JP2022165666A - Inverter device, control method for inverter device, and control program for inverter device - Google Patents
Inverter device, control method for inverter device, and control program for inverter device Download PDFInfo
- Publication number
- JP2022165666A JP2022165666A JP2021071098A JP2021071098A JP2022165666A JP 2022165666 A JP2022165666 A JP 2022165666A JP 2021071098 A JP2021071098 A JP 2021071098A JP 2021071098 A JP2021071098 A JP 2021071098A JP 2022165666 A JP2022165666 A JP 2022165666A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- target
- waveform
- target waveform
- inverter device
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
Description
本発明は、直流電圧を交流電圧に変換して負荷に対して出力するインバータ装置に関するものである。 The present invention relates to an inverter device that converts a DC voltage into an AC voltage and outputs the AC voltage to a load.
例えば空気調和装置の圧縮機を駆動するために用いられるインバータ装置は、商用交流電流を直流電流に変換するコンバータ回路及び直流を交流に変換するインバータ回路を備えている。このようなインバータ回路では、スイッチング素子のターンオン時に出力される電圧、電流の振動(リンギング)が生じることがある。 2. Description of the Related Art An inverter device used for driving a compressor of an air conditioner, for example, includes a converter circuit that converts commercial alternating current into direct current and an inverter circuit that converts direct current into alternating current. In such an inverter circuit, oscillation (ringing) of the output voltage and current may occur when the switching element is turned on.
特許文献1に記載の発明では、ターンオン時におけるdi/dtを抑制することで、逆回復電流によるピーク値を抑制している。この結果リンギングを低減しながらターンオン損失の増大も抑制している。
In the invention described in
しかしながら、スイッチング素子に接続される負荷を通してアースに流れるコモンモード共振電流によるリンギングについては上記のような構成を採用しても十分に抑制することができない。 However, the ringing due to the common mode resonance current flowing to the ground through the load connected to the switching element cannot be sufficiently suppressed even if the above configuration is adopted.
そこで、本発明は上述したような問題に鑑みてなされたものであり、コモンモード共振電流によるリンギングを効果的に抑制できるインバータ装置を提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, it is an object of the present invention to provide an inverter device capable of effectively suppressing ringing due to common mode resonance current.
すなわち、本発明に係るインバータ装置は、複数のスイッチング素子を具備し、入力される直流電圧を交流電圧に変換して負荷に出力するインバータ回路と、前記インバータ回路から出力される電圧の目標波形を生成する目標波形生成器と、前記インバータ回路から出力される電圧の出力波形が前記目標波形となるように前記複数のスイッチ素子の開閉を制御するスイッチング制御器と、を備え、前記目標波形生成器が、前記目標波形が第1目標電圧から第2目標電圧に低下させる遷移区間を含む場合には、所定時点から前記第2目標電圧に遷移する遷移完了時点までの期間では前記第1目標電圧よりも小さく前記第2目標電圧よりも所定値VCだけ大きい維持電圧で維持されるように目標波形を生成するように構成されたことを特徴とする。 That is, an inverter device according to the present invention includes an inverter circuit that includes a plurality of switching elements, converts an input DC voltage into an AC voltage and outputs the voltage to a load, and a target waveform of the voltage that is output from the inverter circuit. and a switching controller for controlling opening and closing of the plurality of switch elements so that the output waveform of the voltage output from the inverter circuit becomes the target waveform, wherein the target waveform generator However, when the target waveform includes a transition interval in which the first target voltage is lowered to the second target voltage, the period from the predetermined time to the transition completion time of the transition to the second target voltage is lower than the first target voltage. The target waveform is generated so as to be maintained at a sustain voltage which is smaller than the second target voltage and which is higher than the second target voltage by a predetermined value VC.
また、本発明に係る制御方法は、複数のスイッチング素子を具備し、入力される直流電圧を交流電圧に変換して負荷に出力するインバータ回路を備えたインバータ装置の制御方法であって、前記インバータ回路から出力される電圧の目標波形を生成する目標波形生成ステップと、前記インバータ回路から出力される電圧の出力波形が前記目標波形となるように前記複数のスイッチ素子の開閉を制御するスイッチング制御ステップと、を備え、前記目標波形生成ステップにおいて、前記目標波形が第1目標電圧から第2目標電圧に低下させる遷移区間を含む場合には、所定時点から前記第2目標電圧に遷移する遷移完了時点までの期間では前記第1目標電圧よりも小さく前記第2目標電圧よりも所定値VCだけ大きい維持電圧で維持されるように目標波形を生成することを特徴とする。 A control method according to the present invention is a control method for an inverter device including an inverter circuit that includes a plurality of switching elements and converts an input DC voltage into an AC voltage for output to a load. A target waveform generation step of generating a target waveform of the voltage output from the circuit; and a switching control step of controlling opening and closing of the plurality of switch elements so that the output waveform of the voltage output from the inverter circuit becomes the target waveform. and, in the target waveform generation step, when the target waveform includes a transition interval in which the first target voltage is decreased to the second target voltage, a transition completion time at which the transition is made from a predetermined time point to the second target voltage. The target waveform is generated so as to maintain a sustain voltage that is lower than the first target voltage and higher than the second target voltage by a predetermined value VC during the period until.
