JP2022178328A

JP2022178328A - インバータ及び無線電力伝送システム

Info

Publication number: JP2022178328A
Application number: JP2021085061A
Authority: JP
Inventors: 満増田; Mitsuru Masuda
Original assignee: Furukawa Electric Co Ltd
Current assignee: Furukawa Electric Co Ltd
Priority date: 2021-05-20
Filing date: 2021-05-20
Publication date: 2022-12-02

Abstract

【課題】正弦波を出力し、出力周波数帯域がゼロクロススイッチング条件の制約を受けないインバータ及び無線電力伝送システムを提供する。【解決手段】スイッチング回路３と、スイッチング回路３から延出する第１出力配線１００ａと、第１出力配線１００ａに直列配置される第１のコイルＬａと第１のコンデンサＣａを有する変換部１と、第１出力配線１００ａにおける第１のコイルＬａと第１のコンデンサＣａの間から分岐し、直列配置される第２のコイルＬｂと第２のコンデンサＣｂを有し第１の出力端４０１に接続される分岐配線１００ｃと、スイッチング回路３から延出し、変換部１を介して第１出力配線１００ａに接続されるとともに、第２の出力端４０２に接続される第２出力配線１００ｂと、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、インバータ及び無線電力伝送システムに関する。

インバータに用いられる半導体スイッチを高い周波数で動作させると導通損失よりも半導体の応答性に依存するスイッチング損失が支配的となる。この対策のためZVS（ゼロクロスボルテージスイッチング）やZCS（ゼロクロスカレントスイッチング）が行われてきた（特許文献１）。

：ＷＯ２００６／０１８９１２号公報

回路構成条件により負荷インピーダンスが決定され、負荷インピーダンスより周辺回路定数が決定してしまうため、適切な出力周波数の帯域幅を設計することができなかった。この点、特許文献１に記載されるような従来技術にも同様の課題があり、ゼロクロススイッチング条件の制約を抑制するという点で改善の余地があった。

本発明は、正弦波を出力し、出力周波数帯域がゼロクロススイッチング条件の制約を受けないインバータ及び無線電力伝送システムを提供することを目的とする。

本発明にかかるインバータは、スイッチング回路と、スイッチング回路から延出する第１出力配線と、第１出力配線に直列配置される第１のコイルと第１のコンデンサを有する変換部と、第１出力配線における第１のコイルと第１のコンデンサの間から分岐し、直列配置される第２のコイルと第２のコンデンサを有し第１の出力端に接続される分岐配線と、スイッチング回路から延出し、変換部を介して第１出力配線に接続されるとともに、第２の出力端に接続される第２出力配線と、を備える。

本発明によれば、正弦波を出力し、出力周波数帯域がゼロクロススイッチング条件の制約を受けないインバータ及び無線電力伝送システムを提供できる。

本発明の一実施形態にかかるインバータの回路構成の模式図である。本発明の一実施形態にかかる無線電力伝送システムの回路構成の模式図である。本発明の第２の実施形態にかかるインバータの回路構成の模式図である。本発明の第３の実施形態にかかるインバータの回路構成の模式図である。

以下、本発明の実施の形態にかかるインバータについて図面を参照しながら説明する。なお、各図において、同一構成要素には同一符号を付す。

（実施の形態１）
以下、実施の形態１に係るインバータを図１から図４を参照して説明する。

図１に示すように、本発明の実施の形態１にかかるインバータＳは、直流電源４、スイッチング回路３、変換部１と、直列共振回路２を具備する。

直流電源４は、図示されていない交流入力が整流回路により直流電圧に変換されたものを出力する。

スイッチング回路３は、ＧａＮ－ＨＥＭＴに代表される第１の半導体スイッチＳ１及び第２の半導体スイッチＳ２を有する。第１の半導体スイッチＳ１及び第２の半導体スイッチＳ２において、図示されていない回路によって、交互に予め定められた周波数でＯＮ／ＯＦＦが繰り返される。その結果、スイッチング回路３からは矩形波に近い出力が第１出力配線１００ａに出力される。このような二つの半導体スイッチで構成されるスイッチング回路は一般的にハーフブリッジ型と称される。

スイッチング回路３はゼロクロスボルテージスイッチング（ＺＶＳ）式であり、第１の半導体スイッチＳ１と並列に第１のダイオードＤ１を有し、第２の半導体スイッチＳ２と並列に第２のダイオードＤ２を有する。これにより、全てのエネルギーが排出される。スイッチング回路３は、ゼロクロスカレントスイッチング（ＺＶＣ）式とすることも可能である。

