

電力変換回路５３は、直列接続された複数の半導体スイッチをそれぞれ含む複数の半導体スイッチ群５５を有する。複数の半導体スイッチ群５５は、コンデンサ５４に並列に接続されている。図１に示す電力変換回路５３は、直列に接続された複数のスイッチング素子５６を含む第１半導体スイッチ群と、直列に接続された複数のスイッチング素子５６を含む第２半導体スイッチ群とが並列に接続されたフルブリッジ構成を有する。第１上アームのスイッチング素子５６と第１下アームのスイッチング素子５６との間の接続点に、第１の交流出力端子ａが接続されている。第２上アームのスイッチング素子５６と第２下アームのスイッチング素子５６との間の接続点に、第２の交流出力端子ｂが接続されている。

図１に例示する複数のスイッチング素子５６は、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴであるが、ＭＯＳＦＥＴやサイリスタ等のスイッチング機能を有するスイッチング素子でもよい。

スイッチング素子と逆並列ダイオードとのうち少なくとも一方は、ＳｉＣ（炭化ケイ素）やＧａＮ（窒化ガリウム）やＧａ_２Ｏ_３（酸化ガリウム）やダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体を含む素子であることが好ましい。ワイドバンドギャップ半導体をスイッチング素子に適用することにより、スイッチング素子の損失低減の効果が高まる。なお、スイッチング素子は、Ｓｉ（シリコン）などの半導体を含む素子でもよい。同様に、ワイドバンドギャップ半導体を含む素子をダイオードに適用することにより、ダイオードの損失低減の効果が高まる。なお、ダイオードは、Ｓｉ（シリコン）などの半導体を含む素子でもよい。

各コンバータセル５２は、ＧＤＵ及び給電回路などの不図示の駆動回路部を備える。

ＧＤＵは、電力変換回路５３を駆動する駆動回路であり、具体的には、電力変換回路５３に構成される複数のスイッチング素子５６のゲートを駆動するゲート駆動回路である。ＧＤＵは、コンデンサ５４から給電回路を介して供給される電力に基づいて、電力変換回路５３に構成される複数のスイッチング素子５６を駆動する。

ＧＤＵは、制御装置４０１からの制御信号に従って、複数のスイッチング素子５６のうち対応するスイッチング素子のゲート－エミッタ間に電圧を印加することで、当該対応するスイッチング素子をオン又はオフにする。このような動作によって、コンバータセル５２の一対の交流出力端子ａ，ｂ間に矩形波状の電圧が発生する。

制御装置４０１は、複数のコンバータセル５２に共通のキャリア周期Ｔｃ（キャリア周波数の逆数）に従って、複数のスイッチング素子５６をオン又はオフにする制御信号（例えば、ＰＷＭ信号（パルス幅変調された信号））を生成するコントローラである。制御装置４０１は、メモリとプロセッサ（例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit））を有する。制御装置４０１の各機能は、メモリに記憶されたプログラムによって、プロセッサが動作することにより実現される。制御装置４０１の機能は、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）又はＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）によって実現されてもよい。

電力変換装置４００は、制御装置４０１が複数のコンバータセル５２のそれぞれに互いに異なる位相で電圧波形を出力させることで、スイッチング素子の耐圧以上の電圧を有し、且つ、高調波が低減されたマルチレベル電圧波形を出力できる。そのため、電力変換装置４００は、例えば、特別高圧系統に直接連系する無効電力補償装置や直流送電システムなどに適用可能である。

また、ＭＭＣでは、逆相電流の補償時に、定常的に零でない有効電力が各相に流入し、コンデンサ５４の電圧の変動を引き起こすことがある。その対策として、電力変換装置４００の制御装置４０１は、デルタ結線部４０２に流す循環電流（零相電流）を制御することで、各相の交流電圧と交流電流の直交関係を保ち、コンデンサ５４の電圧のバランスを維持する。

図２は、制御装置の構成例を示す図である。図２に示す制御装置４０１は、電流指令部４２０及びコンバータ制御部４１０を有する。

電流指令部４２０は、正相と逆相の各直交２軸電流指令（Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ，Ｉ_ｎｄ，Ｉ_ｎｑ）から、コンバータセル電流指令（ｉｕｖ^＊，ｉｖｗ^＊，ｉｗｕ^＊）を生成する。コンバータセル電流指令は、各相の一又は複数のコンバータセル５２に流れる電流（コンバータセル電流）の指令値である。

コンバータ制御部４１０は、各相のコンバータセル電流指令と各相のコンバータセル電流の検出値との各偏差を演算し、各偏差が零になるような各相の電圧指令値を生成する。コンバータ制御部４１０は、各相の電圧指令値に従って、各コンバータセル５２内の複数のスイッチング素子５６をオンまたはオフにする制御信号（例えば、ＰＷＭ信号）を各コンバータセル５２に供給する。

