JP2022117572A - Image sensor and camera using the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、SiCMOSFETを含むSiC素子で構成されるイメージセンサおよびそれを用いたカメラに関する。 The present invention relates to an image sensor composed of SiC elements including SiCMOSFETs and a camera using the same.
特許文献1には、単位画素の2次元配列における面内での特性の揺らぎに対するマージンを低減するように、リセットレベルを設定可能な固体撮像装置が開示される。特許文献2には、画質を低下させる列固定パターンノイズやシェーディングを抑制しつつ、高速な画素信号の読み出し可能な固体撮像装置が開示される。これらの具体的な適用例としては、SiMOSFETを用いたCMOSイメージセンサが想定されている。
SiC素子は、Si素子に比べて高い耐放射線性を有する。このため、イメージセンサをSiC素子で構成することにより、強い放射線環境下で使用可能なカメラが実現できる。 SiC elements have higher radiation resistance than Si elements. Therefore, by configuring the image sensor with SiC elements, it is possible to realize a camera that can be used in a strong radiation environment.
図1にSiCMOSFETを用いたイメージセンサを構成する画素回路10及び読み出し回路11の回路図を示す。イメージセンサは、後述するように、画素回路がマトリックス状に配置され、読み出し回路は複数の画素回路に対して共通に設けられている。ここでは、理解のしやすさのため、画素回路10と読み出し回路11とを1対1で接続した状態を示している。
FIG. 1 shows a circuit diagram of a
画素回路10と読み出し回路11とはSiC基板上に形成されたSiC素子で構成されている。電源電位VDDの大きさは特に限定するものではないが、例えば4Vである。画素回路10はフォトダイオードPDを含む。フォトダイオードPDに光が照射されると、光電変換によりフォトダイオードPDに電荷が発生する。発生する電荷量はフォトダイオードPDに照射された光量に依存する。画素回路10ではフォトダイオードPDで発生した電荷を電圧信号に変換し、読み出し回路11は、画素回路10で変換した電圧を選択的に読み出すことにより、画素ごとに照射された光量を検出する。
The
図2に、図1に示した画素回路10と読み出し回路11の読み出し波形(模式図)を示す。図2は、図1に示すトランジスタのそれぞれのゲートに印加される電圧を示している。波形21は、増幅トランジスタMDのゲート電位であり、波形21aは光量が大きい(明るい)場合の変化を、波形21bは光量が少ない(暗い)場合の変化を示している。なお、トランジスタはいずれも電源電圧VDDで動作するSiCMOSFETであるが、図2ではアナログ動作を行う増幅トランジスタMDの波形21は、電圧の大きさを、オン/オフ動作(スイッチ動作)を行う他のトランジスタの波形に比べて強調して描いている。
FIG. 2 shows readout waveforms (schematic diagrams) of the
まず、リセットトランジスタMRSTがオン(導通)とされることにより、増幅トランジスタMDのゲート電位は電源電位VDDに引き上げられる。このとき、増幅トランジスタMDのドレイン電位とゲート電位とは等しく、ソース・ドレイン経路は導通状態となっている。その後、リセットトランジスタMRSTがオフ(非導通)とされ、行選択トランジスタM1がオンとされる。行選択トランジスタM1は画素回路10の読み出し処理が行われる期間中継続してオンで保持される。行選択トランジスタM1がオンとされている期間を読み出し期間という。 First, by turning on (conducting) the reset transistor MRST , the gate potential of the amplification transistor MD is pulled up to the power supply potential VDD . At this time, the drain potential and the gate potential of the amplifying transistor MD are equal, and the source-drain path is in a conductive state. After that, the reset transistor M_RST is turned off (non-conducting) and the row select transistor M1 is turned on. The row select transistor M1 is kept on while the pixel circuit 10 is being read out. A period during which the row select transistor M1 is turned on is called a readout period.
