JP2022078591A - Voltage smoothing circuit and power conversion device - Google Patents
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Abstract
Description
本開示は、電圧平滑回路及び電力変換装置に関する。 The present disclosure relates to voltage smoothing circuits and power converters.
一対の配線の間の直流電圧を、一対の配線の間に直列に接続された複数の電解コンデンサによって平滑する場合がある。一方、電圧が電解コンデンサに印加されると、電解コンデンサに漏れ電流が流れることから、電解コンデンサは、内部容量成分と内部抵抗成分とが並列接続された等価回路と考えることができる。 The DC voltage between a pair of wires may be smoothed by a plurality of electrolytic capacitors connected in series between the pair of wires. On the other hand, when a voltage is applied to the electrolytic capacitor, a leakage current flows through the electrolytic capacitor. Therefore, the electrolytic capacitor can be considered as an equivalent circuit in which an internal capacitance component and an internal resistance component are connected in parallel.
しかしながら、電解コンデンサの内部抵抗成分には、個体差がある。そのため、複数の電解コンデンサを直列に接続して使用する場合、直列に接続された複数の電解コンデンサの個々の分担電圧は、内部抵抗成分の偏差によってアンバランスになることがある。電解コンデンサに印加される電圧に対してその電解コンデンサの耐電圧に余裕がないと、このアンバランスが問題となる。 However, there are individual differences in the internal resistance component of the electrolytic capacitor. Therefore, when a plurality of electrolytic capacitors are connected in series and used, the individual shared voltage of the plurality of electrolytic capacitors connected in series may become unbalanced due to the deviation of the internal resistance component. If there is no margin in the withstand voltage of the electrolytic capacitor with respect to the voltage applied to the electrolytic capacitor, this imbalance becomes a problem.
そこで、電解コンデンサに印加される電圧が耐電圧を超えないように、直列に接続された複数の電解コンデンサの個々に並列に抵抗体を接続することで、分担電圧のアンバランスを抑制することが行われる場合がある。 Therefore, it is possible to suppress the imbalance of the shared voltage by connecting resistors in parallel to each of a plurality of electrolytic capacitors connected in series so that the voltage applied to the electrolytic capacitor does not exceed the withstand voltage. May be done.
しかしながら、分担電圧のアンバランスを抑制するため、電解コンデンサに並列に接続する抵抗体の抵抗値を小さくして、電解コンデンサの内部抵抗成分の偏差の影響が小さくすると、抵抗体での損失が大きくなる。その結果、電圧平滑回路の損失の増大を招く。また、抵抗体での損失が大きくなるため、定格電力の大きな大型の抵抗体を使用すると、電圧平滑回路の大型化を招く。 However, in order to suppress the imbalance of the shared voltage, if the resistance value of the resistor connected in parallel with the electrolytic capacitor is reduced to reduce the influence of the deviation of the internal resistance component of the electrolytic capacitor, the loss in the resistor is large. Become. As a result, the loss of the voltage smoothing circuit is increased. In addition, since the loss in the resistor becomes large, if a large resistor having a large rated power is used, the voltage smoothing circuit becomes large.
本開示は、コンデンサに並列に接続される抵抗体の低損失化と小型化が可能な電圧平滑回路及び当該電圧平滑回路を備える電力変換装置を提供する。 The present disclosure provides a voltage smoothing circuit capable of reducing loss and miniaturization of a resistor connected in parallel to a capacitor, and a power conversion device including the voltage smoothing circuit.
本開示の一態様では、
第1配線と、前記第1配線よりも低電位の第2配線との間の直流電圧を平滑する電圧平滑回路であって、
前記第1配線と前記第2配線との間に直列に接続された複数のコンデンサと、
前記複数のコンデンサに並列に接続され、前記第1配線と前記第2配線との間に直列に接続された複数の抵抗体と、
前記複数のコンデンサの各々に印加される電圧のアンバランスを検出する検出回路と、
切り替え回路と、を備え、
前記複数のコンデンサは、第1コンデンサと、前記第1コンデンサの前記第2配線の側に直列に接続された第2コンデンサとを含み、
前記複数の抵抗体は、第1抵抗体と、前記第1抵抗体の前記第2配線の側に直列に接続された第2抵抗体と、前記第2抵抗体の前記第2配線の側に直列に接続された第3抵抗体とを含み、
前記切り替え回路は、前記アンバランスの検出結果に応じて、前記第1コンデンサと前記第2コンデンサとの間の中点の接続先を、前記第1抵抗体と前記第2抵抗体との間の第1接続点と、前記第2抵抗体と前記第3抵抗体との間の第2接続点とのうちの一方に切り替える、電圧平滑回路が提供される。
In one aspect of the disclosure,
A voltage smoothing circuit that smoothes the DC voltage between the first wiring and the second wiring having a lower potential than the first wiring.
A plurality of capacitors connected in series between the first wiring and the second wiring,
A plurality of resistors connected in parallel to the plurality of capacitors and connected in series between the first wiring and the second wiring, and
A detection circuit that detects the imbalance of the voltage applied to each of the plurality of capacitors, and
With a switching circuit,
The plurality of capacitors include a first capacitor and a second capacitor connected in series on the side of the second wiring of the first capacitor.
The plurality of resistors are on the side of the first resistor, the second resistor connected in series to the side of the second wiring of the first resistor, and the second wiring of the second resistor. Including a third resistor connected in series
In the switching circuit, the connection destination of the midpoint between the first capacitor and the second capacitor is set between the first resistor and the second resistor according to the detection result of the imbalance. A voltage smoothing circuit is provided that switches between a first connection point and a second connection point between the second resistor and the third resistor.
本開示の一態様によれば、コンデンサに並列に接続される抵抗体の低損失化と小型化が可能となる。 According to one aspect of the present disclosure, it is possible to reduce the loss and size of the resistor connected in parallel with the capacitor.
以下、本開示に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、適宜、「以上」と「超える」は、相互に読み替えてもよく、「以下」と「未満」は、相互に読み替えてもよい。 Hereinafter, embodiments according to the present disclosure will be described with reference to the drawings. In addition, "greater than or equal to" and "greater than or equal to" may be read interchangeably, and "less than or equal to" and "less than" may be read interchangeably.
