JP2022134863A - Power supply device - Google Patents

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輝男 鎌倉
Teruo Kamakura
貴之 小林
Takayuki Kobayashi
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Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
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Abstract

To provide a power supply device capable of suppressing a control arithmetic quantity.SOLUTION: A power supply device comprises: a first bridge circuit; a second bridge circuit; a first transformer having a primary winding electrically connected to a third terminal and a fourth terminal of the first bridge circuit; a second transformer having a primary winding electrically connected to a third terminal and a fourth terminal of the second bridge circuit and a secondary winding having one end electrically connected to one end of a secondary winding of the first transformer; a coil having one end electrically connected to the other end of the secondary winding of the first transformer; a third bridge circuit having a first terminal electrically connected to the other end of the coil, a second terminal electrically connected to the other end of the secondary winding of the second transformer, and a third and fourth terminals from which second DC voltage is output; and a controller for controlling phases of the first bridge circuit, the second bridge circuit, and the third bridge circuit on the basis of first DC voltage and the second DC voltage.SELECTED DRAWING: Figure 2

Description

本発明は、電源装置に関する。 The present invention relates to power supply devices.

特許文献1には、DAB(Dual Active Bridge)方式のDC-DCコンバータが記載されている。DABは、絶縁が可能であり、昇降圧動作、双方向電力変換が容易に可能である。しかし、DABは、入力側と出力側との間の電圧差が大きい場合、回路内に循環する電流が増大する特性がある。この特性は、出力電流の指令値である、入力側と出力側との間の位相差を0度にしても低下しない。そのため、出力側垂下(短絡)等の著しい入出力電圧差が発生する条件では、電流が流れているほぼ全ての素子において、通常動作範囲時以上の電流増大が発生する。これにより、回路のストレスや損失の著しい増大が発生する問題がある。 Patent Document 1 describes a DAB (Dual Active Bridge) type DC-DC converter. DAB can be isolated, and can easily perform step-up/step-down operation and bidirectional power conversion. However, DAB has the characteristic that when the voltage difference between the input side and the output side is large, the current circulating in the circuit increases. This characteristic does not deteriorate even if the phase difference between the input side and the output side, which is the command value of the output current, is set to 0 degrees. Therefore, under conditions such as drooping (short circuit) on the output side, where a significant input-output voltage difference occurs, the current increases beyond the normal operating range in almost all elements in which current is flowing. As a result, there is a problem that circuit stress and loss significantly increase.

特許文献2には、トランジスタ単位の位相を制御することで上記問題を解決する、スイッチング電源装置が記載されている。 Patent Literature 2 describes a switching power supply that solves the above problem by controlling the phase of each transistor.

米国特許第5027264号明細書U.S. Pat. No. 5,027,264 特開2018-26961号公報JP 2018-26961 A

特許文献2記載のスイッチング電源装置では、制御する位相の数がトランジスタの数と同数であるので、制御演算量が多くなる。 In the switching power supply device described in Patent Document 2, the number of phases to be controlled is the same as the number of transistors, so the amount of control calculation increases.

本発明は、制御演算量を抑制することができる電源装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a power supply device capable of suppressing the amount of control calculations.

本発明の一態様の電源装置は、
第1端子及び第2端子に第1直流電圧が入力される第1ブリッジ回路と、
第1端子及び第2端子に前記第1直流電圧が入力される第2ブリッジ回路と、
1次巻線が前記第1ブリッジ回路の第3端子及び第4端子に電気的に接続された第1トランスと、
1次巻線が前記第2ブリッジ回路の第3端子及び第4端子に電気的に接続され、2次巻線の一端が前記第1トランスの2次巻線の一端に電気的に接続された第2トランスと、
一端が、前記第1トランスの2次巻線の他端に電気的に接続されたコイルと、
第1端子が前記コイルの他端に電気的に接続され、第2端子が前記第2トランスの2次巻線の他端に電気的に接続され、第3端子及び第4端子から第2直流電圧を出力する第3ブリッジ回路と、
前記第1直流電圧及び前記第2直流電圧に基づいて、前記第1トランス及び前記第2トランスの1次側電流及び2次側電流に基づいて、若しくは、前記第1直流電圧、前記第2直流電圧、前記第1トランス及び前記第2トランスの1次側電流及び2次側電流に基づいて、並びに、出力電流指令若しくは出力電力指令に基づいて、前記第1ブリッジ回路、前記第2ブリッジ回路及び前記第3ブリッジ回路の位相を制御する制御装置と、
を備える、
ことを特徴とする。
A power supply device according to one embodiment of the present invention includes
a first bridge circuit in which a first DC voltage is input to a first terminal and a second terminal;
a second bridge circuit in which the first DC voltage is input to a first terminal and a second terminal;
a first transformer having a primary winding electrically connected to third and fourth terminals of the first bridge circuit;
A primary winding was electrically connected to the third and fourth terminals of the second bridge circuit, and one end of the secondary winding was electrically connected to one end of the secondary winding of the first transformer. a second transformer;
a coil having one end electrically connected to the other end of the secondary winding of the first transformer;
A first terminal is electrically connected to the other end of the coil, a second terminal is electrically connected to the other end of the secondary winding of the second transformer, and a second direct current is generated from the third and fourth terminals. a third bridge circuit that outputs a voltage;
Based on the first DC voltage and the second DC voltage, based on the primary side current and the secondary side current of the first transformer and the second transformer, or the first DC voltage and the second DC voltage Based on the voltage, the primary side current and secondary side current of the first transformer and the second transformer, and based on the output current command or the output power command, the first bridge circuit, the second bridge circuit and a control device that controls the phase of the third bridge circuit;
comprising
It is characterized by

前記電源装置において、
前記制御装置は、
前記第1直流電圧に対する前記第2直流電圧の比の値に基づいて、前記第1ブリッジ回路、前記第2ブリッジ回路及び前記第3ブリッジ回路の位相を制御する、
ことを特徴とする。
In the power supply device,
The control device is
Controlling the phases of the first bridge circuit, the second bridge circuit and the third bridge circuit based on the value of the ratio of the second DC voltage to the first DC voltage;
It is characterized by