読み出し期間の初期において、第1転送トランジスタM2が所定期間オンとされることにより、電源電位VDDからトランジスタMD,M1,M2のソース・ドレイン経路を経由してキャパシタC1に電荷が保持される。これにより、キャパシタC1に発生する電圧を基準電圧といい、第1転送トランジスタM2をオンするタイミングを基準電圧読み出しタイミングTrという。一方、読み出し期間の終期において、第2転送トランジスタM3が所定期間オンとされることにより、電源電位VDDからトランジスタMD,M1,M3のソース・ドレイン経路を経由してキャパシタC2に電荷が保持される。これにより、キャパシタC2に発生する電圧を信号電圧といい、第2転送トランジスタM3をオンするタイミングを信号電圧読み出しタイミングTSという。 At the beginning of the read period, the first transfer transistor M2 is turned on for a predetermined period of time, so that the capacitor C1 is charged from the power supply potential V DD through the source - drain paths of the transistors M D , M 1 and M 2 . is retained. Thus, the voltage generated in the capacitor C1 is called a reference voltage, and the timing for turning on the first transfer transistor M2 is called a reference voltage read timing Tr . On the other hand, at the end of the read period, the second transfer transistor M3 is turned on for a predetermined period of time, so that the power supply potential V DD passes through the source - drain paths of the transistors M D , M 1 and M 3 to the capacitor C 2 . holds charge. Thus, the voltage generated in the capacitor C2 is called signal voltage, and the timing for turning on the second transfer transistor M3 is called signal voltage read timing TS .
基準電圧と信号電圧の大きさの違いは、増幅トランジスタMDのゲート電位、すなわちフォトダイオードPDのカソード電位に依存する。光量が大きい場合はフォトダイオードPDで発生する電荷量が多いため波形21aに示されるように増幅トランジスタMDのゲート電位は接地電位(GND、0Vとする)に近づき、増幅トランジスタMDのソース・ドレイン経路の抵抗値が高くなることにより、基準電圧と信号電圧との差分電圧は大きくなる。これに対して、光量が少ない場合はフォトダイオードPDで発生する電荷量が少ないため波形21bに示されるように増幅トランジスタMDのゲート電位は電源電位VDDからあまり低下せず、増幅トランジスタMDのソース・ドレイン経路の抵抗値は低く保たれることにより、基準電圧と信号電圧との差は小さくなる。読み出し期間終了後に、列選択トランジスタM4,M5をオンとし、差動回路12の2つの入力端子(+,-)に基準電圧と信号電圧とがそれぞれ入力され、出力端子OUTから差分電圧が出力される。
The difference in magnitude between the reference voltage and the signal voltage depends on the gate potential of the amplification transistor MD, that is, the cathode potential of the photodiode PD. When the amount of light is large, the amount of charge generated in the photodiode PD is large, so that the gate potential of the amplification transistor MD approaches the ground potential (GND, assumed to be 0 V) as shown in the
強い放射線環境下では強いγ線にさらされることにより、SiCMOSFETのしきい値電圧がシフトする。このため、イメージセンサを構成する画素回路ごとに、SiCMOSFETのしきい値電圧が大きくばらつく。図1に示した回路構成では、基準電圧及び信号電圧ともに増幅トランジスタMDのしきい値電圧に依存し、それらの差分電圧を求めることで、増幅トランジスタMDのしきい値電圧の影響が相殺される。したがって、画素ごとの増幅トランジスタMDのしきい値電圧ばらつきに影響されることなく、光量を検出できる利点がある。 In a strong radiation environment, exposure to strong gamma rays shifts the threshold voltage of the SiCMOSFET. Therefore, the threshold voltage of the SiCMOSFET varies greatly for each pixel circuit forming the image sensor. In the circuit configuration shown in FIG. 1, both the reference voltage and the signal voltage depend on the threshold voltage of the amplification transistor MD . be done. Therefore, there is an advantage that the amount of light can be detected without being affected by variations in the threshold voltage of the amplification transistor MD for each pixel.
しかしながら、発明者らの検討の結果、図1の画素回路10では、基準電圧読み出しタイミングTrと信号電圧読み出しタイミングTsとで、増幅トランジスタMDのしきい値電圧Vthが大きくシフトする現象がみられた。図3A,Bに、発明者らが試作したSiCMOSFETのしきい値電圧のシフトΔVthを示す。
However, as a result of studies by the inventors, in the
図3Aは、SiCMOFETのしきい値電圧のシフトΔVthの例を示している。試作したSiCMOFETのソース電位、ドレイン電位を0V、ゲート電位を4Vとして、ゲート電圧を印加する時間を変えながら、しきい値電圧のシフトΔVthを計測したものである。横軸は時間(対数表示)、縦軸にしきい値電圧のシフトΔVth(線形表示)を示している。この例では、基準電圧読み出しタイミングTrと信号電圧読み出しタイミングTsとの間におよそ0.5msの差がある場合、しきい値電圧はおよそ7.9mVシフトしている。 FIG. 3A shows an example of the threshold voltage shift ΔVth of a SiCMOFET. The shift ΔVth of the threshold voltage was measured while changing the time for applying the gate voltage with the source potential and the drain potential of the prototyped SiCMOFET set to 0 V and the gate potential of 4 V. FIG. The horizontal axis indicates time (logarithmic display), and the vertical axis indicates the threshold voltage shift ΔVth (linear display). In this example, when there is a difference of approximately 0.5 ms between the reference voltage readout timing Tr and the signal voltage readout timing Ts, the threshold voltage is shifted by approximately 7.9mV .
