JP2022117764A - Ａ／ｄコンバータの試験装置および試験方法 - Google Patents

Abstract

【課題】Ａ／Ｄコンバータを精度良く測定可能な測定技術を提供する。【解決手段】試験装置２００は、サンプリングレートＦＳを有するＡ／Ｄコンバータ１１２を試験する。波形発生器２１０は、Ａ／Ｄコンバータ１１２の入力に周波数ＦＩＮを有する正弦波の試験信号ＳＴＥＳＴを供給する。インタフェース回路２２０は、Ａ／Ｄコンバータ１１２から出力されるデジタル値を受信する。演算処理装置２３０は、インタフェース回路が受信した連続する２ｎ個のデジタル値を含むデータ列に窓関数を適用して高速フーリエ変換し、スペクトルデータを生成する。波形発生器２１０において試験信号ＳＴＥＳＴの周波数ＦＩＮは、離散的な複数の値の中から選択可能である。周波数ＦＩＮは、ＦＣＯＨ＝ｍ×ＦＳ／２ｎで表されるコヒーレント周波数ＦＣＯＨに近い値が選択される。【選択図】図１

Description

本開示は、Ａ／Ｄコンバータの評価技術に関する。

デジタル信号処理を行うシステムにおけるキーデバイスのひとつとしてＡ／Ｄコンバータがある。Ａ／Ｄコンバータの性能を表す指標として、ＳＮＲ（Signal Noise Ratio、信号対雑音）やＳＩＮＡＤ（SIgnal to Noise And Distortion ratio、信号対雑音＋歪）が知られており、Ａ／Ｄコンバータあるいはそれを組み込んだチップやシステムは、出荷前の検査工程において、ＳＮＲやＳＩＮＡＤが測定される。

単一の周波数を有する正弦波の試験信号を利用したＡ／Ｄコンバータの試験手法について考察する。

Ａ／Ｄコンバータに所定の周波数の正弦波のアナログの試験信号を入力すると、試験信号をサンプリングしたデジタル信号（波形データ）が得られる。このデジタルの波形データを、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）によって周波数領域の情報（スペクトルデータ）に変換することで、信号強度と、ノイズフロアのレベルを得ることができる。

Walt Kester 、Taking the Mystery out of the Infamous Formula,、［online］、インターネット＜URL：https://www.analog.com/media/en/training-seminars/tutorials/MT-001.pdf＞ D'Antona, Gabriele, and A. Ferrero. "Digital Signal Processing for Measurement Systems", New York: Springer Media, 2006, pp. 70-72. Gade, Svend, and Henrik Herlufsen. "Use of Weighting Functions in DFT/FFT Analysis (Part I)." Windows to FFT Analysis (Part I): Technical Review (ブリュエル・ケア). Vol. x, Number 3, 1987, pp. 1-28.

本開示は係る状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、Ａ／Ｄコンバータを精度良く測定可能な測定技術の提供にある。

本開示のある態様は、Ａ／Ｄコンバータの試験装置に関する。Ａ／Ｄコンバータは、サンプリングレートＦ_Ｓを有している。試験装置は、Ａ／Ｄコンバータの入力に周波数Ｆ_ＩＮを有する正弦波の試験信号を供給する波形発生器と、Ａ／Ｄコンバータから出力されるデジタル値を受信するインタフェース回路と、インタフェース回路が受信した連続する２^ｎ個のデジタル値を含むデータ列に窓関数を適用して高速フーリエ変換し、スペクトルデータを生成する演算処理装置と、を備える。波形発生器において試験信号の周波数Ｆ_ＩＮは、離散的な複数の値の中から選択可能である。周波数Ｆ_ＩＮは、
Ｆ_ＣＯＨ＝ｍ×Ｆ_Ｓ／２^ｎ
で表されるコヒーレント周波数Ｆ_ＣＯＨに近い値が選択される。

なお、以上の構成要素を任意に組み合わせたもの、あるいは本発明の表現を、方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本開示のある態様によれば、Ａ／Ｄコンバータの測定精度を改善できる。