従来のインバータ装置であればコモンモードの共振電流は遷移区間の終了時点で共振回路として自由振動を開始してしまう。これに対して本発明であれば、遷移区間の終了前に第2目標電圧よりも所定値VCだけ高い維持電圧で維持されるので、共振電流のエネルギーを十分に消費した上で、遷移区間を終了することができる。したがって、自由共振開始時点の共振エネルギーを小さくして、コモンモード電流によるリンギングのピーク値を低減できる。また、前記インバータ回路におけるスイッチングスピードを低下させる必要がなくなるため、スイッチングによる損失も抑えることができる。 In the case of a conventional inverter device, the common-mode resonant current starts free oscillation as a resonant circuit at the end of the transition section. On the other hand, according to the present invention, the sustain voltage is maintained at a level higher than the second target voltage by the predetermined value VC before the end of the transition interval. can be terminated. Therefore, the resonance energy at the start of free resonance can be reduced to reduce the peak value of ringing due to the common mode current. Moreover, since it is not necessary to lower the switching speed in the inverter circuit, the loss due to switching can be suppressed.
本発明のリンギング抑制効果が好適に発揮される具体的な態様としては、共振のコモンモードに寄生的に挿入されるLC共振が、前記インバータ回路と前記負荷との間を接続する配線の寄生インダクタンスと、前記負荷の寄生容量によって生じるものが挙げられる。 As a specific aspect in which the ringing suppression effect of the present invention is preferably exhibited, the LC resonance parasitically inserted into the common mode of resonance is caused by the parasitic inductance of the wiring connecting between the inverter circuit and the load. and those caused by the parasitic capacitance of the load.
前記目標波形生成器が、前記目標波形が第1目標電圧から第2目標電圧に遷移する遷移区間を含む場合には、前記第2目標電圧に遷移する遷移完了時点でのコモンモードに寄生的に挿入されるLC共振による共振電流がゼロとなるように前記遷移完了時点と前記共振電流の位相を合わせるように構成されたものであれば、遷移区間終了時点における共振電流のエネルギーをさらに低減できる。 When the target waveform includes a transition section in which the target waveform transitions from a first target voltage to a second target voltage, the target waveform generator parasiticly performs a common mode at the completion of the transition to the second target voltage. If the phase of the resonance current is matched with the phase of the transition completion time so that the resonance current due to the LC resonance to be inserted becomes zero, the energy of the resonance current at the end of the transition section can be further reduced.
遷移区間の終了時点における共振電流の振幅がほぼゼロとなるようにするには、前記目標波形生成器が、前記遷移区間の時間長さが前記LC共振の共振周期の整数倍と実質的に一致するように前記目標波形を生成するものであればよい。 In order for the amplitude of the resonance current at the end of the transition interval to be substantially zero, the target waveform generator controls the time length of the transition interval to substantially match an integer multiple of the resonance period of the LC resonance. What is necessary is just to generate the said target waveform so that it may carry out.
前記インバータ回路の出力電圧の変化によって寄生インダンクタンス及び寄生容量で構成されるLC共振回路に共振電流を発生させにくくするには、前記目標波形生成器が、前記目標波形又は前記出力波形をフーリエ変換した場合に、前記LC共振の共振周波数付近のフーリエ係数が他のフーリエ係数に対して相対的にゼロとみなせる値となるように前記遷移区間の波形を生成するものであればよい。 In order to make it difficult for the LC resonant circuit composed of parasitic inductance and parasitic capacitance to generate a resonant current due to changes in the output voltage of the inverter circuit, the target waveform generator converts the target waveform or the output waveform into a Fourier waveform. What is necessary is just to generate the waveform in the transition section so that when transformed, the Fourier coefficients near the resonance frequency of the LC resonance are relatively zero with respect to other Fourier coefficients.
LC共振回路に共振電流が発生しないようにするための具体的な態様としては、前記目標波形生成器が、前記目標波形又は前記出力波形をフーリエ変換した場合に、所定次数よりも高次のフーリエ係数が他のフーリエ係数に対して相対的にゼロとみなせる値となるように前記遷移区間の波形を生成するものが挙げられる。 As a specific mode for preventing a resonance current from being generated in the LC resonance circuit, when the target waveform generator Fourier-transforms the target waveform or the output waveform, a Fourier transform of a higher order than a predetermined order is obtained. One example is to generate the waveform of the transition interval so that the coefficient has a value that can be regarded as zero relative to other Fourier coefficients.
