JP2022164372A - Booster circuit and welding power supply device including booster circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、昇圧回路、および、当該昇圧回路を備える溶接電源装置に関する。 BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a booster circuit and a welding power supply including the booster circuit.
溶接電源装置は、電力系統から入力される交流電圧を整流回路によって整流し、インバータ回路によって高周波電圧に変換し、トランスによって変圧し、整流回路によって整流する。電力系統の電圧は国によって異なるので、溶接電源装置を他国でも使用可能にするためには、例えば、整流回路とインバータ回路との間に昇圧回路を配置し、インバータ回路に入力される直流電圧を所定電圧に昇圧することが考えられる。 A welding power supply rectifies an AC voltage input from a power system with a rectifier circuit, converts it into a high-frequency voltage with an inverter circuit, transforms it with a transformer, and rectifies it with a rectifier circuit. Since the voltage of the electric power system differs from country to country, in order to use the welding power supply in other countries, for example, a booster circuit is placed between the rectifier circuit and the inverter circuit to increase the DC voltage input to the inverter circuit. It is conceivable to boost the voltage to a predetermined voltage.
従来、インターリーブ方式の昇圧回路が知られている。インターリーブ方式の昇圧回路は、複数の昇圧コンバータが並列接続されており、各昇圧コンバータのスイッチング手段を互いに位相をずらして駆動させる。これにより、入出力電流のリップルが軽減される。例えば、特許文献１には、インターリーブ方式のスイッチングコンバータが開示されている。 Conventionally, an interleaved booster circuit is known. In an interleaved booster circuit, a plurality of booster converters are connected in parallel, and the switching means of each booster converter are driven out of phase with each other. This reduces input/output current ripple. For example, Patent Document 1 discloses an interleaved switching converter.
溶接電源装置が接続される電力系統の電圧は、国によって大きく異なる。例えば、２００Ｖの国もあるし、５７５Ｖの国もある。したがって、溶接電源装置に配置される昇圧回路は、入力電圧が低い場合でも高い場合でも、有効に機能する昇圧回路が求められる。しかしながら、インターリーブ方式の昇圧回路は、入力電圧が低い場合、昇圧比を大きくするためにデューティ比を大きくすると、各スイッチング手段のオンが重なり合ってしまうので、リップルの軽減という効果を奏さなくなる。 The voltage of the power system to which the welding power supply is connected varies greatly from country to country. For example, there are 200V countries and 575V countries. Therefore, the booster circuit arranged in the welding power supply is required to function effectively regardless of whether the input voltage is low or high. However, when the input voltage of the interleaved booster circuit is low, if the duty ratio is increased in order to increase the boost ratio, the switching means are turned on at the same time, so the effect of reducing ripple is lost.
本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、広い範囲の入力電圧に対して、有効に機能する昇圧回路を提供することをその目的としている。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a booster circuit that effectively functions over a wide range of input voltages.
上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。 In order to solve the above problems, the present invention takes the following technical means.
本発明の第１の側面によって提供される昇圧回路は、それぞれがスイッチング手段を有し、かつ、互いに並列接続された複数の昇圧コンバータと、前記複数の昇圧コンバータの各スイッチング手段を駆動させる制御部とを備え、前記制御部は、前記各スイッチング手段を互いに位相をずらして駆動させる第１駆動モードと、前記各スイッチング手段を同じ位相で駆動させる第２駆動モードとを切り替える。 A booster circuit provided by a first aspect of the present invention includes a plurality of booster converters each having a switching means and connected in parallel with each other, and a control unit for driving each switching means of the plurality of booster converters. and the control unit switches between a first drive mode in which the switching means are driven with a phase difference from each other and a second drive mode in which the switching means are driven in the same phase.
本発明の好ましい実施の形態においては、前記昇圧回路の入力電圧を検出する入力電圧センサをさらに備え、前記制御部は、前記入力電圧が所定の第１電圧以上の場合には第１駆動モードになり、前記入力電圧が前記第１電圧未満の場合には第２駆動モードになる。 In a preferred embodiment of the present invention, an input voltage sensor that detects an input voltage of the booster circuit is further provided, and the control section switches to the first drive mode when the input voltage is equal to or higher than a predetermined first voltage. When the input voltage is less than the first voltage, the second drive mode is entered.
本発明の好ましい実施の形態においては、前記昇圧回路の出力電圧を検出する出力電圧センサをさらに備え、前記制御部は、前記各スイッチング手段を駆動させないときの前記出力電圧が所定の第１電圧以上の場合には第１駆動モードになり、前記出力電圧が前記第１電圧未満の場合には第２駆動モードになる。 In a preferred embodiment of the present invention, an output voltage sensor for detecting an output voltage of the booster circuit is further provided, and the control unit controls the output voltage when the switching means are not driven to be equal to or higher than a predetermined first voltage. , the first drive mode is entered, and when the output voltage is less than the first voltage, the second drive mode is entered.
本発明の好ましい実施の形態においては、前記昇圧回路の出力電圧を検出する出力電圧センサをさらに備え、前記制御部は、前記出力電圧が所定の第２電圧以上の間は第１駆動モードを継続し、前記出力電圧が前記第２電圧未満の間は第２駆動モードに切り替わる。 In a preferred embodiment of the present invention, an output voltage sensor that detects the output voltage of the booster circuit is further provided, and the control section continues the first drive mode while the output voltage is equal to or higher than a predetermined second voltage. and, while the output voltage is less than the second voltage, the driving mode is switched to the second driving mode.
本発明の第２の側面によって提供される溶接電源装置は、本発明の第１の側面によって提供される昇圧回路と、前記昇圧回路に直流電圧を入力する第１整流回路と、前記昇圧回路から入力される直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、前記高周波電圧を変圧するトランスと、前記トランスによって変圧された高周波電圧を整流する第２整流回路と、前記インバータ回路を制御する制御回路とを備える。 A welding power supply provided by a second aspect of the present invention comprises a booster circuit provided by the first aspect of the present invention, a first rectifier circuit for inputting a DC voltage to the booster circuit, and a an inverter circuit that converts an input DC voltage into a high-frequency voltage; a transformer that transforms the high-frequency voltage; a second rectifier circuit that rectifies the high-frequency voltage transformed by the transformer; and a control circuit that controls the inverter circuit. Prepare.