前記電源装置において、
前記制御装置は、
前記比の値が1から小さいほど、前記第1ブリッジ回路と前記第2ブリッジ回路との間の位相差を0度から大きくする、
ことを特徴とする。
In the power supply device,
The control device is
The phase difference between the first bridge circuit and the second bridge circuit increases from 0 degrees as the value of the ratio decreases from 1.
It is characterized by

前記電源装置において、
前記制御装置は、
前記比の値に基づいて、前記第1ブリッジ回路と基準位相との間及び前記基準位相と前記第2ブリッジ回路との間の第1位相差を決定し、前記第3ブリッジ回路の位相を前記基準位相に合わせる、
ことを特徴とする。
In the power supply device,
The control device is
determining a first phase difference between the first bridge circuit and the reference phase and between the reference phase and the second bridge circuit based on the ratio value; Align with the reference phase,
It is characterized by

前記電源装置において、
前記制御装置は、
前記比の値に基づいて、前記第1ブリッジ回路と前記第2ブリッジ回路との間の第2位相差を決定し、前記第1ブリッジ回路と前記第3ブリッジ回路との間及び前記第3ブリッジ回路と前記第2ブリッジ回路との間の第3位相差を、前記第2位相差の2分の1に決定する、
ことを特徴とする。
In the power supply device,
The control device is
determining a second phase difference between the first bridge circuit and the second bridge circuit based on the ratio value; determining a third phase difference between the circuit and the second bridge circuit to be one-half the second phase difference;
It is characterized by

本発明の一態様の電源装置は、制御演算量を抑制することができるという効果を奏する。 The power supply device of one embodiment of the present invention has the effect of reducing the amount of control computation.

図1は、比較例の電源装置の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a power supply device of a comparative example. 図2は、実施の形態の電源装置の構成を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the power supply device according to the embodiment. 図3は、実施の形態の基準位相とブリッジ回路との位相差の一例を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a phase difference between a reference phase and a bridge circuit according to the embodiment; 図4は、実施の形態及び比較例の電源装置のシミュレーション波形を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing simulation waveforms of the power supply devices of the embodiment and the comparative example. 図5は、実施の形態及び比較例の電源装置のシミュレーション波形を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing simulation waveforms of the power supply devices of the embodiment and the comparative example. 図6は、実施の形態の電源装置の正規化したトランス電流を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing normalized transformer currents of the power supply device according to the embodiment.

以下に、本発明の電源装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。 BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION An embodiment of a power supply device of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings. It should be noted that the present invention is not limited by this embodiment.

<実施の形態>
以下、実施の形態について説明するが、実施の形態の理解を容易にするため、先に比較例について説明する。
(比較例)
図1は、比較例の電源装置の構成を示す図である。電源装置101は、DAB(Dual Active Bridge)であり、電源2から出力されコンデンサ3で平滑化後の直流電圧Vinの供給を受けて、直流電圧Voutを負荷4に出力する。
<Embodiment>
Embodiments will be described below, but in order to facilitate understanding of the embodiments, a comparative example will be described first.
(Comparative example)
FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a power supply device of a comparative example. The power supply device 101 is a DAB (Dual Active Bridge), receives a DC voltage Vin output from a power supply 2 and smoothed by a capacitor 3 , and outputs a DC voltage Vout to a load 4 .

電源装置101は、ブリッジ回路11及び13と、トランス21と、コイル22と、コンデンサ23と、制御装置102と、を含む。 The power supply device 101 includes bridge circuits 11 and 13 , a transformer 21 , a coil 22 , a capacitor 23 and a control device 102 .

ブリッジ回路11は、トランジスタTr1からTr4までを含む単相フルブリッジ回路である。 The bridge circuit 11 is a single-phase full bridge circuit including transistors Tr1 to Tr4.

なお、本開示では、各トランジスタがMOSFETであることとしたが、これに限定されない。各トランジスタは、シリコンパワーデバイス、GaNパワーデバイス、SiCパワーデバイス、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)などでも良い。 Note that although each transistor is a MOSFET in the present disclosure, the present disclosure is not limited to this. Each transistor may be a silicon power device, a GaN power device, a SiC power device, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), or the like.

各トランジスタは、寄生ダイオード(ボディダイオード)を有する。寄生ダイオードとは、MOSFETのバックゲートとソース及びドレインとの間のpn接合である。寄生ダイオードは、トランジスタのオフ時の過渡的な逆起電力を逃すためのフリーホイールダイオードとして利用可能である。 Each transistor has a parasitic diode (body diode). A parasitic diode is a pn junction between the back gate and the source and drain of a MOSFET. A parasitic diode can be used as a freewheeling diode to escape the transient back electromotive force when the transistor is turned off.

トランジスタTr1のソースは、トランジスタTr2のドレインに電気的に接続されている。トランジスタTr1のドレインは、トランジスタTr3のドレインに電気的に接続されている。トランジスタTr3のソースは、トランジスタTr4のドレインに電気的に接続されている。トランジスタTr2のソースは、トランジスタTr4のソースに電気的に接続されている。 The source of transistor Tr1 is electrically connected to the drain of transistor Tr2. A drain of the transistor Tr1 is electrically connected to a drain of the transistor Tr3. The source of transistor Tr3 is electrically connected to the drain of transistor Tr4. The source of transistor Tr2 is electrically connected to the source of transistor Tr4.

トランジスタTr1のドレインとトランジスタTr3のドレインとの接続点が、ブリッジ回路11の一方の入力端子11aである。トランジスタTr2のソースとトランジスタTr4のソースとの接続点が、ブリッジ回路11の他方の入力端子11bである。 One input terminal 11a of the bridge circuit 11 is a connection point between the drain of the transistor Tr1 and the drain of the transistor Tr3. The other input terminal 11b of the bridge circuit 11 is a connection point between the source of the transistor Tr2 and the source of the transistor Tr4.

トランジスタTr1のソースとトランジスタTr2のドレインとの接続点が、ブリッジ回路11の一方の出力端子11cである。トランジスタTr3のソースとトランジスタTr4のドレインとの接続点が、ブリッジ回路11の他方の出力端子11dである。 One output terminal 11c of the bridge circuit 11 is a connection point between the source of the transistor Tr1 and the drain of the transistor Tr2. The other output terminal 11d of the bridge circuit 11 is a connection point between the source of the transistor Tr3 and the drain of the transistor Tr4.