前記複数のスイッチング素子が、ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子を含む構成では、ハイサイドスイッチング素子に電流が流れている期間ではインバータ回路の出力がローインピーダンスとなり、ローサイドスイッチング素子での制御が困難となる場合がある。このような問題が生じないようにするには、前記目標波形生成器が、前記ハイサイドスイッチング素子と前記ローサイドスイッチング素子に個別の目標波形を生成するように構成されており、前記ローサイドスイッチング素子に対する前記目標波形の前記遷移区間が、前記ハイサイドスイッチング素子のストレージチャージ完了時刻から開始されるように設定されればよい。 In a configuration in which the plurality of switching elements includes a high-side switching element and a low-side switching element, the output of the inverter circuit becomes low impedance during a period when current flows through the high-side switching element, making it difficult to control with the low-side switching element. may become. In order to avoid such a problem, the target waveform generator is configured to generate separate target waveforms for the high-side switching element and the low-side switching element. The transition section of the target waveform may be set to start from the storage charge completion time of the high-side switching element.
前記スイッチング制御器の具体的な構成例としては、前記インバータ回路の出力する電圧と、対応する時刻における前記目標波形の電圧との偏差を算出する電圧比較器と、前記電圧比較器で算出される偏差が小さくなるように前記複数のスイッチング素子の各ゲートを制御するゲート駆動パルス生成器と、を備えたものが挙げられる。 A specific configuration example of the switching controller includes a voltage comparator that calculates a deviation between the voltage output from the inverter circuit and the voltage of the target waveform at a corresponding time, and and a gate drive pulse generator that controls each gate of the plurality of switching elements so that the deviation becomes small.
共振電流の発生時点と前記遷移区間の開始時点を揃えられるようにして、前記遷移区間の時間長さを共振周期の整数倍に設定しやすくするには、コモン電流を検出するコモン電流検出器をさらに備え、前記目標波形生成器が、前記コモン電流に基づいて前記遷移区間の開始時点を設定するように構成されたものであればよい。 A common current detector for detecting the common current is provided in order to make it possible to align the time of occurrence of the resonance current with the start time of the transition section, and to easily set the time length of the transition section to an integral multiple of the resonance period. In addition, the target waveform generator may be configured to set the start point of the transition section based on the common current.
既存のインバータ装置においてプログラムを更新することで本発明に係るインバータ回路とほぼ同じ効果を発揮できるようにするには、複数のスイッチング素子を具備し、入力される直流電圧を交流電圧に変換して負荷に出力するインバータ回路を備えたインバータ装置用の制御プログラムであって、前記インバータ回路から出力される電圧の目標波形を生成する目標波形生成器と、前記インバータ回路から出力される電圧の出力波形が前記目標波形となるように前記複数のスイッチ素子の開閉を制御するスイッチング制御器としての機能をコンピュータに発揮させるものであり、前記目標波形生成器が、前記目標波形が第1目標電圧から第2目標電圧に遷移する遷移区間を含む場合には、前記第2目標電圧に遷移する遷移完了時点でのコモンモードに寄生的に挿入されるLC共振による共振電流がゼロとなるように前記遷移完了時点と前記共振電流の位相を合わせるように構成されたことを特徴とするインバータ装置用の制御プログラムを用いれば良い。 In order to achieve substantially the same effect as the inverter circuit according to the present invention by updating the program in the existing inverter device, a plurality of switching elements are provided and the input DC voltage is converted to AC voltage. A control program for an inverter device having an inverter circuit that outputs to a load, comprising a target waveform generator that generates a target waveform of a voltage that is output from the inverter circuit, and an output waveform of the voltage that is output from the inverter circuit. The computer functions as a switching controller that controls opening and closing of the plurality of switch elements so that the target waveform is obtained by the target waveform generator, wherein the target waveform is changed from the first target voltage to the first target voltage. When a transition section transitioning to two target voltages is included, the transition is completed so that the resonance current due to the LC resonance parasitically inserted in the common mode at the time of completion of the transition to the second target voltage becomes zero. A control program for an inverter device, which is characterized in that it is configured to match the time and the phase of the resonance current, may be used.
なお、制御プログラムは電子的に配信されるものであってもよいし、CD、DVD、フラッシュメモリ等のプログラム記録媒体に記録されたものであってもよい。 Note that the control program may be electronically distributed, or may be recorded on a program recording medium such as a CD, DVD, or flash memory.
このように本発明に係るインバータ回路であれば、前記遷移区間の終了時点においてコモンモード電流によるLC共振回路の共振電流のエネルギーを十分に消費することができる。したがって、従来は十分に抑制できなかったコモンモード電流によるリンギングを抑制できる。また、インバータ回路におけるスイッチング損失も抑制できる。 As described above, the inverter circuit according to the present invention can sufficiently consume the energy of the resonance current of the LC resonance circuit due to the common mode current at the end of the transition section. Therefore, it is possible to suppress ringing due to common mode current, which could not be sufficiently suppressed in the past. Also, switching loss in the inverter circuit can be suppressed.
