JP2022085225A - Current detection circuit and power supply circuit - Google Patents

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Ryunosuke Araumi
隆二 山田
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Abstract

To provide a current detection circuit capable of suppressing power consumption while accurately detecting the polarity of a resonant current.SOLUTION: The current detection circuit detects a resonant current of a power supply circuit including an inductor and a first capacitor. The current detection circuit includes a second capacitor connected at one end to one end of the first capacitor and a nonlinear circuit between the other end of the second capacitor and the other end of the first capacitor.SELECTED DRAWING: Figure 2

Description

本発明は、電流検出回路及び電源回路に関する。 The present invention relates to a current detection circuit and a power supply circuit.

電源回路には、共振回路を備える共振型の電源回路がある（例えば、特許文献１～４参照）。 The power supply circuit includes a resonance type power supply circuit including a resonance circuit (see, for example, Patent Documents 1 to 4).

特開２００５－５１９１８号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2005-51918 特開２００５－１９８４５７号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2005-198457 特開２０１３－９９０３７号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2013-99037 特開２０１６－９６７０２号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2016-96702

共振型の電源回路では、例えば、スイッチング周波数が所定の共振周波数より低くなると、いわゆる共振外れが発生し、スイッチング素子に貫通電流が流れることがある。このため、電源回路に用いられる制御ＩＣは、共振外れが発生しないよう、共振電流の極性が変化するタイミングに基づいて、スイッチング素子を制御する。 In a resonance type power supply circuit, for example, when the switching frequency becomes lower than a predetermined resonance frequency, so-called resonance deviation occurs, and a through current may flow through the switching element. Therefore, the control IC used in the power supply circuit controls the switching element based on the timing at which the polarity of the resonance current changes so that the resonance deviation does not occur.

一般に、共振電流の極性の変化は、共振電流が流れるシャント抵抗の電圧に基づいて検出されるが、シャント抵抗の抵抗値が小さくなると、極性の変化が正しく検出できないことがある。一方、シャント抵抗の抵抗値を大きくすると、共振電力の極性を精度よく検出できるが、シャント抵抗での消費電力が増加してしまう。 Generally, the change in the polarity of the resonance current is detected based on the voltage of the shunt resistance through which the resonance current flows, but when the resistance value of the shunt resistance becomes small, the change in the polarity may not be detected correctly. On the other hand, if the resistance value of the shunt resistance is increased, the polarity of the resonance power can be detected accurately, but the power consumption of the shunt resistance increases.

本発明は、上記のような従来の問題に鑑みてなされたものであって、その目的は、消費電力を抑制しつつ共振電流の極性を精度よく検出することができる電流検出回路を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above-mentioned conventional problems, and an object of the present invention is to provide a current detection circuit capable of accurately detecting the polarity of a resonance current while suppressing power consumption. It is in.

前述した課題を解決する本発明の電流検出回路は、インダクタと、第１コンデンサとを含む共振回路を備える電源回路の共振電流を検出する電流検出回路であって、前記第１コンデンサの一端に一端が接続された第２コンデンサと、前記第２コンデンサの他端と、前記第１コンデンサの他端と、の間に設けられた非線形回路と、を備える。 The current detection circuit of the present invention that solves the above-mentioned problems is a current detection circuit that detects the resonance current of a power supply circuit including a resonance circuit including an inductor and a first capacitor, and one end to one end of the first capacitor. It is provided with a second capacitor to which the capacitor is connected, a non-linear circuit provided between the other end of the second capacitor and the other end of the first capacitor.

前述した課題を解決する本発明の電源回路は、入力電圧から目的レベルと出力電圧を生成する電源回路であって、インダクタと、第１コンデンサとを含む共振回路と、前記共振回路の共振電流を制御する第１及び第２スイッチング素子と、前記共振電流を検出する電流検出回路と、前記共振電流に応じた検出電圧が印加される第１端子と、前記出力電圧に応じた帰還電圧が印加される第２端子と、を有し、前記第１及び第２スイッチング素子のスイッチングを制御する集積回路と、を備え、前記電流検出回路は、前記第１コンデンサの一端に一端が接続された第２コンデンサと、前記第２コンデンサの他端と、前記第１コンデンサの他端と、の間に設けられた非線形回路と、を含み前記第２コンデンサの他端からの電圧を前記検出電圧として出力する。 The power supply circuit of the present invention that solves the above-mentioned problems is a power supply circuit that generates a target level and an output voltage from an input voltage, and generates a resonance circuit including an inductor, a first capacitor, and a resonance current of the resonance circuit. The first and second switching elements to be controlled, the current detection circuit for detecting the resonance current, the first terminal to which the detection voltage corresponding to the resonance current is applied, and the feedback voltage corresponding to the output voltage are applied. The current detection circuit includes a second terminal, and an integrated circuit that controls switching of the first and second switching elements. The current detection circuit has a second terminal connected to one end of the first capacitor. A non-linear circuit provided between the capacitor, the other end of the second capacitor, and the other end of the first capacitor is included, and the voltage from the other end of the second capacitor is output as the detection voltage. ..

消費電力を抑制しつつ共振電流の極性を精度よく検出することができる電流検出回路を提供することができる。 It is possible to provide a current detection circuit capable of accurately detecting the polarity of the resonance current while suppressing power consumption.

スイッチング電源回路１０の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a switching power supply circuit 10. 電流検出回路５０ａの構成と電流経路を示す図である。It is a figure which shows the structure and the current path of the current detection circuit 50a. 電流検出回路５０ａの構成と電流経路を示す図である。It is a figure which shows the structure and the current path of the current detection circuit 50a. 電流検出回路５０ａにおける電圧波形の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the voltage waveform in the current detection circuit 50a. 制御ＩＣ５１の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the control IC 51. 極性判別回路７２の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a polarity discriminant circuit 72. 極性判別回路７２における電圧波形の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the voltage waveform in a polarity discriminant circuit 72. 信号Ｖｓ１，Ｖｓ２の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the signal Vs1 and Vs2. ゲインとスイッチング周波数との関係を説明するための図であるIt is a figure for demonstrating the relationship between a gain and a switching frequency. 共振外れの際の電流の流れの一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the current flow at the time of a resonance deviation. 電流検出回路５０ｂの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the current detection circuit 50b. 電流検出回路５０ｂに流れる電流の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the current flowing through the current detection circuit 50b. 電流検出回路５０ｃの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the current detection circuit 50c. 電流検出回路５０ｄの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the current detection circuit 50d. 電流検出回路５０ｅの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the current detection circuit 50e. 電流検出回路５０ｆの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the current detection circuit 50f. 制御ＩＣ５５の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the control IC 55.

本明細書及び添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。 The description of this specification and the accompanying drawings will clarify at least the following matters.

＝＝＝＝＝本実施形態＝＝＝＝＝
＜＜＜スイッチング電源回路１０の概要＞＞＞
図１は、本発明の一実施形態であるスイッチング電源回路１０の構成を示す図である。スイッチング電源回路１０は、所定の入力電圧Ｖｉｎから、目的レベルの出力電圧Ｖｏｕｔを負荷１１に印加するＬＬＣ電流共振型のコンバータである。なお、本実施形態では、入力電圧Ｖｉｎは、例えば４００Ｖであり、出力電圧Ｖｏｕｔは、例えば１５Ｖである。 ===== This embodiment =====
<<< Overview of switching power supply circuit 10 >>>
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a switching power supply circuit 10 according to an embodiment of the present invention. The switching power supply circuit 10 is an LLC current resonance type converter that applies an output voltage Vout of a target level to the load 11 from a predetermined input voltage Vin. In the present embodiment, the input voltage Vin is, for example, 400V, and the output voltage Vout is, for example, 15V.

スイッチング電源回路１０は、コンデンサ２０，２１，３２、ＮＭＯＳトランジスタ２２，２３、トランス２４、制御ブロック２５、ダイオード３０，３１、定電圧回路３３、及び発光ダイオード３４を含んで構成される。 The switching power supply circuit 10 includes capacitors 20, 21, 32, an NaCl transistors 22, 23, a transformer 24, a control block 25, diodes 30, 31, a constant voltage circuit 33, and a light emitting diode 34.

コンデンサ２０は、入力電圧Ｖｉｎが印加される電源ラインと、接地電圧ＧＮＤが印加されるグランドラインとの間の電圧を安定化させ、ノイズ等を除去する。コンデンサ２１は、トランス２４の１次コイルＬ１及び漏れインダクタンス（リーケージインダクタンス）と共振回路を構成する、いわゆる共振コンデンサである。なお、図１において、漏れインダクタンスは図示を省略している。また、コンデンサ２０は、「第１コンデンサ」に相当する。 The capacitor 20 stabilizes the voltage between the power supply line to which the input voltage Vin is applied and the ground line to which the ground voltage GND is applied, and removes noise and the like. The capacitor 21 is a so-called resonance capacitor that constitutes a resonance circuit with the primary coil L1 of the transformer 24 and the leakage inductance (leakage inductance). In FIG. 1, the leakage inductance is not shown. Further, the capacitor 20 corresponds to the "first capacitor".

ＮＭＯＳトランジスタ２２は、ハイサイド側のパワートランジスタであり、ＮＭＯＳトランジスタ２３は、ローサイド側のパワートランジスタである。なお、ＮＭＯＳトランジスタ２２は、「第１スイッチング素子」に相当し、ＮＭＯＳトランジスタ２３は、「第２スイッチング素子」に相当する。 The IGMP transistor 22 is a power transistor on the high side side, and the IGMP transistor 23 is a power transistor on the low side side. The norm transistor 22 corresponds to the "first switching element", and the nanotube transistor 23 corresponds to the "second switching element".

ダイオードＤ１は、ＮＭＯＳトランジスタ２２のボディダイオードであり、ダイオードＤ２は、ＮＭＯＳトランジスタ２３のボディダイオードである。そして、ダイオードＤ１，Ｄ２は、いわゆる還流ダイオードとして動作する。 The diode D1 is the body diode of the Now NO transistor 22, and the diode D2 is the body diode of the Now NO transistor 23. The diodes D1 and D2 operate as so-called freewheeling diodes.

なお、本実施形態では、スイッチング素子としてＮＭＯＳトランジスタ２２，２３が用いられているが、例えば、ＰＭＯＳトランジスタ、またはバイポーラトランジスタであっても良い。なお、スイッチング素子としてバイポーラトランジスタを用いる場合、還流ダイオードとして機能する外付けのダイオードを設ければ良い。 In this embodiment, the nanotube transistors 22 and 23 are used as the switching element, but for example, a polyclonal transistor or a bipolar transistor may be used. When a bipolar transistor is used as the switching element, an external diode that functions as a freewheeling diode may be provided.