入力端子11aは、コンデンサ3の一端(高電位側端)に電気的に接続されている。入力端子11bは、コンデンサ3の他端(低電位側端)に電気的に接続されている。 The input terminal 11a is electrically connected to one end (high potential side end) of the capacitor 3 . The input terminal 11b is electrically connected to the other end (low potential side end) of the capacitor 3 .

入力端子11aと入力端子11bとの間には、直流電圧Vinが入力される。 A DC voltage Vin is input between the input terminal 11a and the input terminal 11b.

トランス21は、1次巻線21aと、2次巻線21bと、コア21cと、を含む。1次巻線21a及び2次巻線21bは、コア21cに巻回されている。 The transformer 21 includes a primary winding 21a, a secondary winding 21b, and a core 21c. The primary winding 21a and the secondary winding 21b are wound around the core 21c.

1次巻線21aと2次巻線21bとの巻数比は、1:1が例示されるが、本開示はこれに限定されない。 The turns ratio between the primary winding 21a and the secondary winding 21b is exemplified as 1:1, but the present disclosure is not limited to this.

1次巻線21aの一端は、出力端子11cに電気的に接続されている。1次巻線21aの他端は、出力端子11dに電気的に接続されている。 One end of the primary winding 21a is electrically connected to the output terminal 11c. The other end of the primary winding 21a is electrically connected to the output terminal 11d.

ブリッジ回路11は、直流電圧Vin、又は、直流電圧-Vinを、出力端子11cと出力端子11dとの間に出力する。 The bridge circuit 11 outputs a DC voltage Vin or a DC voltage -Vin between the output terminal 11c and the output terminal 11d.

例えば、ブリッジ回路11は、トランジスタTr1及びトランジスタTr4がオン状態、且つ、トランジスタTr2及びトランジスタTr3がオフ状態に制御されている場合、直流電圧Vinを、出力端子11cと出力端子11dとの間に出力する。 For example, when the transistors Tr1 and Tr4 are controlled to be on and the transistors Tr2 and Tr3 are controlled to be off, the bridge circuit 11 outputs the DC voltage Vin between the output terminal 11c and the output terminal 11d. do.

また例えば、ブリッジ回路11は、トランジスタTr1及びトランジスタTr4がオフ状態、且つ、トランジスタTr2及びトランジスタTr3がオン状態に制御されている場合、直流電圧-Vinを、出力端子11cと出力端子11dとの間に出力する。 For example, when the transistors Tr1 and Tr4 are controlled to be off and the transistors Tr2 and Tr3 are controlled to be on, the bridge circuit 11 applies the DC voltage -Vin between the output terminal 11c and the output terminal 11d. output to

コイル22の一端は、2次巻線21bの一端に電気的に接続されている。 One end of the coil 22 is electrically connected to one end of the secondary winding 21b.

ブリッジ回路13は、トランジスタTr5からTr8までを含む単相フルブリッジ回路である。 The bridge circuit 13 is a single-phase full bridge circuit including transistors Tr5 to Tr8.

トランジスタTr5のソースは、トランジスタTr6のドレインに電気的に接続されている。トランジスタTr5のドレインは、トランジスタTr7のドレインに電気的に接続されている。トランジスタTr7のソースは、トランジスタTr8のドレインに電気的に接続されている。トランジスタTr6のソースは、トランジスタTr8のソースに電気的に接続されている。 The source of transistor Tr5 is electrically connected to the drain of transistor Tr6. A drain of the transistor Tr5 is electrically connected to a drain of the transistor Tr7. The source of transistor Tr7 is electrically connected to the drain of transistor Tr8. The source of transistor Tr6 is electrically connected to the source of transistor Tr8.

トランジスタTr5のソースとトランジスタTr6のドレインとの接続点が、ブリッジ回路13の一方の入力端子13aである。トランジスタTr7のソースとトランジスタTr8のドレインとの接続点が、ブリッジ回路13の他方の入力端子13bである。 One input terminal 13a of the bridge circuit 13 is a connection point between the source of the transistor Tr5 and the drain of the transistor Tr6. The other input terminal 13b of the bridge circuit 13 is a connection point between the source of the transistor Tr7 and the drain of the transistor Tr8.

トランジスタTr5のドレインとトランジスタTr7のドレインとの接続点が、ブリッジ回路13の一方の出力端子13cである。トランジスタTr6のソースとトランジスタTr8のソースとの接続点が、ブリッジ回路13の他方の出力端子13dである。 One output terminal 13c of the bridge circuit 13 is a connection point between the drain of the transistor Tr5 and the drain of the transistor Tr7. The other output terminal 13d of the bridge circuit 13 is a connection point between the source of the transistor Tr6 and the source of the transistor Tr8.

入力端子13aは、コイル22の他端に電気的に接続されている。入力端子13bは、2次巻線21bの他端に電気的に接続されている。 The input terminal 13 a is electrically connected to the other end of the coil 22 . The input terminal 13b is electrically connected to the other end of the secondary winding 21b.

出力端子13cは、コンデンサ23の一端(高電位側端)に電気的に接続されている。出力端子13dは、コンデンサ23の他端(低電位側端)に電気的に接続されている。 The output terminal 13c is electrically connected to one end (high potential side end) of the capacitor 23 . The output terminal 13d is electrically connected to the other end (low potential side end) of the capacitor 23 .

コンデンサ23の電圧が、直流電圧Voutである。コンデンサ23の一端(高電位側端)は、負荷4の一端(高電位側端)に電気的に接続されている。コンデンサ23の他端(低電位側端)は、負荷4の他端(低電位側端)に電気的に接続されている。 The voltage of the capacitor 23 is the DC voltage Vout. One end (high potential side end) of the capacitor 23 is electrically connected to one end (high potential side end) of the load 4 . The other end (low potential side end) of the capacitor 23 is electrically connected to the other end (low potential side end) of the load 4 .