本発明の第1実施形態におけるインバータ装置100について各図を参照しながら説明する。このインバータ装置100は、例えば空気調和装置の圧縮機の三相モータを動作させるために用いられるものである。すなわち、図1に示すようにインバータ装置100の入力端は商用の三相交流電源1に接続され、インバータ装置100の出力端と負荷である圧縮器との間はケーブルで接続される。そして、インバータ装置100は商用の三相交流電圧を直流電圧に変換した後、再び所望の交流電圧へと変換して圧縮機の三相モータへと供給する。また、インバータ装置100と圧縮機を接続するケーブルに存在する寄生インダクタンスSIと、圧縮機に存在する寄生容量SCによって、インバータ装置100の出力が遷移する場合には、コモンモードに寄生的に挿入されるLC共振による共振電流が発生することになる。
An
次にインバータ装置100の詳細について説明する。
Next, details of the
図1に示すようにインバータ装置100は、三相交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路2と、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路3と、少なくともインバータ回路3の制御を司る制御機構と、を備えている。
As shown in FIG. 1, the
コンバータ回路2は、三相交流電圧を整流する三相フルブリッジダイオード回路と、三相フルブリッジダイオード回路の出力側である直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備えている。
The
インバータ回路3は、3つのスイッチング素子を具備する上アームと、3つのスイッチング素子を具備する下アームとを備える。各スイッチング素子は、三相ブリッジ接続され、コンバータ回路2から入力された直流電力を三相交流電力に変換し、負荷である圧縮機に出力する。スイッチング素子は、典型的には、電力スイッチング素子IGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)であるが、これには限定されず任意の適切な半導体スイッチング素子であり得る。各スイッチング素子には、それぞれフライホイールダイオードが逆並列に接続されている。
The
さらに、インバータ回路3と圧縮器を接続するケーブルにはコモン電流を検出するコモン電流検出器6が設けられている。
Further, a common
このようなインバータ装置100は、図2に示すような特性を有している。すなわち、スイッチング素子のスイッチングスピードが速い場合にはインバータ回路3の出力電圧が遷移する際に発生するスイッチング素子による損失は小さくなるのに対して、寄生インダクタンスSI及び寄生容量SCに起因するLC共振は大きくなる。一方、スイッチングスピードが遅い場合にはインバータ回路3の出力電圧が遷移する際に発生するスイッチング素子による損失は大きくなるのに対して、LC共振は小さくなる。この実施形態のインバータ回路3は、出力電圧の遷移におけるスイッチング制御によって、スイッチング素子における損失は低減しつつ、共振によるリンギングを抑制できるように構成されている。
Such an
具体的には制御機構は例えばCPU、メモリ、A/Dコンバータ、D/Aコンバータ、各種入出力手段を備えたいわゆるコンピュータであって、メモリに格納されているインバータ装置100用の制御プログラムが実行されて、各機器が協業することにより、少なくとも図3に示すように目標波形生成器4、スイッチング制御器5としての機能を発揮する。
Specifically, the control mechanism is, for example, a computer having a CPU, a memory, an A/D converter, a D/A converter, and various input/output means, and a control program for the
目標波形生成器4は、インバータ回路3から出力される電圧の目標波形を生成し、スイッチング制御器5に対して出力する。スイッチング制御器5は、インバータ回路3から出力される電圧の出力波形が目標波形となるように各スイッチング素子の開閉を制御する。具体的にはスイッチング制御器5は、出力波形の示す電圧と目標波形の示す電圧の偏差を算出する電圧比較器51と、算出された偏差が小さくなるように各スイッチング素子のゲード駆動パルスを生成するゲート駆動パルス生成器52とを備えている。
The
次に目標波形生成器4の詳細について説明する。目標波形生成器4は、目標波形が第1目標電圧から第2目標電圧に遷移する遷移区間を含む場合には、第2目標電圧に遷移する遷移完了時点でのコモンモードに寄生的に挿入されるLC共振による共振電流がゼロとなるように前記遷移完了時点と前記共振電流の位相を合わせるように構成されている。本実施形態では第1目標電圧よりも第2目標電圧は低い電圧であり、第2目標電圧はゼロである。また、遷移区間では例えば第1目標電圧から第2目標電圧に向かってランプ状に電圧が降下する。
Next, details of the
遷移区間の遷移時間(時間長さ)は、図3におけるグラフに示すようにLC共振の共振周期の整数倍と実質的に一致するように設定される。図4のグラフに示すように遷移区間の時間長さがLC共振の共振周期の整数倍となる場合には、遷移区間終了後には共振による電圧振動がほとんど存在しないようにできる。このような効果は、インバータ回路3の出力電圧をVout、コモンモードの寄生インダクタンスSIをL、コモンモードの寄生容量SCをC、LC共振の各周波数をωn=1/(LC)^(1/2)、寄生容量SCに印加される電圧をVC(t)、寄生インダクタンスSIに両端電圧をVL(t)、寄生インダクタンスSIに流れる電流をiL(t)、Voutの遷移時間をtf、任意の整数をNとした場合に、各電圧及び電流は図5に示すグラフ及び式で表すことができる。Vout、VC(t)、iL(t)のそれぞれにtf=N・2π/ωnを代入すると、それぞれゼロになることが分かる。したがって、t=tf以降、すなわち、遷移区間が終了した後には共振が発生しないことになる。