図3Bは、このように計測した30個のSiCMOSFETのサンプルについて、しきい値電圧のシフトΔVthの累積度数分布を示したものである。サンプルの最も外れた値と中央値とを比較すると、しきい値電圧のシフトΔVthは、256階調のイメージセンサの場合、8階調に相当する大きさであった。 FIG. 3B shows the cumulative frequency distribution of the threshold voltage shift ΔVth for 30 SiCMOSFET samples thus measured. Comparing the outlier and median values of the samples, the threshold voltage shift ΔVth was as large as 8 gray scales for a 256 gray scale image sensor.
このように、SiCMOSFETを用いたイメージセンサでは、SiCMOSFETが比較的大きなしきい値電圧シフトΔVthをもち、そのばらつきが大きい。したがって、図1のような画素ごとの増幅トランジスタMDのしきい値電圧ばらつきの影響を受けにくい回路構成としても、SiCMOSFET(増幅トランジスタMD)のしきい値電圧シフトΔVthのばらつきにより、光量の検出精度が低下するおそれがある。 As described above, in an image sensor using SiCMOSFET, the SiCMOSFET has a relatively large threshold voltage shift ΔVth, and its variation is large. Therefore, even with a circuit configuration that is less susceptible to variations in the threshold voltage of the amplification transistor M D for each pixel as shown in FIG. Detection accuracy may decrease.
本発明の一実施態様であるSiCMOSFETを含むSiC素子で構成されるイメージセンサは、フォトダイオードと、フォトダイオードで発生した電荷を電圧信号に変換する増幅トランジスタと、電圧信号を出力する第1及び第2の転送トランジスタと、電源電位と増幅トランジスタのゲートとの間にソース・ドレイン経路を有するリセットトランジスタとを備える画素回路と、第1の読み出しタイミングで第1の転送トランジスタがオンされることにより、画素回路から読み出された電圧信号を基準電圧として保持する第1のキャパシタと、第1の読み出しタイミングよりも後の第2の読み出しタイミングで第2の転送トランジスタがオンされることにより、画素回路から読み出された電圧信号を信号電圧として保持する第2のキャパシタと、基準電圧と信号電圧との差分電圧を出力する差動回路とを備える読み出し回路とを有し、リセットトランジスタは、第1の読み出しタイミングに先立ってオンされ、リセットトランジスタがオンされる期間は、SiCMOSFETのしきい値電圧のシフトが飽和するために要する時間に基づき設定される。 An image sensor composed of a SiC element including a SiCMOSFET, which is one embodiment of the present invention, includes a photodiode, an amplifying transistor that converts the charge generated in the photodiode into a voltage signal, and first and first transistors that output the voltage signal. 2, a reset transistor having a source-drain path between the power supply potential and the gate of the amplification transistor, and turning on the first transfer transistor at the first read timing, A first capacitor that holds a voltage signal read out from the pixel circuit as a reference voltage and a second transfer transistor that is turned on at a second readout timing later than the first readout timing enable the pixel circuit to a second capacitor for holding the voltage signal read out from the second capacitor as a signal voltage; The period during which the reset transistor is turned on prior to the read timing of is set based on the time required for the shift of the threshold voltage of the SiCMOSFET to be saturated.
SiCMOSFETを用いたイメージセンサにおいて、画素回路に含まれる増幅トランジスタのしきい値電圧シフトΔVthの影響を抑制する。 An image sensor using a SiCMOSFET suppresses the influence of a threshold voltage shift ΔVth of an amplification transistor included in a pixel circuit.
その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。 Other problems and novel features will become apparent from the description of the specification and the accompanying drawings.