トランス２４は、１次コイルＬ１、２次コイルＬ２，Ｌ３を備えており、１次コイルＬ１と、２次コイルＬ２，Ｌ３との間は絶縁されている。トランス２４においては、１次側の１次コイルＬ１の両端の電圧の変化に応じて、２次側の２次コイルＬ２，Ｌ３に電圧が発生する。なお、１次コイルＬ１、２次コイルＬ２，Ｌ３のそれぞれは、「インダクタ」である。 The transformer 24 includes a primary coil L1 and a secondary coil L2 and L3, and the primary coil L1 and the secondary coils L2 and L3 are insulated from each other. In the transformer 24, a voltage is generated in the secondary coils L2 and L3 on the secondary side according to the change in the voltage across the primary coil L1 on the primary side. Each of the primary coil L1 and the secondary coils L2 and L3 is an "inductor".

また、１次コイルＬ１は、一端にＮＭＯＳトランジスタ２２のソースと、ＮＭＯＳトランジスタ２３のドレインが接続され、他端にＮＭＯＳトランジスタ２３のソースがコンデンサ２１を介して接続されている。 Further, in the primary coil L1, the source of the Now Medium transistor 22 and the drain of the NOTE transistor 23 are connected to one end thereof, and the source of the NOTE transistor 23 is connected to the other end via the capacitor 21.

したがって、ＮＭＯＳトランジスタ２２，２３のスイッチングが開始されると、２次コイルＬ２，Ｌ３の電圧が変化することとなる。なお、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２，Ｌ３とは、同極性で電磁結合されている。 Therefore, when the switching of the nanotube transistors 22 and 23 is started, the voltage of the secondary coils L2 and L3 changes. The primary coil L1 and the secondary coils L2 and L3 are electromagnetically coupled with the same polarity.

制御ブロック２５は、ＮＭＯＳトランジスタ２２，２３のスイッチングを制御するための回路ブロックであり、詳細は後述する。 The control block 25 is a circuit block for controlling the switching of the nanotube transistors 22 and 23, and the details will be described later.

ダイオード３０，３１は、２次コイルＬ２，Ｌ３の電圧を整流し、コンデンサ３２は、整流された電圧を平滑化する。この結果、コンデンサ３２には、平滑化された出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。なお、出力電圧Ｖｏｕｔは、目的レベルの直流電圧となる。 The diodes 30 and 31 rectify the voltage of the secondary coils L2 and L3, and the capacitor 32 smoothes the rectified voltage. As a result, a smoothed output voltage Vout is generated in the capacitor 32. The output voltage Vout is a DC voltage of a target level.

定電圧回路３３は、一定の直流電圧を生成する回路であり、例えば、シャントレギュレータを用いて構成される。 The constant voltage circuit 33 is a circuit that generates a constant DC voltage, and is configured by using, for example, a shunt regulator.

発光ダイオード３４は、出力電圧Ｖｏｕｔと、定電圧回路３３の出力との差に応じた強度の光を発光する素子であり、後述するフォトトランジスタ５２とともに、フォトカプラを構成する。本実施形態では、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが高くなると、発光ダイオード３４からの光の強度は強くなる。 The light emitting diode 34 is an element that emits light having an intensity corresponding to the difference between the output voltage Vout and the output of the constant voltage circuit 33, and constitutes a photocoupler together with the phototransistor 52 described later. In this embodiment, the higher the level of the output voltage Vout, the stronger the intensity of the light from the light emitting diode 34.

＜＜＜制御ブロック２５＞＞＞
制御ブロック２５は、電流検出回路５０、制御ＩＣ５１、フォトトランジスタ５２、及びコンデンサ５３，５４を含む。 <<< Control block 25 >>>
The control block 25 includes a current detection circuit 50, a control IC 51, a phototransistor 52, and capacitors 53 and 54.

＜＜電流検出回路５０＞＞
電流検出回路５０は、１次コイルＬ１及びコンデンサ２１により生じる共振電流に基づいて、共振電流の電流値に応じた電圧Ｖｉｓと、共振電流の流れる方向（極性）を検出するための電圧Ｖａと、を出力する。なお、電流検出回路５０の電圧Ｖａは、「検出電圧」に相当する。 << Current detection circuit 50 >>
The current detection circuit 50 has a voltage Vis corresponding to the current value of the resonance current, a voltage Va for detecting the flow direction (polarity) of the resonance current, and a voltage Va based on the resonance current generated by the primary coil L1 and the capacitor 21. Is output. The voltage Va of the current detection circuit 50 corresponds to the "detection voltage".

図２及び図３は、電流検出回路の第１実施形態である電流検出回路５０ａ及び電流経路を示す図である。本実施形態では、ＮＭＯＳトランジスタ２２がオンし、ＮＭＯＳトランジスタ２３がオフすると、共振電流は、図２の一点鎖線で示すようにＮＭＯＳトランジスタ２２から、１次コイルを介してコンデンサ２１及び電流検出回路５０ａへと流れる。 2 and 3 are diagrams showing a current detection circuit 50a and a current path, which are the first embodiments of the current detection circuit. In this embodiment, when the nanotube transistor 22 is turned on and the nanotube transistor 23 is turned off, the resonance current is transferred from the nanotube transistor 22 via the primary coil to the capacitor 21 and the current detection circuit 50a as shown by the alternate long and short dash line in FIG. Flow to.

一方、ＮＭＯＳトランジスタ２２がオフし、ＮＭＯＳトランジスタ２３がオンすると、共振電流は、図３の点線で示すようにＮＭＯＳトランジスタ２３、コンデンサ２１及び電流検出回路５０ａ、１次コイルを循環する。 On the other hand, when the nanotube transistor 22 is turned off and the nanotube transistor 23 is turned on, the resonant current circulates through the nanotube transistor 23, the capacitor 21 and the current detection circuit 50a and the primary coil as shown by the dotted line in FIG.

なお、本実施形態では、図２に示す共振電流の方向、つまり、１次コイルからコンデンサ２１へ流れる電流の方向を「正の方向（または、正方向）」とする。また、図３に示す共振電流の方向、つまり、コンデンサ２１から１次コイルへ流れる電流の方向を「負の方向（または、負方向）」とする。 In the present embodiment, the direction of the resonance current shown in FIG. 2, that is, the direction of the current flowing from the primary coil to the capacitor 21 is defined as the "positive direction (or positive direction)". Further, the direction of the resonance current shown in FIG. 3, that is, the direction of the current flowing from the capacitor 21 to the primary coil is defined as the "negative direction (or negative direction)".

電流検出回路５０ａは、図２及び図３に示すように、共振電流を分流した電流Ｉｓを検出する回路であり、コンデンサ６０、ダイオード６１，６２、及び抵抗６３を含んで構成される。 As shown in FIGS. 2 and 3, the current detection circuit 50a is a circuit for detecting the current Is, which is a divided resonance current, and includes a capacitor 60, diodes 61, 62, and a resistor 63.

コンデンサ６０は、１次コイルに生じる高い電圧から電流検出回路５０ａを保護しつつ、共振電流を分流する素子である。コンデンサ６０の一端は、コンデンサ２１の一端に接続されている。ダイオード６１は、正方向の電流Ｉｓを流すよう、コンデンサ６０に直列に接続された非線形素子である。ダイオード６１のアノードはコンデンサ６０に接続され、カソードは抵抗６３に接続されている。 The capacitor 60 is an element that divides the resonance current while protecting the current detection circuit 50a from the high voltage generated in the primary coil. One end of the capacitor 60 is connected to one end of the capacitor 21. The diode 61 is a non-linear element connected in series with the capacitor 60 so as to pass a current Is in the positive direction. The anode of the diode 61 is connected to the capacitor 60 and the cathode is connected to the resistor 63.

ダイオード６２は、負方向の電流Ｉｓを流すよう、ダイオード６１に逆並列接続された非線形素子である。ダイオード６２のアノードは抵抗６３に接続され、カソードはコンデンサ６０に接続されている。 The diode 62 is a non-linear element connected in antiparallel to the diode 61 so as to allow a current Is in the negative direction to flow. The anode of the diode 62 is connected to the resistor 63 and the cathode is connected to the capacitor 60.

なお、「逆並列接続」とは、２つのダイオードにおいて、一方のダイオードの順方向と、他方のダイオードの順方向と、が逆向きに接続されている状態をいう。このため、２つのダイオードが逆並列接続されている際には、正及び負の方向に電流が流れることになる。 The "opposite-parallel connection" means a state in which the forward direction of one diode and the forward direction of the other diode are connected in opposite directions in the two diodes. Therefore, when the two diodes are connected in antiparallel, current flows in the positive and negative directions.

抵抗６３は、電流Ｉｓの電流値に応じた電圧Ｖｓを生成するシャント抵抗である。なお、本実施形態では、ダイオード６１，６２の順方向電圧を電圧Ｖｆとする。また、ダイオード６１のアノード（ダイオード６２のカソード）と、コンデンサ６０とが接続されたノードの電圧を、電圧Ｖａとする。さらに、ここでは、コンデンサ６０は、「第２コンデンサ」に相当し、ダイオード６１は、「第１ダイオード」に相当する。ダイオード６２は、「第２ダイオード」に相当し、抵抗６３は、「第１抵抗」に相当する。 The resistance 63 is a shunt resistance that generates a voltage Vs corresponding to the current value of the current Is. In this embodiment, the forward voltage of the diodes 61 and 62 is the voltage Vf. Further, the voltage of the node to which the anode of the diode 61 (cathode of the diode 62) and the capacitor 60 are connected is defined as the voltage Va. Further, here, the capacitor 60 corresponds to the "second capacitor" and the diode 61 corresponds to the "first diode". The diode 62 corresponds to the "second diode" and the resistor 63 corresponds to the "first resistance".

図４は、電流検出回路５０ａに電流Ｉｓが流れた際の電圧波形の一例を示す図である。例えば、時刻ｔ０において、ＮＭＯＳトランジスタ２２がオンし、ＮＭＯＳトランジスタ２３がオフすると、電流検出回路５０ａには、図２に示す正の方向の電流Ｉｓが流れる。この結果、抵抗６３には、電流Ｉｓと、抵抗６３の抵抗値とに応じた正の電圧Ｖｉｓが発生する。 FIG. 4 is a diagram showing an example of a voltage waveform when a current Is flows through the current detection circuit 50a. For example, at time t0, when the Now's transistor 22 is turned on and the NaCl transistor 23 is turned off, the current Is in the positive direction shown in FIG. 2 flows through the current detection circuit 50a. As a result, a positive voltage Vis corresponding to the current Is and the resistance value of the resistor 63 is generated in the resistor 63.