図1は、第1実施形態における電圧平滑回路の構成例を示す図である。図1に示す電圧平滑回路100は、一対の配線91,92の間の直流電圧Edcを平滑する回路である。第2配線92は、第1配線91よりも低電位の配線である。直流電圧Edcは、一対の配線91,92の間の電位差に相当する。電圧平滑回路100は、例えば、不図示の電圧源から一対の配線91,92に供給される直流電圧Edcを平滑することで、直流電圧Edcの変動を抑制する。例えば、一対の配線91,92が、直流の電源電圧である直流電圧Edcを供給する電源ラインである場合、第1配線91は、正極ラインに相当し、第2配線92は負極ライン(グランドライン)に相当する。
FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a voltage smoothing circuit according to the first embodiment. The
電圧平滑回路100は、複数のコンデンサ(この例では、第1コンデンサ11及び第2コンデンサ12)、複数の抵抗体(この例では、第1抵抗体21、第2抵抗体22及び第3抵抗体23)、検出回路30及び切り替え回路60を備える。なお、第1コンデンサ11及び第2コンデンサ12を、まとめて、コンデンサ11,12と称する場合がある。第1抵抗体21、第2抵抗体22及び第3抵抗体23を、まとめて、抵抗体21,22,23と称することがある。
The
コンデンサ11,12は、一対の配線91,92の間に直列に接続された容量素子である。第2コンデンサ12は、第1コンデンサ11の第2配線92の側に直列に接続されている。第1コンデンサ11は、第1配線91に接続される第1端と、第2コンデンサ12の第1端に接続される第2端とを有する。第2コンデンサ12は、第1コンデンサ11の第2端に接続される第1端と、第2配線92に接続される第2端とを有する。直流電圧Edcは、直列に接続されたコンデンサ11,12の両端に印加される。
中点40は、第1コンデンサ11と第2コンデンサ12との間の接続ノードであり、第1コンデンサ11の第2端と第2コンデンサ12の第1端とが接続されている。
The
第1コンデンサ11は、内部容量成分11aと内部抵抗成分11bとが並列接続された等価回路で表すことができる。同様に、第2コンデンサ12は、内部容量成分12aと内部抵抗成分12bとが並列接続された等価回路で表すことができる。コンデンサ11,12の具体例として、電解コンデンサが挙げられる。
The
抵抗体21,22,23は、直列に接続されたコンデンサ11,12に並列に接続され、一対の配線91,92の間に直列に接続された抵抗素子である。第2抵抗体22は、第1抵抗体21の第2配線92の側に直列に接続されている。第3抵抗体23は、第2抵抗体22の第2配線92の側に直列に接続されている。直流電圧Edcは、直列に接続された抵抗体21,22,23の両端に印加される。
The
第1接続点51は、第1抵抗体21と第2抵抗体22との間の接続ノードである。第2接続点52は、第2抵抗体22と第3抵抗体23との間の接続ノードである。
The
検出回路30は、コンデンサ11,12の各々に印加される電圧(分担電圧)のアンバランスを検出する。検出回路30は、分担電圧のアンバランスを表す回路状態を電圧平滑回路100から検知することによって、分担電圧のアンバランスを検出する。検出回路30のいくつかの構成例については後述する。
The detection circuit 30 detects an imbalance in the voltage (shared voltage) applied to each of the
切り替え回路60は、検出回路30により得られた分担電圧のアンバランスの検出結果に応じて、中点40の接続先を、第1接続点51と第2接続点52とのうちの一方に切り替える回路である。切り替え回路60は、中点40の接続先を第1接続点51と第2接続点52とのうちの一方に切り替えることで、コンデンサ11,12の個々に印加される電圧(換言すれば、内部容量成分11a,12aの個々に印加される電圧)を切り替えできる。
The switching
第1コンデンサ11の内部抵抗成分11bの抵抗値をR11b、第2コンデンサ12の内部抵抗成分12bの抵抗値をR12bとする。抵抗体21,22,23のそれぞれの抵抗値を、R21,R22,R23とする。
The resistance value of the
中点40の接続先が第2接続点52に切り替えられた第1切り替え状態では、第1抵抗体21と第2抵抗体22との直列抵抗体(以下、第1直列抵抗体と称する)が第1コンデンサ11に並列に接続され、第3抵抗体23が第2コンデンサ12に並列に接続される。よって、第1切り替え状態では、内部抵抗成分11bと第1直列抵抗体との並列合成抵抗(以下、第1並列合成抵抗と称する)が内部容量成分11aに並列に接続され、内部抵抗成分12bと第3抵抗体23との並列合成抵抗(以下、第2並列合成抵抗と称する)が内部容量成分12aに並列に接続される。したがって、第1並列合成抵抗の抵抗値をRp1、第2並列合成抵抗の抵抗値をRp2とすると、第1切り替え状態では、コンデンサ11,12の個々に印加される電圧は、Rp1とRp2との比で決まる。
In the first switching state in which the connection destination of the
具体的には、第1切り替え状態において、コンデンサ11に印加される電圧Vc1とコンデンサ12に印加される電圧Vc2は、
Vc1=Rp1/(Rp1+Rp2)×Edc ・・・式1
Vc2=Rp2/(Rp1+Rp2)×Edc ・・・式2
で決まる。
Specifically, in the first switching state, the voltage Vc1 applied to the
Vc1 = Rp1 / (Rp1 + Rp2) × Edc ・ ・ ・
Vc2 = Rp2 / (Rp1 + Rp2) × Edc ・ ・ ・
It is decided by.
なお、第1並列合成抵抗の抵抗値Rp1と第2並列合成抵抗の抵抗値Rp2は、
Rp1=R11b×(R21+R22)/(R11b+R21+R22)
・・・式3
Rp2=R12b×R23/(R12b+R23)
・・・式4
で表される。
The resistance value Rp1 of the first parallel combined resistance and the resistance value Rp2 of the second parallel combined resistance are
Rp1 = R11b × (R21 + R22) / (R11b + R21 + R22)
... Equation 3
Rp2 = R12b × R23 / (R12b + R23)
... Equation 4
It is represented by.