制御装置102は、ブリッジ回路11及び13を制御する。例えば、制御装置102は、トランジスタTr1からTr8までのスイッチング周波数を同一、且つ、デューティ比を0.5に制御することが例示される。また、DABでは、入力側と出力側との間の位相差が出力電流の指令値である。従って、制御装置102は、ブリッジ回路11とブリッジ回路13との間の位相差φ101を制御することにより、出力電流(電力)を制御する。 A controller 102 controls the bridge circuits 11 and 13 . For example, the control device 102 controls the switching frequencies of the transistors Tr1 to Tr8 to be the same and the duty ratio to 0.5. Also, in DAB, the phase difference between the input side and the output side is the command value of the output current. Therefore, the controller 102 controls the output current (power) by controlling the phase difference φ 101 between the bridge circuits 11 and 13 .

(実施の形態)
実施の形態の電源装置の構成要素のうち、比較例と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。
(Embodiment)
Among the constituent elements of the power supply device of the embodiment, the constituent elements that are the same as those of the comparative example are denoted by the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.

図2は、実施の形態の電源装置の構成を示す図である。電源装置1は、電源2から出力されコンデンサ3で平滑化後の直流電圧Vinの供給を受けて、直流電圧Voutを負荷4へ出力する。 FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the power supply device according to the embodiment. The power supply device 1 receives a DC voltage Vin output from a power supply 2 and smoothed by a capacitor 3 , and outputs a DC voltage Vout to a load 4 .

電源装置1は、電源装置101(図1参照)と比較して、トランス21に代えて、トランス21-1及び21-2を含む。また、電源装置1は、電源装置101と比較して、ブリッジ回路12を更に含む。また、電源装置1は、電源装置101と比較して、制御装置102に代えて、制御装置31を含む。また、電源装置1は、電源装置101と比較して、電圧センサ24及び25を更に含む。 The power supply device 1 includes transformers 21-1 and 21-2 instead of the transformer 21, unlike the power supply device 101 (see FIG. 1). Moreover, the power supply device 1 further includes a bridge circuit 12 as compared with the power supply device 101 . Further, unlike the power supply device 101 , the power supply device 1 includes a control device 31 instead of the control device 102 . Also, the power supply 1 further includes voltage sensors 24 and 25 as compared to the power supply 101 .

ブリッジ回路11が、本開示の「第1ブリッジ回路」の一例に相当する。ブリッジ回路12が、本開示の「第2ブリッジ回路」の一例に相当する。ブリッジ回路13が、本開示の「第3ブリッジ回路」の一例に相当する。 The bridge circuit 11 corresponds to an example of the "first bridge circuit" of the present disclosure. The bridge circuit 12 corresponds to an example of the "second bridge circuit" of the present disclosure. The bridge circuit 13 corresponds to an example of the "third bridge circuit" of the present disclosure.

トランス21-1が、本開示の「第1トランス」の一例に相当する。トランス21-2が、本開示の「第2トランス」の一例に相当する。 The transformer 21-1 corresponds to an example of the "first transformer" of the present disclosure. The transformer 21-2 corresponds to an example of the "second transformer" of the present disclosure.

トランス21-1は、1次巻線21-1aと、2次巻線21-1bと、コア21-1cと、を含む。1次巻線21-1a、及び、2次巻線21-1bは、コア21-1cに巻回されている。 The transformer 21-1 includes a primary winding 21-1a, a secondary winding 21-1b, and a core 21-1c. The primary winding 21-1a and the secondary winding 21-1b are wound around the core 21-1c.

1次巻線21-1aと、2次巻線21-1bと、の巻数比は、2:1が例示されるが、本開示はこれに限定されない。 The turns ratio between the primary winding 21-1a and the secondary winding 21-1b is exemplified as 2:1, but the present disclosure is not limited to this.

1次巻線21-1aの一端は、ブリッジ回路11の一方の出力端子11cに電気的に接続されている。1次巻線21-1aの他端は、ブリッジ回路11の他方の出力端子11dに電気的に接続されている。 One end of the primary winding 21 - 1 a is electrically connected to one output terminal 11 c of the bridge circuit 11 . The other end of the primary winding 21 - 1 a is electrically connected to the other output terminal 11 d of the bridge circuit 11 .

ブリッジ回路12の回路構成は、ブリッジ回路11と同様であるので、説明を省略する。 Since the circuit configuration of the bridge circuit 12 is the same as that of the bridge circuit 11, description thereof will be omitted.

ブリッジ回路12の一方の入力端子12aは、コンデンサ3の一端(高電位側端)に電気的に接続されている。ブリッジ回路12の他方の入力端子12bは、コンデンサ3の他端(低電位側端)に電気的に接続されている。 One input terminal 12a of the bridge circuit 12 is electrically connected to one end (high potential side end) of the capacitor 3 . The other input terminal 12b of the bridge circuit 12 is electrically connected to the other end (low potential side end) of the capacitor 3 .

つまり、ブリッジ回路11とブリッジ回路12とは、入力側が並列接続されている。 That is, the input sides of the bridge circuit 11 and the bridge circuit 12 are connected in parallel.

トランス21-2は、1次巻線21-2aと、2次巻線21-2bと、コア21-2cと、を含む。1次巻線21-2a、及び、2次巻線21-2bは、コア21-2cに巻回されている。 The transformer 21-2 includes a primary winding 21-2a, a secondary winding 21-2b, and a core 21-2c. The primary winding 21-2a and the secondary winding 21-2b are wound around the core 21-2c.

1次巻線21-2aと、2次巻線21-2bと、の巻数比は、2:1が例示されるが、本開示はこれに限定されない。 The turns ratio between the primary winding 21-2a and the secondary winding 21-2b is exemplified as 2:1, but the present disclosure is not limited to this.

1次巻線21-2aの一端は、ブリッジ回路12の一方の出力端子12cに電気的に接続されている。1次巻線21-2aの他端は、ブリッジ回路12の他方の出力端子12dに電気的に接続されている。 One end of the primary winding 21 - 2 a is electrically connected to one output terminal 12 c of the bridge circuit 12 . The other end of the primary winding 21 - 2 a is electrically connected to the other output terminal 12 d of the bridge circuit 12 .