この際、ダイオード６１，６２のうち、ダイオード６１がオンする。このため、ダイオード６１のカソードを基準とした、ダイオード６１のアノードの電圧Ｖｄは、正の電圧Ｖｆとなる。この結果、ダイオード６１のアノードと、コンデンサ６０とが接続されたノードの電圧Ｖａは、電圧Ｖｉｓと、電圧Ｖｆとの和の電圧（Ｖｉｓ＋Ｖｆ）となる。 At this time, of the diodes 61 and 62, the diode 61 is turned on. Therefore, the voltage Vd of the anode of the diode 61 with respect to the cathode of the diode 61 becomes a positive voltage Vf. As a result, the voltage Va of the node to which the anode of the diode 61 and the capacitor 60 are connected becomes the sum voltage (Vis + Vf) of the voltage Vis and the voltage Vf.

つぎに、例えば、時刻ｔ１において、ＮＭＯＳトランジスタ２２がオフし、ＮＭＯＳトランジスタ２３がオンすると、電流検出回路５０ａには、図３に示す負の方向の電流Ｉｓが流れる。この結果、抵抗６３には、電流Ｉｓと、抵抗６３の抵抗値とに応じた負の電圧Ｖｉｓが発生する。 Next, for example, at time t1, when the nanotube transistor 22 is turned off and the nanotube transistor 23 is turned on, the current Is in the negative direction shown in FIG. 3 flows through the current detection circuit 50a. As a result, a negative voltage Vis corresponding to the current Is and the resistance value of the resistor 63 is generated in the resistor 63.

この際、ダイオード６１，６２のうち、ダイオード６２がオンする。このため、電圧Ｖｄは、負の電圧Ｖｆとなるため、電圧Ｖａは、負の電圧（－（Ｖｉｓ＋Ｖｆ））となる。また、時刻ｔ２において、ＮＭＯＳトランジスタ２２が再度オンすると、時刻ｔ０と同様の正の電流が流れる。したがって、時刻ｔ２以降、時刻ｔ０～ｔ２までの動作が繰り返されることになる。 At this time, of the diodes 61 and 62, the diode 62 is turned on. Therefore, since the voltage Vd becomes a negative voltage Vf, the voltage Va becomes a negative voltage (− (Vis + Vf)). Further, when the nanotube transistor 22 is turned on again at time t2, a positive current similar to that at time t0 flows. Therefore, after the time t2, the operations from the time t0 to the time t2 are repeated.

図４から明らかなように、電流Ｉｓの極性が変化するタイミング（例えば、時刻ｔ１，ｔ２）において、電圧Ｖａの変化幅は、電圧Ｖｉｓの変化幅より大きくなっている。したがって、電流検出回路５０ａは、共振電流の極性の変化を精度良く検出できる。また、詳細は後述するが、制御ＩＣ５１は、電圧Ｖｉｓでなく、より変化幅の大きい電圧Ｖａに基づいて、共振電流の極性を検出する。この結果、制御ＩＣ５１は、精度の高い共振電流の極性の変化に基づいて、ＮＭＯＳトランジスタ２２，２３を制御できる。 As is clear from FIG. 4, at the timing when the polarity of the current Is changes (for example, at times t1 and t2), the change width of the voltage Va is larger than the change width of the voltage Vis. Therefore, the current detection circuit 50a can accurately detect the change in the polarity of the resonance current. Further, although the details will be described later, the control IC 51 detects the polarity of the resonance current based on the voltage Va having a larger change width instead of the voltage Vis. As a result, the control IC 51 can control the nanotube transistors 22 and 23 based on the highly accurate change in the polarity of the resonance current.

＜＜制御ＩＣ５１＞＞
制御ＩＣ５１は、ＮＭＯＳトランジスタ２２，２３のスイッチングを制御する集積回路であり、端子ＦＢ，Ａ，ＩＳ，ＣＡ，ＨＯ，ＬＯを有する。 << Control IC51 >>
The control IC 51 is an integrated circuit that controls switching of the nanotube transistors 22 and 23, and has terminals FB, A, IS, CA, HO, and LO.

端子ＦＢは、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた帰還電圧Ｖｆｂが印加される端子であり、フォトトランジスタ５２、及びコンデンサ５３が接続される。フォトトランジスタ５２は、発光ダイオード３４からの光の強度に応じた大きさのバイアス電流Ｉ１を、端子ＦＢから接地へと流す。このため、フォトトランジスタ５２は、シンク電流を生成するトランジスタとして動作する。また、コンデンサ５３は、端子ＦＢと、接地との間のノイズを除去するために設けられている。 The terminal FB is a terminal to which a feedback voltage Vfb corresponding to an output voltage Vout is applied, and a phototransistor 52 and a capacitor 53 are connected to the terminal FB. The phototransistor 52 causes a bias current I1 having a magnitude corresponding to the intensity of the light from the light emitting diode 34 to flow from the terminal FB to the ground. Therefore, the phototransistor 52 operates as a transistor that generates a sink current. Further, the capacitor 53 is provided to remove noise between the terminal FB and the ground.

端子Ａは、電流検出回路５０ａからの電圧Ｖａが印加される端子であり、端子ＩＳは、電流検出回路５０ａからの電圧Ｖｉｓが印加される端子である。 The terminal A is a terminal to which the voltage Va from the current detection circuit 50a is applied, and the terminal IS is a terminal to which the voltage Vis from the current detection circuit 50a is applied.

ところで、共振電流の電流値は、スイッチング電源回路１０の入力電力に応じて変化する。そして、スイッチング電源回路１０の入力電力は、負荷１１で消費される電力、つまり、出力電圧Ｖｏｕｔが目的レベルの際の負荷１１に流れる電流（以下、「負荷電流」とする。）に応じて変化する。このため、共振電流は、負荷電流に応じて変化することになる。 By the way, the current value of the resonance current changes according to the input power of the switching power supply circuit 10. The input power of the switching power supply circuit 10 changes according to the power consumed by the load 11, that is, the current flowing through the load 11 when the output voltage Vout is at the target level (hereinafter referred to as “load current”). do. Therefore, the resonance current changes according to the load current.

端子ＣＡは、スイッチング電源回路１０の入力電力、つまり負荷電流の大きさに応じた電圧Ｖｃａが印加される端子である。なお、詳細は後述するが、端子ＣＡには、コンデンサ５３が接続されている。 The terminal CA is a terminal to which the input power of the switching power supply circuit 10, that is, the voltage Vca corresponding to the magnitude of the load current is applied. Although details will be described later, a capacitor 53 is connected to the terminal CA.

端子ＨＯは、ＮＭＯＳトランジスタ２２を駆動する駆動信号Ｖｄｒ１が出力される端子であり、ＮＭＯＳトランジスタ２２のゲートが接続される。端子ＬＯは、ＮＭＯＳトランジスタ２３を駆動する駆動信号Ｖｄｒ２が出力される端子であり、ＮＭＯＳトランジスタ２３のゲートが接続される。 The terminal HO is a terminal to which the drive signal Vdr1 for driving the NaCl transistor 22 is output, and the gate of the Now's transistor 22 is connected to the terminal HO. The terminal LO is a terminal to which the drive signal Vdr2 for driving the NOTE transistor 23 is output, and the gate of the NOTE transistor 23 is connected to the terminal LO.

なお、本実施形態において、制御ＩＣ５１の端子Ａは、「第１端子」に相当し、端子ＦＢは、「第２端子」に相当する。また、制御ＩＣ５１の端子ＩＳは、「第３端子」に相当する。
＜＜＜制御ＩＣ５１の詳細＞＞＞
＝＝抵抗７０と帰還電圧Ｖｆｂについて＝＝
図５は、制御ＩＣ５１の構成を示す図である。制御ＩＣ５１は、抵抗７０、負荷検出回路７１、極性判別回路７２、制御回路７３、及び駆動回路７４を含む。抵抗７０は、フォトトランジスタ５９からのバイアス電流Ｉ１に基づいて、帰還電圧Ｖｆｂを生成する。なお、抵抗７０の一端には、所定の電源電圧Ｖｄｄが印加され、他端は、端子ＦＢに接続されている。このため、抵抗７０の抵抗値を“Ｒ”とすると、端子ＦＢに生じる帰還電圧Ｖｆｂは、式（１）で表される。
Ｖｆｂ＝Ｖｄｄ－Ｒ×Ｉ１・・・（１） In this embodiment, the terminal A of the control IC 51 corresponds to the "first terminal", and the terminal FB corresponds to the "second terminal". Further, the terminal IS of the control IC 51 corresponds to the "third terminal".
<< Details of control IC 51 >>>
== About resistance 70 and feedback voltage Vfb ==
FIG. 5 is a diagram showing the configuration of the control IC 51. The control IC 51 includes a resistance 70, a load detection circuit 71, a polarity discrimination circuit 72, a control circuit 73, and a drive circuit 74. The resistor 70 generates a feedback voltage Vfb based on the bias current I1 from the phototransistor 59. A predetermined power supply voltage Vdd is applied to one end of the resistor 70, and the other end is connected to the terminal FB. Therefore, assuming that the resistance value of the resistor 70 is "R", the feedback voltage Vfb generated at the terminal FB is represented by the equation (1).
Vfb = Vdd-R × I1 ... (1)

上述したように、本実施形態では、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇に応じて、バイアス電流Ｉ１の電流値は増加する。このため、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇すると、帰還電圧Ｖｆｂは低下することになる。 As described above, in the present embodiment, the current value of the bias current I1 increases as the output voltage Vout increases. Therefore, when the output voltage Vout increases, the feedback voltage Vfb decreases.

＝＝負荷検出回路７１について＝＝
負荷検出回路７１は、負荷１１の消費電力に応じた電圧Ｖｃａを出力する回路である。具体的には、負荷検出回路７１は、正方向の電流Ｉｓに基づく電圧Ｖｉｓを、端子ＣＡに接続されたコンデンサ５４で積分し電圧Ｖｃａとして出力する。なお、負荷検出回路７１は、制御回路７３（後述）からの指示に基づいて、ＮＭＯＳトランジスタ２２がオンしている期間の電圧Ｖｉｓを、正方向の電流Ｉｓに基づく電圧Ｖｉｓとして取得する。 == About load detection circuit 71 ==
The load detection circuit 71 is a circuit that outputs a voltage Vca corresponding to the power consumption of the load 11. Specifically, the load detection circuit 71 integrates the voltage Vis based on the positive current Is with the capacitor 54 connected to the terminal CA and outputs the voltage Vca. In addition, the load detection circuit 71 acquires the voltage Vis during the period in which the NaCl transistor 22 is on as the voltage Vis based on the current Is in the positive direction, based on the instruction from the control circuit 73 (described later).