実施の形態に係る試験システムのブロック図である。 複数の入力周波数Ｆ_ＩＮに対応するＦＦＴスペクトルを示す図である。 スペクトルリークの入力周波数Ｆ_ＩＮの依存性を示す図である。 コヒーレント周波数を説明する図である。 ＳＩＮＡＤの入力周波数Ｆ_ＩＮの依存性を示す図である。 スペクトルリークとＳＩＮＡＤと重ねて示した図である。 スペクトルリークの入力周波数Ｆ_ＩＮの依存性を示す図である。 スペクトルリークの入力周波数Ｆ_ＩＮの依存性を示す図である。

（実施形態の概要）
本開示のいくつかの例示的な実施形態の概要を説明する。この概要は、後述する詳細な説明の前置きとして、実施形態の基本的な理解を目的として、１つまたは複数の実施形態のいくつかの概念を簡略化して説明するものであり、発明あるいは開示の広さを限定するものではない。またこの概要は、考えられるすべての実施形態の包括的な概要ではなく、実施形態の欠くべからざる構成要素を限定するものではない。便宜上、「一実施形態」は、本明細書に開示するひとつの実施形態または複数の実施形態を指すものとして用いる場合がある。

一実施形態は、Ａ／Ｄコンバータの試験装置に関する。試験対象のＡ／Ｄコンバータは、サンプリングレートＦ_Ｓを有している。試験装置は、Ａ／Ｄコンバータの入力に周波数Ｆ_ＩＮを有する正弦波の試験信号を供給する波形発生器と、Ａ／Ｄコンバータから出力されるデジタル値を受信するインタフェース回路と、インタフェース回路が受信した連続する２^ｎ個のデジタル値を含むデータ列に窓関数を適用して高速フーリエ変換し、スペクトルデータを生成する演算処理装置と、を備える。波形発生器において試験信号の周波数Ｆ_ＩＮは、離散的な複数の値の中から選択可能である。

本発明者らは、周波数Ｆ_ＩＮの正弦波を、あるサンプリング周波数Ｆ_Ｓでサンプリングし、窓関数を適用して高速フーリエ変換すると、その結果得られるスペクトルデータのフロアレベルが、正弦波の周波数Ｆ_ＩＮに依存して大きく変化することを認識するに至った。より詳しい検討の結果、周波数Ｆ_ＩＮが、
Ｆ_ＣＯＨ＝ｍ×Ｆ_Ｓ／２^ｎ
で表されるコヒーレント周波数Ｆ_ＣＯＨであるときに、フロアレベルは極小となり、コヒーレント周波数ｆ_ＣＯＨから離れるに従って、フロアレベルが上昇することを認識した。

この認識にもとづいて、一実施形態では、Ａ／Ｄコンバータに与える試験信号の周波数Ｆ_ＩＮは、コヒーレント周波数Ｆ_ＣＯＨに近い値が選択される。近い値とは、最近接値が好ましいがそれに限定されない。

これにより、スペクトルデータのフロアレベルを低下させることができ、ＳＮＲやＳＩＮＡＤなどの特性を精度良く測定することが可能となる。

Ａ／Ｄコンバータの量子化ビット数がＮ_ｑであるとき、－６．０２・Ｎ_ｑ－１．７６－１０・ｌｏｇ（２^ｎ／２）を理想フロアレベルとする。周波数Ｆ_ＩＮの理想正弦波を、サンプリング周波数Ｆ_Ｓで量子化したサンプル数が２^ｎのデータ列を用意し、このデータ列を窓関数を伴う高速フーリエ変換して得られるＦＦＴスペクトルのスペクトルリークが、理想フロアレベルより低くなるように、周波数Ｆ_ＩＮを定めてもよい。６．０２は、ビットをデジベルに変換する係数２０ｌｏｇ_１０（２）であり、１．７６は理想的なＡ／Ｄコンバータの量子化誤差を表す。

一実施形態において、試験対象のＡ／Ｄコンバータのビット数は、１１以上であってもよい。Ａ／Ｄコンバータのビット数が大きいほど、窓関数の適用に起因するスペクトルリークの影響が大きくなり、本開示に係る技術の優位性が高まる。