コイル22の一端は、2次巻線21-1bの一端に電気的に接続されている。2次巻線21-1bの他端は、2次巻線21-2bの一端に電気的に接続されている。 One end of the coil 22 is electrically connected to one end of the secondary winding 21-1b. The other end of secondary winding 21-1b is electrically connected to one end of secondary winding 21-2b.

つまり、2次巻線21-1bと2次巻線21-2bとは、直列接続されている。 That is, the secondary windings 21-1b and 21-2b are connected in series.

2次巻線21-2bの他端は、ブリッジ回路13の他方の入力端子13bに電気的に接続されている。 The other end of the secondary winding 21 - 2 b is electrically connected to the other input terminal 13 b of the bridge circuit 13 .

電圧センサ24は、電源装置1の入力電圧、即ち直流電圧Vinを検出して制御装置31に出力する。 The voltage sensor 24 detects the input voltage of the power supply device 1 , that is, the DC voltage Vin and outputs it to the control device 31 .

電圧センサ25は、電源装置1の出力電圧、即ち直流電圧Voutを検出して制御装置31に出力する。 The voltage sensor 25 detects the output voltage of the power supply device 1 , that is, the DC voltage Vout, and outputs it to the control device 31 .

制御装置31は、第1スイッチング制御部31aと、第2スイッチング制御部31bと、第3スイッチング制御部31cと、位相制御部31dと、を含む。 The control device 31 includes a first switching control section 31a, a second switching control section 31b, a third switching control section 31c, and a phase control section 31d.

例えば、第1スイッチング制御部31a、第2スイッチング制御部31b及び第3スイッチング制御部31cは、ブリッジ回路11、12及び13内のトランジスタのスイッチング周波数を同一、且つ、デューティ比を0.5に制御することが例示される。 For example, the first switching control unit 31a, the second switching control unit 31b, and the third switching control unit 31c control the switching frequencies of the transistors in the bridge circuits 11, 12, and 13 to be the same and the duty ratio to be 0.5. is exemplified.

位相制御部31dは、直流電圧Vinに対する直流電圧Voutの比の値、及び、出力電流(又は出力電力)指令に基づいて、ブリッジ回路11とブリッジ回路12との間の位相差φ1-2、並びに、ブリッジ回路11及び12とブリッジ回路13との間の位相差φを決定する。第1スイッチング制御部31a及び第2スイッチング制御部31bは、位相差φ1-2に基づいて、ブリッジ回路11及びブリッジ回路12に、スイッチング制御信号を夫々出力する。第3スイッチング制御部31cは、位相差φに基づき、ブリッジ回路13にスイッチング制御信号を出力する。これにより、制御装置31は、出力電流(電力)を制御する。 The phase control unit 31d adjusts the phase difference φ 1-2 between the bridge circuit 11 and the bridge circuit 12 based on the ratio of the DC voltage Vout to the DC voltage Vin and the output current (or output power) command. Also, the phase difference φ between the bridge circuits 11 and 12 and the bridge circuit 13 is determined. The first switching control section 31a and the second switching control section 31b output switching control signals to the bridge circuits 11 and 12, respectively, based on the phase difference φ1-2 . The third switching control section 31c outputs a switching control signal to the bridge circuit 13 based on the phase difference φ. Thereby, the control device 31 controls the output current (power).

なお、第1、第2及び第3スイッチング制御部31a、31b及び31cは、ブリッジ回路(3個)単位の位相を制御すれば良く、トランジスタ(12個)単位の位相を制御する必要はない。 The first, second, and third switching control units 31a, 31b, and 31c only need to control the phase of each bridge circuit (three pieces), and need not control the phase of each transistor (twelve pieces).

実施の形態では、一例として、位相制御部31dは、基準位相φREFを設定し、基準位相φREFに対する、ブリッジ回路11、12及び13の位相差を決定する。 In the embodiment, as an example, the phase controller 31d sets the reference phase φ REF and determines the phase differences of the bridge circuits 11, 12 and 13 with respect to the reference phase φ REF .

図3は、実施の形態の基準位相とブリッジ回路との位相差の一例を示す図である。 FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a phase difference between a reference phase and a bridge circuit according to the embodiment;

点201で示すように、直流電圧Vinと直流電圧Voutとの比が1:1の場合、つまり直流電圧Vinに対する直流電圧Voutの比の値が1の場合は、位相制御部31dは、基準位相φREFとブリッジ回路11及び12との間の位相差を±0度に決定する。つまり、位相制御部31dは、ブリッジ回路11とブリッジ回路12との間の位相差φ1-2を0度に決定する。 As indicated by point 201, when the ratio of the DC voltage Vin to the DC voltage Vout is 1:1, that is, when the ratio of the DC voltage Vout to the DC voltage Vin is 1, the phase control unit 31d changes the reference phase The phase difference between φ REF and bridge circuits 11 and 12 is determined to be ±0 degrees. That is, the phase control section 31d determines the phase difference φ 1-2 between the bridge circuit 11 and the bridge circuit 12 to be 0 degrees.

基準位相φREFとブリッジ回路11及び12との間の位相差が、本開示の「第1位相差」の一例に相当する。 A phase difference between the reference phase φ REF and the bridge circuits 11 and 12 corresponds to an example of the “first phase difference” of the present disclosure.

なお、実施の形態では、理解の容易のため、基準位相φREFを設定することとしたが、本開示はこれに限定されない。例えば、位相制御部31dは、直流電圧Vinに対する直流電圧Voutの比の値に基づいて、ブリッジ回路11とブリッジ回路12との間の第2位相差を決定しても良い。そして、位相制御部31dは、ブリッジ回路11とブリッジ回路13との間及びブリッジ回路13とブリッジ回路12との間の第3位相差を決定(例えば、第2位相差の2分の1に決定)しても良い。 In addition, in the embodiment, for ease of understanding, the reference phase φ REF is set, but the present disclosure is not limited to this. For example, the phase controller 31d may determine the second phase difference between the bridge circuit 11 and the bridge circuit 12 based on the value of the ratio of the DC voltage Vout to the DC voltage Vin. Then, the phase control unit 31d determines a third phase difference between the bridge circuit 11 and the bridge circuit 13 and between the bridge circuit 13 and the bridge circuit 12 (for example, determines a half of the second phase difference). ).