一方、中点40の接続先が第1接続点51に切り替えられた第2切り替え状態では、第3抵抗体23と第2抵抗体22との直列抵抗体(以下、第2直列抵抗体と称する)が第2コンデンサ12に並列に接続され、第1抵抗体21が第1コンデンサ11に並列に接続される。よって、第2切り替え状態では、内部抵抗成分12bと第2直列抵抗体との並列合成抵抗(以下、第3並列合成抵抗と称する)が内部容量成分12aに並列に接続され、内部抵抗成分11bと第1抵抗体21との並列合成抵抗(以下、第4並列合成抵抗と称する)が内部容量成分11aに並列に接続される。したがって、第3並列合成抵抗の抵抗値をRp3、第4並列合成抵抗の抵抗値をRp4とすると、第2切り替え状態では、コンデンサ11,12の個々に印加される電圧は、Rp3とRp4との比で決まる。
On the other hand, in the second switching state in which the connection destination of the
具体的には、第2切り替え状態において、コンデンサ11に印加される電圧Vc1とコンデンサ12に印加される電圧Vc2は、
Vc1=Rp4/(Rp3+Rp4)×Edc ・・・式5
Vc2=Rp3/(Rp3+Rp4)×Edc ・・・式6
で決まる。
Specifically, in the second switching state, the voltage Vc1 applied to the
Vc1 = Rp4 / (Rp3 + Rp4) × Edc ・ ・ ・ Equation 5
Vc2 = Rp3 / (Rp3 + Rp4) × Edc ・ ・ ・ Equation 6
It is decided by.
なお、第3並列合成抵抗の抵抗値Rp3と第4並列合成抵抗の抵抗値Rp4は、
Rp3=R12b×(R22+R23)/(R12b+R22+R23)
・・・式7
Rp4=R11b×R21/(R11b+R21)
・・・式8
で表される。
The resistance value Rp3 of the third parallel combined resistance and the resistance value Rp4 of the fourth parallel combined resistance are
Rp3 = R12b × (R22 + R23) / (R12b + R22 + R23)
・ ・ ・ Equation 7
Rp4 = R11b × R21 / (R11b + R21)
... Equation 8
It is represented by.
切り替え回路60は、例えば、中点40と第1接続点51との間の接続をオン又はオフにする第1スイッチ61と、中点40と第2接続点52との間の接続をオン又はオフにする第2スイッチ62とを有する。切り替え回路60は、第1スイッチ61と第2スイッチ62とのうち、一方のスイッチをオン状態とし他方のスイッチをオフ状態とする。つまり、第1スイッチ61がオン状態のとき第2スイッチ62はオフ状態となり、第1スイッチ61がオフ状態のとき第2スイッチ62はオン状態となる。
The switching
次に、第1実施形態の動作例について説明する。 Next, an operation example of the first embodiment will be described.
Ileak1は、第1コンデンサ11の漏れ電流、Ileak2は、第2コンデンサ12の漏れ電流、Ileakは、中点40に流入又は中点40から流出する電流を表す。Vc1は、第1コンデンサ11に印加される電圧、Vc2は、第2コンデンサ12に印加される電圧を表す。
Ileak1 represents the leakage current of the
Ileak1とIleak2との間にばらつきがある場合、Vc1とVc2との電圧差が広がる。 When there is a variation between Ileak1 and Ileak2, the voltage difference between Vc1 and Vc2 widens.
第1の例として、中点40の接続先が第2接続点52に切り替えられた第1切り替え状態において、Ileak2がIleak1よりも大きい場合を考える。Ileak2がIleak1よりも大きい場合、Ileakは、中点40に流入する方向に流れる。また、Ileak2がIleak1よりも大きい場合、第2コンデンサ12の放電が進行する速度が第1コンデンサ11の放電が進行する速度よりも速いので、Vc1は漸増し、Vc2は漸減する。Vc1からVc2を減じた電圧差が第1偏差よりも大きい第1アンバランス状態が検出回路30により検出されると、切り替え回路60は、中点40の接続先を第2接続点52から第1接続点51に切り替える(図2参照)。これにより、第1コンデンサ11に並列に接続される素子は、第1直列抵抗体(R21+R22)から第1抵抗体21(R21)に切り替わり、第2コンデンサ12に並列に接続される素子は、第3抵抗体23(R23)から第2直列抵抗体(R22+R23)に切り替わる。その結果、第1コンデンサ11に印加される電圧は減少し、第2コンデンサ12に印加される電圧は増加するので、Vc1を漸増から漸減に転じさせることができ、Vc2を漸減から漸増に転じさせることができる。
As a first example, consider a case where Ileak2 is larger than Ileak1 in the first switching state in which the connection destination of the
第2の例として、中点40の接続先が第1接続点51に切り替えられた第2切り替え状態において、Ileak1がIleak2よりも大きい場合を考える。Ileak1がIleak2よりも大きい場合、Ileakは、中点40から流出する方向に流れる。また、Ileak1がIleak2よりも大きい場合、第1コンデンサ11の放電が進行する速度が第2コンデンサ12の放電が進行する速度よりも速いので、Vc1は漸減し、Vc2は漸増する。Vc2からVc1を減じた電圧差が第2偏差よりも大きい第2アンバランス状態が検出回路30により検出されると、切り替え回路60は、中点40の接続先を第1接続点51から第2接続点52に切り替える(図3参照)。これにより、第1コンデンサ11に並列に接続される素子は、第1抵抗体21(R21)から第1直列抵抗体(R21+R22)に切り替わり、第2コンデンサ12に並列に接続される素子は、第2直列抵抗体(R22+R23)から第3抵抗体23(R23)に切り替わる。その結果、第1コンデンサ11に印加される電圧は増加し、第2コンデンサ12に印加される電圧は減少するので、Vc1を漸減から漸増に転じさせることができ、Vc2を漸増から漸減に転じさせることができる。なお、第2偏差は、第1偏差と同じでも異なってもよい。
As a second example, consider a case where Ileak1 is larger than Ileak2 in the second switching state in which the connection destination of the