本発明に係る昇圧回路は、互いに並列接続された複数の昇圧コンバータを備えている。そして、制御部は、第１駆動モードと第２駆動モードとで切り替え可能である。制御部は、入力電圧が高い場合に、各スイッチング手段を互いに位相をずらして駆動させて（第１駆動モード）、インターリーブ制御を行うことができる。この場合、本発明に係る昇圧回路は、入出力電流のリップルを軽減できる。一方、制御部は、入力電圧が低い場合に、各スイッチング手段を同じ位相で駆動させて（第２駆動モード）、複数の昇圧コンバータを並列運転させることができる。この場合、本発明に係る昇圧回路は、デューティ比を大きくできる。また、オン時間が長くなることで入力電流が大きくなるが、入力電流は各昇圧コンバータに分散して流れるので、各昇圧コイルに流れる電流を抑制可能である。このように、本発明に係る昇圧回路は、広い範囲の入力電圧に対して、有効に機能する。 A booster circuit according to the present invention comprises a plurality of booster converters connected in parallel. The controller can switch between the first drive mode and the second drive mode. When the input voltage is high, the control section can drive the switching means out of phase with each other (first drive mode) to perform interleave control. In this case, the booster circuit according to the present invention can reduce input/output current ripples. On the other hand, when the input voltage is low, the controller can drive the switching means in the same phase (second drive mode) to operate the plurality of boost converters in parallel. In this case, the booster circuit according to the present invention can increase the duty ratio. In addition, although the input current increases as the ON time increases, the input current flows in each boost converter in a distributed manner, so the current flowing in each boost coil can be suppressed. Thus, the booster circuit according to the present invention functions effectively with respect to a wide range of input voltages.
本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。 Other features and advantages of the present invention will become more apparent from the detailed description given below with reference to the accompanying drawings.
以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る昇圧回路を溶接電源装置に用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。 BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings, taking as an example a case where a booster circuit according to the present invention is used in a welding power supply.
〔第１実施形態〕
図１は、第１実施形態に係る昇圧回路７を説明するための図である。図１（ａ）は、昇圧回路７を備えた溶接電源装置Ａの全体構成を示す図である。図１（ｂ）は、昇圧回路７を示す回路図である。
[First embodiment]
FIG. 1 is a diagram for explaining a
溶接電源装置Ａは、溶接トーチＴの電極の先端と、被加工物Ｗとの間にアークを発生させ、アークに電力を供給するものである。溶接電源装置Ａは、図１（ａ）に示すように、整流回路１、昇圧回路７、インバータ回路２、トランス３、整流回路４、制御回路５、および電流センサ６を備えている。
The welding power supply A generates an arc between the tip of the electrode of the welding torch T and the workpiece W, and supplies power to the arc. The welding power supply A includes a rectifier circuit 1, a
整流回路１は、電力系統Ｂから入力される交流電圧を整流して、直流電圧を出力する。昇圧回路７は、整流回路１から入力される直流電圧を所定電圧に昇圧して出力する。なお、昇圧回路７の詳細は後述する。インバータ回路２は、昇圧回路７から入力される直流電圧を高周波電圧に変換して、トランス３に出力する。トランス３は、インバータ回路２から入力される高周波電圧を変圧して、整流回路４に出力する。整流回路４は、トランス３から入力される高周波電圧を整流して、直流電圧を出力する。電流センサ６は、整流回路４が出力する直流電流を検出する。制御回路５は、出力電流制御を行っており、電流センサ６が検出した電流に基づいて駆動信号を生成し、インバータ回路２に出力する。
The rectifier circuit 1 rectifies an AC voltage input from a power system B and outputs a DC voltage. The
本実施形態では、溶接電源装置Ａは、様々な電圧の電力系統Ｂに接続可能である。電力系統Ｂから入力される交流電圧は、整流回路１で直流電圧に変換される。昇圧回路７は、整流回路１から入力される直流電圧を所定電圧に昇圧して、インバータ回路２に出力する。
In this embodiment, the welding power supply A can be connected to power systems B of various voltages. An AC voltage input from the power system B is converted into a DC voltage by the rectifier circuit 1 . The