The transition time (length of time) of the transition interval is set to substantially match an integral multiple of the resonance period of the LC resonance, as shown in the graph of FIG. As shown in the graph of FIG. 4, when the time length of the transition interval is an integral multiple of the resonance cycle of the LC resonance, voltage oscillation due to resonance can be almost eliminated after the transition interval ends. Such an effect is obtained by setting the output voltage of the
このように構成された第1実施形態のインバータ装置100であれば、インバータ回路3から出力される電圧の遷移区間において、その遷移時間が各寄生要素に起因するLC共振の共振周期の整数倍となるように設定されているので、遷移期間終了後には共振が発生しないようにできる。したがって、従来のようにスイッチング素子のスイッチングスピードを遅くして共振が発生しないようにする必要がなく、スイッチングスピードは速くしたままにできる。このため、スイッチングによる損失を低減しつつ、出力電圧が遷移しても寄生要素に起因するリンギングが発生するのを抑制することができる。また、EMI対策が難しい低域の共振周波数のノイズ成分を抑制でき、共振を直接抑制できるので、フェライトコア等のノイズ対策部品も削減可能となる。加えて、従来と同様に逆回復電流によるピークについても抑制できる。
In the
次に第2実施形態のインバータ装置100について、図6を参照しながら説明する。なお、第1実施形態において説明した各部と対応する部分については同じ符号を付すこととする。
Next, the
第2実施形態のインバータ装置100は、コモン電流検出器6としてインバータ回路3の出力端と圧縮機との間を接続するケーブルにロゴスキーコイル61が設けてある。具体的にはロゴスキーコイル61で圧縮機に接続される3本のケーブルを束ねてある。ロゴスキーコイル61で得られるのはコモン電流の微分波形であるため、この微分波形を積分器に通すことでコモン電流波形に変換する。得られたコモン電流波形に基づいて1又は複数の検出器によってコモン電流の振幅、位相情報が抽出される。検出器は例えば振幅と位相情報を得るためのA/Dコンバータを用いることができる。また、検出器は位相情報を得るコンパレータ回路と,振幅情報を得るピークホールド回路であってもかまわない。ロゴスキーコイル61で得られるコモン電流の位相及び振幅の情報に基づいて目標波形生成器4は、遷移区間の開始タイミングと遷移時間を決定する。すなわち、遷移期間の開始タイミングはLC共振の発生タイミングとほぼ一致するように設定される。
In the
このように第2実施形態のインバータ装置100であれば、LC共振の発生タイミングやその共振周期をコモン電流検出器6であるロゴスキーコイル61によって得られるので、目標波形における遷移区間の遷移時間を正確に共振周期の整数倍に設定するとともに、遷移区間の開始タイミングとLC共振の発生タイミングを揃えることができる。このため、遷移区間終了時点において、共振電流がゼロとなるようにできるので、以降には共振がほとんど発生しないようできる。
As described above, with the
次に第3実施形態のインバータ装置100について、図7及び図8を参照しながら説明する。
Next, the
第3実施形態では目標波形生成器4は、図7に示すように目標波形又は出力波形をフーリエ変換した場合に、LC共振の共振周波数付近のフーリエ係数が他のフーリエ係数に対して相対的にゼロとみなせる値となるように遷移区間の波形を生成するように構成されている。ここで、相対的にゼロとみなすことができるとは、フーリエ変換後のスペクトラムにおいて源信号成分の振幅に対して、30~40dB以下であることをいう。
In the third embodiment, when the target waveform or the output waveform is Fourier-transformed as shown in FIG. 7, the
このような第3実施形態のインバータ装置100であれば、LC共振回路に共振電流をほとんど発生させないようにできるので、遷移期間終了後のリンギングをさらに抑制することができる。
With the
第3実施形態の変形例について説明する。図8に示すように目標波形生成器4は目標波形又は出力波形をフーリエ変換した場合に、所定次数よりも高次のフーリエ係数が他のフーリエ係数に対して相対的にゼロとみなせる値となるように遷移区間の波形を生成してもよい。
A modification of the third embodiment will be described. As shown in FIG. 8, when the
次に第4実施形態のインバータ装置100について、図9を参照しながら説明する。
Next, the
第4実施形態はインバータ回路3におけるハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子のスイッチング制御に特徴がある。すなわち、目標波形生成器4が、ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子に個別の目標波形を生成するように構成されており、図9のグラフに示すようにローサイドスイッチング素子に対する目標波形の遷移区間が、ハイサイドスイッチング素子のストレージチャージ完了時刻から開始されるように設定される。
The fourth embodiment is characterized by switching control of the high-side switching element and the low-side switching element in the
このような第4実施形態のインバータ装置100であれば、ハイサイドスイッチング素子に電流が流れていてVoutが低インピーダンスとなることでローサイドスイッチング素子の制御が困難になる状態では、ローサイドスイッチング素子の制御が行われない。すなわち、ハイサイドスイッチング素子の電流がゼロになるタイミングでローサイドスイッチング素子の制御が開始されるので、安定的な制御を実現できる。