このように、切り替え回路60は、検出回路30によるアンバランスの検出結果に応じて、中点40の接続先を第1接続点51と第2接続点52とのうちの一方に切り替えることで、コンデンサ11,12の各々に印加される電圧Vc1,Vc2を低減できる。コンデンサ11,12の各々に印加される電圧Vc1,Vc2を低減できれば、抵抗体21,22,23の直列合成抵抗値を大きくすることができるので、抵抗体21,22,23の直列合成抵抗で消費される電力を低減でき、定格電力の小さな小型の抵抗体を使用できる。したがって、抵抗体21,22,23の小型化及び低損失化が可能となり、その結果、例えば、電圧平滑回路100の小型化が可能となる。例えば、ホーロー抵抗やメタルクラッド抵抗などの大型の抵抗体をチップ抵抗などの小型の抵抗体に代替できる。
In this way, the switching
図4は、一比較形態における電圧平滑回路の構成例を示す図である。図4に示す電圧平滑回路200は、第1コンデンサ11に並列に接続された抵抗体R1と第2コンデンサ12に並列に接続された抵抗体R2とによって、コンデンサ11,12の各々に印加される電圧のアンバランスを抑制する回路である。
FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of a voltage smoothing circuit in one comparative mode. The
図5は、一比較形態における電圧平滑回路200(図4)及び第1実施形態における電圧平滑回路100(図1)において、第1コンデンサ11に印加される電圧Vc1のばらつき範囲を計算したシミュレーション結果の一例を示す図である。横軸は、中点40に流入又は中点40から流出する電流Ileakを表す。負のIleakは、Ileak2がIleak1よりも大きいときに中点40に流入する電流を表し、正のIleakは、Ileak1がIleak2よりも大きいときに中点40から流出する電流を表す。一対の配線91,92の間の直流電圧Edcは、600Vとする。
FIG. 5 shows a simulation result of calculating the variation range of the voltage Vc1 applied to the
図5に示す一比較形態のデータは、抵抗体R1,R2の各抵抗値が43kΩの場合のシミュレーション結果を示す。一比較形態では、Ileakの変動によって、Vc1は図示のように一定の範囲でばらつく。一方、図5に示す第1実施形態のデータは、Vc1のばらつき範囲が一比較形態と同じになるように、抵抗体21,22,23の各抵抗値を設定した場合のシミュレーション結果を示す。第1抵抗体21及び第3抵抗体23の各抵抗値は、60kΩであり、第2抵抗体22の抵抗値は40kΩである。図5の場合、第1実施形態では、Ileakが、零よりも僅かに大きな正の閾値を増加方向にクロスすると、中点40の接続先が第1接続点51から第2接続点52に切り替わることで、Vc1が低下しすぎないようにVc1を大きな電圧に変化させる。逆に、Ileakが、零よりも僅かに大きな正の閾値を減少方向にクロスすると、中点40の接続先が第2接続点52から第1接続点51に切り替わることで、Vc1が上昇しすぎないようにVc1を小さな電圧に変化させる。
The data of the one comparative form shown in FIG. 5 shows the simulation result when each resistance value of the resistors R1 and R2 is 43 kΩ. In one comparative form, Vc1 varies within a certain range as shown in the figure due to fluctuations in Ileak. On the other hand, the data of the first embodiment shown in FIG. 5 shows the simulation results when the resistance values of the
図5に示す一比較形態では、抵抗体R1,R2の直列合成抵抗値は、86kΩ(=43kΩ+43kΩ)であるので、抵抗体R1,R2の直列合成抵抗での消費電力は、4.19W(=600V×600V÷86kΩ)となる。これに対し、図5に示す第1実施形態では、抵抗体21,22,23の直列合成抵抗値は、160kΩ(=60kΩ+40kΩ+60kΩ)であるので、抵抗体21,22,23の直列合成抵抗での消費電力は、2.25W(=600V×600V÷160kΩ)となる。つまり、Vc1のばらつき範囲が一比較形態と第1実施形態とで同程度の場合で比較した場合、第1実施形態の方が一比較形態に比べて、抵抗体21,22,23の直列合成抵抗で消費される電力を低減できるので、定格電力の小さな小型の抵抗体を使用できる。したがって、抵抗体21,22,23の小型化及び低損失化が可能となる。
In one comparative mode shown in FIG. 5, the series combined resistance value of the resistors R1 and R2 is 86 kΩ (= 43 kΩ + 43 kΩ), so that the power consumption of the resistors R1 and R2 in the series combined resistance is 4.19 W (=). 600V x 600V ÷ 86kΩ). On the other hand, in the first embodiment shown in FIG. 5, the series combined resistance value of the
図1において、第1スイッチ61及び第2スイッチ62は、一方のスイッチがオン状態のとき他方のスイッチがオフ状態となる。そのため、切り替え回路60に印加される電圧(より詳しくは、第1スイッチ61及び第2スイッチ62のそれぞれの両端に印加される電圧)は、いずれも、第2抵抗体22の両端電圧(=Edc×(R22/(R21+R22+R23)))となる。したがって、第2抵抗体22の抵抗値R22を、第1抵抗体21の抵抗値R21よりも小さく且つ第3抵抗体23の抵抗値R23よりも小さくすることで、切り替え回路60に印加される電圧(第1スイッチ61及び第2スイッチ62のそれぞれの両端に印加される電圧)を低減できる。その結果、低耐圧の切り替え回路60(第1スイッチ61及び第2スイッチ62)を採用できるので、切り替え回路60(第1スイッチ61及び第2スイッチ62)の小型化が可能となり、ひいては、電圧平滑回路100の小型化が可能となる。
In FIG. 1, in the
第3抵抗体23の抵抗値R23は、第1抵抗体21の抵抗値R21と等しいことが好ましい。これにより、Vc1のばらつき範囲とVc2のばらつき範囲とを同程度に調整できる。
The resistance value R23 of the
図6は、第1実施形態における電圧平滑回路の具体的な第1構成例を示す図である。図6に示す電圧平滑回路101は、上掲の電圧平滑回路100の第1具体例を示す。切り替え回路60Aは、上掲の切り替え回路60の第1具体例である。検出回路30Aは、上掲の検出回路30の第1具体例である。
FIG. 6 is a diagram showing a specific first configuration example of the voltage smoothing circuit according to the first embodiment. The