図３は、電流指令部の構成例を示す図である。図３に示す電流指令部４２０は、ｄｑ逆変換部３７，３８、循環電流指令演算部３９、２軸瞬時値演算部４０、加算器４７，４８、乗算器４１、最大値検知部４５、非対称フィルタ４６、除算器４３及び上下限リミッタ４２を有する。

電流指令部４２０は、外部の電流指令設定部により設定された正相と逆相の各直交２軸電流指令（Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ，Ｉ_ｎｄ，Ｉ_ｎｑ）を取得する。電流指令部４２０は、正相電流指令（Ｉ_ｄ,Ｉ_ｑ）をｄｑ逆変換部３７によりｄｑ逆変換して正相交流電流指令と、逆相電流指令（Ｉ_ｎｄ,Ｉ_ｎｑ）をｄｑ逆変換部３８によりｄｑ逆変換して得られた逆相交流電流指令と、循環電流指令演算部３９により演算された循環電流指令（ｉ_ｚ）とを加算器４７，４８により加算する。電流指令部４２０は、これらを加算することで、制限前のコンバータセル電流指令（ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕ）を導出する。電流指令部４２０は、制限前のコンバータセル電流指令（ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕ）に制限信号Ｋを乗算器４１により乗算することで、制限後のコンバータセル電流指令（ｉｕｖ^＊，ｉｖｗ^＊，ｉｗｕ^＊）を導出する。次に、各信号の導出方法について説明する。

デルタ結線部４０２の線間電圧ｖ_ｕｖ，ｖ_ｖｗ，ｖ_ｗｕを、

とする。Ｖは線間電圧の振幅、ωは角周波数、ｔは時間を表す。

デルタ結線部４０２の各相に流入する電流ｉ_ｕｖ，ｉ_ｖｗ，ｉ_ｗｕを、

とする。Ｉは線間電流の振幅、φは位相を表す。

デルタ結線部４０２に流すべき循環電流の指令である循環電流指令ｉ_ｚを、

とする。Ｉ_ｚ０は循環電流の振幅、φ_ｚ０は位相を表す。

このとき、デルタ結線部４０２に循環電流を流すことにより、各相の有効電力は零になることから、この場合のＩ_ｚ０及びφ_ｚ０は、

となる。

よって、循環電流指令ｉ_ｚは、

と表される。

次に、式(2)で表される電流ｉ_ｕｖ，ｉ_ｖｗ，ｉ_ｗｕをｄｑ逆変換（３相／２相変換を含む）すると、

が得られる。

そして、

とすると、式(8)から、

が得られる。

式(10)は、式(6)と等しいことから、

が得られる。

よって、循環電流指令ｉ_ｚは、

と導出される。循環電流指令演算部３９は、各直交２軸電流指令（Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ，Ｉ_ｎｄ，Ｉ_ｎｑ）のうち逆相電流指令（Ｉ_ｎｄ,Ｉ_ｎｑ）に基づき、式(12)に従って、循環電流指令ｉ_ｚを導出する。

したがって、制限前のコンバータセル電流指令（ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕ）は、

と導出される。

２軸瞬時値演算部４０は、以上の式(13)の結果より、下記の式(14)に従って、

指令制限前の交流電流指令の波高値Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕを導出する。このように、２軸瞬時値演算部４０は、各直交２軸電流指令（Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ，Ｉ_ｎｄ，Ｉ_ｎｑ）と循環電流指令ｉ_ｚとを用いて、交流電流指令の波高値Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕを導出する。波高値Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕは、各直交２軸電流指令の波高値（瞬時値）に相当する。

最大値検知部４５は、交流電流指令波高値Ｉｕｖ，Ｉｖｗ，Ｉｗｕの最大値Ｉａを検知し、検知された最大値Ｉａは、非対称フィルタ４６に入力され、非対称フィルタ４６を通して除算器４３に入力される。

非対称フィルタ４６は、最大値Ｉａが増加傾向にあるときには小さな時定数で出力信号Ｉａｆを増加させ、最大値Ｉａが減少傾向にあるときには大きな時定数で出力信号Ｉａｆを減少させる。非対称フィルタ４６の出力信号Ｉａｆは、所定の電流指令制限値４４（例えば、１００％）と比較される。

除算器４３は、所定の電流指令制限値４４を出力信号Ｉａｆで除算して得られた値（除算値ｓ）を出力する。除算値ｓは、上下限リミッタ４２により１００〔％〕～０〔％〕に制限され、その出力である制限信号Ｋは、乗算器４１に入力される。上下限リミッタ４２は、入力信号（この場合、除算値ｓ）をその上限１００〔％〕～下限０〔％〕の範囲に制限するものである。

乗算器４１には、制限前のコンバータセル電流指令（ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕ）が入力される。乗算器４１は、コンバータセル電流指令（ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕ）に制限信号Ｋを乗算することで（Ｋ倍することで）、制限後のコンバータセル電流指令（ｉｕｖ^＊，ｉｖｗ^＊，ｉｗｕ^＊）を出力する。