第１出力配線１００ａには直列に第１のコイルＬａが接続され、第１のコンデンサＣａが第１出力配線１００ａと第２出力配線１００ｂとを接続する形で接続される。負荷５との関係でみると、第１のコンデンサＣａは負荷５と並列に接続されることとなる。

変換部１は、インダクタンス直列キャパシタンス並列回路である。変換部１は、第１のコイルＬａと第１のコンデンサＣａとで構成され、インピーダンス変換回路として機能する。

更に、第１出力配線１００ａには、第２のコイルＬｂ、第２のコンデンサＣｂがこの順に直列に接続される。直列に接続される順は、第２のコンデンサＣｂ、第２のコイルＬｂであってもよい。第２のコイルＬｂと第２のコンデンサＣｂとで直列共振回路２を構成する。

インバータＳは、第１の出力端４０１及び第２の出力端４０２を介して負荷５に接続され、負荷５に電力を供給する。

上記のように説明した本実施の形態は、次のようにも記述できる。インバータＳはスイッチング回路３と、スイッチング回路３から延出する第１出力配線１００ａと、第１出力配線１００ａに直列配置される第１のコイルＬａと第１のコンデンサＣａを有する変換部１と、第１出力配線１００ａにおける第１のコイルＬａと第１のコンデンサＣａの間から分岐し、直列配置される第２のコイルＬｂと第２のコンデンサＣｂを有し第１の出力端４０１に接続される分岐配線１００ｃと、スイッチング回路３から延出し、変換部１を介して第１出力配線１００ａに接続されるとともに、第２の出力端４０２に接続される第２出力配線１００ｂと、を備える。

本実施の形態にかかるインバータＳにおいては、直列共振回路２と、インピーダンス変換機能を有する変換部１とを独立して設計でき、負荷や用途に応じた最適化が可能である。直列共振回路２をフィルターとして機能させることで、正弦波の出力を可能にする。その帯域幅は、インバータのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）要件やトランジスタの使用に制約を受けず、自由に設計できる。

実施の形態１にかかるインバータＳは、無線電力伝送システムに好適である。次に、インバータＳが適用される電界共鳴型無線電力伝送システムの例について説明する。

図２は、本実施の形態のインバータＳを採用する電界共鳴型無線電力伝送システム５１の回路構成の模式図である。図２に示す第１の送電側平板電極１１と第２の送電側平板電極１２は、送電側カプラ本体部３０１に保持されるものであり、第１の受電側平板電極２１と第２の受電側平板電極２２は受電側カプラ本体部３０２に保持されるものである。本実施形態では、送電側カプラ本体部３０１と受電側カプラ本体部３０２によってカプラ３００が構成される。

第１の送電側平板電極１１と第１の受電側平板電極２１との間に第１の容量Ｃｍ１が形成され、第２の送電側平板電極１２と第２の受電側平板電極２２との間に第２の容量Ｃｍ２が形成される。第１の送電側平板電極１１と第２の送電側平板電極１２との間には、電界の形成に伴う第１の浮遊容量Ｃ１１が形成され、第１の受電側平板電極２１と第２の受電側平板電極２２との間には、電界の形成に伴う第２の浮遊容量Ｃ２１が形成される。

第１の送電側平板電極１１は送電側の第１の伝送線１０１及び第１の送電側コイルＬ１１をこの順に介して送電側の第１の出力端４０１に接続される。第２の送電側平板電極１２は送電側の第２の伝送線１０２及び第２の送電側コイルＬ１２をこの順に介して送電側の第２の出力端４０２に接続される。送電側の第１の伝送線１０１と送電側の第２の伝送線１０２とは、送電側のコンデンサＣ１２を介して接続されている。第１の送電側コイルＬ１１、第２の送電側コイルＬ１２、送電側のコンデンサＣ１２によって送電側のリアクタンス調整回路３１が形成されている。

第１の受電側平板電極２１は受電側の第１の伝送線２０１及び第１の受電側コイルＬ２１をこの順に介して第２の負荷５２の受電側の一方の端子５０１に接続される。

第２の受電側平板電極２２は受電側の第２の伝送線２０２及び第２の受電側コイルＬ２２をこの順に介して第２の負荷５２における受電側の他方の端子５０２に接続される。受電側の第１の伝送線２０１と受電側の第２の伝送線２０２とは、受電側のコンデンサＣ２２を介して接続されている。第１の受電側コイルＬ２１、第２の受電側コイルＬ２２、受電側のコンデンサＣ２２によって受電側のリアクタンス調整回路３２が形成されている。

第２の負荷５２とは、例えば蓄電池であり、産業機器や携帯電子機器等に採用されている。産業機器としては、電気自動車、携帯電子機器としては、ラップトップパソコン、スマートフォン、携帯音楽プレーヤ等が挙げられる。