なお、上述したように、１次コイルＬ１の共振電流の電流値は、スイッチング電源回路１０の入力電力に応じて増加する。また、スイッチング電源回路１０の入力電力は、負荷１１で消費される電力に応じて増加する。このため、端子ＣＡに印加される電圧Ｖｃａは、負荷１１の消費電力の増加に応じて高くなる。なお、負荷検出回路７１の電圧Ｖｃａは、「検出結果」に相当する。 As described above, the current value of the resonance current of the primary coil L1 increases according to the input power of the switching power supply circuit 10. Further, the input power of the switching power supply circuit 10 increases according to the power consumed by the load 11. Therefore, the voltage Vca applied to the terminal CA increases as the power consumption of the load 11 increases. The voltage Vca of the load detection circuit 71 corresponds to the "detection result".

＝＝極性判別回路７２について＝＝
極性判別回路７２は、電圧Ｖａに基づいて、共振電流の極性を判別する回路である。極性判別回路７２は、図６に示すように、レベルシフト回路１００、及びコンパレータ１０１を含んで構成される。 == About the polarity discrimination circuit 72 ==
The polarity discrimination circuit 72 is a circuit that discriminates the polarity of the resonance current based on the voltage Va. As shown in FIG. 6, the polarity discrimination circuit 72 includes a level shift circuit 100 and a comparator 101.

レベルシフト回路１００は、０Ｖ（ゼロボルト）を中心に変化する電圧Ｖａのレベルをシフトし、電圧Ｖｘとして出力する回路である。なお、レベルシフト回路１００は、電圧Ｖａの中心レベルが所定レベルとなるよう、電圧Ｖａをシフトする。ここで「所定レベル」は、たとえば、制御ＩＣ５１の内部で生成される所定の電源電圧Ｖｄｄ（例えば、５Ｖ）の半分のレベル（Ｖｄｄ／２＝２．５Ｖ）である。なお、レベルシフト回路１００は、例えば、高電圧側に電源電圧Ｖｄｄが印加され、低電圧側に電圧Ｖａが印加された分圧回路やバッファ回路（または、反転増幅回路）等を含んで構成される。 The level shift circuit 100 is a circuit that shifts the level of the voltage Va that changes around 0 V (zero volt) and outputs it as the voltage Vx. The level shift circuit 100 shifts the voltage Va so that the center level of the voltage Va becomes a predetermined level. Here, the "predetermined level" is, for example, half the level (Vdd / 2 = 2.5V) of the predetermined power supply voltage Vdd (for example, 5V) generated inside the control IC 51. The level shift circuit 100 includes, for example, a voltage divider circuit or a buffer circuit (or an inverting amplifier circuit) in which a power supply voltage Vdd is applied to the high voltage side and a voltage Va is applied to the low voltage side. To.

コンパレータ１０１は、電圧Ｖｘに基づいて、電流Ｉｓの極性を判定する回路である。具体的には、コンパレータ１０１は、電圧Ｖｘの中心レベルの電圧Ｖ１（例えば、Ｖ１＝Ｖｄｄ／２（＝２．５Ｖ））と、電圧Ｖｘとを比較する。そして、コンパレータ１０１は、電圧Ｖｘが電圧Ｖ１より大きくなると、電流Ｉｓが正方向に流れることを示すハイレベル（以下、Ｈレベル）の電圧Ｖｃを出力する。一方、コンパレータ１０１は、電圧Ｖｘが電圧Ｖ１より小さくなると、電流Ｉｓが負方向に流れることを示すローレベル（以下、Ｌレベル）の電圧Ｖｃを出力する。 The comparator 101 is a circuit that determines the polarity of the current Is based on the voltage Vx. Specifically, the comparator 101 compares the voltage V1 (for example, V1 = Vdd / 2 (= 2.5V)) at the center level of the voltage Vx with the voltage Vx. Then, the comparator 101 outputs a high level (hereinafter, H level) voltage Vc indicating that the current Is flows in the positive direction when the voltage Vx becomes larger than the voltage V1. On the other hand, the comparator 101 outputs a low level (hereinafter, L level) voltage Vc indicating that the current Is flows in the negative direction when the voltage Vx becomes smaller than the voltage V1.

図７は、極性判別回路７２の動作の一例を説明するための図である。なお、ここで、時刻ｔ１０以前においては、負の方向の電流Ｉｓが電流検出回路５０ａに流れていることとする。時刻ｔ１０において、図２のＮＭＯＳトランジスタ２２がオンし、電流Ｉｓが負の方向から正の方向に変化すると、電圧Ｖａも正の電圧となる。 FIG. 7 is a diagram for explaining an example of the operation of the polarity discrimination circuit 72. Here, it is assumed that the current Is in the negative direction is flowing in the current detection circuit 50a before the time t10. At time t10, when the µtransistor 22 of FIG. 2 is turned on and the current Is changes from the negative direction to the positive direction, the voltage Va also becomes a positive voltage.

この結果、レベルシフト回路１００からの電圧Ｖｘのレベルも、中心レベルである電圧Ｖ１（＝Ｖｄｄ／２）より高くなる。したがって、コンパレータ１０１は、正の電流Ｉｓの流れていることを示すＨレベルの電圧Ｖｃを出力する。そして、時刻ｔ１１において、図３のＮＭＯＳトランジスタ２３がオンし、電流Ｉｓが正の方向から負の方向に変化すると、電圧Ｖａも負の電圧となる。 As a result, the level of the voltage Vx from the level shift circuit 100 also becomes higher than the voltage V1 (= Vdd / 2) which is the center level. Therefore, the comparator 101 outputs an H level voltage Vc indicating that a positive current Is is flowing. Then, at time t11, when the µtransistor 23 of FIG. 3 is turned on and the current Is changes from the positive direction to the negative direction, the voltage Va also becomes a negative voltage.

この結果、レベルシフト回路１００からの電圧Ｖｘのレベルも、中心レベルである電圧Ｖ１（＝Ｖｄｄ／２）より低くなる。したがって、コンパレータ１０１は、負の電流Ｉｓの流れていることを示すＬレベルの電圧Ｖｃを出力する。このように、極性判別回路７２は、極性が反転する付近で大きく変化する電圧Ｖｘ（つまり、電圧Ｖａ）に基づいて、電流Ｉｓの極性を判別し、判別結果を示す電圧Ｖｃを出力することができる。 As a result, the level of the voltage Vx from the level shift circuit 100 is also lower than the voltage V1 (= Vdd / 2) which is the center level. Therefore, the comparator 101 outputs an L-level voltage Vc indicating that a negative current Is is flowing. In this way, the polarity discrimination circuit 72 discriminates the polarity of the current Is based on the voltage Vx (that is, the voltage Va) that changes greatly in the vicinity of the polarity inversion, and outputs the voltage Vc indicating the discrimination result. can.

＝＝制御回路７３及び駆動回路７４について＝＝
制御回路７３は、帰還電圧Ｖｆｂ、電圧Ｖｃａ、及び電圧Ｖｃに基づいて、ハイサイドのＮＭＯＳトランジスタ２２をスイッチングするための信号Ｖｓ１と、ローサイドのＮＭＯＳトランジスタ２３をスイッチングするための信号Ｖｓ２と、を出力する。また、駆動回路７４は、信号Ｖｓ１，Ｖｓ２のそれぞれ論理レベルと同じ論理レベルの駆動信号Ｖｄｒ１，Ｖｄｒ２を出力するバッファ回路である。 == About the control circuit 73 and the drive circuit 74 ==
The control circuit 73 outputs a signal Vs1 for switching the high-side µtransistor 22 and a signal Vs2 for switching the low-side NaCl transistor 23 based on the feedback voltage Vfb, the voltage Vca, and the voltage Vc. do. Further, the drive circuit 74 is a buffer circuit that outputs drive signals Vdr1 and Vdr2 having the same logic level as the logic levels of the signals Vs1 and Vs2, respectively.

ここで、制御ＩＣ５１は、負荷電流が大きい場合にスイッチング電源回路１０を通常モードで動作させ、負荷電流が小さくなるとスイッチング電源回路１０をバーストモードで動作させる。ここで、「通常モード」とは、例えば、連続的にスイッチング動作が行われ、間欠的にスイッチング動作が停止されないモードであり、「バーストモード」とは、例えば、間欠的にスイッチング動作が停止されるモードである。また、「負荷電流が大きい」とは、例えば、負荷１１に流れる電流が所定値（例えば、１Ａ）以上の場合であり、「負荷電流が小さい」とは、負荷１１に流れる電流が所定値未満（いわゆる軽負荷）の場合である。 Here, the control IC 51 operates the switching power supply circuit 10 in the normal mode when the load current is large, and operates the switching power supply circuit 10 in the burst mode when the load current is small. Here, the "normal mode" is, for example, a mode in which the switching operation is continuously performed and the switching operation is not intermittently stopped, and the "burst mode" is, for example, the intermittent switching operation is stopped. Mode. Further, "large load current" means, for example, a case where the current flowing through the load 11 is a predetermined value (for example, 1A) or more, and "small load current" means that the current flowing through the load 11 is less than a predetermined value. This is the case of (so-called light load).

制御回路７３は、負荷電流に応じた上昇する電圧Ｖｃａに基づいて、動作モードに応じた信号Ｖｓ１，Ｖｓ２を出力する。具体的には、制御回路７３は、電圧Ｖｃａが所定レベルより高くなると、図８の上段に示すように、Ｈレベルのデューティ比が５０％の信号Ｖｓ１，Ｖｓ２を出力する。この結果、スイッチング電源回路１０は、通常モードで動作する。なお、スイッチング電源回路１０を“通常モード”で動作させるための信号Ｖｓ１，Ｖｓ２は、互いに逆相の信号になる。一方、制御回路７３は、電圧Ｖｃａが所定レベルより低くなると、図８の下段に示すように、信号Ｖｓ１，Ｖｓ２を間欠的に出力する。この結果、スイッチング電源回路１０は、バーストモードで動作する。 The control circuit 73 outputs signals Vs1 and Vs2 according to the operation mode based on the voltage Vca that rises according to the load current. Specifically, when the voltage Vca becomes higher than a predetermined level, the control circuit 73 outputs signals Vs1 and Vs2 having an H level duty ratio of 50%, as shown in the upper part of FIG. As a result, the switching power supply circuit 10 operates in the normal mode. The signals Vs1 and Vs2 for operating the switching power supply circuit 10 in the "normal mode" are signals having opposite phases to each other. On the other hand, when the voltage Vca becomes lower than the predetermined level, the control circuit 73 intermittently outputs the signals Vs1 and Vs2 as shown in the lower part of FIG. As a result, the switching power supply circuit 10 operates in the burst mode.