図4は、実施の形態及び比較例の電源装置のシミュレーション波形を示す図である。図4では、電圧の比が1:0.5の場合を示している。また、出力電力は0Wであり、出力指令値である位相差φは0度である。 FIG. 4 is a diagram showing simulation waveforms of the power supply devices of the embodiment and the comparative example. FIG. 4 shows the case where the voltage ratio is 1:0.5. Also, the output power is 0 W, and the phase difference φ, which is the output command value, is 0 degrees.

先に説明したように、実施の形態では、直流電圧Vinと直流電圧Voutとの比が1:0.5の場合は、位相差φ1-2は120度である。 As described above, in the embodiment, the phase difference φ 1-2 is 120 degrees when the ratio of the DC voltage Vin to the DC voltage Vout is 1:0.5.

図4(a)は、実施の形態の2次巻線21-1b及び21-2bのトランス電圧Vt、並びに、比較例の2次巻線21bのトランス電圧Vt101を示す。 FIG. 4A shows the transformer voltage Vt of the secondary windings 21-1b and 21-2b of the embodiment and the transformer voltage Vt 101 of the secondary winding 21b of the comparative example.

図4(b)は、実施の形態のコイル22のコイル電圧VL、及び、比較例のコイル22のコイル電圧VL101を示す。 FIG. 4B shows the coil voltage VL of the coil 22 of the embodiment and the coil voltage VL 101 of the coil 22 of the comparative example.

図4(c)は、実施の形態の2次巻線21-1b及び21-2bのトランス電流It、並びに、比較例の2次巻線21bのトランス電流It101を示す。 FIG. 4(c) shows the transformer current It of the secondary windings 21-1b and 21-2b of the embodiment and the transformer current It 101 of the secondary winding 21b of the comparative example.

図4(d)は、実施の形態の2次側の電流I2、及び、比較例の2次側の電流I2101を示す。 FIG. 4(d) shows the current I2 on the secondary side of the embodiment and the current I2 101 on the secondary side of the comparative example.

図4(a)に示すように、トランス電圧Vtは、ブリッジ回路11が正相且つブリッジ回路12が正相の期間Tでは、プラス電圧となる。また、トランス電圧Vtは、ブリッジ回路11が逆相且つブリッジ回路12が逆相負の期間Tでは、マイナス電圧となる。トランス電圧Vtは、その他の期間では、0Vになる。制御装置31は、位相差φ1-2を制御することで、トランス電圧Vtがプラスの期間T及びマイナスの期間Tの長さを制御できる。つまり、制御装置31は、位相差φ1-2を制御することで、トランス電圧Vtの実効値を制御できる。 As shown in FIG. 4A, the transformer voltage Vt becomes a positive voltage during the period T0 when the bridge circuit 11 is in positive phase and the bridge circuit 12 is in positive phase. Further, the transformer voltage Vt becomes a negative voltage during the period T1 in which the bridge circuit 11 is in reverse phase and the bridge circuit 12 is in reverse phase. The transformer voltage Vt is 0V in other periods. By controlling the phase difference φ 1-2 , the controller 31 can control the length of the positive period T 0 and the negative period T 1 of the transformer voltage Vt. That is, the control device 31 can control the effective value of the transformer voltage Vt by controlling the phase difference φ 1-2 .

図4(b)に示すように、コイル電圧VLは、ブリッジ回路13が正相の期間Tでは、トランス電圧Vtがマイナス方向に直流電圧Vout分だけオフセットした電圧である。また、コイル電圧VLは、ブリッジ回路13が逆相の期間Tでは、トランス電圧Vtがプラス方向に直流電圧Vout分だけオフセットした電圧である。制御装置31は、位相差φを制御することで、コイル電圧VLを制御できる。 As shown in FIG . 4B, the coil voltage VL is a voltage obtained by offsetting the transformer voltage Vt in the negative direction by the DC voltage Vout during the period T2 in which the bridge circuit 13 is in the positive phase. Further , the coil voltage VL is a voltage obtained by offsetting the transformer voltage Vt in the positive direction by the amount of the DC voltage Vout during the period T3 in which the bridge circuit 13 is in reverse phase. The control device 31 can control the coil voltage VL by controlling the phase difference φ.

図4(c)に示すように、トランス電流Itは、コイル電圧VLがプラス電圧の期間Tでは、直線的に上昇し、コイル電圧VLがマイナス電圧の期間Tでは、直線的に下降する。 As shown in FIG. 4 ( c), the transformer current It rises linearly during the period T4 when the coil voltage VL is positive and decreases linearly during the period T5 when the coil voltage VL is negative. .

図4(d)に示すように、電流I2は、電流I2101と比較して、小さくなる。 As shown in FIG. 4(d), the current I2 becomes smaller than the current I2 101. FIG.

図5は、実施の形態及び比較例の電源装置のシミュレーション波形を示す図である。図5では、電圧の比が1:0の場合を示している。また、出力電力は0Wであり、出力指令値である位相差φは0度である。 FIG. 5 is a diagram showing simulation waveforms of the power supply devices of the embodiment and the comparative example. FIG. 5 shows the case where the voltage ratio is 1:0. Also, the output power is 0 W, and the phase difference φ, which is the output command value, is 0 degrees.

先に説明したように、実施の形態では、直流電圧Vinと直流電圧Voutとの比が1:0の場合は、位相差φ1-2は180度である。 As described above, in the embodiment, the phase difference φ 1-2 is 180 degrees when the ratio between the DC voltage Vin and the DC voltage Vout is 1:0.

図5(a)は、実施の形態の2次巻線21-1b及び21-2bのトランス電圧Vt、並びに、比較例の2次巻線21bのトランス電圧Vt101を示す。 FIG. 5(a) shows the transformer voltage Vt of the secondary windings 21-1b and 21-2b of the embodiment and the transformer voltage Vt 101 of the secondary winding 21b of the comparative example.

図5(b)は、実施の形態のコイル22のコイル電圧VL、及び、比較例のコイル22のコイル電圧VL101を示す。 FIG. 5B shows the coil voltage VL of the coil 22 of the embodiment and the coil voltage VL 101 of the coil 22 of the comparative example.