昇圧回路７は、図１（ｂ）に示すように、直流電圧を入力される第１入力端子Ｐ１および第２入力端子Ｐ２と、昇圧後の直流電圧を出力する第１出力端子Ｐ３および第２出力端子Ｐ４とを備えている。第１入力端子Ｐ１は整流回路１の正極側の出力端子に接続され、第２入力端子Ｐ２は整流回路１の負極側の出力端子に接続されている。第１出力端子Ｐ３はインバータ回路２の正極側の入力端子に接続され、第２出力端子Ｐ４はインバータ回路２の負極側の入力端子に接続されている。第２入力端子Ｐ２と第２出力端子Ｐ４とは、接続されている。また、昇圧回路７は、昇圧コンバータ７１，７２、コンデンサＣ、入力電圧センサ７４，出力電圧センサ７５、および制御部７６を備えている。
As shown in FIG. 1(b), the
昇圧コンバータ７１は、コイルＬ１、スイッチング素子Ｑ１、およびダイオードＤ１を備えている。コイルＬ１およびダイオードＤ１は、第１入力端子Ｐ１と第１出力端子Ｐ３との間で、直列接続されている。具体的には、コイルＬ１の第１端子が第１入力端子Ｐ１に接続されており、コイルＬ１の第２端子がダイオードＤ１のアノード端子に接続されている。また、ダイオードＤ１のカソード端子が第１出力端子Ｐ３に接続されている。なお、コイルＬ１およびダイオードＤ１の種類は限定されない。スイッチング素子Ｑ１は、コイルＬ１とダイオードＤ１との接続部と、第２入力端子Ｐ２との間に接続されている。本実施形態において、スイッチング素子Ｑ１は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）である。なお、スイッチング素子Ｑ１の種類は、限定されず、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やバイポーラトランジスタなどの他のトランジスタであってもよい。スイッチング素子Ｑ１のコレクタ端子がコイルＬ１とダイオードＤ１との接続部に接続され、エミッタ端子が第２入力端子Ｐ２に接続されている。コレクタ端子とエミッタ端子との間には、還流ダイオードが逆並列に接続されている。ゲート端子は、制御部７６に接続され、駆動信号Ｄr１を入力される。第１入力端子Ｐ１と第２入力端子Ｐ２との間に入力される入力電圧は、スイッチング素子Ｑ１がオンの間、コイルＬ１に印加される。そして、スイッチング素子Ｑ１がオフの間、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが放出されることで、入力電圧が昇圧された出力電圧として出力される。なお、昇圧コンバータ７１の回路構成は限定されない。
昇圧コンバータ７２は、コイルＬ２、スイッチング素子Ｑ２、およびダイオードＤ２を備えている。コイルＬ２およびダイオードＤ２は、第１入力端子Ｐ１と第１出力端子Ｐ３との間で、直列接続されている。具体的には、コイルＬ２の第１端子が第１入力端子Ｐ１に接続されており、コイルＬ２の第２端子がダイオードＤ２のアノード端子に接続されている。また、ダイオードＤ２のカソード端子が第１出力端子Ｐ３に接続されている。なお、コイルＬ２およびダイオードＤ２の種類は限定されない。スイッチング素子Ｑ２は、コイルＬ２とダイオードＤ２との接続部と、第２入力端子Ｐ２との間に接続されている。本実施形態において、スイッチング素子Ｑ２は、ＩＧＢＴである。なお、スイッチング素子Ｑ２の種類は、限定されない。スイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子がコイルＬ２とダイオードＤ２との接続部に接続され、エミッタ端子が第２入力端子Ｐ２に接続されている。コレクタ端子とエミッタ端子との間には、還流ダイオードが逆並列に接続されている。ゲート端子は、制御部７６に接続され、駆動信号Ｄr２を入力される。第１入力端子Ｐ１と第２入力端子Ｐ２との間に入力される入力電圧は、スイッチング素子Ｑ２がオンの間、コイルＬ２に印加される。そして、スイッチング素子Ｑ２がオフの間、コイルＬ２に蓄積されたエネルギーが放出されることで、入力電圧が昇圧された出力電圧として出力される。なお、昇圧コンバータ７２の回路構成は限定されない。
このように、昇圧コンバータ７１と昇圧コンバータ７２とは、互いに並列接続されている。スイッチング素子Ｑ１が駆動信号Ｄr１に応じてスイッチングを行い、スイッチング素子Ｑ２が駆動信号Ｄr２に応じてスイッチングを行うことで、第１入力端子Ｐ１および第２入力端子Ｐ２から入力された直流電圧が所定の直流電圧に昇圧されて、第１出力端子Ｐ３および第２出力端子Ｐ４から出力される。
Thus, boost
コンデンサＣは、第１出力端子Ｐ３と第２出力端子Ｐ４との間に接続されている。なお、コンデンサＣの種類は限定されない。また、コンデンサＣは、昇圧コンバータ７２に含まれず、第１出力端子Ｐ３と第２出力端子Ｐ４とに外付けされてもよい。
A capacitor C is connected between the first output terminal P3 and the second output terminal P4. Note that the type of capacitor C is not limited. Also, the capacitor C may be externally attached to the first output terminal P3 and the second output terminal P4 instead of being included in the
入力電圧センサ７４は、第１入力端子Ｐ１と第２入力端子Ｐ２との間に接続されており、昇圧回路７の入力電圧Ｖinを検出する。入力電圧センサ７４は、検出した入力電圧Ｖinを制御部７６に入力する。
The
出力電圧センサ７５は、第１出力端子Ｐ３と第２出力端子Ｐ４との間に接続されており、昇圧回路７の出力電圧Ｖoutを検出する。出力電圧センサ７５は、検出した出力電圧Ｖoutを制御部７６に入力する。
The
制御部７６は、昇圧回路７の出力電圧Ｖoutをフィードバック制御する。制御部７６は、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御部７６は、出力電圧センサ７５から入力される出力電圧Ｖoutと、入力電圧センサ７４から入力される入力電圧Ｖinとに基づいて、スイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動信号Ｄr１、および、スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動信号Ｄr２を生成する。制御部７６は、生成した駆動信号Ｄr１をスイッチング素子Ｑ１に出力し、生成した駆動信号Ｄr２をスイッチング素子Ｑ２に出力する。
The
制御部７６は、出力電圧センサ７５から入力される出力電圧Ｖoutを、あらかじめ設定されている目標電圧Ｖout*にするための駆動信号Ｄr１，Ｄr２を生成する。目標電圧Ｖout*は、インバータ回路２の入力電圧の目標電圧として設定されている。駆動信号Ｄr１，Ｄr２の周期Ｔ0はあらかじめ設定されている。また、駆動信号Ｄr１，Ｄr２の周期Ｔ0に対するオン（ハイレベル）の時間であるデューティ比は、目標電圧Ｖout*に対する出力電圧Ｖoutの偏差に応じて変化する。
The