一実施形態において、Ａ／Ｄコンバータの量子化ビット数Ｎ_ｑは１２ビットであり、Ｆ_ＩＮとＦ_ＣＯＨの誤差は、１５Ｈｚ以下であってもよい。

一実施形態において、Ａ／Ｄコンバータの量子化ビット数Ｎ_ｑは１４ビットであり、Ｆ_ＩＮとＦ_ＣＯＨの誤差は、±３．５Ｈｚ以下であってもよい。

（実施の形態）
以下、好適な実施の形態について図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図１は、実施の形態に係る試験システム１００のブロック図である。試験システム１００は、被試験デバイス（ＤＵＴ）１１０と、試験装置２００を備える。ＤＵＴ１１０は、Ａ／Ｄコンバータ１１２を含んでいる。ＤＵＴ１１０は、Ａ／Ｄコンバータ単体のＩＣ（Integrated Circuit）であってもよいし、マイクロコントローラなど、Ａ／Ｄコンバータを内蔵するＩＣであってもよい。

Ａ／Ｄコンバータ１１２は、フラッシュ型、パイプライン型、逐次比較（ＳＡＲ）型のいずれかであり、入力ピンＩＮに入力されたアナログ信号を、所定のサンプリングレートＦ_Ｓでサンプリングしてデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄコンバータ１１２はシングルエンド入力であってもよいし、差動入力であってもよい。Ａ／Ｄコンバータ１１２の量子化ビット数をＮ_ｑ（Ｎ_ｑ≧２）とする。たとえば量子化ビット数Ｎ_ｑは１２であり、あるいはそれより大きい、１３あるいは１４であってもよく、さらに大きくてもよい。

ＤＵＴ１１０は、Ａ／Ｄコンバータ１１２の出力を、出力端子ＯＵＴから外部に出力するためのインタフェース回路１１４をさらに備えてもよい。

試験装置２００は、ＤＵＴ１１０（Ａ／Ｄコンバータ１１２）にアナログの試験信号Ｓ_ＴＥＳＴを供給し、ＤＵＴ１１０の出力を処理し、ＤＵＴ１１０の特性を評価し、あるいはその良否を判定する。

試験装置２００は、波形発生器２１０、インタフェース回路２２０、演算処理装置２３０を備える。

波形発生器２１０は、周波数Ｆ_ＩＮを有する正弦波の試験信号Ｓ_ＴＥＳＴを生成し、Ａ／Ｄコンバータ１１２の入力端子ＩＮに供給する。その限りではないが、波形発生器２１０は、任意波形発生器（ＡＷＧ）を用いることができる。波形発生器２１０が生成可能な正弦波の周波数Ｆ_ＩＮは、任意に選ぶことができるわけではなく、離散的な複数の周波数から選択可能となっている。これは波形発生器２１０がＤ／Ａコンバータを含んで構成されるところ、Ｄ／Ａコンバータの動作周波数が自由に設定できないことに起因している。

インタフェース回路２２０は、Ａ／Ｄコンバータ１１２が生成するデジタル値を、インタフェース回路１１４を経由して受信する。

演算処理装置２３０は、インタフェース回路２２０が受信した連続する２^ｎ個のデジタル値を含むデータ列を取得する。そしてこのデータ列に窓関数を適用して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、スペクトルデータを生成する。窓関数の種類は、ハニングウィンドウ、ハミングウィンドウ、ブラックマンウィンドウ、フラットトップウィンドウなどが例示されるが、試験信号Ｓ_ＴＥＳＴとして周期信号（正弦波）を用いる場合、フラットトップウィンドウが好適である。

データ列を構成するデジタル値の個数２^ｎは、たとえば５１２（ｎ＝９）、１０２４（ｎ＝１０）、２０４８（ｎ＝１１）、４０９６（ｎ＝１２）、８１９２（ｎ＝１３）などを用いることができる。

以上が試験システム１００の基本的な構成である。

続いて、本発明者らが行った本開示に係る技術のもととなった検証について説明する。

はじめに、スペクトルリーク（サイドローブ）の入力周波数Ｆ_ＩＮの依存性を調べた。ここではサンプリングレートＦ_Ｓ＝１Ｍｓｐｓ（samples per second）、データ数を２^１２＝４０９６としている。ＦＦＴには、窓関数としてフラットトップウィンドウを用いるものとする。