切り替え回路60Aは、検出回路30Aによるアンバランスの検出結果に応じて、中点40の接続先を、第1接続点51と第2接続点52とのどちらかに、第1スイッチ61及び第2スイッチ62によって切り替える。第1スイッチ61及び第2スイッチ62は、例えば、電解効果トランジスタ(FET)であり、この例では、第1スイッチ61は、P型のMOSFETであり、第2スイッチ62は、N型のMOSFETである。このような構成を有する切り替え回路60Aの具体例として、フォトモスリレーがある。
The
切り替え回路60Aは、検出回路30Aによるアンバランスの検出結果に応じて、第1スイッチ61と第2スイッチ62とのうち、一方をオンし且つ他方をオフする駆動制御回路を有する。駆動制御回路は、例えば、フォトダイオード64と駆動回路63とを有する絶縁素子である。絶縁素子の具体例として、フォトカプラがある。駆動回路63は、フォトダイオード64に流れる電流の有無に応じて、第1スイッチ61と第2スイッチ62とのうち、一方をオンし且つ他方をオフする。
The
検出回路30Aは、中点40に流入又は中点40から流出する電流Ileakを検出することによって、コンデンサ11,12の各々に印加される電圧のアンバランスを検出する。
The
上述の通り、第2コンデンサ12の漏れ電流Ileak2が第1コンデンサ11の漏れ電流Ileak1よりも大きいと、電流Ileakは中点40に流入する方向に流れる。よって、検出回路30Aは、中点40に流入する電流Ileakを検出することによって、第1コンデンサ11に印加される電圧Vc1が第2コンデンサ12に印加される電圧Vc2よりも高い第1アンバランス状態を検出できる。例えば、検出回路30Aは、中点40に流入する第1電流閾値を超える電流Ileakを検出することで、Vc1からVc2を減じた電圧差が第1偏差よりも大きい第1アンバランス状態を検出できる。
As described above, when the leakage current Ileak2 of the
一方、上述の通り、第1コンデンサ11の漏れ電流Ileak1が第2コンデンサ12の漏れ電流Ileak2よりも大きいと、電流Ileakは中点40から流出する方向に流れる。よって、検出回路30Aは、中点40から流出する電流Ileakを検出することによって、第2コンデンサ12に印加される電圧Vc2が第1コンデンサ11に印加される電圧Vc1よりも高い第2アンバランス状態を検出できる。例えば、検出回路30Aは、中点40から流出する第2電流閾値を超える電流Ileakを検出することで、Vc2からVc1を減じた電圧差が第2偏差よりも大きい第2アンバランス状態を検出できる。なお、第2電流閾値は、第1電流閾値と同じでも異なってもよい。
On the other hand, as described above, when the leakage current Ileak1 of the
検出回路30Aは、例えば、電流検出器31、方向検出回路32及び判定回路33を有する。電流検出器31は、中点40に流入又は中点40から流出する電流Ileakを検出する。電流検出器31の具体例として、CT(Current Transformer)、シャント抵抗などが挙げられる。方向検出回路32は、電流検出器31により検出された電流Ileakの流れる方向が、中点40に流入する方向か中点40から流出する方向かを、オペアンプ32aを用いて検出する。
The
判定回路33は、方向検出回路32により検出された中点40に流入する電流Ileakの電流値が第1電流閾値以上か否かを、コンパレータ33aを用いて判定する。
The
判定回路33は、方向検出回路32により検出された中点40に流入する電流Ileakの電流値が第1電流閾値未満と判定した場合、コンデンサ11,12は第1アンバランス状態ではないと判定する。この場合、判定回路33は、中点40の接続先を第2接続点52から第1接続点51に切り替える制御信号Ifを切り替え回路60Aのフォトダイオード64に出力しない。これにより、切り替え回路60Aの駆動回路63は、第1スイッチ61がオフ状態で且つ第2スイッチ62がオン状態の第1切り替え状態を維持する。制御信号Ifは、例えば、フォトダイオード64の順方向電流に相当する。
When the
一方、判定回路33は、方向検出回路32により検出された中点40に流入する電流Ileakの電流値が第1電流閾値以上と判定した場合、コンデンサ11,12は第1アンバランス状態であると判定する。この場合、判定回路33は、中点40の接続先を第2接続点52から第1接続点51に切り替える制御信号Ifを切り替え回路60Aのフォトダイオード64に出力する。これにより、切り替え回路60Aの駆動回路63は、第1スイッチ61がオフ状態で且つ第2スイッチ62がオン状態の第1切り替え状態を、第1スイッチ61がオン状態で且つ第2スイッチ62がオフ状態の第2切り替え状態に変更する。その結果、中点40の接続先は第2接続点52から第1接続点51に切り替わるので、Vc1を漸増から漸減に転じさせることができ、Vc2を漸減から漸増に転じさせることができる。
On the other hand, when the
判定回路33は、方向検出回路32により検出された中点40から流出する電流Ileakの電流値が第2電流閾値以上か否かを、コンパレータ33aを用いて判定してもよい。
The
判定回路33は、方向検出回路32により検出された中点40から流出する電流Ileakの電流値が第2電流閾値未満と判定した場合、コンデンサ11,12は第2アンバランス状態ではないと判定する。この場合、判定回路33は、中点40の接続先を第1接続点51から第2接続点52に切り替える制御信号Ifを切り替え回路60Aのフォトダイオード64に出力しない。これにより、切り替え回路60Aの駆動回路63は、第1スイッチ61がオン状態で且つ第2スイッチ62がオフ状態の第2切り替え状態を維持する。
When the
一方、判定回路33は、方向検出回路32により検出された中点40から流出する電流Ileakの電流値が第2電流閾値以上と判定した場合、コンデンサ11,12は第2アンバランス状態であると判定する。この場合、判定回路33は、中点40の接続先を第1接続点51から第2接続点52に切り替える制御信号Ifを切り替え回路60Aのフォトダイオード64に出力する。これにより、切り替え回路60Aの駆動回路63は、第1スイッチ61がオン状態で且つ第2スイッチ62がオフ状態の第2切り替え状態を、第1スイッチ61がオフ状態で且つ第2スイッチ62がオン状態の第1切り替え状態に変更する。その結果、中点40の接続先は第1接続点51から第2接続点52に切り替わるので、Vc1を漸減から漸増に転じさせることができ、Vc2を漸増から漸減に転じさせることができる。
On the other hand, when the
図7は、第1実施形態における電圧平滑回路の具体的な第2構成例を示す図である。図7に示す電圧平滑回路102は、上掲の電圧平滑回路100の第2具体例を示す。検出回路30Bは、上掲の検出回路30の第2具体例である。
FIG. 7 is a diagram showing a specific second configuration example of the voltage smoothing circuit according to the first embodiment. The