In the
第4実施形態の変形例について説明する。第4実施形態における制御をより正確に行えるようにするには、ハイサイド電流を検出するための電流検出器を設けておき、この電流検出器で検出される電流がゼロとなるタイミングでローサイドスイッチング素子の目標電圧波形が遷移区間に入るように構成してもよい。また、ハイサイドスイッチング素子の制御を開始するタイミングは、ローサイドスイッチング素子に流れる電流がゼロとなった時点であればよい。すなわち、前述した第4実施形態においてハイサイドとローサイドを読み替えた構成で実現できる。 A modification of the fourth embodiment will be described. In order to perform the control in the fourth embodiment more accurately, a current detector for detecting the high side current is provided, and the low side switching is performed at the timing when the current detected by this current detector becomes zero. The device target voltage waveform may be configured to fall into the transition interval. Moreover, the timing of starting control of the high-side switching element may be the time when the current flowing through the low-side switching element becomes zero. That is, it can be realized by a configuration in which the high side and the low side are read interchangeably in the above-described fourth embodiment.
次に第5実施形態のインバータ装置100について、図10及び図11を参照しながら説明する。
Next, the
第5実施形態では図10のグラフに示すように目標波形生成器4が、目標波形が第1目標電圧から第2目標電圧に低下させる遷移区間を含む場合には、所定時点から前記第2目標電圧に遷移する遷移完了時点までの期間では前記第1目標電圧よりも小さく前記第2目標電圧よりも所定値VCだけ大きい維持電圧で維持されるように目標波形を生成するように構成されている。
In the fifth embodiment, as shown in the graph of FIG. 10, when the target waveform includes a transition section in which the target voltage is lowered from the first target voltage to the second target voltage, the
ここで、所定値VCによる電圧制御によって、LC共振直列のQ値を0.5~3程度の範囲になるようにしている。なお、Q=1/R*(L/C)^(1/2)、R=VC/IPであって、IPは共振電流のピーク値、Lは寄生インダクタンスSIの値、Cは寄生容量SCの値である。 Here, the Q value of the LC resonant series is set within the range of about 0.5 to 3 by voltage control with a predetermined value VC. Q=1/R*(L/C)^(1/2), R=VC/IP, where IP is the peak value of the resonant current, L is the value of the parasitic inductance SI, and C is the parasitic capacitance SC is the value of
このような第5実施形態のインバータ装置100であれば、図11のグラフに示すように遷移区間において電圧がゼロとなる前に所定期間、ゼロから所定値VCだけ大きい維持電圧で維持することによって共振電流のエネルギーを消費することができる。このような維持電圧を設ける補正を遷移区間に行わない場合には、遷移区間終了後にも共振電流の大きな振幅が残存するのに対して、第5実施形態であれば遷移区間終了後は共振電流の振幅を抑制できる。また、従来のようにスイッチングスピードを落として共振電流を抑制する場合と比較すると、スイッチングにおける損失も低減できていることが分かる。言い換えると、第5実施形態のインバータ装置100であれば、遷移区間における電圧勾配は急峻にしてスイッチング損失を低減しつつ、遷移区間が終了してからはリンギングを十分に抑制できる。
In the
第5実施形態の変形例について説明する。 A modification of the fifth embodiment will be described.
その他の実施形態について説明する。VCの電圧を高くして、Q値を1以下にすることで、さらに共振エネルギーの減衰を速く収束させることができるが、インバータ回路3のスイッチング素子における損失が増大するトレードオフが存在する。このため、双方を許容できる範囲内において、VCの値を設定すればよい。
Other embodiments will be described. By increasing the voltage of VC and setting the Q value to 1 or less, the attenuation of the resonance energy can be converged more quickly, but there is a trade-off that loss in the switching elements of the
その他の実施形態について説明する。 Other embodiments will be described.