出力信号Ｉａｆが電流指令制限値４４よりも小さい場合、除算器４３の出力は１以上となるが、上下限リミッタ４２によって１００〔％〕に制限される。そのため、乗算器４１への制限信号Ｋは１００〔％〕となり、乗算器４１の出力は、制限前のコンバータセル電流指令（ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕ）と等しくなる。つまり、電流指令の制限は、行われない。

一方、出力信号Ｉａｆが電流指令制限値４４よりも大きくなった場合、除算器４３の出力は、出力信号Ｉａｆの大きさに応じて１よりも小さな値となり、上下限リミッタ４２では制限されずに、１よりも小さい制限信号Ｋとしてそのまま乗算器４１に入力される。乗算器４１は、制限前のコンバータセル電流指令（ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕ）を制限信号Ｋ倍して出力する。よって、制限後のコンバータセル電流指令（ｉｕｖ^＊，ｉｖｗ^＊，ｉｗｕ^＊）は、制限前のコンバータセル電流指令（ｉｕｖ，ｉｖｗ，ｉｗｕ）よりも小さな値に制限される。

制限後のコンバータセル電流指令（ｉｕｖ^＊，ｉｖｗ^＊，ｉｗｕ^＊）によりコンバータセル電流が制御されるので、コンバータセルに流れる高調波電流を軽減できる。

図４は、電流指令部４２０の動作波形例を示す図である。これに対し、図６は、図５に示す従来の電流制限回路１０の動作波形例を示す図であり、特許文献２に開示された電流制限回路１０をデルタ結線ＭＭＣに適用した場合の電流指令制限結果を示す（Ｉｑが１００％から１５０％に変化）。

図６に示す通り、電流指令が急峻に変化して定格電流１００％を超過したとき、制限後の電流指令に歪み（高調波）が生じる。なお、定格電流超過時は、装置保護のため，瞬時に電流指令を制限する必要がある。そのため、図６では、整流信号Ｘｎが増加したときの非対称フィルタ１０６の時定数は、０ｍｓ（フィルタなし）に設定され、減少したときの非対称フィルタ１０６の時定数は、１０ｍｓに設定されている。

一方、図４は、正相と逆相の各直交２軸電流指令と循環電流指令とによる電流指令制限波形を示す（Ｉｑが１００％から１５０％に変化）。非対称フィルタ４６の時定数は、図６と同様である。図４より、コンバータセル電流指令が急峻に変化して定格電流１００％を超過したとき、制限後のコンバータセル電流指令に生ずる歪み（高調波）が軽減されている。

なお、本実施形態の方式は、波高値の瞬時値から電流指令を制限するため、非対称フィルタ４６を無くして制御を簡素化することも可能である。

以上、実施形態を説明したが、本開示の技術は上記の実施形態に限定されない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が可能である。

５０，５０ＵＶ，５０ＶＷ，５０ＷＵ クラスタ
５１，５１ＵＶ，５１ＶＷ，５１ＷＵ リアクトル
５２ＵＶ_１，５２ＵＶ_２，５２ＵＶ_ｘ コンバータセル
５２ＶＷ_１，５２ＶＷ_２，５２ＶＷ_ｘ コンバータセル
５２ＷＵ_１，５２ＷＵ_２，５２ＷＵ_ｘ コンバータセル
５３ 電力変換回路
５４ コンデンサ
５５ 半導体スイッチ群
５６ スイッチング素子
３００ 系統
４００ 電力変換装置
４０１ 制御装置
４０２ デルタ結線部
４１０ コンバータ制御部
４２０ 電流指令部
ａ，ｂ 交流出力端子

Claims (4)

1. 一又は直列接続された複数のコンバータセルがデルタ接続されたデルタ結線部と、
   前記デルタ結線部に流れる循環電流を前記複数のコンバータセルによって制御する制御装置と、を備え、
   前記コンバータセルは、直列接続された複数の半導体スイッチをそれぞれ含む複数の半導体スイッチ群と、前記複数の半導体スイッチ群に並列に接続されたコンデンサとを有し、
   前記制御装置は、正相と逆相の各直交２軸電流指令と前記循環電流の指令である循環電流指令とを用いて、前記複数のコンバータセルの電流指令を制限する、電力変換装置。
2. 前記制御装置は、前記各直交２軸電流指令と前記循環電流指令に基づいて前記各直交２軸電流指令の波高値を導出し、前記波高値を用いて、前記複数のコンバータセルの電流指令を制限する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御装置は、前記各直交２軸電流指令と前記循環電流指令を用いて、前記複数のコンバータセルの電流指令を制限するための制限信号を生成する、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御装置は、前記各直交２軸電流指令のうち逆相電流指令に基づいて、前記循環電流指令を導出する、請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。

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