また、スイッチング電源回路１０は、ＬＬＣ共振コンバータであるため、スイッチング電源回路１０のゲイン（＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）と、スイッチング周波数と、の間には例えば、図９の関係が成立する。そして、本実施形態では、スイッチング周波数は、スイッチング電源回路１０の所定の共振周波数より高くなるよう、設計されている。なお、スイッチング周波数が「所定の共振周波数より高くなる領域」は、図９の通常使用領域（または、誘導性負荷領域）である。 Further, since the switching power supply circuit 10 is an LLC resonance converter, the relationship shown in FIG. 9 is established between the gain (= Vout / Vin) of the switching power supply circuit 10 and the switching frequency, for example. Then, in this embodiment, the switching frequency is designed to be higher than the predetermined resonance frequency of the switching power supply circuit 10. The "region where the switching frequency is higher than the predetermined resonance frequency" is the normal use region (or the inductive load region) in FIG.

ここで、制御回路７３は、帰還電圧Ｖｆｂに基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔが目的レベルとなるよう、信号Ｖｓ１，Ｖｓ２の周波数を変化させる。具体的には、制御回路７３は、帰還電圧Ｖｆｂが出力電圧Ｖｏｕｔとともに上昇すると、信号Ｖｓ１，Ｖｓ２の周波数を高くする。この結果、スイッチング電源回路１０の出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。 Here, the control circuit 73 changes the frequencies of the signals Vs1 and Vs2 so that the output voltage Vout becomes the target level based on the feedback voltage Vfb. Specifically, the control circuit 73 increases the frequency of the signals Vs1 and Vs2 when the feedback voltage Vfb rises together with the output voltage Vout. As a result, the output voltage Vout of the switching power supply circuit 10 decreases.

一方、制御回路７３は、帰還電圧Ｖｆｂが出力電圧Ｖｏｕｔとともに低下すると、信号Ｖｓ１，Ｖｓ２の周波数を低くする。この結果、スイッチング電源回路１０の出力電圧Ｖｏｕｔは上昇する。したがって、スイッチング電源回路１０は、目的レベルの出力電圧Ｖｏｕｔを生成することができる。 On the other hand, the control circuit 73 lowers the frequencies of the signals Vs1 and Vs2 when the feedback voltage Vfb decreases together with the output voltage Vout. As a result, the output voltage Vout of the switching power supply circuit 10 rises. Therefore, the switching power supply circuit 10 can generate an output voltage Vout of a target level.

ところで、例えば、入力電圧Ｖｉｎや出力電圧Ｖｏｕｔが変化した際に、信号Ｖｓ１，Ｖｓ２の周波数が所定の共振周波数より低くなる現象、つまり共振外れが発生することがある。例えば、ＮＭＯＳトランジスタ２２がオンしている期間に共振外れが発生すると、以下の現象が発生する。 By the way, for example, when the input voltage Vin or the output voltage Vout changes, a phenomenon that the frequencies of the signals Vs1 and Vs2 become lower than the predetermined resonance frequency, that is, resonance deviation may occur. For example, if resonance deviation occurs during the period when the nanotube transistor 22 is on, the following phenomenon occurs.

初めに、図１０の一点鎖線に示すように、共振電流の向きが正から負に変化し、ＮＭＯＳトランジスタ２２に負の方向の共振電流が流れる。その後、ＮＭＯＳトランジスタ２２がオフし、ＮＭＯＳトランジスタ２３がオンすると、図１０の点線に示すよう、ダイオードＤ１の逆回復特性により、ＮＭＯＳトランジスタ２３に貫通電流が流れてしまう。なお、図１０では、ＮＭＯＳトランジスタ２３に貫通電流が流れる現象を説明したが、共振外れが発生すると、同様の現象がＮＭＯＳトランジスタ２２にも発生する。 First, as shown by the alternate long and short dash line in FIG. 10, the direction of the resonance current changes from positive to negative, and the resonance current in the negative direction flows through the nanotube transistor 22. After that, when the HCl transistor 22 is turned off and the nanotube transistor 23 is turned on, a through current flows through the Now's transistor 23 due to the reverse recovery characteristic of the diode D1 as shown by the dotted line in FIG. Although the phenomenon in which a through current flows through the NaCl transistor 23 has been described with reference to FIG. 10, the same phenomenon also occurs in the NaCl transistor 22 when resonance deviation occurs.

そこで、本実施形態の制御回路７３は、共振電流の極性を示す電圧Ｖｃに基づいて、共振外れが発生しないよう、信号Ｖｓ１，Ｖｓ２がＨレベルとなる期間を制御している。具体的には、制御回路７３は、信号Ｖｓ１がＨレベルの際に、負の共振電流が流れたことが検出されると、信号Ｖｓ１をＬレベルに変化させる。 Therefore, the control circuit 73 of the present embodiment controls the period during which the signals Vs1 and Vs2 are at the H level so that resonance deviation does not occur, based on the voltage Vc indicating the polarity of the resonance current. Specifically, the control circuit 73 changes the signal Vs1 to the L level when it is detected that a negative resonance current has flowed when the signal Vs1 is at the H level.

また、制御回路７３は、信号Ｖｓ２がＨレベルの際に、正の共振電流が流れたことが検出されると、信号Ｖｓ２をＬレベルに変化させる。この結果、不適切な期間にダイオードＤ１，Ｄ２に電流が流れることを防ぐことができるため、貫通電流の発生を抑制できる。 Further, the control circuit 73 changes the signal Vs2 to the L level when it is detected that a positive resonance current has flowed when the signal Vs2 is at the H level. As a result, it is possible to prevent the current from flowing through the diodes D1 and D2 during an inappropriate period, and thus it is possible to suppress the generation of a through current.

＜＜電流検出回路５０ｂ＞＞
図１１は、電流検出回路の第２実施形態である電流検出回路５０ｂを示す図である。電流検出回路５０ｂは、電流検出回路５０ａと同様に、共振電流を分流した電流Ｉｓを検出する回路であり、コンデンサ６０、ダイオード６１，６２、及び抵抗６３，６４を含んで構成される。 << Current detection circuit 50b >>
FIG. 11 is a diagram showing a current detection circuit 50b, which is a second embodiment of the current detection circuit. Similar to the current detection circuit 50a, the current detection circuit 50b is a circuit that detects the current Is by dividing the resonance current, and includes a capacitor 60, diodes 61, 62, and resistors 63, 64.

本明細書では、同じ符号が付された構成は同じである。したがって、ここでは、抵抗６４について説明する。抵抗６４は、電流Ｉｓが小さい場合に、電圧Ｖａを大きくするための素子であり、コンデンサ６０及び抵抗６３に直列接続されるとともに、ダイオード６１，６２に並列接続されている。なお、ここでは、抵抗６３の抵抗値をＲ１とし、抵抗６４の抵抗値をＲ２とする。また、抵抗値Ｒ２は、抵抗値Ｒ１より大きいこととする。なお、抵抗６４は、「第２抵抗」に相当する。 As used herein, the configurations with the same reference numerals are the same. Therefore, the resistance 64 will be described here. The resistance 64 is an element for increasing the voltage Va when the current Is is small, is connected in series to the capacitor 60 and the resistance 63, and is connected in parallel to the diodes 61 and 62. Here, the resistance value of the resistor 63 is R1, and the resistance value of the resistor 64 is R2. Further, the resistance value R2 is larger than the resistance value R1. The resistance 64 corresponds to the "second resistance".

ここで、例えば、図１２の時刻ｔ２０～ｔ２１に示すように、抵抗６４に流れる正の電流Ｉｓが小さく、抵抗６４の両端の電圧Ｖｒが、ダイオード６１の電圧Ｖｆより小さい場合、ダイオード６１はオフしている。このため、電圧Ｖａは、抵抗６３，６４の合成抵抗の値（＝Ｒ１＋Ｒ２）と、電流Ｉｓの電流値に応じた電圧となる。 Here, for example, as shown at times t20 to t21 in FIG. 12, when the positive current Is small flowing through the resistor 64 and the voltage Vr across the resistor 64 is smaller than the voltage Vf of the diode 61, the diode 61 is turned off. is doing. Therefore, the voltage Va becomes a voltage corresponding to the value of the combined resistance (= R1 + R2) of the resistors 63 and 64 and the current value of the current Is.

そして、例えば時刻ｔ２１～ｔ２２まで、抵抗６４に流れる電流Ｉｓが大きくなると、抵抗６４の両端の電圧Ｖｒが、ダイオード６１の電圧Ｖｆより大きくなる。この結果、ダイオード６１はオンするため、電圧Ｖａは、図２の電流検出回路５０ａと同様に、抵抗６３の電圧Ｖｉｓと、ダイオードの電圧Ｖｆとの和の電圧（Ｖｉｓ＋Ｖｆ）となる。 Then, for example, when the current Is flowing through the resistor 64 increases from time t21 to t22, the voltage Vr across the resistor 64 becomes larger than the voltage Vf of the diode 61. As a result, since the diode 61 is turned on, the voltage Va becomes the sum voltage (Vis + Vf) of the voltage Vis of the resistor 63 and the voltage Vf of the diode, as in the current detection circuit 50a of FIG.

また、時刻ｔ２２～時刻ｔ２３まで、正の電流Ｉｓが減少すると、時刻ｔ２０～２１と同様に、電圧Ｖａは、抵抗６３，６４の合成抵抗の値（＝Ｒ１＋Ｒ２）と、電流Ｉｓの電流値に応じた電圧となる。なお、時刻ｔ２３～ｔ２６において、電流検出回路５０ｂに負の方向の電流Ｉｓが流れる際には、ダイオード６１の代わりにダイオード６２が時刻ｔ２４～ｔ２５にオンする。 Further, when the positive current Is decreases from time t22 to time t23, the voltage Va becomes the combined resistance value (= R1 + R2) of the resistors 63 and 64 and the current value of the current Is, as in the time t20-21. It becomes the corresponding voltage. When the current Is in the negative direction flows through the current detection circuit 50b at times t23 to t26, the diode 62 turns on at times t24 to t25 instead of the diode 61.