上記のように、コイルとコンデンサとがカプラに対して設けられる容量結合型の無線電力伝送方式は、電界共鳴方式と称されるものである。

本実施形態にかかるカプラ３００は、例えば、受電側の電極が対向して間隙を有し当該間隙に送電側の電極を挿入させるスロットイン方式である。

図２に示すインバータＳからは交流が送電される。プラスの電圧が送出されて、第１の送電側平板電極１１に電源からプラス電荷が蓄積されると、第１の容量Ｃｍ１を介して、第１の受電側平板電極２１にマイナス電荷が誘起される。そして、マイナス電圧が受電側に伝達される。マイナスの電圧が送出されて、第１の送電側平板電極１１に電源からマイナス電荷が蓄積されると、第１の容量Ｃｍ１を介して、第１の受電側平板電極２１にプラス電荷が誘起される。そして、プラス電圧が受電側に伝達される。そして、交流電力が受電側に伝達される。第２の送電側平板電極１２と第２の受電側平板電極２２との間においても同様に交流電力が伝達される。以上のように、送電側からの電力は、第１の容量Ｃｍ１及び第２の容量Ｃｍ２を通して、受電側装置に伝達される。そして、第２の負荷５２に電力が供給される。

本実施の形態にかかるインバータにおいては、直列共振回路２の設計自由度が向上し、電界共鳴型無線電力伝送システム５１の共振周波数とインバータＳのスイッチング周波数を同一にできる。直列共振回路２を構成する第２のコイルＬｂ及び第２のコンデンサＣｂの値の制限がなく、帯域を自由に設計できる。

インバータＳの有する変換部１がインピーダンス変換をしており、直列共振回路２の電流を低減できる。このため、電界共鳴型無線電力伝送システム５１における第１の送電側コイルＬ１１、第２の送電側コイルＬ１２、第１の受電側コイルＬ２１、第２の受電側コイルＬ２２について、それぞれのインダクタンスの軽減が図れる。結果、第１の送電側コイルＬ１１、第２の送電側コイルＬ１２、第１の受電側コイルＬ２１、第２の受電側コイルＬ２２のそれぞれの銅損と鉄損とが軽減される。

直列共振回路２がフィルターとして用いられているため、並列インピーダンス部品がなく、５０Ω系の高電圧に起因する損失がない。結果、特殊な高耐圧コンデンサは不要になる。

（第１の変形例）
上述の第１の実施の形態では、図２に示すように、第１の出力端４０１及び第２の出力端４０２に電界共鳴型無線電力伝送システム５１が接続される。これに対して第１の変形例では、図１に示す第２のコイルＬｂと図２に示す第１の送電側コイルＬ１１とを一体化する。更には、図１に示す第２のコンデンサＣｂと図２に示す第１の容量Ｃｍ１とを一体化する。インバータＳと電界共鳴型無線電力伝送システム５１との一部を共用することで、部品点数を減らすことができる。

（第２の変形例）
上述の第１の実施の形態では、第１の半導体スイッチＳ１及び第２の半導体スイッチＳ２からの出力に対して、直列に第１のコイルＬａ、並列に第１のコンデンサＣａが備えられてなる。これに対して第２の変形例は、第１の半導体スイッチＳ１及び第２の半導体スイッチＳ２からの出力に対して、直列に第１のコンデンサＣａが接続され、並列に第１のコイルＬａが接続される構成である。

変換回路のコンデンサが直列であるため、５０Ω系に起因する高電圧がコンデンサにかからず、コンデンサの耐圧を低減できる。

（第３の変形例）
第１の実施の形態では、第１の半導体スイッチＳ１と第２の半導体スイッチＳ２とをスイッチング回路３は具備する。これに対して第３の変形例では、スイッチング回路３が、第１の半導体スイッチＳ１、第２の半導体スイッチＳ２、第３の半導体スイッチＳ３、第４の半導体スイッチＳ４を具備する構成である。第３の変形例のように、スイッチング回路をいわゆるフルブリッジ型で構成することもできる。フルブリッジ型の回路構成は、第３の変形例で示した以外の構成であってもよい。また、第２の変形例のスイッチング回路３に第３の変形例のスイッチング回路３を適用してもよい。

直流電源電圧が同じである場合、フルブリッジ型の回路構成は、ハーフブリッジ型の回路構成に比して、出力電力を拡大できる。あるいは、同じ出力電力である場合、フルブリッジ型の回路構成は、ハーフブリッジ型の回路構成に比して、素子からの発熱を低減できる。