図5(c)は、実施の形態の2次巻線21-1b及び21-2bのトランス電流It、並びに、比較例の2次巻線21bのトランス電流It101を示す。 FIG. 5(c) shows the transformer current It of the secondary windings 21-1b and 21-2b of the embodiment and the transformer current It 101 of the secondary winding 21b of the comparative example.

図5(d)は、実施の形態の2次側の電流I2、及び、比較例の2次側の電流I2101を示す。 FIG. 5(d) shows the current I2 on the secondary side of the embodiment and the current I2 101 on the secondary side of the comparative example.

図5(a)に示すように、トランス電圧Vtは、ブリッジ回路11の位相とブリッジ回路12の位相とが180度ずれているので、全期間に渡って0Vとなる。 As shown in FIG. 5A, the transformer voltage Vt is 0 V over the entire period because the phase of the bridge circuit 11 and the phase of the bridge circuit 12 are out of phase by 180 degrees.

図5(b)に示すように、コイル電圧VLは、トランス電圧Vtが全期間に渡って0Vであり且つ直流電圧Voutが0Vであるので、全期間に渡って0Vである。 As shown in FIG. 5(b), the coil voltage VL is 0V over the entire period because the transformer voltage Vt is 0V over the entire period and the DC voltage Vout is 0V.

図5(c)に示すように、トランス電流Itは、コイル電圧VLが全期間に渡って0Vであるので、全期間に渡って0Aである。 As shown in FIG. 5(c), the transformer current It is 0 A over the entire period because the coil voltage VL is 0 V over the entire period.

図5(d)に示すように、電流I2は、全期間に渡って0Aである。 As shown in FIG. 5(d), the current I2 is 0 A over the entire period.

図6は、実施の形態の電源装置の正規化したトランス電流を示す図である。図6では、直流電圧Vinと直流電圧Voutとの比が1:1(比の値が1)から1:0(比の値が0)までの範囲を示している。 FIG. 6 is a diagram showing normalized transformer currents of the power supply device according to the embodiment. FIG. 6 shows a range of the ratio of the DC voltage Vin to the DC voltage Vout from 1:1 (ratio value is 1) to 1:0 (ratio value is 0).

波形211は、実施の形態の電源装置1の正規化したトランス電流Itを示す。波形212は、比較例の電源装置101の正規化したトランス電流It101を示す。符号221は、直流電圧Vinと直流電圧Voutとの比が1:0.5(比の値が0.5)の場合(図4のシミュレーション波形参照)を示す。符号222は、直流電圧Vinと直流電圧Voutとの比が1:0(比の値が0)の場合(図5のシミュレーション波形参照)を示す。 A waveform 211 indicates the normalized transformer current It of the power supply device 1 of the embodiment. Waveform 212 shows the normalized transformer current It 101 of the comparative power supply 101 . Reference numeral 221 indicates a case where the ratio of the DC voltage Vin to the DC voltage Vout is 1:0.5 (ratio value is 0.5) (see simulation waveforms in FIG. 4). Reference numeral 222 indicates a case where the ratio between the DC voltage Vin and the DC voltage Vout is 1:0 (the value of the ratio is 0) (see simulation waveforms in FIG. 5).

図6に示すように、電源装置1は、トランス電流Itを、電源装置101のトランス電流It101よりも抑制することができる。特に、電源装置1は、直流電圧Vinと直流電圧Voutとの比が1:0、つまり、2次側が垂下(短絡)の場合のトランス電流Itを、電源装置101のトランス電流It101よりも大幅に抑制することができる。 As shown in FIG. 6 , the power supply 1 can suppress the transformer current It more than the transformer current It 101 of the power supply 101 . In particular, the power supply 1 has a ratio of the DC voltage Vin to the DC voltage Vout of 1:0. can be suppressed to

また、電源装置1は、ブリッジ回路(3個)単位の位相を制御すれば良い。従って、電源装置1は、特許文献2(トランジスタ単位の位相を制御)と比較して、制御する位相の数を抑制できるので、制御演算量を抑制できる。 Also, the power supply device 1 may control the phase of each bridge circuit (three pieces). Therefore, the power supply device 1 can reduce the number of phases to be controlled compared to Patent Document 2 (controlling phases in units of transistors), so that the amount of control calculation can be reduced.

また、電源装置1の1次側では、2個のブリッジ回路11及び12に1次電流が分流するので、低廉な部品を1次側のブリッジ回路11及び12に使用可能であり、部品コストを抑制できる。 Further, on the primary side of the power supply device 1, since the primary current is split between the two bridge circuits 11 and 12, inexpensive parts can be used for the bridge circuits 11 and 12 on the primary side, and the parts cost can be reduced. can be suppressed.

なお、実施の形態では、ブリッジ回路11、12及び13が単相フルブリッジ回路としたが、本開示はこれに限定されない。ブリッジ回路11、12及び13は、3相ブリッジ回路であっても良い。 Although the bridge circuits 11, 12 and 13 are single-phase full bridge circuits in the embodiment, the present disclosure is not limited to this. Bridge circuits 11, 12 and 13 may be three-phase bridge circuits.

また、実施の形態では、制御装置31は、直流電圧Vinに対する直流電圧Voutの比の値に基づいて、ブリッジ回路11、12及び13の位相を制御することとしたが、本開示はこれに限定されない。制御装置31は、トランス21-1及びトランス21-2の1次側電流及び2次側電流に基づいて、ブリッジ回路11、12及び13の位相を制御しても良い。また、制御装置31は、直流電圧Vin、直流電圧Vout、トランス21-1及びトランス21-2の1次側電流及び2次側電流に基づいて、ブリッジ回路11、12及び13の位相を制御しても良い。 Further, in the embodiment, the control device 31 controls the phases of the bridge circuits 11, 12 and 13 based on the value of the ratio of the DC voltage Vout to the DC voltage Vin, but the present disclosure is limited to this. not. The control device 31 may control the phases of the bridge circuits 11, 12 and 13 based on the primary side currents and secondary side currents of the transformers 21-1 and 21-2. Further, the control device 31 controls the phases of the bridge circuits 11, 12 and 13 based on the DC voltage Vin, the DC voltage Vout, and the primary and secondary currents of the transformers 21-1 and 21-2. can be

<付記>
各ブリッジ回路にDCカットコンデンサを設けても良い。例えば、ブリッジ回路11の出力端子11c、11d、ブリッジ回路12の出力端子12c、12d、ブリッジ回路の入力端子13a、13bにDCカットコンデンサを設けても良い。
<Appendix>
A DC cut capacitor may be provided in each bridge circuit. For example, DC cut capacitors may be provided at the output terminals 11c and 11d of the bridge circuit 11, the output terminals 12c and 12d of the bridge circuit 12, and the input terminals 13a and 13b of the bridge circuit.