このように、電流検出回路５０ｂは、電流Ｉｓが小さい場合であっても、直列に接続された抵抗６３，６４に流れる。したがって、電流Ｉｓがゼロ付近において、電圧Ｖａの変化を大きくすることができる。また、電流Ｉｓが大きくなると、大きい抵抗値Ｒ２の抵抗６４には電流Ｉｓが流れなくなる。この結果、電流検出回路５０ｂの消費電力を低減できる。 In this way, the current detection circuit 50b flows through the resistors 63 and 64 connected in series even when the current Is is small. Therefore, when the current Is is near zero, the change in voltage Va can be made large. Further, when the current Is becomes large, the current Is does not flow through the resistance 64 having a large resistance value R2. As a result, the power consumption of the current detection circuit 50b can be reduced.

＜＜電流検出回路５０ｃ＞＞
図１３は、電流検出回路の第３実施形態である電流検出回路５０ｃを示す図である。電流検出回路５０ｃは、電流検出回路５０ａと同様に、共振電流を分流した電流Ｉｓを検出する回路であり、コンデンサ６０、ダイオード２００，２０１、及び抵抗６３を含んで構成される。 << Current detection circuit 50c >>
FIG. 13 is a diagram showing a current detection circuit 50c, which is a third embodiment of the current detection circuit. Similar to the current detection circuit 50a, the current detection circuit 50c is a circuit that detects the current Is by dividing the resonance current, and includes a capacitor 60, diodes 200, 201, and a resistor 63.

ここで、図２と、図１３とを比較すると、電流検出回路５０ｃでは、ダイオード６１，６２の代わりに、ダイオード２００，２０１が用いられている。ここで、ダイオード２００，２０１は、ツェナーダイオードである。このような電流検出回路５０ｃを用いる場合であっても、電流検出回路５０ａと同様に、電流Ｉｓがゼロ付近において、電圧Ｖａの変化を大きくすることができる。このため、電流検出回路５０ｃは、高い精度で共振電流を検出できる。 Here, comparing FIG. 2 and FIG. 13, in the current detection circuit 50c, the diodes 200 and 201 are used instead of the diodes 61 and 62. Here, the diodes 200 and 201 are Zener diodes. Even when such a current detection circuit 50c is used, the change in voltage Va can be made large when the current Is is near zero, as in the current detection circuit 50a. Therefore, the current detection circuit 50c can detect the resonance current with high accuracy.

＜＜電流検出回路５０ｄ＞＞
図１４は、電流検出回路の第４実施形態である電流検出回路５０ｄを示す図である。電流検出回路５０ｄは、電流検出回路５０ａと同様に、共振電流を分流した電流Ｉｓを検出する回路であり、コンデンサ６０、抵抗６３、ＮＭＯＳトランジスタ２１０，２１１を含んで構成される。 << Current detection circuit 50d >>
FIG. 14 is a diagram showing a current detection circuit 50d, which is a fourth embodiment of the current detection circuit. Similar to the current detection circuit 50a, the current detection circuit 50d is a circuit for detecting the current Is obtained by dividing the resonance current, and includes a capacitor 60, a resistor 63, and an NaCl transistors 210, 211.

ここで、図２と、図１４とを比較すると、電流検出回路５０ｄでは、ダイオード６１，６２の代わりに、ＮＭＯＳトランジスタ２１０，２１１のそれぞれのボディダイオードＤ３，Ｄ４が用いられている。また、ＮＭＯＳトランジスタ２１０，２１１は、例えば、駆動回路２１２よりオフされている。このような電流検出回路５０ｄを用いる場合であっても、電流検出回路５０ａと同様に、電流Ｉｓがゼロ付近において、電圧Ｖａの変化を大きくすることができる。このため、電流検出回路５０ｄは、高い精度で共振電流を検出できる。なお、電流検出回路５０ｄでは、駆動回路２１２が、ＮＭＯＳトランジスタ２１０，２１１をオンすることにより、電圧Ｖａを、ほぼ電圧Ｖｉｓとすることもできる。 Here, comparing FIG. 2 and FIG. 14, in the current detection circuit 50d, the body diodes D3 and D4 of the nanotube transistors 210 and 211 are used instead of the diodes 61 and 62, respectively. Further, the nanotube transistors 210 and 211 are turned off from, for example, the drive circuit 212. Even when such a current detection circuit 50d is used, the change in voltage Va can be made large when the current Is is near zero, as in the current detection circuit 50a. Therefore, the current detection circuit 50d can detect the resonance current with high accuracy. In the current detection circuit 50d, the drive circuit 212 can set the voltage Va to substantially the voltage Vis by turning on the nanotube transistors 210 and 211.

＜＜電流検出回路５０ｄ＞＞
図１５は、電流検出回路の第５実施形態である電流検出回路５０ｅを示す図である。電流検出回路５０ｅは、電流検出回路５０ａと同様に、共振電流を分流した電流Ｉｓを検出する回路であり、コンデンサ６０、ダイオード６１，６２，２２０，２２１、及び抵抗６３を含んで構成される。 << Current detection circuit 50d >>
FIG. 15 is a diagram showing a current detection circuit 50e, which is a fifth embodiment of the current detection circuit. Similar to the current detection circuit 50a, the current detection circuit 50e is a circuit that detects the current Is by dividing the resonance current, and includes a capacitor 60, a diode 61, 62, 220, 221 and a resistor 63.

ここで、図２と、図１５とを比較すると、電流検出回路５０ｅでは、ダイオード６１，６２のそれぞれに、ツェナーダイオードであるダイオード２２０，２２１が直列接続されている。ダイオード６１，６２の電圧Ｖｆの温度特定は負であり、ダイオード２２０，２２１の順方向電圧の温度特性は正である。このため、電流検出回路５０ａを用いることにより、電流Ｉｓがゼロ付近において、電圧Ｖａの変化を大きくしつつ、温度に依存しない電圧Ｖａを生成できる。なお、ダイオード２２０は、「第１ツェナーダイオード」に相当し、ダイオード２０１は、「第２ツェナーダイオード」に相当する。 Here, comparing FIG. 2 and FIG. 15, in the current detection circuit 50e, diodes 220 and 221 which are Zener diodes are connected in series to the diodes 61 and 62, respectively. The temperature specification of the voltage Vf of the diodes 61 and 62 is negative, and the temperature characteristic of the forward voltage of the diodes 220 and 221 is positive. Therefore, by using the current detection circuit 50a, it is possible to generate a voltage Va that does not depend on the temperature while increasing the change in the voltage Va in the vicinity of the current Is near zero. The diode 220 corresponds to the "first Zener diode", and the diode 201 corresponds to the "second Zener diode".

＜＜電流検出回路５０ｆ＞＞
図１６は、電流検出回路の第６実施形態である電流検出回路５０ｆを示す図である。電流検出回路５０ｆは、電流検出回路５０ａと同様に、共振電流を分流した電流Ｉｓを検出する回路であり、コンデンサ６０、抵抗６３、及びダイオード２３０を含んで構成される。 << Current detection circuit 50f >>
FIG. 16 is a diagram showing a current detection circuit 50f, which is a sixth embodiment of the current detection circuit. Similar to the current detection circuit 50a, the current detection circuit 50f is a circuit that detects the current Is by dividing the resonance current, and includes a capacitor 60, a resistance 63, and a diode 230.

ここで、図２と、図１６とを比較すると、電流検出回路５０ｆでは、ダイオード６１，６２の代わりに、ツェナーダイオードであるダイオード２３０が用いられている。ダイオード２３０は、正方向の電流Ｉｓが流れた際には、順方向電圧が発生し、負方向の電流Ｉｓが流れた際には、ツェナー電圧が発生する。このため、電流検出回路５０ｆを用いることにより、電流Ｉｓがゼロ付近において、電圧Ｖａの変化を大きくすることができる。 Here, comparing FIG. 2 and FIG. 16, in the current detection circuit 50f, a diode 230, which is a Zener diode, is used instead of the diodes 61 and 62. In the diode 230, a forward voltage is generated when a positive current Is flows, and a Zener voltage is generated when a negative current Is flows. Therefore, by using the current detection circuit 50f, it is possible to increase the change in voltage Va when the current Is is near zero.

＜＜制御ＩＣ５５について＞＞
図１７は、制御ＩＣの他の実施形態である制御ＩＣ５５の構成を示す図である。制御ＩＣ５５は、制御ＩＣ５１と同様に、図１におけるＮＭＯＳトランジスタ２２，２３のスイッチングを制御する集積回路であり、端子ＦＢ，Ａ，ＣＡ，ＨＯ，ＬＯを有する。また、制御ＩＣ５５は、抵抗７０、負荷検出回路７１、極性判別回路７２、制御回路７３、及び駆動回路７４を含んで構成される。ここで、制御ＩＣ５５の端子Ａには、例えば、図２の電流検出回路５０ａからの電圧Ｖａが印加される。 << About control IC55 >>
FIG. 17 is a diagram showing a configuration of a control IC 55, which is another embodiment of the control IC. Like the control IC 51, the control IC 55 is an integrated circuit that controls the switching of the nanotube transistors 22 and 23 in FIG. 1, and has terminals FB, A, CA, HO, and LO. Further, the control IC 55 includes a resistance 70, a load detection circuit 71, a polarity discrimination circuit 72, a control circuit 73, and a drive circuit 74. Here, for example, the voltage Va from the current detection circuit 50a of FIG. 2 is applied to the terminal A of the control IC 55.

図５と、図１７とで、同じ符号が付された構成（例えば、端子、素子、回路）は同じである。制御ＩＣ５５と、制御ＩＣ５１とを比較すると、制御ＩＣ５５は、端子ＩＳがなく、負荷検出回路７１には、端子Ａの電圧Ｖａが印加されていること以外は同じである。なお、制御ＩＣ５５における端子Ａは、「第１端子」に相当し、端子ＦＢは、「第２端子」に相当する。 5 and 17 have the same configuration (for example, terminals, elements, circuits) with the same reference numerals. Comparing the control IC 55 and the control IC 51, the control IC 55 is the same except that there is no terminal IS and the voltage Va of the terminal A is applied to the load detection circuit 71. The terminal A in the control IC 55 corresponds to the "first terminal", and the terminal FB corresponds to the "second terminal".