検出回路30Bは、第1コンデンサ11に印加される電圧Vc1と第2コンデンサ12に印加される電圧Vc2とを大小比較することによって、コンデンサ11,12の各々に印加される電圧のアンバランスを検出する。
The
上述の通り、第2コンデンサ12の漏れ電流Ileak2が第1コンデンサ11の漏れ電流Ileak1よりも大きいと、Vc1は漸増し、Vc2は漸減する。よって、検出回路30Bは、Vc1の検出値とVc2の検出値とを大小比較することによって、第1コンデンサ11に印加される電圧Vc1が第2コンデンサ12に印加される電圧Vc2よりも高い第1アンバランス状態を検出できる。例えば、検出回路30Bは、Vc1からVc2を減じた電圧差が第1偏差よりも大きいことを検出することで、第1アンバランス状態を検出できる。
As described above, when the leakage current Ileak2 of the
一方、上述の通り、第1コンデンサ11の漏れ電流Ileak1が第2コンデンサ12の漏れ電流Ileak2よりも大きいと、Vc1は漸減し、Vc2は漸増する。よって、検出回路30Bは、Vc1の検出値とVc2の検出値とを大小比較することによって、Vc2からVc1を減じた電圧差が第2偏差よりも大きい第2アンバランス状態を検出できる。例えば、検出回路30Bは、Vc2からVc1を減じた電圧差が第2偏差よりも大きいことを検出することで、第2アンバランス状態を検出できる。
On the other hand, as described above, when the leakage current Ileak1 of the
検出回路30Bは、例えば、電圧検出回路34、増幅回路35及び判定回路36を有する。電圧検出回路34は、第1コンデンサ11に印加される電圧Vc1の検出値を出力する分圧回路34aと、第2コンデンサ12に印加される電圧Vc2の検出値を出力する分圧回路34bとを有する。電圧検出回路34は、分圧回路34aにより得られた電圧Vc1の検出値を増幅回路35に転送する絶縁素子34cと、分圧回路34bにより得られた電圧Vc2の検出値を増幅回路35に転送する絶縁素子34dとを有する。
The
増幅回路35は、絶縁素子34cにより転送された電圧Vc1の検出値を、オペアンプ35aを用いて増幅し、絶縁素子34dにより転送された電圧Vc2の検出値を、オペアンプ35bを用いて増幅する。
The
判定回路36は、電圧検出回路34及び増幅回路35により得られたVc1,Vc2の各検出値の大小関係を、コンパレータ36aを用いて判定する。
The
判定回路36は、コンデンサ11,12は第1アンバランス状態ではないと判定した場合、中点40の接続先を第2接続点52から第1接続点51に切り替える制御信号Ifを切り替え回路60Aのフォトダイオード64に出力しない。これにより、切り替え回路60Aの駆動回路63は、中点40の接続先を第2接続点52に維持する。一方、判定回路36は、コンデンサ11,12は第1アンバランス状態であると判定した場合、中点40の接続先を第2接続点52から第1接続点51に切り替える制御信号Ifを切り替え回路60Aのフォトダイオード64に出力する。これにより、中点40の接続先は第2接続点52から第1接続点51に切り替わるので、Vc1を漸増から漸減に転じさせることができ、Vc2を漸減から漸増に転じさせることができる。
When the
一方、判定回路36は、コンデンサ11,12は第2アンバランス状態ではないと判定した場合、中点40の接続先を第1接続点51から第2接続点52に切り替える制御信号Ifを切り替え回路60Aのフォトダイオード64に出力しない。これにより、切り替え回路60Aの駆動回路63は、中点40の接続先を第1接続点51に維持する。一方、判定回路36は、コンデンサ11,12は第2アンバランス状態であると判定した場合、中点40の接続先を第1接続点51から第2接続点52に切り替える制御信号Ifを切り替え回路60Aのフォトダイオード64に出力する。これにより、中点40の接続先は第1接続点51から第2接続点52に切り替わるので、Vc1を漸減から漸増に転じさせることができ、Vc2を漸増から漸減に転じさせることができる。
On the other hand, when the
図8は、第1実施形態における電圧平滑回路の具体的な第3構成例を示す図である。図8に示す電圧平滑回路103は、上掲の電圧平滑回路100の第3具体例を示す。検出回路30Cは、上掲の検出回路30の第3具体例である。
FIG. 8 is a diagram showing a specific third configuration example of the voltage smoothing circuit according to the first embodiment. The
検出回路30Cは、直流電圧Edcを分圧して出力する分圧回路37と、第2接続点52に一端が接続された抵抗38とを備える。検出回路30Cは、分圧回路37の出力電圧と第2接続点52の電圧VR3とを比較することによって、コンデンサ11,12の各々に印加される電圧のアンバランスを検出する。電圧VR1,VR2,VR3は、それぞれ、抵抗体21,22,23の各々の両端電圧に相当する。
The
第1抵抗体21の抵抗値をR21、第2抵抗体22の抵抗値をR22、第3抵抗体23の抵抗値をR23とする。このとき、分圧回路37は、直流電圧Edcを(Edc×R23/(R21+R22+R23))よりも高い電圧に分圧して出力する。この例では、分圧回路37は、直流電圧Edcの半分の電圧(Edc/2)を出力する。
The resistance value of the
電圧VR3が(Edc/2)よりも大きい場合、検出回路30Cからフォトダイオード64に順方向電流Ifが流れないので、切り替え回路60Aの駆動回路63は、中点40の接続先を第2接続点52に維持する。一方、電圧VR3が(Edc/2)よりも小さい場合、検出回路30Cからフォトダイオード64に順方向電流Ifが流れるので、切り替え回路60Aの駆動回路63は、中点40の接続先を第2接続点52から第1接続点51に切り替える。これにより、Vc1を漸増から漸減に転じさせることができ、Vc2を漸減から漸増に転じさせることができる。
When the voltage VR3 is larger than (Edc / 2), the forward current If does not flow from the
図9は、図8に示す第3構成例の動作波形の一例を示す図である。図9は、コンデンサ11,12の漏れ電流にばらつきがある場合(Ileak1<Ileak2)を例示する。直流電圧Edcが600Vである場合、コンデンサ11,12の各々の電圧Vc1,Vc2は、初期値300Vを中心に偏差が拡大する。
FIG. 9 is a diagram showing an example of the operation waveform of the third configuration example shown in FIG. FIG. 9 illustrates a case where the leakage currents of the
例えば、初期状態では第1スイッチ61がオフ状態で第2スイッチ62がオン状態であるとすると、第1コンデンサ11には直列抵抗体(R21+R22)が並列に接続され、第2コンデンサ12には第3抵抗体(R23)が並列に接続されている。この接続状態で、第2コンデンサ12の放電が大きくなるため、Vc1は上昇し、Vc2は低下する(期間P1参照)。