以上説明した実施形態にかかる無線送電装置によれば以下のような効果を奏する。

インバータＳは、スイッチング回路３と、スイッチング回路３から延出する第１出力配線１００ａと、第１出力配線１００ａに直列配置される第１のコイルＬａと第１のコンデンサＣａを有する変換部と、第１出力配線１００ａにおける第１のコイルＬａと第１のコンデンサＣａの間から分岐し、直列配置される第２のコイルと第２のコンデンサを有し、第１の出力端４０１に接続される分岐配線１００ｃと、スイッチング回路３から延出し、変換部１を介して第１出力配線１００ａに接続されるとともに、第２の出力端４０２に接続される第２出力配線１００ｂと、を備える。

これにより、正弦波を出力し、出力周波数帯域がゼロクロススイッチング条件の制約を受けないインバータを提供する。

インバータＳは、第１出力配線１００ａにおけるスイッチング回路３側に第１のコイルＬａが位置し、第２出力配線１００ｂに接続される側に第１のコンデンサＣａが位置する。

本構成は、インピーダンス変換回路及びローパスフィルタとして働き、出力周波数帯域の選択自由度をもたらす。

インバータＳは、第１出力配線１００ａにおけるスイッチング回路３側に第１のコンデンサＣａが位置し、第２出力配線１００ｂに接続される側に第１のコイルＬａが位置する。

本構成は、インピーダンス変換回路及びハイパスフィルタとして働き、出力周波数帯域の選択自由度をもたらす。

インバータＳは、分岐配線１００ｃにおけるスイッチング回路３側に第２のコイルＬｂが位置し、第１の出力端４０１側に第２のコンデンサＣｂが位置する。

本構成は、直列共振回路及びバンドパスフィルタとして働き、正弦波出力をもたらすとともに、第２のコンデンサＣｂが電界共鳴型無線電力伝送システム５１の第一の容量Ｃｍを兼ねる構成をもたらす。

インバータＳのスイッチング回路３がハーフブリッジ型である。

本構成は、出力電力容量が比較的大きなシステム、特に、電界共鳴型無線電力伝送システムに有効である。また、本構成は、電界共鳴型無線電力伝送システムだけではなく、磁界共鳴型無線電力伝送システムにも使用できる。

インバータＳを介して供給される電力を電界共鳴により伝送する電界共鳴型無線電力伝送システム５１を提供する。

鉄損あるいは銅損が抑えられ伝送効率の高い電界共鳴型無線電力伝送システム５１が得られる。

本開示は、本発明の広義の精神と範囲を逸脱することなく、様々な実施の形態及び変形が可能とされるものである。また、上述した実施の形態は、この発明を説明するためのものであり、本発明の範囲を限定するものではない。すなわち、本発明の範囲は、実施の形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。そして、特許請求の範囲内及びそれと同等の開示の意義の範囲内で施される様々な変形が、この発明の範囲内とみなされる。

１変換部、２直列共振回路、３スイッチング回路、４電源、５負荷、１００ａ第１出力配線、１００ｂ第２出力配線、１００ｃ分岐配線、４０１第１の出力端、４０２第２の出力端、Ｃａ第１のコンデンサ、Ｃｂ第２のコンデンサ、Ｌａ第１のコイル、Ｌｂ第２のコイル、Ｓインバータ、Ｓ１第１の半導体スイッチ、Ｓ２第２の半導体スイッチ

Claims

スイッチング回路と、
前記スイッチング回路から延出する第１出力配線と、
前記第１出力配線に直列配置される第１のコイルと第１のコンデンサを有する変換部と、
前記第１出力配線における第１のコイルと第１のコンデンサの間から分岐し、直列配置される第２のコイルと第２のコンデンサを有し、第１の出力端に接続される分岐配線と、
前記スイッチング回路から延出し、前記変換部を介して前記第１出力配線に接続されるとともに、第２の出力端に接続される第２出力配線と、を備えるインバータ。
前記第１出力配線における前記スイッチング回路側に前記第１のコイルが位置し、前記第２出力配線に接続される側に前記第１のコンデンサが位置する請求項１に記載のインバータ。
前記第１出力配線における前記スイッチング回路側に前記第１のコンデンサが位置し、前記第２出力配線に接続される側に前記第１のコイルが位置する請求項１に記載のインバータ。
前記分岐配線における前記スイッチング回路側に前記第２のコイルが位置し、前記第１の出力端側に前記第２のコンデンサが位置する請求項１から3の何れかに記載のインバータ。
スイッチング回路がハーフブリッジ型である、
請求項１から４の何れか１項に記載のインバータ。
請求項１から５の何れかに記載のインバータを備え、
前記インバータを介して供給される電力を電界共鳴により伝送する電界共鳴型無線電力伝送システム。
請求項１から５の何れかに記載のインバータを備え、
前記インバータを介して供給される電力を磁界共鳴により伝送する磁界共鳴型無線電力伝送システム。