そして、例えば図４で説明したように、正の電流Ｉｓが流れている際、電圧Ｖａは、負荷電流に応じて変化する電圧Ｖｉｓに、電圧Ｖｆが加算された値となっている。したがって、制御ＩＣ５５の負荷検出回路７１からの電圧Ｖａは、負荷電流に応じた値となる。このため、制御ＩＣ５５を用いる場合であっても、制御ＩＣ５１と同様に、負荷の状態に基づいて、スイッチング電源回路１０の動作モードを、通常モードまたはバーストモードとすることができる。 Then, for example, as described with reference to FIG. 4, when a positive current Is is flowing, the voltage Va is a value obtained by adding the voltage Vf to the voltage Vis that changes according to the load current. Therefore, the voltage Va from the load detection circuit 71 of the control IC 55 becomes a value corresponding to the load current. Therefore, even when the control IC 55 is used, the operation mode of the switching power supply circuit 10 can be set to the normal mode or the burst mode based on the load state, as in the control IC 51.

＝＝＝＝まとめ＝＝＝＝
以上、本実施形態のスイッチング電源回路１０について説明した。電流検出回路５０ａは、例えば図２に示すように、非線形回路であるダイオード６１，６２及び抵抗６３を含む。このため、電流検出回路５０ａは、ダイオード６１，６２を含まず、抵抗６３のみの場合と比較すると、電流Ｉｓ（つまり、共振電流）の極性を精度良く検出することができる。なお、本実施形態において、「非線形回路」とは、電流Ｉｓがゼロ付近で電圧Ｖａの変化を大きくするための回路であり、例えば、抵抗と、非線形素子であるダイオードと、が直列接続されている。 ==== Summary ====
The switching power supply circuit 10 of the present embodiment has been described above. The current detection circuit 50a includes diodes 61, 62 and resistors 63, which are non-linear circuits, for example, as shown in FIG. Therefore, the current detection circuit 50a can accurately detect the polarity of the current Is (that is, the resonance current) as compared with the case where the diodes 61 and 62 are not included and only the resistance 63 is used. In the present embodiment, the "non-linear circuit" is a circuit for increasing the change in voltage Va when the current Is is near zero. For example, a resistor and a diode, which is a non-linear element, are connected in series. There is.

また、電流検出回路５０ａでは、コンデンサ２１（第１コンデンサ）の一端と、コンデンサ６０（第２コンデンサ）の一端とが接続されている。さらに、電流検出回路５０ａでは、コンデンサ２１（第１コンデンサ）の他端と、コンデンサ６０（第２コンデンサ）の他端と、の間に設けられた非線形回路は、２つのダイオード６１，６２と、抵抗６３とを含むこととしたこれに限られない。例えば、「非線形回路」を、図１６の電流検出回路５０ｆの様に、１つのダイオード２３０と、抵抗６３とで構成しても良い。このような場合であっても、電流検出回路５０ｆは、共振電流の極性を精度良く検出できる。 Further, in the current detection circuit 50a, one end of the capacitor 21 (first capacitor) and one end of the capacitor 60 (second capacitor) are connected. Further, in the current detection circuit 50a, the non-linear circuit provided between the other end of the capacitor 21 (first capacitor) and the other end of the capacitor 60 (second capacitor) includes two diodes 61 and 62. The resistance 63 is not limited to this. For example, the "non-linear circuit" may be composed of one diode 230 and a resistor 63 as in the current detection circuit 50f of FIG. Even in such a case, the current detection circuit 50f can accurately detect the polarity of the resonance current.

また、本実施形態では、コンデンサ６０と、抵抗６３との間に、例えばダイオード６１，６２が設けられているが、例えば、コンデンサ６０に抵抗６３を接続し、抵抗６３にダイオード６１，６２を接続して良い。しかしながら、このような場合、抵抗６３と、コンデンサ６０とが接続されたノードの電圧は、必ずダイオード６１，６２の影響を受ける。したがって、負荷に応じた電圧Ｉｓを測定する場合、コンデンサ６０と、抵抗６３との間に、ダイオード６１，６２を設ける方が好ましい。 Further, in the present embodiment, for example, diodes 61 and 62 are provided between the capacitor 60 and the resistor 63. For example, the resistor 63 is connected to the capacitor 60 and the diodes 61 and 62 are connected to the resistor 63. You can do it. However, in such a case, the voltage of the node to which the resistor 63 and the capacitor 60 are connected is always affected by the diodes 61 and 62. Therefore, when measuring the voltage Is according to the load, it is preferable to provide the diodes 61 and 62 between the capacitor 60 and the resistor 63.

また、電流検出回路５０ａには、電流Ｉｓが双方向に流れるよう、２つのダイオード６１，６２が設けられているため、電流Ｉｓが正方向、負方向に流れた際の電圧Ｖａの波形をほぼ同じとすることができる。 Further, since the current detection circuit 50a is provided with two diodes 61 and 62 so that the current Is flows in both directions, the waveform of the voltage Va when the current Is flows in the positive direction and the negative direction is almost the same. Can be the same.

また、図１３の電流検出回路５０ｃに示すように、ツェナーダイオードであるダイオード２００，２０１を用いても、共振電流の極性を精度良く検出できる。 Further, as shown in the current detection circuit 50c of FIG. 13, the polarity of the resonance current can be detected accurately even by using the diodes 200 and 201 which are Zener diodes.

また、図１４の電流検出回路５０ｄに示すように、ＮＭＯＳトランジスタ２１０，２１１のボディダイオードであるダイオードＤ３，Ｄ４を用いても、共振電流の極性を精度良く検出できる。 Further, as shown in the current detection circuit 50d of FIG. 14, the polarity of the resonance current can be detected accurately even by using the diodes D3 and D4 which are the body diodes of the nanotube transistors 210 and 211.

また、図１５の電流検出回路５０ｅに示すように、ダイオード６１，６２のそれぞれに直列にツェナーダイオードであるダイオード２２０，２２１を設けても良い。このような構成とすることにより、電圧Ｖａの温度依存性を低下させることができる。 Further, as shown in the current detection circuit 50e of FIG. 15, diodes 220 and 221 which are Zener diodes may be provided in series with the diodes 61 and 62, respectively. With such a configuration, the temperature dependence of the voltage Va can be reduced.

また、図１１の電流検出回路５０ｂに示すように、ダイオード６１には抵抗６４が並列接続されている。電流検出回路５０ｂの電圧Ｖａは、抵抗６３，６４の合成抵抗の値と、電流Ｉｓの電流値とに応じた値となる。したがって、抵抗６３に加え、抵抗６４を設けることにより、共振電流の値が小さい場合であっても、共振電流の極性を精度良く検出できる。 Further, as shown in the current detection circuit 50b of FIG. 11, a resistor 64 is connected in parallel to the diode 61. The voltage Va of the current detection circuit 50b is a value corresponding to the value of the combined resistance of the resistors 63 and 64 and the current value of the current Is. Therefore, by providing the resistance 64 in addition to the resistance 63, the polarity of the resonance current can be detected with high accuracy even when the value of the resonance current is small.

また、電流検出回路５０ｂでは、抵抗６４の抵抗値Ｒ２は、抵抗６３の抵抗値Ｒ１より大きい。ただし、抵抗６４の両端電圧がダイオード６１，６２の電圧Ｖｆより大きくなると、ダイオード６１，６２はオンするため、抵抗６４には電流Ｉｓは流れなくなる。したがって、電流検出回路５０ｂは、消費電力を抑制しつつ、精度良く共振電流の極性を検出できる。 Further, in the current detection circuit 50b, the resistance value R2 of the resistor 64 is larger than the resistance value R1 of the resistor 63. However, when the voltage across the resistance 64 becomes larger than the voltage Vf of the diodes 61 and 62, the diodes 61 and 62 are turned on, so that the current Is does not flow through the resistance 64. Therefore, the current detection circuit 50b can accurately detect the polarity of the resonance current while suppressing power consumption.

また、制御ＩＣ５１，５５は、電流検出回路５０からの電圧Ｖａを用いることにより、共振外れの発生を抑制することができる。 Further, the control ICs 51 and 55 can suppress the occurrence of resonance deviation by using the voltage Va from the current detection circuit 50.

また、制御ＩＣ５５は、電流検出回路５０ａの電圧Ｖａが印加される端子Ａを有している。このような制御ＩＣ５５を用いることにより、スイッチング電源回路１０は、共振外れを防止することができる。 Further, the control IC 55 has a terminal A to which the voltage Va of the current detection circuit 50a is applied. By using such a control IC 55, the switching power supply circuit 10 can prevent resonance deviation.

また、制御ＩＣ５５の端子Ａには、負荷検出回路７１と、極性判別回路７２とが接続されている。このため、制御ＩＣ５５は、端子数を削減しつつ、スイッチング電源回路１０の動作モードを変化させることができる。 Further, a load detection circuit 71 and a polarity discrimination circuit 72 are connected to the terminal A of the control IC 55. Therefore, the control IC 55 can change the operation mode of the switching power supply circuit 10 while reducing the number of terminals.

また、制御ＩＣ５１は、電流検出回路５０ａの電圧Ｖａが印加される端子Ａと、電圧Ｖｉｓが印加される端子ＩＳと、を有している。このような制御ＩＣ５１を用いることにより、スイッチング電源回路１０は、共振外れを防止することができる。 Further, the control IC 51 has a terminal A to which the voltage Va of the current detection circuit 50a is applied, and a terminal IS to which the voltage Vis is applied. By using such a control IC 51, the switching power supply circuit 10 can prevent resonance deviation.

また、制御ＩＣ５１の端子ＩＳには、負荷検出回路７１が接続され、端子Ａには、極性判別回路７２が接続されている。このため、制御ＩＣ５１は、共振外れを抑制しつつ、スイッチング電源回路１０の動作モードを変化させることができる。 Further, a load detection circuit 71 is connected to the terminal IS of the control IC 51, and a polarity discrimination circuit 72 is connected to the terminal A. Therefore, the control IC 51 can change the operation mode of the switching power supply circuit 10 while suppressing the resonance deviation.