また、制御部７６は、入力電圧センサ７４から入力される入力電圧Ｖinに応じて、駆動信号Ｄr１，Ｄr２の出力方法を切り替える。具体的には、制御部７６は、入力電圧Ｖinが所定の第１電圧Ｖref1以上の場合には、駆動信号Ｄr１と駆動信号Ｄr２とを位相を１８０°ずらして出力する。この状態を、以下では、「第１駆動モード」と記載する。この場合、駆動信号Ｄr１を入力されたスイッチング素子Ｑ１と、駆動信号Ｄr２を入力されたスイッチング素子Ｑ２とは、互いに位相を１８０°ずらして駆動する。つまり、制御部７６は、インターリーブ制御を行う。一方、制御部７６は、入力電圧Ｖinが所定の第１電圧Ｖref1未満の場合には、駆動信号Ｄr１と駆動信号Ｄr２とを同じ位相で出力する。この状態を、以下では、「第２駆動モード」と記載する。この場合、駆動信号Ｄr１を入力されたスイッチング素子Ｑ１と、駆動信号Ｄr２を入力されたスイッチング素子Ｑ２とは、同じ位相で駆動する。つまり、制御部７６は、昇圧コンバータ７１，７２を並列運転させる。
Further, the
第１電圧Ｖref1は、昇圧コンバータ７１，７２を、第１駆動モードで駆動させるか、第２駆動モードで駆動させるかを切り替えるための閾値としてあらかじめ設定されている。第１電圧Ｖref1は、目標電圧Ｖout*などに応じて設定される。昇圧回路７では、駆動信号Ｄr１,Ｄr２のデューティ比に応じて、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖoutに昇圧される。昇圧回路７は、デューティ比が５０％の場合、入力電圧Ｖinを２倍の電圧にして出力する。しかし、インターリーブ制御において、入出力電流のリップルを軽減するという効果を奏するためには、駆動信号Ｄr１,Ｄr２のオンが重ならないようにする必要があるので、デューティ比を５０％より小さくする必要がある。つまり、入力電圧Ｖinが出力電圧Ｖoutの半分より大きくなければ、インターリーブ制御による効果を奏さない。したがって、第１電圧Ｖref1は、目標電圧Ｖout*の半分より大きい値が設定される。また、第１電圧Ｖref1は、負荷の変動による影響なども考慮して、実験やシミュレーションなどに基づいて、適宜設定される。
The first voltage Vref1 is set in advance as a threshold for switching between driving the
図２（ａ）は、制御部７６の一例を示す機能ブロック図である。図２（ｂ）は、制御部７６が出力する駆動信号Ｄr１，Ｄr２を示す波形図である。図２（ｃ）は、制御部７６が出力する駆動信号Ｄr１，Ｄr２、昇圧コンバータ７１が出力する電流Ｉ１、昇圧コンバータ７２が出力する電流Ｉ２、昇圧コンバータ７１および昇圧コンバータ７２の出力する出力電流Ｉoutを示す波形図である。
FIG. 2A is a functional block diagram showing an example of the
図２（ａ）に示すように、制御部７６は、機能ブロックとして、デューティ比調整部７６１、切替部７６２、第１パルス生成部７６３、第２パルス生成部７６４を備えている。デューティ比調整部７６１は、出力電圧センサ７５から出力電圧Ｖoutを入力され、目標電圧Ｖout*に対する偏差に基づいてデューティ比を調整する。デューティ比調整部７６１は、調整したデューティ比を切替部７６２に出力する。切替部７６２は、入力電圧センサ７４から入力電圧Ｖinを入力され、第１電圧Ｖref1と比較する。切替部７６２は、入力電圧Ｖinが第１電圧Ｖref1以上の場合、デューティ比調整部７６１から入力されたデューティ比を第１パルス生成部７６３に出力する。一方、入力電圧Ｖinが第１電圧Ｖref1未満の場合、切替部７６２は、デューティ比を第２パルス生成部７６４に出力する。
As shown in FIG. 2A, the
第２パルス生成部７６４は、切替部７６２から入力されたデューティ比と、あらかじめ設定されている周期Ｔ0とに基づいて、駆動信号Ｄr１，Ｄr２を生成する。第２パルス生成部７６４は、駆動信号Ｄr１と駆動信号Ｄr２とを同じ位相で出力する。図２（ｂ）は、第２パルス生成部７６４が出力する駆動信号Ｄr１，Ｄr２、すなわち、第２駆動モードのときに制御部７６が出力する駆動信号Ｄr１，Ｄr２の波形を示している。図２（ｂ）に示すように、駆動信号Ｄr１と駆動信号Ｄr２とが同じ位相なので、オン時間Ｔonを大きくすることができ、デューティ比（Ｔon／Ｔ0）を５０％以上にすることができる。
The second
第１パルス生成部７６３は、切替部７６２から入力されたデューティ比と、あらかじめ設定されている周期Ｔ0とに基づいて、駆動信号Ｄr１，Ｄr２を生成する。第１パルス生成部７６３は、駆動信号Ｄr１と駆動信号Ｄr２とを位相を１８０°ずらして出力する。図２（ｃ）は、第１パルス生成部７６３が出力する駆動信号Ｄr１，Ｄr２、すなわち、第１駆動モードのときに制御部７６が出力する駆動信号Ｄr１，Ｄr２の波形を示している。また、図２（ｃ）には、昇圧コンバータ７１が出力する電流Ｉ１、昇圧コンバータ７２が出力する電流Ｉ２、および、昇圧回路７の出力電流Iout（＝Ｉ１＋Ｉ２）の波形も示している。図２（ｃ）に示すように、駆動信号Ｄr１と駆動信号Ｄr２とでは位相が１８０°ずれている。駆動信号Ｄr１と駆動信号Ｄr２とでオンが重ならないようにするためには、オン時間Ｔonを大きくすることができず、デューティ比（Ｔon／Ｔ0）を５０％未満にする必要がある。また、電流Ｉ１および電流Ｉ２の変化の周期は、駆動信号Ｄr１および駆動信号Ｄr２と同じ周期Ｔ0であり、同じ周波数である。一方、電流Ｉ１と電流Ｉ２とが合成された出力電流Ioutの変化の周期は、電流Ｉ１および電流Ｉ２の変化の周期Ｔ0の半分になり、周波数は２倍になっている。また、出力電流Ioutのリップルは、電流Ｉ１および電流Ｉ２のリップルと比較して、軽減されている。
The first
なお、制御部７６の機能構成は、図２（ａ）に示したものに限定されない。制御部７６は、入力電圧Ｖinに応じて、第１駆動モードと第２駆動モードとを切り替える構成であればよい。なお、制御部７６は、ディジタル回路として実現してもよいし、アナログ回路として実現してもよい。
Note that the functional configuration of the
溶接電源装置Ａの昇圧回路７は、溶接電源装置Ａが接続された電力系統Ｂの電圧に応じて、制御部７６での制御を第１駆動モードと第２駆動モードとで切り替える。したがって、昇圧回路７は、電力系統Ｂの電圧が高い場合には、第１駆動モードによりインターリーブ制御を行い、電力系統Ｂの電圧が低い場合には、第２駆動モードにより並列運転を行う。
The
次に、昇圧回路７の作用効果について説明する。
Next, the effects of the
本実施形態によると、昇圧回路７は、互いに並列接続された昇圧コンバータ７１および昇圧コンバータ７２を備えている。そして、制御部７６は、入力電圧Ｖinが高い場合に、駆動信号Ｄr１と駆動信号Ｄr２とを位相を互いに１８０°ずらして出力して（第１駆動モード）、インターリーブ制御を行う。この場合、昇圧率は低くていいので、デューティ比を小さくできる。したがって、昇圧回路７は、インターリーブ制御を有効に機能させて、入出力電流のリップルを軽減できる。一方、制御部７６は、入力電圧Ｖinが低い場合に、駆動信号Ｄr１と駆動信号Ｄr２とを同じ位相で出力して（第２駆動モード）、昇圧コンバータ７１および昇圧コンバータ７２を並列運転させる。この場合、昇圧回路７は、デューティ比を大きくして、昇圧率を高くできる。また、オン時間が長くなることで入力電流が大きくなるが、入力電流は昇圧コンバータ７１と昇圧コンバータ７２とに分散して流れるので、コイルＬ１,Ｌ２に流れる電流を抑制可能である。このように、昇圧回路７は、広い範囲の入力電圧に対して、有効に機能する。
According to this embodiment, the