For example, assuming that the
Vc1からVc2を減じた電圧差が第1偏差を超えると、オンするスイッチが第2スイッチ62から第1スイッチ61に切り替わる。これにより、第1コンデンサ11には第1抵抗体(R21)が並列に接続され、第2コンデンサ12には直列抵抗体(R22+R23)が並列に接続されるので、Vc1は上昇から低下に転じ、Vc2は低下から上昇に転じる(期間P2参照)。
When the voltage difference obtained by subtracting Vc2 from Vc1 exceeds the first deviation, the switch to be turned on is switched from the
コンデンサ11,12の漏れ電流を含む放電電流がバランスし、Vc1,Vc2が一定の偏差をもってバランスする(期間P3参照)。それ以降、温度変化等によりコンデンサ11,12の特性に変化がなければ、第1スイッチ61が常時オン状態となる。上述の一比較形態(図4)では、Vc1とVc2との電圧差は広がるのに対し、本実施形態では、中点40の接続先を切り替えるだけなので、Vc1とVc2との電圧差は残るものの、当該電圧差の広がりを抑制できる。
The discharge currents including the leakage currents of the
また、期間P1,P2,P3の過程において、第1スイッチ61と第2スイッチ62の各々に印加される電圧は、第2抵抗体22の両端電圧VR2である。そのため、第2抵抗体22の抵抗値を調整することで、比較的小型で安価な低耐圧のスイッチを、第1スイッチ61と第2スイッチ62に使用可能となる。
Further, in the process of the periods P1, P2, and P3, the voltage applied to each of the
図10は、第2実施形態における電圧平滑回路の具体的な構成例を示す図である。第2実施形態において、第1実施形態と同様の構成についての説明は、上述の説明を援用することで省略する。一対の配線91,92の間に直列に接続されるコンデンサの数は、2つに限られず、3つ以上でもよい。図10に示す電圧平滑回路104は、3つのコンデンサ11,12,13と、5つの抵抗体21~25を備える。2つの切り替え回路60A,60Bと、を備える。
FIG. 10 is a diagram showing a specific configuration example of the voltage smoothing circuit according to the second embodiment. In the second embodiment, the description of the same configuration as that of the first embodiment will be omitted by referring to the above description. The number of capacitors connected in series between the pair of
切り替え回路60Aは、コンデンサ11,12の各々に印加される電圧のアンバランスの検出結果に応じて、コンデンサ11,12の間の中点40の接続先を、第1接続点51と第2接続点52とのうちの一方に切り替える回路である。切り替え回路60Bは、コンデンサ12,13の各々に印加される電圧のアンバランスの検出結果に応じて、コンデンサ12,13の間の中点41の接続先を、第3接続点53と第4接続点54とのうちの一方に切り替える回路である。切り替え回路60Bは、切り替え回路60Aと同様の機能を有する。第3スイッチ66、第4スイッチ67及び駆動回路68は、それぞれ、第1スイッチ61、第2スイッチ62及び駆動回路63に対応する。
The
図10に示す第2実施形態においても、第1実施形態と同様に動作させることで、抵抗体21~25の小型化及び低損失化が可能となり、その結果、例えば、電圧平滑回路104の小型化が可能となる。
Also in the second embodiment shown in FIG. 10, by operating in the same manner as in the first embodiment, the
図11は、電圧平滑回路を備える一実施形態における電力変換装置の構成例を示す図である。図11に示す電力変換装置1は、電源2から供給される入力電力を負荷3に供給する出力電力に変換する装置である。電力変換装置1は、本開示に係る電圧平滑回路100と、電圧平滑回路100から出力された直流を直流又は交流に変換する変換回路300と、を備える。
FIG. 11 is a diagram showing a configuration example of a power conversion device according to an embodiment including a voltage smoothing circuit. The
電力変換装置1は、例えば、電源2から供給される直流電力を負荷3に供給する直流電力に変換する装置である。この場合、電圧平滑回路100は、電源2から供給される直流電圧を平滑する。変換回路300は、電圧平滑回路100により平滑された直流電圧を、負荷3に印加する直流電圧に変換する。この場合の変換回路300の具体例として、チョッパ回路、絶縁型DC/DCコンバータ回路などが挙げられる。
The
電力変換装置1は、電源2から供給される直流電力を負荷3に供給する交流電力に変換する装置でもよい。この場合、電圧平滑回路100は、電源2から供給される直流電圧を平滑する。変換回路300は、電圧平滑回路100により平滑された直流電圧を、モータ等の負荷3に印加する交流電圧に変換する。この場合の変換回路300の具体例として、インバータ回路などが挙げられる。
The
電力変換装置1は、電源2から供給される交流電力を負荷3に供給する交流電力又は直流電力に変換する装置でもよい。この場合、電力変換装置1は、電源2から供給される交流を直流に変換する不図示の整流回路を、電源2と電圧平滑回路100との間に備える。
The
以上、電圧平滑回路及び電力変換装置を実施形態により説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。 Although the voltage smoothing circuit and the power conversion device have been described above by the embodiment, the present invention is not limited to the above embodiment. Various modifications and improvements, such as combinations and substitutions with some or all of the other embodiments, are possible within the scope of the present invention.