図4に本実施例のイメージセンサの回路図を示す。画素回路、読み出し回路の構成は図1に示した回路構成と同じであるので、重複する説明は省略する。画素回路10はn×nのマトリックス状に配置され、図4ではn=4の例を示している。なお、縦方向と横方向に配置される画素回路の数が異なっていても差し支えない。読み出し回路11の列選択トランジスタM4,M5及びキャパシタC1,C2は、画素マトリックスの1カラム(column)ごとに共通に設けられ、さらに列選択トランジスタM4,M5はそれぞれ、差動回路12の2つの入力端子に並列接続されている。
FIG. 4 shows a circuit diagram of the image sensor of this embodiment. Since the configurations of the pixel circuit and the readout circuit are the same as the circuit configuration shown in FIG. 1, redundant description will be omitted. The
垂直走査回路31及び水平走査回路32を総称してドライバ回路という。垂直走査回路31は画素回路10に含まれるリセットトランジスタMRST、行選択トランジスタM1、転送トランジスタM2,M3を制御する。図面の複雑化を避けるため、制御線の数は省略して示しているが、同一ロウの画素回路に対して制御線が共通化されているため、同一ロウ(row)の画素回路10は同じタイミングで動作する。水平走査回路32は、読み出し回路に含まれる列選択トランジスタM4,M5を制御する。
The
図5に図4のイメージセンサの動作波形を示す。回路動作は図1、2を用いて説明した通りであるが、読み出し回路がマトリックス状に配置された画素回路で共有されており、イメージセンサとして動作速度を高速動作させるため、各画素回路からの出力が差動回路12から連続的に出力されるよう、タイミング調整されている。
FIG. 5 shows operation waveforms of the image sensor of FIG. The circuit operation is as described with reference to FIGS. 1 and 2, but the readout circuit is shared by the pixel circuits arranged in a matrix. The timing is adjusted so that the output is continuously output from the
すなわち、第iロウ(1≦i≦(n-1))の第1カラムから第nカラムの画素回路からの出力に連続して、第(i+1)ロウの第1カラムの画素回路からの出力が開始されるよう、垂直走査回路31による第iロウに対する制御タイミングと第(i+1)ロウに対する制御タイミングとの間隔は調整される。また、第nロウの第1カラムから第1カラムの画素回路からの出力に連続して、再度第1ロウの第1カラムの画素回路からの出力が開始されるよう、垂直走査回路31による第jサイクル(1≦j)の開始タイミングと第(j+1)サイクルの開始タイミングとの間隔が調整される。
That is, the output from the pixel circuit in the first column of the (i+1)-th row (1≤i≤(n-1)) follows the output from the pixel circuit in the first column to the n-th column in the i-th row (1≤i≤(n-1)). is started, the interval between the control timing for the i-th row and the control timing for the (i+1)-th row by the
本実施例では、SiCMOSFETのしきい値電圧シフトΔVthのばらつきを抑えるため、各画素回路の読み出し期間の開始前に、増幅トランジスタMDのゲートに電気ストレスを印加する。具体的には、リセットトランジスタMRSTをオンとする時間tRST(ストレス印加時間という)を所定時間以上とする。リセットトランジスタMRSTの機能は、増幅トランジスタMDのゲート電位を電源電位VDDに引き上げることであるから、この観点からはリセットトランジスタMRSTをオンとする時間は、画素回路中の他のトランジスタをオンとする時間と同等で済む(図2参照)。これに対して、本実施例では、各画素回路における増幅トランジスタMDのしきい値電圧シフトΔVthのばらつきを抑えるため、リセットトランジスタMRSTをオンとする時間tRSTを延長する。 In this embodiment, in order to suppress variations in the threshold voltage shift ΔVth of the SiCMOSFET , electrical stress is applied to the gate of the amplification transistor MD before the start of the readout period of each pixel circuit. Specifically, the time t RST (referred to as stress application time) for turning on the reset transistor M RST is set to a predetermined time or longer. The function of the reset transistor M_RST is to pull up the gate potential of the amplification transistor M_D to the power supply potential VDD , so from this point of view, the time during which the reset transistor M_RST is turned on is the same as the other transistors in the pixel circuit. The time required to turn it on is the same (see FIG. 2). On the other hand, in the present embodiment, the time t RST for turning on the reset transistor M RST is extended in order to suppress variations in the threshold voltage shift ΔVth of the amplifying transistor M D in each pixel circuit.