また、本実施形態によると、制御部７６は、入力電圧センサ７４から入力される入力電圧Ｖinを第１電圧Ｖref1と比較して、第１駆動モードとするか第２駆動モードとするかを決定する。したがって、昇圧回路７は、入力電圧Ｖinに応じて、第１駆動モードと第２駆動モードとを、適切に切り替えることができる。
Further, according to the present embodiment, the
また、本実施形態によると、昇圧回路７は、制御部７６以外の構成は、従来のインターリーブ方式の昇圧回路と共通する。したがって、従来のインターリーブ方式の昇圧回路の制御部を制御部７６に置き換えるだけで、昇圧回路７とすることができる。制御部がマイクロコンピュータによって実現されている場合、当該制御部のプログラムを書き換えるだけで、昇圧回路７を実現できる。したがって、昇圧回路７は、従来のインターリーブ方式の昇圧回路の製造ラインを利用して製造可能である。
Further, according to the present embodiment, the configuration of the
また、本実施形態によると、溶接電源装置Ａの昇圧回路７は、溶接電源装置Ａが接続された電力系統Ｂの電圧に応じて、制御部７６での制御を第１駆動モードと第２駆動モードとで切り替える。したがって、溶接電源装置Ａは、電力系統Ｂの電圧が高い場合でも低い場合でも、昇圧回路７を有効に機能させて、インバータ回路２に所定電圧を供給することができる。これにより、溶接電源装置Ａは、電力系統Ｂの電圧が異なる国においても、使用可能である。
Further, according to the present embodiment, the
図３～図６は、本発明の他の実施形態を示している。なお、これらの図において、上記実施形態と同一または類似の要素には、上記実施形態と同一の符号を付して、重複する説明を省略する。 3-6 show another embodiment of the invention. In these figures, the same or similar elements as those in the above embodiment are denoted by the same reference numerals as those in the above embodiment, and redundant explanations are omitted.
〔第２実施形態〕
図３は、第２実施形態に係る昇圧回路７ａを説明するための図である。図３（ａ）は、昇圧回路７ａを示す回路図である。図３（ｂ）は、昇圧回路７ａの制御部７６ａの一例を示すブロック図である。本実施形態にかかる昇圧回路７ａは、制御部７６ａが出力電圧センサ７５から入力される出力電圧Ｖoutに応じて、第１駆動モードと第２駆動モードとを切り替える点で、昇圧回路７と異なる。
[Second embodiment]
FIG. 3 is a diagram for explaining the
本実施形態では、昇圧回路７ａは、図３（ａ）に示すように、入力電圧センサ７４を備えていない。制御部７６ａは、昇圧回路７ａが起動されるとすぐに、駆動信号Ｄr１，Ｄr２を出力するまでの間に、出力電圧センサ７５から出力電圧Ｖoutを入力される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が、駆動信号Ｄr１，Ｄr２を入力されず、駆動していない状態では、昇圧回路７ａは、昇圧動作を行わないので、入力電圧Ｖinをそのまま出力電圧Ｖoutとして出力する。したがって、出力電圧センサ７５が検出した出力電圧Ｖoutは、入力電圧Ｖinと同じである。制御部７６ａは、駆動信号Ｄr１，Ｄr２を出力する前に出力電圧センサ７５によって出力電圧Ｖoutを検出することで、入力電圧Ｖinを検出する。そして、制御部７６ａは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が駆動していないときの出力電圧Ｖout（すなわち入力電圧Ｖin）が所定の第１電圧Ｖref1以上の場合には第１駆動モードになり、当該出力電圧Ｖoutが所定の第１電圧Ｖref1未満の場合には第２駆動モードになる。
In this embodiment, the
図３（ｂ）に示すように、制御部７６ａの切替部７６２は、入力電圧Ｖinを入力されず、代わりに出力電圧Ｖoutを入力される。切替部７６２は、昇圧回路７ａが起動されるとすぐに駆動信号Ｄr１，Ｄr２を出力するまでの間に、出力電圧センサ７５から出力電圧Ｖoutを入力され、第１電圧Ｖref1と比較する。切替部７６２は、出力電圧Ｖout（＝入力電圧Ｖin）が第１電圧Ｖref1以上の場合、デューティ比調整部７６１から入力されたデューティ比を第１パルス生成部７６３に出力する。一方、出力電圧Ｖout（＝入力電圧Ｖin）が第１電圧Ｖref1未満の場合、切替部７６２は、デューティ比を第２パルス生成部７６４に出力する。切替部７６２は、その後、デューティ比の出力先を固定し、出力電圧Ｖoutの比較を行わない。
As shown in FIG. 3B, the
本実施形態においても、昇圧回路７ａは、入力電圧Ｖinが高い場合に、インターリーブ制御を有効に機能させて、入出力電流のリップルを軽減できる。また、昇圧回路７ａは、入力電圧Ｖinが低い場合に、デューティ比を大きくして昇圧率を高くでき、また、コイルＬ１,Ｌ２に流れる電流を抑制可能である。このように、昇圧回路７ａは、広い範囲の入力電圧に対して、有効に機能する。
Also in the present embodiment, the
また、本実施形態によると、制御部７６ａは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が駆動していないときの出力電圧Ｖout（すなわち入力電圧Ｖin）を第１電圧Ｖref1と比較して、第１駆動モードとするか第２駆動モードとするかを決定する。したがって、昇圧回路７ａは、入力電圧Ｖinに応じて、第１駆動モードと第２駆動モードとを、適切に切り替えることができる。また、本実施形態においても、昇圧回路７ａは、昇圧回路７と共通する構成により、昇圧回路７と同等の効果を奏する。さらに、本実施形態によると、昇圧回路７ａは、入力電圧センサ７４を備える必要がない。したがって、昇圧回路７ａは、昇圧回路７と比較して、製造コストを抑制できる。
Further, according to the present embodiment, the
〔第３実施形態〕
図４は、第３実施形態に係る昇圧回路７ｂを説明するための図である。図４は、昇圧回路７ｂの制御部７６ｂの一例を示すブロック図である。本実施形態にかかる昇圧回路７ｂは、制御部７６ｂが出力電圧センサ７５から入力される出力電圧Ｖoutに応じて、第１駆動モードと第２駆動モードとを切り替える点で、昇圧回路７と異なる。
[Third embodiment]
FIG. 4 is a diagram for explaining the
本実施形態に係る昇圧回路７ｂの回路図は、第２実施形態に係る昇圧回路７ａの回路図（図３（ａ）参照）と同様である。本実施形態では、制御部７６ｂは、出力電圧Ｖoutを適切に制御できているときには第１駆動モードを継続し、出力電圧Ｖoutを制御できないときにだけ第２駆動モードに切り替わる。昇圧回路７ｂは、入力電圧Ｖinが高い場合には、第１駆動モードによりインターリーブ制御を行うことができるが、負荷変動などにより、インターリーブ制御では出力電圧Ｖoutを目標電圧Ｖout*に制御できなくなる場合がある。また、昇圧回路７ｂは、入力電圧Ｖinが低い場合にも、インターリーブ制御では出力電圧Ｖoutを目標電圧Ｖout*に制御できなくなる。制御部７６ｂは、出力電圧Ｖoutが所定の第２電圧Ｖref2以上の間は、出力電圧Ｖoutを適切に制御できていると判断して、第１駆動モードを継続する。一方、制御部７６ｂは、出力電圧Ｖoutが第２電圧Ｖref2未満の間は、出力電圧Ｖoutを制御できないと判断して、第２駆動モードに切り替わる。第２電圧Ｖref2は、目標電圧Ｖout*の例えば９５％程度の値が設定される。なお、第２電圧Ｖref2は、限定されない。