なお、本実施形態では、極性判別回路７２のコンパレータ１０１は、レベルシフト回路１００の電圧Ｖｘと、電圧Ｖ１とを比較することにより極性を判別したが、他の回路であっても良い。例えば、コンパレータ１０１の代わりに、電圧Ｖｘと、電圧Ｖ１（２．５Ｖ）より若干大きい電圧（例えば、２．６Ｖ）とを比較する第１コンパレータと、電圧Ｖｘと、電圧Ｖ１（２．５Ｖ）より若干小さい電圧（例えば、２．４Ｖ）とを比較する第２コンパレータと、を用いても良い。そして、第１及ぶ第２コンパレータからの出力に基づいて、共振電流の極性を判別する論理回路を設けても良い。 In the present embodiment, the comparator 101 of the polarity discrimination circuit 72 discriminates the polarity by comparing the voltage Vx of the level shift circuit 100 with the voltage V1, but other circuits may be used. For example, instead of the comparator 101, a first comparator comparing a voltage Vx with a voltage slightly higher than the voltage V1 (2.5V) (eg, 2.6V), a voltage Vx, and a voltage V1 (2.5V). A second comparator, which compares with a slightly smaller voltage (eg, 2.4V), may be used. Then, a logic circuit for determining the polarity of the resonance current may be provided based on the output from the first and second comparators.

また、例えば、電流検出回路５０ａにおいて、ダイオード６１に対し、ダイオード６１の順方向に複数のダイオード直列接続し、ダイオード６２に対し、ダイオード６２の順方向に複数のダイオードを直列接続しても良い。このような回路を用いた場合であって、共振電流の極性を精度よく検出することができる。 Further, for example, in the current detection circuit 50a, a plurality of diodes may be connected in series to the diode 61 in the forward direction of the diode 61, and a plurality of diodes may be connected in series to the diode 62 in the forward direction of the diode 62. Even when such a circuit is used, the polarity of the resonance current can be detected with high accuracy.

上記の実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。また、本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更や改良され得るとともに、本発明にはその等価物が含まれるのはいうまでもない。 The above embodiment is for facilitating the understanding of the present invention, and is not for limiting the interpretation of the present invention. Further, the present invention can be changed or improved without departing from the spirit thereof, and it goes without saying that the present invention includes an equivalent thereof.

１０ スイッチング電源回路
１１ 負荷
２０，２１，３２，５３，５４，６０ コンデンサ
２２，２３，２１０，２１１ ＮＭＯＳトランジスタ
２４ トランス
２５ 制御ブロック
３０，３１，６１，６２，２００，２０１，２２０，２２１，２３０，Ｄ１～Ｄ４ ダイオード
３３ 定電圧回路
３４ 発光ダイオード
５０，５０ａ～５０ｆ 電流検出回路
５１，５５ 制御ＩＣ
５２ フォトトランジスタ
６３，６４，７０ 抵抗
７１ 負荷検出回路
７２ 極性判別回路
７３ 制御回路
７４ 駆動回路
１００ レベルシフト回路
１０１ コンパレータ
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３ コイル
Ａ，ＩＳ，ＦＢ，ＣＡ，ＨＯ，ＬＯ 端子 10 Switching power supply circuit 11 Load 20,21,32,53,54,60 Capacitor 22,23,210,211 µtransistor 24 Transformer 25 Control block 30,31,61,62,200,2011,220,221,230, D1 to D4 Diode 33 Constant voltage circuit 34 Light emitting diode 50, 50a to 50f Current detection circuit 51, 55 Control IC
52 Phototransistor 63, 64, 70 Resistance 71 Load detection circuit 72 Polarity discrimination circuit 73 Control circuit 74 Drive circuit 100 Level shift circuit 101 Comparator L1, L2, L3 Coil A, IS, FB, CA, HO, LO terminal

Claims (14)

インダクタと、第１コンデンサとを含む共振回路を備える電源回路の共振電流を検出する電流検出回路であって、
前記第１コンデンサの一端に一端が接続された第２コンデンサと、
前記第２コンデンサの他端と、前記第１コンデンサの他端と、の間に設けられた非線形回路と、
を備える電流検出回路。 A current detection circuit that detects the resonance current of a power supply circuit including a resonance circuit including an inductor and a first capacitor.
A second capacitor with one end connected to one end of the first capacitor,
A non-linear circuit provided between the other end of the second capacitor and the other end of the first capacitor,
A current detection circuit. 請求項１に記載の電流検出回路であって、
前記非線形回路は、第１抵抗と、前記第１抵抗に直列接続された第１ダイオードと、を含む、
電流検出回路。 The current detection circuit according to claim 1.
The non-linear circuit includes a first resistor and a first diode connected in series with the first resistor.
Current detection circuit. 請求項２に記載の電流検出回路であって、
前記第１ダイオードは、前記第１抵抗と、前記第２コンデンサとの間に設けられる、
電流検出回路。 The current detection circuit according to claim 2.
The first diode is provided between the first resistor and the second capacitor.
Current detection circuit. 請求項２または請求項３に記載の電流検出回路であって、
前記非線形回路は、前記第１ダイオードに逆並列接続された第２ダイオードを更に含む、
電流検出回路。 The current detection circuit according to claim 2 or 3.
The nonlinear circuit further includes a second diode connected in antiparallel to the first diode.
Current detection circuit. 請求項４に記載の電流検出回路であって、
前記第１及び第２ダイオードは、ツェナーダイオードである、
電流検出回路。 The current detection circuit according to claim 4.
The first and second diodes are Zener diodes.
Current detection circuit. 請求項４に記載の電流検出回路であって、
前記第１及び第２ダイオードは、ＭＯＳトランジスタのボディダイオードである、
電流検出回路。 The current detection circuit according to claim 4.
The first and second diodes are body diodes of MOS transistors.
Current detection circuit. 請求項４に記載の電流検出回路であって、
前記非線形回路は、前記第１ダイオードに直列接続された第１ツェナーダイオードと、前記第２ダイオードに直列接続された第２ツェナーダイオードと、を更に含む、
電流検出回路。 The current detection circuit according to claim 4.
The nonlinear circuit further includes a first Zener diode connected in series with the first diode and a second Zener diode connected in series with the second diode.
Current detection circuit. 請求項２～６の何れか一項に記載の電流検出回路であって、
前記非線形回路は、前記第１ダイオードに並列接続された第２抵抗を更に含む、
電流検出回路。 The current detection circuit according to any one of claims 2 to 6.
The nonlinear circuit further includes a second resistor connected in parallel to the first diode.
Current detection circuit. 請求項８に記載の電流検出回路であって、
前記第２抵抗の抵抗値は、前記第１抵抗の抵抗値より大きい、
電流検出回路。 The current detection circuit according to claim 8.
The resistance value of the second resistance is larger than the resistance value of the first resistance.
Current detection circuit. 入力電圧から目的レベルと出力電圧を生成する電源回路であって、
インダクタと、第１コンデンサとを含む共振回路と、
前記共振回路の共振電流を制御する第１及び第２スイッチング素子と、
前記共振電流を検出する電流検出回路と、
前記共振電流に応じた検出電圧が印加される第１端子と、前記出力電圧に応じた帰還電圧が印加される第２端子と、を有し、前記第１及び第２スイッチング素子のスイッチングを制御する集積回路と、
を備え、
前記電流検出回路は、
前記第１コンデンサの一端に一端が接続された第２コンデンサと、
前記第２コンデンサの他端と、前記第１コンデンサの他端と、の間に設けられた非線形回路と、を含み
前記第２コンデンサの他端からの電圧を前記検出電圧として出力する、
電源回路。 A power supply circuit that generates the target level and output voltage from the input voltage.
A resonant circuit including an inductor and a first capacitor,
The first and second switching elements that control the resonance current of the resonance circuit, and
The current detection circuit that detects the resonance current and
It has a first terminal to which a detection voltage corresponding to the resonance current is applied and a second terminal to which a feedback voltage corresponding to the output voltage is applied, and controls switching of the first and second switching elements. Integrated circuit and
Equipped with
The current detection circuit
A second capacitor with one end connected to one end of the first capacitor,
A non-linear circuit provided between the other end of the second capacitor and the other end of the first capacitor is included, and the voltage from the other end of the second capacitor is output as the detection voltage.
Power circuit. 請求項１０に記載の電源回路であって、
前記非線形回路は、第１抵抗と、前記第１抵抗に直列接続された第１ダイオードと、を含み、
前記第１端子には、前記第１ダイオードからの電圧が前記検出電圧として印加される、
電源回路。 The power supply circuit according to claim 10.
The nonlinear circuit includes a first resistor and a first diode connected in series with the first resistor.
A voltage from the first diode is applied to the first terminal as the detection voltage.
Power circuit. 請求項１１に記載の電源回路であって、
前記集積回路は、
前記第１端子に接続され、前記電源回路の負荷の電流を検出する負荷検出回路と、
前記第１端子に接続され、前記共振電流の極性を判別する極性判別回路と、
前記帰還電圧と、前記負荷検出回路の検出結果と、前記極性判別回路の判別結果と、に基づいて前記第１及び第２スイッチング素子を制御する信号を出力する制御回路と、を含む
電源回路。 The power supply circuit according to claim 11.
The integrated circuit is
A load detection circuit connected to the first terminal and detecting the load current of the power supply circuit, and a load detection circuit.
A polarity discrimination circuit connected to the first terminal and discriminating the polarity of the resonance current,
A power supply circuit including a control circuit that outputs a signal for controlling the first and second switching elements based on the feedback voltage, the detection result of the load detection circuit, and the discrimination result of the polarity discriminating circuit. 請求項１０に記載の電源回路であって、
前記非線形回路は、第１抵抗と、前記第１抵抗に直列接続された第１ダイオードと、を含み、
前記集積回路は、前記第１抵抗からの電圧が印加される第３端子を更に有し、
前記第１端子には、前記第１ダイオードからの電圧が前記検出電圧として印加される、
電源回路。 The power supply circuit according to claim 10.
The nonlinear circuit includes a first resistor and a first diode connected in series with the first resistor.
The integrated circuit further has a third terminal to which the voltage from the first resistance is applied.
A voltage from the first diode is applied to the first terminal as the detection voltage.
Power circuit. 請求項１３に記載の電源回路であって、
前記集積回路は、
前記第３端子に接続され、前記電源回路の負荷の電流を検出する負荷検出回路と、
前記第１端子に接続され、前記共振電流の極性を判別する極性判別回路と、
前記帰還電圧と、前記負荷検出回路の検出結果と、前記極性判別回路の判別結果と、に基づいて前記第１及び第２スイッチング素子を制御する信号を出力する制御回路と、を含む
電源回路。 The power supply circuit according to claim 13.
The integrated circuit is
A load detection circuit connected to the third terminal and detecting the load current of the power supply circuit, and a load detection circuit.
A polarity discrimination circuit connected to the first terminal and discriminating the polarity of the resonance current,
A power supply circuit including a control circuit that outputs a signal for controlling the first and second switching elements based on the feedback voltage, the detection result of the load detection circuit, and the discrimination result of the polarity discriminating circuit.
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