本発明のいくつかの実施の形態を説明したが、これらの実施の形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施の形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施の形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。 While several embodiments of the invention have been described, these embodiments have been presented by way of example and are not intended to limit the scope of the invention. These embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and modifications can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and their modifications are included in the scope and gist of the invention, as well as the scope of the invention described in the claims and equivalents thereof.

1、101 電源装置
2 電源
3、23 コンデンサ
4 負荷
11、12、13 ブリッジ回路
21、21-1、21-2 トランス
22 コイル
24、25 電圧センサ
31、102 制御装置
31a 第1スイッチング制御部
31b 第2スイッチング制御部
31c 第3スイッチング制御部
31d 位相制御部
1, 101 Power supply device 2 Power supply 3, 23 Capacitor 4 Load 11, 12, 13 Bridge circuit 21, 21-1, 21-2 Transformer 22 Coil 24, 25 Voltage sensor 31, 102 Control device 31a First switching control unit 31b Second 2 switching control section 31c 3rd switching control section 31d phase control section

Claims (5)

第1端子及び第2端子に第1直流電圧が入力される第1ブリッジ回路と、
第1端子及び第2端子に前記第1直流電圧が入力される第2ブリッジ回路と、
1次巻線が前記第1ブリッジ回路の第3端子及び第4端子に電気的に接続された第1トランスと、
1次巻線が前記第2ブリッジ回路の第3端子及び第4端子に電気的に接続され、2次巻線の一端が前記第1トランスの2次巻線の一端に電気的に接続された第2トランスと、
一端が、前記第1トランスの2次巻線の他端に電気的に接続されたコイルと、
第1端子が前記コイルの他端に電気的に接続され、第2端子が前記第2トランスの2次巻線の他端に電気的に接続され、第3端子及び第4端子から第2直流電圧を出力する第3ブリッジ回路と、
前記第1直流電圧及び前記第2直流電圧に基づいて、前記第1トランス及び前記第2トランスの1次側電流及び2次側電流に基づいて、若しくは、前記第1直流電圧、前記第2直流電圧、前記第1トランス及び前記第2トランスの1次側電流及び2次側電流に基づいて、並びに、出力電流指令若しくは出力電力指令に基づいて前記第1ブリッジ回路、前記第2ブリッジ回路及び前記第3ブリッジ回路の位相を制御する制御装置と、
を備える、
ことを特徴とする、電源装置。
a first bridge circuit in which a first DC voltage is input to a first terminal and a second terminal;
a second bridge circuit in which the first DC voltage is input to a first terminal and a second terminal;
a first transformer having a primary winding electrically connected to third and fourth terminals of the first bridge circuit;
A primary winding was electrically connected to the third and fourth terminals of the second bridge circuit, and one end of the secondary winding was electrically connected to one end of the secondary winding of the first transformer. a second transformer;
a coil having one end electrically connected to the other end of the secondary winding of the first transformer;
A first terminal is electrically connected to the other end of the coil, a second terminal is electrically connected to the other end of the secondary winding of the second transformer, and a second direct current is generated from the third and fourth terminals. a third bridge circuit that outputs a voltage;
Based on the first DC voltage and the second DC voltage, based on the primary side current and the secondary side current of the first transformer and the second transformer, or the first DC voltage and the second DC voltage Based on the voltage, the primary side current and secondary side current of the first transformer and the second transformer, and based on the output current command or the output power command, the first bridge circuit, the second bridge circuit and the a controller for controlling the phase of the third bridge circuit;
comprising
A power supply device characterized by:
前記制御装置は、
前記第1直流電圧に対する前記第2直流電圧の比の値に基づいて、前記第1ブリッジ回路、前記第2ブリッジ回路及び前記第3ブリッジ回路の位相を制御する、
ことを特徴とする、請求項1に記載の電源装置。
The control device is
Controlling the phases of the first bridge circuit, the second bridge circuit and the third bridge circuit based on the value of the ratio of the second DC voltage to the first DC voltage;
The power supply device according to claim 1, characterized in that:
前記制御装置は、
前記比の値が1から小さいほど、前記第1ブリッジ回路と前記第2ブリッジ回路との間の位相差を0度から大きくする、
ことを特徴とする、請求項2に記載の電源装置。
The control device is
The phase difference between the first bridge circuit and the second bridge circuit increases from 0 degrees as the value of the ratio decreases from 1.
3. The power supply device according to claim 2, characterized by:
前記制御装置は、
前記比の値に基づいて、前記第1ブリッジ回路と基準位相との間及び前記基準位相と前記第2ブリッジ回路との間の第1位相差を決定し、前記第3ブリッジ回路の位相を前記基準位相に合わせる、
ことを特徴とする、請求項2又は3に記載の電源装置。
The control device is
determining a first phase difference between the first bridge circuit and the reference phase and between the reference phase and the second bridge circuit based on the ratio value; Align with the reference phase,
4. The power supply device according to claim 2 or 3, characterized in that:
前記制御装置は、
前記比の値に基づいて、前記第1ブリッジ回路と前記第2ブリッジ回路との間の第2位相差を決定し、前記第1ブリッジ回路と前記第3ブリッジ回路との間及び前記第3ブリッジ回路と前記第2ブリッジ回路との間の第3位相差を、前記第2位相差の2分の1に決定する、
ことを特徴とする、請求項2又は3に記載の電源装置。
The control device is
determining a second phase difference between the first bridge circuit and the second bridge circuit based on the ratio value; determining a third phase difference between the circuit and the second bridge circuit to be one-half the second phase difference;
4. The power supply device according to claim 2 or 3, characterized in that:
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