The circuit diagram of the
本実施形態によると、制御部７６ｂは、出力電圧Ｖoutが第２電圧Ｖref2以上の間は、第１駆動モードによりインターリーブ制御を行う。この場合、出力電圧Ｖoutを適切に制御できているので、昇圧回路７ｂは、インターリーブ制御を有効に機能させて、入出力電流のリップルを軽減できる。一方、制御部７６ｂは、出力電圧Ｖoutが第２電圧Ｖref2未満になると第２駆動モードに切り替えて、昇圧コンバータ７１および昇圧コンバータ７２を並列運転させる。この場合、昇圧回路７ｂは、デューティ比を大きくして、昇圧率を高くできるので、出力電圧Ｖoutを適切に制御できる。また、入力電流は昇圧コンバータ７１と昇圧コンバータ７２とに分散して流れるので、コイルＬ１,Ｌ２に流れる電流を抑制可能である。このように、昇圧回路７ｂは、広い範囲の入力電圧に対して、有効に機能する。また、昇圧回路７ｂは、負荷変動などに応じて、駆動モードを切り替えることができる。
According to the present embodiment, the
また、本実施形態によると、制御部７６ｂは、出力電圧Ｖoutを第２電圧Ｖref2と比較して、第１駆動モードと第２駆動モードとを切り替える。したがって、昇圧回路７ｂは、出力電圧Ｖoutに応じて、第１駆動モードと第２駆動モードとを、適切に切り替えることができる。また、本実施形態においても、昇圧回路７ｂは、昇圧回路７と共通する構成により、昇圧回路７と同等の効果を奏する。さらに、本実施形態によると、昇圧回路７ｂは、入力電圧センサ７４を備える必要がない。したがって、昇圧回路７ｂは、昇圧回路７と比較して、製造コストを抑制できる。
Further, according to the present embodiment, the
なお、本実施形態では、制御部７６ｂは、出力電圧Ｖoutが第２電圧Ｖref2未満になったときに第２駆動モードに切り替える場合について説明したが、これに限られない。制御部７６ｂは、出力電圧Ｖoutが第２電圧Ｖref2未満になった状態が所定時間継続したときに第２駆動モードに切り替えてもよい。この場合、出力電圧Ｖoutが瞬間的に低下しただけだと第２駆動モードに切り替わらないので、駆動モードの不要な切り替えを抑制できる。また、本実施形態では、制御部７６ｂは、出力電圧Ｖoutが第２電圧Ｖref2以上になったときに第１駆動モードに切り替える場合について説明したが、これに限られない。入力電圧Ｖinが低い場合には、第２駆動モードに切り替えたことで、出力電圧Ｖoutを適切に制御でき、出力電圧Ｖoutが第２電圧Ｖref2以上になるが、このとき第１駆動モードに切り替えても、また、出力電圧Ｖoutを適切に制御できなくなる。したがって、第１駆動モードと第２駆動モードとの切り替えが繰り返されることになる。この状態を防止するために、制御部７６ｂは、第１駆動モードから第２駆動モードに切り替えた場合には、その後は第１駆動モードに切り替えないようにしてもよい。
In this embodiment, the case where the
〔第４実施形態〕
図５は、第４実施形態に係る昇圧回路７ｃを説明するための図である。図５は、昇圧回路７ｃの制御部７６ｃの一例を示すブロック図である。本実施形態にかかる昇圧回路７ｃは、制御部７６ｃが、入力電圧センサ７４から入力される入力電圧Ｖinと、出力電圧センサ７５から入力される出力電圧Ｖoutとに応じて、第１駆動モードと第２駆動モードとを切り替える点で、昇圧回路７と異なる。
[Fourth embodiment]
FIG. 5 is a diagram for explaining the
本実施形態に係る昇圧回路７ｃの回路図は、第１実施形態に係る昇圧回路７の回路図（図１（ｂ）参照）と同様である。本実施形態では、制御部７６ｃは、入力電圧センサ７４から入力された入力電圧Ｖinと、出力電圧センサ７５から入力された出力電圧Ｖoutとに基づいて、第１駆動モードと第２駆動モードとを切り替える。 図５に示すように、制御部７６ｃの切替部７６２は、入力電圧Ｖinおよび出力電圧Ｖoutを入力される。切替部７６２は、入力電圧Ｖinおよび出力電圧Ｖoutに基づいて、インターリーブ制御を有効に機能できるか否により、デューティ比調整部７６１から入力されたデューティ比を第１パルス生成部７６３に出力するか第２パルス生成部７６４に出力するかを決定する。なお、切替部７６２によるデューティ比の出力先の決定方法は限定されない。
The circuit diagram of the
本実施形態によると、制御部７６ｃは、入力電圧Ｖinおよび出力電圧Ｖoutに基づいて、第１駆動モードと第２駆動モードとを切り替える。昇圧回路７ｃは、第１駆動モードになると、インターリーブ制御を有効に機能させて、入出力電流のリップルを軽減できる。また、昇圧回路７ｃは、第２駆動モードになると、デューティ比を大きくして昇圧率を高くでき、また、コイルＬ１,Ｌ２に流れる電流を抑制可能である。このように、昇圧回路７ｃは、広い範囲の入力電圧に対して、有効に機能する。また、本実施形態においても、昇圧回路７ｃは、昇圧回路７と共通する構成により、昇圧回路７と同等の効果を奏する。
According to this embodiment, the
〔第５実施形態〕
図６は、第５実施形態に係る昇圧回路７ｄを説明するための図である。図６（ａ）は、昇圧回路７ｄを示す回路図である。図６（ｂ），（ｃ）は、制御部７６ｄが出力する駆動信号Ｄr１～Ｄr３を示す波形図である。本実施形態に係る昇圧回路７ｄは、昇圧コンバータ７３をさらに備えている点で、昇圧回路７と異なる。
[Fifth embodiment]
FIG. 6 is a diagram for explaining the
昇圧回路７ｄは、図６（ａ）に示すように、昇圧コンバータ７３をさらに備えている。昇圧コンバータ７３は、コイルＬ３、スイッチング素子Ｑ３、およびダイオードＤ３を備えている。コイルＬ３およびダイオードＤ３は、第１入力端子Ｐ１と第１出力端子Ｐ３との間で、直列接続されている。具体的には、コイルＬ３の第１端子が第１入力端子Ｐ１に接続されており、コイルＬ３の第２端子がダイオードＤ３のアノード端子に接続されている。また、ダイオードＤ３のカソード端子が第１出力端子Ｐ３に接続されている。なお、コイルＬ３およびダイオードＤ３の種類は限定されない。スイッチング素子Ｑ３は、コイルＬ３とダイオードＤ３との接続部と、第２入力端子Ｐ２との間に接続されている。本実施形態において、スイッチング素子Ｑ３は、ＩＧＢＴである。なお、スイッチング素子Ｑ３の種類は、限定されない。スイッチング素子Ｑ３のコレクタ端子がコイルＬ３とダイオードＤ３との接続部に接続され、エミッタ端子が第２入力端子Ｐ２に接続されている。コレクタ端子とエミッタ端子との間には、還流ダイオードが逆並列に接続されている。ゲート端子は、制御部７６ｄに接続され、駆動信号Ｄr３を入力される。第１入力端子Ｐ１と第２入力端子Ｐ２との間に入力される入力電圧は、スイッチング素子Ｑ３がオンの間、コイルＬ３に印加される。そして、スイッチング素子Ｑ３がオフの間、コイルＬ３に蓄積されたエネルギーが放出されることで、入力電圧が昇圧された出力電圧として出力される。なお、昇圧コンバータ７３の回路構成は限定されない。