図２は、複数の入力周波数Ｆ_ＩＮに対応するＦＦＴスペクトルを示す図である。周波数Ｆ_ＩＮの理想正弦波を、サンプリング周波数Ｆ_Ｓで量子化（時間軸方向に離散化）したサンプル数が２^ｎのデータ列を用意する。このデータ列は、３２ビット浮動小数点などで表されてもよい。このデータ列を、窓関数を伴う高速フーリエ変換することで、図２のＦＦＴスペクトルが得られる。図２には、入力周波数Ｆ_ＩＮが、９９．６０９ｋＨｚ、９９．９７ｋＨｚ、９９．８５４ｋＨｚ、１００．０９８ｋＨｚ、１００．３１８ｋＨｚ、１００．３４２ｋＨのときのＦＦＴスペクトルが示される。窓関数を適用している場合であっても、サイドローブのレベルは、入力周波数Ｆ_ＩＮに依存して大きく変化している。

入力周波数Ｆ_ＩＮを含むメインローブの両側に存在するサイドバンドに対応する周波数帯域に含まれるエネルギーを、スペクトルリークと定義する。ここでは、入力周波数Ｆ_ＩＮの±５ｂｉｎをメインローブとし、メインローブよりも高周波数側の１００ｂｉｎの範囲およびメインローブよりも低周波数側の１００ｂｉｎの範囲のエネルギーをスペクトルリークとしている。図３は、スペクトルリークの入力周波数Ｆ_ＩＮの依存性を示す図である。

横軸は入力周波数Ｆ_ＩＮであり、９９．５ｋＨｚ～１００．５ｋＨｚの範囲で、０．００１ｋＨｚステップで変化させている。縦軸はスペクトルリークを示す。スペクトルリークの計算に際して、ＦＦＴスペクトルのノイズフロアにあわせるために、計算値から、２００ｂｉｎ（±１００ｂｉｎ）に対応して、１０ｌｏｇ_１０（２００／２）を減算している。

９９．６０９ｋＨｚ、９９．８５４ｋＨｚ、１００．０９８ｋＨｚ、１００．３４２ｋＨｚにおいてディップが生じており、スペクトルリークが小さくなり、そこから離れるほど、スペクトルリークが大きくなることが分かる。

本発明者は、これらの離散的な周波数９９．６０９ｋＨｚ、９９．８５４ｋＨｚ、１００．０９８ｋＨｚ、１００．３４２ｋＨｚが、コヒーレント周波数Ｆ_ＣＯＨに近接していることを認識した。

図４は、コヒーレント周波数を説明する図である。コヒーレント周波数Ｆ_ＣＯＨは、データ列としてキャプチャする期間Ｔ_ＣＡＰに、試験信号Ｓ_ＴＥＳＴの整数ｍ倍の波形が含まれるような周波数である。図４では、ｍ＝１０である。

サンプリングレートＦ_Ｓで、２^ｎ個のデジタル値をキャプチャする場合、キャプチャ期間Ｔ_ＣＡＰは、２^ｎ／Ｆ_Ｓである。このキャプチャ期間Ｔ_ＣＡＰの間に、ｍ周期分の正弦波が含まれるとき、その正弦波の周波数がコヒーレント周波数Ｆ_ＣＯＨとなる。したがってコヒーレント周波数Ｆ_ＣＯＨは、
Ｆ_ＣＯＨ＝ｍ×Ｆ_Ｓ／２^ｎ
で表される。

サンプリングレートＦ_Ｓ＝１Ｍｓｐｓ（samples per second）、データ数４０９６の場合、コヒーレント周波数Ｆ_ＣＯＨは以下の値をとる。
Ｆ_ＣＯＨ＝ ９９．６０９３７５ｋＨｚ （ｍ＝４０８）
Ｆ_ＣＯＨ＝ ９９．８５３５ｋＨｚ （ｍ＝４０９）
Ｆ_ＣＯＨ＝１００．０９７６５６ｋＨｚ （ｍ＝４１０）
Ｆ_ＣＯＨ＝１００．３４１７９７ｋＨｚ （ｍ＝４１１）
これらのコヒーレント周波数は、図３におけるディップの周波数と一致している。

図５は、ＳＩＮＡＤの入力周波数Ｆ_ＩＮの依存性を示す図である。図５には、１２ビットの理論フロアレベル（－７４ｄＢ）を示している。ＳＩＮＡＤも、スペクトルリークと同様に、コヒーレント周波数において最小値をとり、そこから離れるにしたがって悪化することが分かる。