本発明に係るインバータ装置は圧縮機に適用されるものに限られず、様々な負荷に接続して用いてもよい。すなわち、負荷は交流機であればよい。 The inverter device according to the present invention is not limited to being applied to compressors, and may be used by being connected to various loads. That is, the load may be an alternator.
また、本発明の趣旨に反しない限りにおいて、各実施形態の一部同士の組み合わせを行ったり、各実施形態の一部を変形したりしても構わない。 Moreover, as long as it does not violate the gist of the present invention, it is possible to combine parts of each embodiment with each other, or to modify a part of each embodiment.
1 :三相交流電源
2 :コンバータ回路
3 :インバータ回路
4 :目標波形生成器
5 :スイッチング制御器
6 :コモン電流検出器
51 :電圧比較器
52 :ゲート駆動パルス生成器
61 :ロゴスキーコイル
100 :インバータ装置
SC :寄生容量
SI :寄生インダクタンス
1: Three-phase AC power supply 2: Converter circuit 3: Inverter circuit 4: Target waveform generator 5: Switching controller 6: Common current detector 51: Voltage comparator 52: Gate drive pulse generator 61: Rogowski coil 100: Inverter device SC: parasitic capacitance SI: parasitic inductance
Claims (11)
前記インバータ回路から出力される電圧の目標波形を生成する目標波形生成器と、
前記インバータ回路から出力される電圧の出力波形が前記目標波形となるように前記複数のスイッチ素子の開閉を制御するスイッチング制御器と、を備え、
前記目標波形生成器が、前記目標波形が第1目標電圧から第2目標電圧に低下させる遷移区間を含む場合には、所定時点から前記第2目標電圧に遷移する遷移完了時点までの期間では前記第1目標電圧よりも小さく前記第2目標電圧よりも所定値VCだけ大きい維持電圧で維持されるように目標波形を生成するように構成されたことを特徴とするインバータ装置。 an inverter circuit that includes a plurality of switching elements, converts an input DC voltage into an AC voltage, and outputs the AC voltage to a load;
a target waveform generator for generating a target waveform of the voltage output from the inverter circuit;
a switching controller that controls opening and closing of the plurality of switch elements so that the output waveform of the voltage output from the inverter circuit becomes the target waveform;
In the case where the target waveform generator includes a transition section in which the target waveform is lowered from the first target voltage to the second target voltage, the period from a predetermined point to the transition completion point of transition to the second target voltage is the An inverter device configured to generate a target waveform so as to maintain a sustain voltage that is lower than a first target voltage and higher than the second target voltage by a predetermined value VC.
前記目標波形生成器が、前記ハイサイドスイッチング素子と前記ローサイドスイッチング素子に個別の目標波形を生成するように構成されており、
前記ローサイドスイッチング素子に対する前記目標波形の前記遷移区間が、前記ハイサイドスイッチング素子のストレージチャージ完了時刻から開始されるように設定される請求項1乃至6いずれかに記載のインバータ装置。 the plurality of switching elements includes a high-side switching element and a low-side switching element;
wherein the target waveform generator is configured to generate separate target waveforms for the high side switching device and the low side switching device;
7. The inverter device according to claim 1, wherein said transition section of said target waveform for said low-side switching element is set to start from a storage charge completion time of said high-side switching element.
前記インバータ回路の出力する電圧と、対応する時刻における前記目標波形の電圧との偏差を算出する電圧比較器と、
前記電圧比較器で算出される偏差が小さくなるように前記複数のスイッチング素子の各ゲートを制御するゲート駆動パルス生成器と、を備えた請求項1乃至7いずれかに記載のインバータ装置。 The switching controller is
a voltage comparator that calculates the deviation between the voltage output from the inverter circuit and the voltage of the target waveform at the corresponding time;
8. The inverter device according to claim 1, further comprising a gate drive pulse generator that controls each gate of said plurality of switching elements so that the deviation calculated by said voltage comparator becomes small.
前記目標波形生成器が、前記コモン電流に基づいて前記遷移区間の開始時点を設定するように構成された請求項1乃至8いずれかに記載のインバータ装置。 further comprising a common current detector for detecting the common current,
9. The inverter device according to any one of claims 1 to 8, wherein said target waveform generator is configured to set the start time of said transition interval based on said common current.