SiCMOSFETのしきい値電圧シフトΔVthが生じる原因はPBTI(Positive Bias Temperature Instability)であると考えられる。PBTIは高温状態でMOSFETのゲート電圧が正にバイアスされることで生じる現象であり、ゲート絶縁膜にトラップされる電荷の挙動によりしきい値電圧シフトΔVthが発生するとされている。PBTIはSiCMOSFETに限った現象ではないが、SiCMOSFETでは、SiMOSFETに比べてその影響が顕著に表れる。その理由は以下の通りである。まず、SiCMOSFETのゲート絶縁膜は、SiMOSFETのゲート絶縁膜よりも欠陥が多く、電荷がトラップされやすい。さらにSiC素子の駆動時間が遅いため、フォトダイオードPDのカソード電位の変化を適正に検出するために、SiMOSFETで構成されるイメージセンサに比べて読み出し時間を長くとらなければならない(例えば、0.5ms程度)ためである。 PBTI (Positive Bias Temperature Instability) is considered to be the cause of the threshold voltage shift ΔVth of the SiCMOSFET. PBTI is a phenomenon that occurs when the gate voltage of a MOSFET is positively biased at high temperatures, and it is said that a threshold voltage shift ΔVth occurs due to the behavior of charges trapped in the gate insulating film. Although PBTI is not a phenomenon limited to SiCMOSFETs, its influence appears more prominently in SiCMOSFETs than in SiMOSFETs. The reason is as follows. First, the gate insulating film of the SiCMOSFET has more defects than the gate insulating film of the SiMOSFET, and charges are easily trapped. Furthermore, since the driving time of the SiC element is slow, in order to properly detect the change in the cathode potential of the photodiode PD, it is necessary to take a longer readout time (for example, 0.5 ms) compared to an image sensor composed of a SiMOSFET. degree).
画素回路の読み出し期間の開始前に、増幅トランジスタMDのゲートに電気ストレスを印加することの効果を図6A,Bを用いて説明する。 The effect of applying electrical stress to the gate of the amplification transistor MD before the start of the readout period of the pixel circuit will be described with reference to FIGS. 6A and 6B.
図3Aに示したSiCMOFETのしきい値電圧のシフトΔVthに対して、ストレス印加時間tRSTを0.5msとし、基準電圧読み出しタイミングTrと信号電圧読み出しタイミングTsとの間を0.5msとしたときのしきい値電圧のシフトΔVthを図6Aに示す。この場合、基準電圧読み出しタイミングTrと信号電圧読み出しタイミングTsとの間におけるしきい値電圧のシフトΔVthは、0.4mVに抑制されている。 For the shift ΔVth of the threshold voltage of the SiCMOFET shown in FIG. 3A, the stress application time t RST is set to 0.5 ms, and the interval between the reference voltage read timing Tr and the signal voltage read timing T s is set to 0.5 ms. FIG. 6A shows the shift ΔVth of the threshold voltage when In this case, the threshold voltage shift ΔVth between the reference voltage read timing Tr and the signal voltage read timing Ts is suppressed to 0.4 mV.
図6Bに、図3Bで測定した30個のSiCMOSFETのサンプルについて、読み出しタイミングを図6Aと同じとした場合のしきい値電圧のシフトΔVthの累積度数分布42を示す。比較のため、図3Bに示したしきい値電圧のシフトΔVthの累積度数分布41とともに示している。累積度数分布41の場合には、最大ばらつきが8階調相当であったものが、累積度数分布42の場合には、最大ばらつきが1階調相当に抑えられていることが分かる。
FIG. 6B shows a
リセットトランジスタMRSTをオンとする時間を延長しても、図5に示すサイクルiの読み出し時間(トランジスタM1がオンとされている期間)の終点とサイクル(i+1)の読み出し時間の始点との間におさまっている限り、イメージセンサ全体の動作遅延にはつながらないため、イメージセンサの動作速度を劣化させることなく、検出精度を高めることが可能になる。 Even if the time during which the reset transistor MRST is turned on is extended, the difference between the end point of the read time of cycle i (the period during which the transistor M1 is turned on) and the start point of the read time of cycle (i+ 1 ) shown in FIG. As long as it is within the interval, there is no delay in the operation of the entire image sensor, so detection accuracy can be improved without degrading the operation speed of the image sensor.