The
昇圧コンバータ７１～７３は、互いに並列接続されている。スイッチング素子Ｑ１が駆動信号Ｄr１に応じてスイッチングを行い、スイッチング素子Ｑ２が駆動信号Ｄr２に応じてスイッチングを行い、スイッチング素子Ｑ３が駆動信号Ｄr３に応じてスイッチングを行うことで、第１入力端子Ｐ１および第２入力端子Ｐ２から入力された直流電圧が所定の直流電圧に昇圧されて、第１出力端子Ｐ３および第２出力端子Ｐ４から出力される。 Boost converters 71-73 are connected in parallel with each other. The switching element Q1 performs switching according to the driving signal Dr1, the switching element Q2 performs switching according to the driving signal Dr2, and the switching element Q3 performs switching according to the driving signal Dr3. A DC voltage input from the second input terminal P2 is stepped up to a predetermined DC voltage and output from the first output terminal P3 and the second output terminal P4.
制御部７６ｄは、駆動信号Ｄr１，Ｄr２に加えてさらに、スイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動信号Ｄr３を生成する。制御部７６ｄは、生成した駆動信号Ｄr３をスイッチング素子Ｑ３に出力する。駆動信号Ｄr３は、駆動信号Ｄr１，Ｄr２と同じ周期Ｔ0で、同じデューティ比である。制御部７６ｄは、入力電圧Ｖinが所定の第１電圧Ｖref1以上の場合には、駆動信号Ｄr１～Ｄr３を位相を互いに１２０°ずつずらして出力する（第１駆動モード）。図６（ｃ）は、第１駆動モードのときに制御部７６ｄが出力する駆動信号Ｄr１～Ｄr３の波形を示している。図６（ｃ）に示すように、駆動信号Ｄr１～Ｄr３は位相が互いに１２０°ずつずれている。この場合、駆動信号Ｄr１を入力されたスイッチング素子Ｑ１、駆動信号Ｄr２を入力されたスイッチング素子Ｑ２、および、駆動信号Ｄr３を入力されたスイッチング素子Ｑ３は、位相を互いに１２０°ずつずらして駆動する。つまり、制御部７６ｄは、インターリーブ制御を行う。この場合、出力電流Ioutの変化の周期は、周期Ｔ0の１/３になり、周波数は３倍になる。また、出力電流Ioutのリップルは軽減される。
The
一方、制御部７６ｄは、入力電圧Ｖinが所定の第１電圧Ｖref1未満の場合には、駆動信号Ｄr１～Ｄr３を同じ位相で出力する（第２駆動モード）。図６（ｂ）は、第２駆動モードのときに制御部７６ｄが出力する駆動信号Ｄr１～Ｄr３の波形を示している。図６（ｂ）に示すように、駆動信号Ｄr１～Ｄr３が同じ位相である。この場合、駆動信号Ｄr１を入力されたスイッチング素子Ｑ１、駆動信号Ｄr２を入力されたスイッチング素子Ｑ２、および、駆動信号Ｄr３を入力されたスイッチング素子Ｑ３は、同じ位相で駆動する。つまり、制御部７６ｄは、昇圧コンバータ７１～７３を並列運転させる。
On the other hand, when the input voltage Vin is less than the predetermined first voltage Vref1, the
本実施形態によると、昇圧回路７ｄは、互いに並列接続された昇圧コンバータ７１～７３を備えている。そして、制御部７６ｄは、入力電圧Ｖinが高い場合に、駆動信号Ｄr１～Ｄr３を位相を互いに１２０°ずらして出力して（第１駆動モード）、インターリーブ制御を行う。この場合、昇圧率は低くていいので、デューティ比を小さくできる。したがって、昇圧回路７ｄは、インターリーブ制御を有効に機能させて、入出力電流のリップルを軽減できる。一方、制御部７６ｄは、入力電圧Ｖinが低い場合に、駆動信号Ｄr１～Ｄr３を同じ位相で出力して（第２駆動モード）、昇圧コンバータ７１～７３を並列運転させる。この場合、昇圧回路７は、デューティ比を大きくして、昇圧率を高くできる。また、オン時間が長くなることで入力電流が大きくなるが、入力電流は昇圧コンバータ７１～７３に分散して流れるので、コイルＬ１～Ｌ３に流れる電流を抑制可能である。このように、昇圧回路７ｄは、広い範囲の入力電圧に対して、有効に機能する。また、本実施形態においても、昇圧回路７ｄは、昇圧回路７と共通する構成により、昇圧回路７と同等の効果を奏する。
According to this embodiment, the
なお、本実施形態では、昇圧回路７ｄが互いに並列接続された昇圧コンバータ７１～７３を備える場合について説明したが、これに限られない。昇圧回路７ｄは、４以上の昇圧コンバータを並列接続してもよい。
In this embodiment, the case where the
上記第１～５実施形態においては、本発明に係る昇圧回路７（７ａ，７ｂ,７ｃ,７ｄ）を溶接電源装置に用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明は、入力される直流電圧を昇圧する用途で、各種装置に用いることができる。本発明は、入力される直流電圧が広範囲である場合に、特に有効である。 In the first to fifth embodiments, the case where the booster circuit 7 (7a, 7b, 7c, 7d) according to the present invention is used in the welding power supply has been described, but the present invention is not limited to this. INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention is used for boosting an input DC voltage, and can be used in various devices. The present invention is particularly effective when the input DC voltage has a wide range.
本発明に係る昇圧回路および当該昇圧回路を備える溶接電源装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る昇圧回路および当該昇圧回路を備える溶接電源装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。 The booster circuit and the welding power supply device including the booster circuit according to the present invention are not limited to the above-described embodiments. The specific configuration of each part of the booster circuit according to the present invention and the welding power supply device including the booster circuit can be varied in design in various ways.