前記インバータ回路から出力される電圧の目標波形を生成する目標波形生成ステップと、
前記インバータ回路から出力される電圧の出力波形が前記目標波形となるように前記複数のスイッチ素子の開閉を制御するスイッチング制御ステップと、を備え、
前記目標波形生成ステップにおいて、前記目標波形が第1目標電圧から第2目標電圧に低下させる遷移区間を含む場合には、所定時点から前記第2目標電圧に遷移する遷移完了時点までの期間では前記第1目標電圧よりも小さく前記第2目標電圧よりも所定値VCだけ大きい維持電圧で維持されるように目標波形を生成することを特徴とするインバータ装置の制御方法。 A control method for an inverter device including an inverter circuit that includes a plurality of switching elements and converts an input DC voltage into an AC voltage and outputs the AC voltage to a load,
a target waveform generating step of generating a target waveform of the voltage output from the inverter circuit;
a switching control step of controlling opening and closing of the plurality of switch elements so that the output waveform of the voltage output from the inverter circuit becomes the target waveform;
In the target waveform generating step, if the target waveform includes a transition section in which the first target voltage is decreased to the second target voltage, the period from a predetermined time point to the transition completion time point of transition to the second target voltage is the A control method for an inverter device, wherein a target waveform is generated so as to maintain a sustain voltage that is lower than a first target voltage and higher than the second target voltage by a predetermined value VC.
前記インバータ回路から出力される電圧の目標波形を生成する目標波形生成器と、
前記インバータ回路から出力される電圧の出力波形が前記目標波形となるように前記複数のスイッチ素子の開閉を制御するスイッチング制御器としての機能をコンピュータに発揮させるものであり、
前記目標波形生成器が、前記目標波形が第1目標電圧から第2目標電圧に低下させる遷移区間を含む場合には、所定時点から前記第2目標電圧に遷移する遷移完了時点までの期間では前記第1目標電圧よりも小さく前記第2目標電圧よりも所定値VCだけ大きい維持電圧で維持されるように目標波形を生成するように構成されたことを特徴とするインバータ装置用の制御プログラム。
A control program for an inverter device including an inverter circuit that includes a plurality of switching elements and converts an input DC voltage into an AC voltage and outputs the AC voltage to a load,
a target waveform generator for generating a target waveform of the voltage output from the inverter circuit;
causing a computer to exhibit a function as a switching controller that controls opening and closing of the plurality of switch elements so that the output waveform of the voltage output from the inverter circuit becomes the target waveform,
In the case where the target waveform generator includes a transition section in which the target waveform is lowered from the first target voltage to the second target voltage, the period from a predetermined point to the transition completion point of transition to the second target voltage is the A control program for an inverter device, characterized in that it is configured to generate a target waveform so as to maintain a sustain voltage that is lower than a first target voltage and higher than the second target voltage by a predetermined value VC.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2021071098A JP2022165666A (en) | 2021-04-20 | 2021-04-20 | Inverter device, control method for inverter device, and control program for inverter device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2021071098A JP2022165666A (en) | 2021-04-20 | 2021-04-20 | Inverter device, control method for inverter device, and control program for inverter device |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2022165666A true JP2022165666A (en) | 2022-11-01 |
Family
ID=83851174
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2021071098A Pending JP2022165666A (en) | 2021-04-20 | 2021-04-20 | Inverter device, control method for inverter device, and control program for inverter device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2022165666A (en) |
-
2021
- 2021-04-20 JP JP2021071098A patent/JP2022165666A/en active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5314724B2 (en) | DC power supply | |
US8339817B2 (en) | Method of operating a resonant power converter and a controller therefor | |
JP3861220B2 (en) | DC-DC converter | |
US8179066B2 (en) | Method for controlling a load with a predominantly inductive character and a device applying such a method | |
MXPA00009151A (en) | Switching power circuit. | |
CN106992535B (en) | Constant current pre-charging method for high-voltage direct-current bus capacitor of electric energy router | |
US6246209B1 (en) | Control device for alternating current motor | |
US20170063216A1 (en) | Power conversion device | |
WO2019021159A1 (en) | Switch control circuit for a gate drive | |
Huber et al. | 1.8-MHz, 48-V resonant VRM: Analysis, design, and performance evaluation | |
US7158389B2 (en) | Switching power supply circuit | |
US20220014105A1 (en) | Isolated DC/DC Converter with Secondary-Side Full Bridge Diode Rectifier and Asymmetrical Auxiliary Capacitor | |
JP2022165666A (en) | Inverter device, control method for inverter device, and control program for inverter device | |
JP2022165657A (en) | Inverter device, control method for inverter device, and control program for inverter device | |
CN102299635A (en) | Converter power supply device | |
EP2058930A1 (en) | Mixed flyback-forward topology converter with reduced ripple current. | |
Soares et al. | Switching cell with frequency modulation for CCM voltage-follower converters | |
Yoon et al. | Off-time control of LLC resonant half-bridge converter to prevent audible noise generation under a light-load condition | |
CN110870190A (en) | Inverter device and control method of inverter device | |
JP7533014B2 (en) | Integrated circuits, power supply circuits | |
JPWO2010082553A1 (en) | Power converter with output filter | |
JP3175388B2 (en) | Switching power supply | |
JP5676990B2 (en) | Switching method for power converter | |
Bagawade et al. | Novel high-gain hybrid current-driven DC-DC converter topology | |
RU2447571C1 (en) | Converter |