リセットトランジスタMRSTを長くとることでしきい値電圧のシフトΔVthのばらつきを抑制する効果が得られるが、SiCMOSFETのゲートに電圧を印加し続けると、単位時間あたりのしきい値電圧のシフトΔVthの変化が小さくなる(飽和する)ため、ストレス印加時間tRSTは、少なくともしきい値電圧のシフトΔVthが飽和する時間以上とすることが望ましい。 By lengthening the reset transistor MRST , it is possible to obtain the effect of suppressing variations in the shift ΔVth of the threshold voltage. Since the change becomes small (saturates), it is desirable that the stress application time t RST is at least the time at which the shift ΔVth of the threshold voltage is saturated or longer.
図7A,Bは試作したSiCMOSFETについて、異なるゲート電圧ごとに、しきい値電圧のシフトΔVthを計測したものである。計測方法は図3Aと同じである。図7A,Bではゲート電圧印加時間を線形表示している。図7Aは室温(25℃)で計測したもの、図7Bは50℃で計測したものである。いずれの場合も、ゲート電圧の印加開始直後でしきい値電圧のシフトΔVthは大きく上昇し、印加時間が経過するにつれて、しきい値電圧のシフトΔVthの上昇は抑えられている。そこで、図8Aに示すような、ゲート電圧印加開始直後の時間帯におけるゲート電圧印加時間としきい値電圧のシフトΔVthとの相関を示す第1の関係式と、図8Bに示すようなしきい値電圧のシフトΔVthが飽和したとみなせる時間帯(図8Bでは1ms前後)におけるゲート電圧印加時間としきい値電圧のシフトΔVthとの相関を示す第2の関係式とを求める。第1の関係式と第2の関係式との交点におけるゲート電圧印加時間をSiCMOSFETの飽和時間として定義し、ストレス印加時間tRSTを、SiCMOSFETの飽和時間以上とする。 FIGS. 7A and 7B show the measured shift ΔVth of the threshold voltage for each different gate voltage of the prototype SiCMOSFET. The measurement method is the same as in FIG. 3A. 7A and 7B linearly represent the gate voltage application time. FIG. 7A was measured at room temperature (25° C.), and FIG. 7B was measured at 50° C. FIG. In either case, the shift ΔVth in the threshold voltage greatly increases immediately after the start of application of the gate voltage, and the increase in the shift ΔVth in the threshold voltage is suppressed as the application time elapses. Therefore, the first relational expression showing the correlation between the gate voltage application time and the threshold voltage shift ΔVth in the time period immediately after the gate voltage application is started, as shown in FIG. 8A, and the threshold voltage as shown in FIG. A second relational expression showing the correlation between the gate voltage application time and the shift ΔVth of the threshold voltage in the time zone (around 1 ms in FIG. 8B) in which the shift ΔVth of the threshold voltage can be regarded as saturated. The gate voltage application time at the intersection of the first relational expression and the second relational expression is defined as the saturation time of the SiCMOSFET, and the stress application time t RST is set to be equal to or longer than the saturation time of the SiCMOSFET.
図9は、図7A,Bに示した計測結果に基づき、SiCMOSFETの飽和時間を算出したものである。ストレス印加時間tRSTは、イメージセンサの仕様に基づき設定することになるが、例えば、ゲート電圧3.3Vとしたときの50℃でのSiCMOSFETの飽和時間を基準として設定する場合には、ストレス印加時間tRSTは、8.4μs以上となるように設定される。 FIG. 9 shows the calculated saturation time of the SiCMOSFET based on the measurement results shown in FIGS. 7A and 7B. The stress application time t RST is set based on the specifications of the image sensor. The time t RST is set to be 8.4 μs or longer.
