JP2022039194A - Ｆｍｃｗ方式地中レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】地中探査を行う土地の地面を移動しつつ、最大探査距離を拡大し、距離分解能を向上させることのできるＦＭＣＷ方式地中レーダ装置を提供する。【解決手段】制御部と、制御部からの制御を受けて３０ＭＨｚ～２３０ＭＨｚの送信出力信号を生成する送信部１４と、送信部からの送信出力信号の印加により地中に向かう電磁波の放射を行う送信アンテナ６と、送信アンテナから地中に向けて放射された電磁波の地中における物標からの反射波を受信する受信アンテナ８と、受信アンテナからの受信信号を信号処理し、ビート信号を生成してレーダ信号を生成する受信部１５とを備えているＦＭＣＷ方式地中レーダ装置。送信部はＤＤＳにより送信出力信号を生成し、受信部は、ＤＳＰを使用したＩＦＦＴ信号処理によってレーダ信号を生成し、地中探査が行われる土地の地面を移動しつつ地中探査を行う。【選択図】図３

Description

この発明は、ＦＭＣＷ方式の地中レーダ装置に関する。

従来からＦＭＣＷ方式地中レーダ装置は深深度探査が可能な地中レーダ装置として種々提案され（例えば、特許文献１，２、３）、実用化されている。

特開平６－３２４１６２号公報 特開２０１６－３８７０号公報 特開平１０－１１１３５６号公報

ＦＭＣＷ方式を採用してるレーダ装置としては、地中レーダ装置の他に自動車の衝突予防装置に使用されるＦＭＣＷ方式の車載レーダ装置が知られている。

しかし、自動車の衝突予防装置に使用されるＦＭＣＷ方式の車載レーダ装置は、使用する周波数が超高周波のミリ波帯である。そこで、ＦＭＣＷ式地中レーダとは使用する回路部品が全く異なり、アンテナから回路部品まで装置の実現方法がＦＭＣＷ式地中レーダとまったく異なっている。

本願発明は、使用する周波数が３０ＭＨｚ～２３０ＭＨｚの低周波帯である、地中を探査することに特化したＦＭＣＷ方式の地中レーダ装置に関するもので、本明細書では、使用する周波数が超高周波のミリ波帯である自動車の衝突予防装置に使用されるＦＭＣＷ方式車載レーダ装置には言及しない。

ＦＭＣＷ方式地中レーダは、通常、図1に示すように、受信アンテナ８で受信した地中の物標７からの反射信号の周波数成分を、ミキサー（引き算回路）１０により送信信号の周波数成分から差し引き、その差をビート信号として取り出して本来の受信信号とし、それをＦＦＴ（Fast Fourier Transform）信号処理し、タイムドメインに変換してレーダ信号のＡスコープ信号にしている。

図１に示すように、時間を管理する制御部１において、時間制御するTrigger信号が作成され、その信号を時間０の位置として三角波発生回路２でのこぎり波状の三角波が作られ、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）３に印加される。これにより、ＶＣＯ３から出力周波数ｆ_１＝３０ＭＨｚ～ｆ_２＝２３０ＭＨｚのＦＭＣＷ信号が送信出力信号として出力され、送信アンテナ６に印加され、送信アンテナ６から、地中に向かって、電磁波が放射される。

一方、受信アンテナ８によって、地中からの微弱な反射信号が受信され、受信部（ＲＦ Ａｍｐ）１５で受信増幅され、ミキサー１０に入力される。

ミキサー１０において、送信部の方向性結合器４から入力する送信信号の一部と混合（ミキシング）が行われ、送信信号の周波数ｆ_ｔから受信信号の周波数ｆ_ｒが引き算され、差の周波数がビート周波数ｆ_ｂとして出力される（図１）。

このビート周波数ｆ_ｂの一例を図２に示す。

送信アンテナ６から電磁波が放射されてから、地中の物標７により反射し、受信アンテナ８まで到達する時間τは、図１図示の例では、τ＝ｔ_ｒ＋ｔ_Ｒに相当する。

ＦＭＣＷ方式の地中レーダ装置は、このビート信号ｆ_ｂをＦＦＴ（Fast Fourier Transform）解析することによって、地中の伝搬時間τを算出し、物標７の深さｄを計測する装置である。