Ａ：溶接電源装置、１，４：整流回路、２：インバータ回路、３：トランス、５：制御回路、７，７ａ～７ｄ：昇圧回路、７１～７３：昇圧コンバータ、Ｑ１～Ｑ３：スイッチング素子、７４：入力電圧センサ、７５：出力電圧センサ、７６，７６ａ～７６ｄ：制御部 A: welding power supply, 1, 4: rectifier circuit, 2: inverter circuit, 3: transformer, 5: control circuit, 7, 7a to 7d: booster circuit, 71 to 73: booster converter, Q1 to Q3: switching element, 74: input voltage sensor, 75: output voltage sensor, 76, 76a to 76d: control section
Claims (5)
前記複数の昇圧コンバータの各スイッチング手段を駆動させる制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記各スイッチング手段を互いに位相をずらして駆動させる第１駆動モードと、前記各スイッチング手段を同じ位相で駆動させる第２駆動モードとを切り替える、
昇圧回路。 a plurality of boost converters each having a switching means and connected in parallel with each other;
a control unit that drives each switching means of the plurality of boost converters;
with
The control unit switches between a first drive mode in which the switching means are driven with a phase shift from each other and a second drive mode in which the switching means are driven with the same phase.
Boost circuit.
前記制御部は、前記入力電圧が所定の第１電圧以上の場合には第１駆動モードになり、前記入力電圧が前記第１電圧未満の場合には第２駆動モードになる、
請求項１に記載の昇圧回路。 further comprising an input voltage sensor that detects the input voltage of the booster circuit,
The control unit enters a first drive mode when the input voltage is equal to or higher than a predetermined first voltage, and enters a second drive mode when the input voltage is less than the first voltage.
The booster circuit according to claim 1.
前記制御部は、前記各スイッチング手段を駆動させないときの前記出力電圧が所定の第１電圧以上の場合には第１駆動モードになり、前記出力電圧が前記第１電圧未満の場合には第２駆動モードになる、
請求項１に記載の昇圧回路。 further comprising an output voltage sensor that detects the output voltage of the booster circuit,
The control unit enters a first drive mode when the output voltage when the switching means are not driven is equal to or higher than a predetermined first voltage, and enters a second drive mode when the output voltage is less than the first voltage. to drive mode,
The booster circuit according to claim 1.
前記制御部は、前記出力電圧が所定の第２電圧以上の間は第１駆動モードを継続し、前記出力電圧が前記第２電圧未満の間は第２駆動モードに切り替わる、
請求項１に記載の昇圧回路。 further comprising an output voltage sensor that detects the output voltage of the booster circuit,
The control unit continues the first drive mode while the output voltage is equal to or higher than a predetermined second voltage, and switches to the second drive mode while the output voltage is lower than the second voltage.
The booster circuit according to claim 1.
前記昇圧回路に直流電圧を入力する第１整流回路と、
前記昇圧回路から入力される直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、
前記高周波電圧を変圧するトランスと、
前記トランスによって変圧された高周波電圧を整流する第２整流回路と、
前記インバータ回路を制御する制御回路と、
を備える溶接電源装置。 a booster circuit according to any one of claims 1 to 4;
a first rectifier circuit for inputting a DC voltage to the booster circuit;
an inverter circuit that converts a DC voltage input from the booster circuit into a high-frequency voltage;
a transformer that transforms the high-frequency voltage;
a second rectifier circuit that rectifies the high-frequency voltage transformed by the transformer;
a control circuit that controls the inverter circuit;
Welding power supply with
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