図10に、本実施例のイメージセンサ50を適用したカメラの構成を示す。イメージセンサ50は、画素回路51、読み出し回路52、ドライバ回路53を含み、図4に相当する。イメージセンサ50はSiCMOSFETで構成され、これ以外の回路ブロックは、SiMOSFETで構成される。
FIG. 10 shows the configuration of a camera to which the
電源回路71は、降圧レギュレータ72を介してイメージセンサ50の電源電圧VDDを供給する。制御部60は、制御信号を出力する。ドライバ回路53が図5に示したタイミングで画素回路51及び読み出し回路52を動作するよう、パルス生成部61は制御部60からの制御信号にしたがってパルス信号をドライバ回路53に出力する。読み出し回路52からの出力信号はアンプ62により増幅され、アナログデジタルコンバータ(ADC)63によりデジタル信号に変換される。FPGA(Field Programmable Gate Array)64では、制御部60からの制御信号にしたがって、ADC63からの出力を受けて、画素位置ごとの輝度情報を算出する。エンコーダ65は、FPGA64で算出された画素位置ごとの輝度情報を符号化して、画像として出力する。
A
10:画素回路、11:読み出し回路、12:差動回路、21:波形、31:垂直走査回路、32:水平走査回路、41,42:累積度数分布、50:イメージセンサ、51:画素回路、52:読み出し回路、53:ドライバ回路、60:制御部、61:パルス生成部、62:アンプ、63:ADコンバータ、64:FPGA、65:エンコーダ、71:電源回路、72:降圧レギュレータ。 10: pixel circuit, 11: readout circuit, 12: differential circuit, 21: waveform, 31: vertical scanning circuit, 32: horizontal scanning circuit, 41, 42: cumulative frequency distribution, 50: image sensor, 51: pixel circuit, 52: readout circuit, 53: driver circuit, 60: control unit, 61: pulse generation unit, 62: amplifier, 63: AD converter, 64: FPGA, 65: encoder, 71: power supply circuit, 72: step-down regulator.
Claims (6)
フォトダイオードと、前記フォトダイオードで発生した電荷を電圧信号に変換する増幅トランジスタと、前記電圧信号を出力する第1及び第2の転送トランジスタと、電源電位と前記増幅トランジスタのゲートとの間にソース・ドレイン経路を有するリセットトランジスタとを備える画素回路と、
第1の読み出しタイミングで前記第1の転送トランジスタがオンされることにより、前記画素回路から読み出された前記電圧信号を基準電圧として保持する第1のキャパシタと、前記第1の読み出しタイミングよりも後の第2の読み出しタイミングで前記第2の転送トランジスタがオンされることにより、前記画素回路から読み出された前記電圧信号を信号電圧として保持する第2のキャパシタと、前記基準電圧と前記信号電圧との差分電圧を出力する差動回路とを備える読み出し回路とを有し、
前記リセットトランジスタは、前記第1の読み出しタイミングに先立ってオンされ、前記リセットトランジスタがオンされる期間は、前記SiCMOSFETのしきい値電圧のシフトが飽和するために要する時間に基づき設定されるイメージセンサ。 An image sensor composed of SiC elements including SiCMOSFETs,
a photodiode, an amplification transistor that converts the charge generated in the photodiode into a voltage signal, first and second transfer transistors that output the voltage signal, and a source between a power supply potential and the gate of the amplification transistor. - a pixel circuit comprising a reset transistor having a drain path;
By turning on the first transfer transistor at the first readout timing, a first capacitor that holds the voltage signal read out from the pixel circuit as a reference voltage and a voltage higher than the first readout timing. A second capacitor for holding the voltage signal read from the pixel circuit as a signal voltage by turning on the second transfer transistor at a later second readout timing, the reference voltage and the signal a readout circuit comprising a differential circuit that outputs a differential voltage from the voltage,
The reset transistor is turned on prior to the first read timing, and the period during which the reset transistor is turned on is set based on the time required for the shift of the threshold voltage of the SiCMOSFET to be saturated. .
前記リセットトランジスタがオンされる期間は、前記SiCMOSFETの飽和時間以上とされ、
前記飽和時間は、前記SiCMOSFETへのゲート電圧印加開始直後の時間帯におけるゲート電圧印加時間と前記SiCMOSFETのしきい値電圧のシフトとの相関を示す第1の関係式と、前記SiCMOSFETのしきい値電圧のシフトが飽和したとみなせる時間帯におけるゲート電圧印加時間と前記SiCMOSFETのしきい値電圧のシフトとの相関を示す第2の関係式との交点におけるゲート電圧印加時間として定められるイメージセンサ。 In claim 1,
The period in which the reset transistor is turned on is set to be equal to or longer than the saturation time of the SiCMOSFET,
The saturation time is defined by a first relational expression showing the correlation between the gate voltage application time in the time period immediately after the start of gate voltage application to the SiCMOSFET and the shift of the threshold voltage of the SiCMOSFET, and the threshold value of the SiCMOSFET. The image sensor is determined as the gate voltage application time at the intersection of the second relational expression showing the correlation between the gate voltage application time in the time zone in which the voltage shift is considered to be saturated and the shift of the threshold voltage of the SiCMOSFET.