図６は、スペクトルリークとＳＩＮＡＤと重ねて示した図である。図６には、１２ビット、１４ビット、１６ビットに対応する理想ＦＦＴフロアレベルＦＬ_{ｉｄｅａｌ}が示される。理想ＦＦＴフロアレベルは、式（１）で表される。
ＦＬ_{ｉｄｅａｌ}＝－６．０２・Ｎ_ｑ－１．７６－１０・ｌｏｇ（２^ｎ／２） …（１）

図１に戻る。窓関数には周波数応答性があり、Ａ／Ｄコンバータのダイナミック測定時に窓関数を用いる場合、周波数Ｆ_ＩＮは、波形発生器２１０において設定可能な複数の値の中から、コヒーレント周波数Ｆ_ＣＯＨに近い値が選択される。

周波数Ｆ_ＩＮは、コヒーレント周波数Ｆ_ＣＯＨに近ければ近いほど、測定精度は改善されるが、波形発生器２１０の仕様によって、周波数Ｆ_ＩＮの選択は制約を受ける。そこで理想正弦波を高速フーリエ変換した際のスペクトルリークが、理想ＦＦＴフロアレベルより低い周波数を使うことで、ＳＮＲおよびＳＩＮＡＤを、スペクトルリークが少ない状態で測定できる。

スペクトルリークが理想ＦＦＴフロアレベルより低い周波数範囲は、コヒーレント周波数を中心に幅を持っている。この幅は、１２ビットの場合、コヒーレント周波数を中心とする±１９Ｈｚであり、１４ビットの場合、コヒーレント周波数を中心とする±５Ｈｚであり、１６ビットの場合、コヒーレント周波数を中心とする±１Ｈｚである。したがって、周波数Ｆ_ＩＮは、この周波数範囲内で選ぶとよい。

以上が試験装置２００の構成である。この試験装置２００によれば、スペクトルリークの影響を小さくし、Ａ／ＤコンバータのＳＮＲやＳＩＮＡＤなどの特性を評価する際の精度を高めることができる。

図７は、スペクトルリークの入力周波数Ｆ_ＩＮの依存性を示す図である。ここではサンプリング周波数Ｆ_Ｓが０．８ＭＨｚと１．２ＭＨｚのときの計算結果が示される。これらのサンプリング周波数Ｆ_Ｓにおいても、コヒーレント周波数Ｆ_ＣＯＨにおいてスペクトルリークが極小となることが分かる。なお、Ｆ_Ｓ＝０．８ＭＨｚ、１２ビットの場合、入力周波数Ｆ_ＩＮを、コヒーレント周波数を中心とする±１５Ｈｚに定めれば、スペクトルリークは理想フロアレベルより小さくなる。Ｆ_Ｓ＝０．８ＭＨｚ、１４ビットの場合、入力周波数Ｆ_ＩＮを、コヒーレント周波数を中心とする±３．５Ｈｚに定めれば、スペクトルリークは理想フロアレベルより小さくなる。Ｆ_Ｓ＝０．８ＭＨｚ、１６ビットの場合、入力周波数Ｆ_ＩＮを、コヒーレント周波数を中心とする±０．５Ｈｚに定めれば、スペクトルリークは理想フロアレベルより小さくなる。

図８は、スペクトルリークの入力周波数Ｆ_ＩＮの依存性を示す図である。ここではＦ_Ｓ＝１ＭＨｚとして、高速フーリエ変換を行うデータ列のポイント数を、２０４８，４０９６，８１９２と変化させている。ポイント数を変更する可能性がある場合には、入力周波数Ｆ_ＩＮを少ないポイント数（たとえば２０４８）におけるコヒーレント周波数Ｆ_ＣＯＨの近傍に設定しておくことで、多いポイント数（４０９６，８１９２）に変更した場合に、入力周波数Ｆ_ＩＮを変更する必要がない。

実施の形態は、本発明の原理、応用の一側面を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１００…試験システム、１１０…ＤＵＴ、１１２…Ａ／Ｄコンバータ、１１４…インタフェース回路、２００…試験装置、２１０…波形発生器、２２０…インタフェース回路、２３０…演算処理装置。