例えば、直流電圧を供給する一対の配線は、電源ラインに限られず、直流電圧をモニタするための電圧モニタ線などの他の用途で使用される配線でもよい。コンデンサは、電解コンデンサに限られず、他の種類のコンデンサでもよい。 For example, the pair of wirings that supply the DC voltage is not limited to the power supply line, and may be wirings used for other purposes such as a voltage monitor line for monitoring the DC voltage. The capacitor is not limited to the electrolytic capacitor, and may be another type of capacitor.
1 電力変換装置
11 第1コンデンサ
12 第2コンデンサ
21 第1抵抗体
22 第2抵抗体
23 第3抵抗体
30 検出回路
40 中点
51 第1接続点
52 第2接続点
60 切り替え回路
61 第1スイッチ
62 第2スイッチ
91 第1配線
92 第2配線
100,101,102,103,104,200 電圧平滑回路
300 変換回路
1
Claims (12)
前記第1配線と前記第2配線との間に直列に接続された複数のコンデンサと、
前記複数のコンデンサに並列に接続され、前記第1配線と前記第2配線との間に直列に接続された複数の抵抗体と、
前記複数のコンデンサの各々に印加される電圧のアンバランスを検出する検出回路と、
切り替え回路と、を備え、
前記複数のコンデンサは、第1コンデンサと、前記第1コンデンサの前記第2配線の側に直列に接続された第2コンデンサとを含み、
前記複数の抵抗体は、第1抵抗体と、前記第1抵抗体の前記第2配線の側に直列に接続された第2抵抗体と、前記第2抵抗体の前記第2配線の側に直列に接続された第3抵抗体とを含み、
前記切り替え回路は、前記アンバランスの検出結果に応じて、前記第1コンデンサと前記第2コンデンサとの間の中点の接続先を、前記第1抵抗体と前記第2抵抗体との間の第1接続点と、前記第2抵抗体と前記第3抵抗体との間の第2接続点とのうちの一方に切り替える、電圧平滑回路。 A voltage smoothing circuit that smoothes the DC voltage between the first wiring and the second wiring having a lower potential than the first wiring.
A plurality of capacitors connected in series between the first wiring and the second wiring,
A plurality of resistors connected in parallel to the plurality of capacitors and connected in series between the first wiring and the second wiring, and
A detection circuit that detects the imbalance of the voltage applied to each of the plurality of capacitors, and
With a switching circuit,
The plurality of capacitors include a first capacitor and a second capacitor connected in series on the side of the second wiring of the first capacitor.
The plurality of resistors are on the side of the first resistor, the second resistor connected in series to the side of the second wiring of the first resistor, and the second wiring of the second resistor. Including a third resistor connected in series
In the switching circuit, the connection destination of the midpoint between the first capacitor and the second capacitor is set between the first resistor and the second resistor according to the detection result of the imbalance. A voltage smoothing circuit that switches between a first connection point and a second connection point between the second resistor and the third resistor.
前記切り替え回路は、前記中点の接続先を前記第2接続点に切り替えた状態において前記第1アンバランス状態が検出されると、前記中点の接続先を前記第1接続点に切り替える、請求項2に記載の電圧平滑回路。 The first unbalanced state is a state in which the voltage difference obtained by subtracting the voltage applied to the second capacitor from the voltage applied to the first capacitor is larger than the first deviation.
The switching circuit claims that when the first unbalanced state is detected in a state where the connection destination of the midpoint is switched to the second connection point, the connection destination of the midpoint is switched to the first connection point. Item 2. The voltage smoothing circuit according to Item 2.
前記切り替え回路は、前記中点の接続先を前記第1接続点に切り替えた状態において前記第2アンバランス状態が検出されると、前記中点の接続先を前記第2接続点に切り替える、請求項4に記載の電圧平滑回路。 The second unbalanced state is a state in which the voltage difference obtained by subtracting the voltage applied to the first capacitor from the voltage applied to the second capacitor is larger than the second deviation.
The switching circuit claims that when the second unbalanced state is detected in a state where the connection destination of the midpoint is switched to the first connection point, the connection destination of the midpoint is switched to the second connection point. Item 4. The voltage smoothing circuit according to Item 4.
前記直流電圧を(Edc×R23/(R21+R22+R23))よりも高い電圧に分圧して出力する分圧回路を備え、
前記検出回路は、前記分圧回路の出力電圧と前記第2接続点の電圧とを比較することによって、前記アンバランスを検出する、請求項1から7のいずれか一項に記載の電圧平滑回路。 When the DC voltage is Edc, the resistance value of the first resistor is R21, the resistance value of the second resistor is R22, and the resistance value of the third resistor is R23.
It is provided with a voltage dividing circuit that divides the DC voltage into a voltage higher than (Edc × R23 / (R21 + R22 + R23)) and outputs the voltage.
The voltage smoothing circuit according to any one of claims 1 to 7, wherein the detection circuit detects the imbalance by comparing the output voltage of the voltage dividing circuit with the voltage of the second connection point. ..
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