前記画素回路は、前記増幅トランジスタ及び前記第1の転送トランジスタまたは前記第2の転送トランジスタと直列接続される行選択トランジスタを備え、
前記第1の転送トランジスタがオンされる期間及び前記第2の転送トランジスタがオンされる期間は、前記行選択トランジスタがオンされる期間内に含まれるイメージセンサ。 In claim 1,
the pixel circuit includes a row selection transistor connected in series with the amplification transistor and the first transfer transistor or the second transfer transistor;
A period in which the first transfer transistor is turned on and a period in which the second transfer transistor is turned on are included in a period in which the row selection transistor is turned on.
複数の前記画素回路がマトリックス状に配置されており、
前記読み出し回路は、同一カラムに配置される前記画素回路ごとに設けられる前記第1及び第2のキャパシタの組と、前記第1及び第2のキャパシタの組に対応して設けられ、前記差動回路の第1入力に接続する前記第1のキャパシタを選択する第1の列選択トランジスタと前記差動回路の第2入力に接続する第2のキャパシタを選択する第2の列選択トランジスタとを備え、
同一ロウに配置される前記画素回路ごとに、前記第1及び前記第2の転送トランジスタと、前記リセットトランジスタと、前記行選択トランジスタとを制御する第1の走査回路と、
前記第1及び第2の列選択トランジスタを制御し、前記第1及び第2のキャパシタの組のいずれかを前記差動回路に接続する第2の走査回路とを有するイメージセンサ。 In claim 3,
a plurality of the pixel circuits are arranged in a matrix,
The readout circuit is provided corresponding to the set of the first and second capacitors and the set of the first and second capacitors provided for each of the pixel circuits arranged in the same column, and the differential a first column select transistor for selecting the first capacitor connected to the first input of the circuit; and a second column select transistor for selecting the second capacitor connected to the second input of the differential circuit. ,
a first scanning circuit that controls the first and second transfer transistors, the reset transistor, and the row selection transistor for each of the pixel circuits arranged in the same row;
and a second scanning circuit that controls the first and second column select transistors and connects either one of the first and second sets of capacitors to the differential circuit.
マトリックス状に配置された前記画素回路から、前記基準電圧と前記信号電圧との差分電圧が連続して前記差動回路から出力されるよう、前記第1の走査回路は同一ロウに配置される前記画素回路を制御するタイミングが調整されており、
前記リセットトランジスタがオンされる期間は、前記行選択トランジスタがオンされる期間の終点から、次に前記行選択トランジスタがオンされる期間の始点までの間で設定されるイメージセンサ。 In claim 4,
The first scanning circuits are arranged in the same row so that the differential voltage between the reference voltage and the signal voltage is continuously output from the pixel circuits arranged in a matrix. The timing to control the pixel circuit is adjusted,
The image sensor, wherein the period during which the reset transistor is turned on is set between the end point of the period during which the row selection transistor is turned on and the start point of the next period during which the row selection transistor is turned on.
前記イメージセンサに前記電源電位を供給する電圧回路と、
前記読み出し回路からの出力を増幅するアンプと、
前記アンプからの出力をデジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータと、
制御信号を生成する制御部と、
前記制御信号にしたがって、前記第1の走査回路が前記画素回路を制御する、及び前記第2の走査回路が前記読み出し回路を制御するタイミングを与えるパルス信号を出力するパルス生成部と、
前記制御信号にしたがって、前記アナログデジタルコンバータからの出力を受けて、画素位置ごとの輝度情報を算出するFPGAと、
前記FPGAで算出された画素位置ごとの輝度情報を符号化して画像として出力するエンコーダとを有するカメラ。 an image sensor according to claim 4 or 5;
a voltage circuit that supplies the power supply potential to the image sensor;
an amplifier that amplifies the output from the readout circuit;
an analog-to-digital converter that converts the output from the amplifier into a digital signal;
a control unit that generates a control signal;
a pulse generator for outputting a pulse signal giving timing for the first scanning circuit to control the pixel circuit and for the second scanning circuit to control the readout circuit according to the control signal;
an FPGA that receives the output from the analog-to-digital converter in accordance with the control signal and calculates luminance information for each pixel position;
and an encoder that encodes the brightness information for each pixel position calculated by the FPGA and outputs it as an image.
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