Claims (9)

1. サンプリングレートＦ_Ｓを有するＡ／Ｄコンバータの試験装置であって、
   前記Ａ／Ｄコンバータの入力に周波数Ｆ_ＩＮを有する正弦波の試験信号を供給する波形発生器と、
   前記Ａ／Ｄコンバータから出力されるデジタル値を受信するインタフェース回路と、
   前記インタフェース回路が受信した連続する２^ｎ個の前記デジタル値を含むデータ列に窓関数を適用して高速フーリエ変換し、スペクトルデータを生成する演算処理装置と、
   を備え、
   前記波形発生器において前記試験信号の周波数Ｆ_ＩＮは、離散的な複数の値の中から選択可能であり、前記周波数Ｆ_ＩＮは、
   Ｆ_ＣＯＨ＝ｍ×Ｆ_Ｓ／２^ｎ
   で表されるコヒーレント周波数Ｆ_ＣＯＨに近い値が選択されることを特徴とする試験装置。
2. 前記Ａ／Ｄコンバータの量子化ビット数がＮ_ｑであるとき、－６．０２・Ｎ_ｑ－１．７６－１０・ｌｏｇ（２^ｎ／２）を理想フロアレベルとし、
   前記周波数Ｆ_ＩＮの理想正弦波を、サンプリング周波数Ｆ_Ｓで量子化したサンプル数が２^ｎのデータ列を、窓関数を伴う高速フーリエ変換して得られるスペクトルのスペクトルリークが、前記理想フロアレベルより低くなるように、前記周波数Ｆ_ＩＮが定められることを特徴とする請求項１に記載の試験装置。
3. 前記Ａ／Ｄコンバータの量子化ビット数は、１１以上であることを特徴とする請求項１または２に記載の試験装置。
4. 前記Ａ／Ｄコンバータの量子化ビット数は１２ビットであり、Ｆ_ＩＮとＦ_ＣＯＨの誤差は、１５Ｈｚ以下であることを特徴とする特徴とする請求項１または２に記載の試験装置。
5. 前記Ａ／Ｄコンバータの量子化ビット数は１４ビットであり、Ｆ_ＩＮとＦ_ＣＯＨの誤差は、±３．５Ｈｚ以下であることを特徴とする特徴とする請求項１または２に記載の試験装置。
6. サンプリングレートＦ_Ｓを有するＡ／Ｄコンバータの試験方法であって、
   波形発生器によって、前記Ａ／Ｄコンバータの入力に周波数Ｆ_ＩＮを有する正弦波の試験信号を供給するステップと、
   前記Ａ／Ｄコンバータから出力される連続する２^ｎ個のデジタル値を含むデータ列に窓関数を適用して高速フーリエ変換し、スペクトルデータを生成するステップと、
   を備え、
   前記波形発生器において前記試験信号の周波数Ｆ_ＩＮは、離散的な複数の値の中から選択可能であり、前記周波数Ｆ_ＩＮは、
   Ｆ_ＣＯＨ＝ｍ×Ｆ_Ｓ／２^ｎ
   で表されるコヒーレント周波数Ｆ_ＣＯＨに近い値が選択されることを特徴とする試験方法。
7. 前記Ａ／Ｄコンバータの量子化ビット数がＮ_ｑであるとき、－６．０２・Ｎ_ｑ－１．７６－１０・ｌｏｇ（２^ｎ／２）を理想フロアレベルとし、
   前記周波数Ｆ_ＩＮの理想正弦波を、サンプリング周波数Ｆ_Ｓで量子化したサンプル数が２^ｎのデータ列を、窓関数を伴う高速フーリエ変換して得られるスペクトルのスペクトルリークが、前記理想フロアレベルより低くなるように、前記周波数Ｆ_ＩＮが定められることを特徴とする請求項６に記載の試験方法。
8. 前記Ａ／Ｄコンバータの量子化ビット数は、１２以上であることを特徴とする請求項６または７に記載の試験方法。
9. 前記Ａ／Ｄコンバータの量子化ビット数は１２ビットであり、Ｆ_ＩＮとＦ_ＣＯＨの誤差は、１５Ｈｚ以下であることを特徴とする特徴とする請求項６から８のいずれかに記載の試験方法。

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