この発明は、地中探査を行う土地の地面を移動しつつ、最大探査距離を拡大し、距離分解能を向上させることのできるＦＭＣＷ方式地中レーダ装置を提案することを目的にしている。

使用する周波数を３０ＭＨｚ～２３０ＭＨｚなる広帯域な周波数とし、アンテナからの不要な幅射をさけるため、アンテナエレメントをフェライト吸収体で全面的に覆い、電波が地中方向のみにしか放射されないアンテナ構造にし、このアンテナを常時、移動させながら、深層探査を行うＦＭＣＷ方式地中レーダ装置。

電波吸収体として低周波数に有効なフェライトタイル(電磁波吸収することの可能な磁器のタイルでビルや橋梁の一部に建材として電波の反射防止に使用されている)を使用し、空中に漏洩する不要輻射を低減させた低周波数帯域の広帯域アンテナを用いた。これにより、従来は測定点を固定しなければならなかったＦＭＣＷ方式地中レーダ装置において、移動させながら測定することを、可能にした。

前記ＦＭＣＷ方式地中レーダ装置の送信部は、ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）により送信出力信号を生成し、受信部は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）を使用したＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourrier Transfor）信号処理によってレーダ信号を生成する構成にした。

これにより、高速に送信と受信を繰返すことを可能にし、ＦＭＣＷ方式地中レーダ装置のアンテナを移動させながら地中探査をするために必要な単位時間あたりでの大量データを用いて分解能を高めることを可能にした。

従来のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置では、通常、受信アンテナで受信した反射体からの反射信号の周波数成分を、送信信号の周波数成分から差引き、その差をビート信号として取り出して本来の受信信号とし、それをＦＦＴ信号処理し、タイムドメインに変換してレーダ信号のＡスコープ信号としていた。

ＦＦＴ信号処理に替えてＩＦＦＴ信号処理を採用したＦＭＣＷ方式地中レーダ装置にすることで、忠実なレーダ信号を再生し、地中レーダの画像表示に必要なＡスコープデータを作り出すようにした。

上述したように、ビート信号を取り出し、その信号を受信信号として利用する際に、まず高い周波数のビート信号を取り出し、そのビート信号をバンドパスフィルターに通すことにより、不要信号を除去し、受信信号のＳＮ比（Signal Noise Ratio）を改善させ、そのあと、そのビート信号に含まれる高い周波数成分を除去し、本来必要なビート信号を得ることにした。これにより、不要なノイズ信号を除去する機能を持つＦＭＣＷ方式地中レーダ装置としている。

ワイドアングル探査と通常探査との併用使用において、送信点の時間位置調整を電子回路（コンピュータソフトウェアによる制御処置）で調整することにより、従来の給電線ケーブル交換等の不便さを解消し、ワイドアングル探査可能なＦＭＣＷ方式地中レーダ装置とした。

ＦＭＣＷ方式地中レーダ装置では、通常、送信アンテナと受信アンテナとがその近傍にならべられて配置され、送信アンテナからの直達波が、受信アンテナで受信されて受信装置の時間軸０点を構成することが可能になる。一方、ワイドアングル探査においては、送信アンテナと受信アンテナの間隔がおおむね数１０ｍまで順次はなれていくため、受信装置の時間軸０点が順次変化してしまう。これを補正するように時間軸０点を補正設定する機能を有するようにしたものである。

従来、低周波帯域（２００ＭＨｚ以下）を使用した広帯域アンテナは、使用波長との関係から長さ的に数ｍの長さをもつアンテナとなり、且つ広帯域性を持たせるため、面的な広がりもあり、大きなアンテナとなる。このためアンテナを移動させながら探査することには不向きであった。そこで、従来、ＦＭＣＷ方式地中レーダ装置では、測定点を固定して地中探査を行うことが一般的であった。

本発明では上述した構成を採用することで、地中探査を行う土地の地面を移動しつつ、最大探査距離を拡大し、距離分解能を向上させることのできるＦＭＣＷ方式地中レーダ装置を実現した。

このような本発明のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置の構成は以下の通りである。

[１]
制御部と、
前記制御部からの制御を受けて３０ＭＨｚ～２３０ＭＨｚの送信出力信号を生成する送信部と、
送信部からの前記送信出力信号の印加により地中に向かう電磁波の放射を行う送信アンテナと、
前記送信アンテナから地中に向けて放射された前記電磁波の前記地中における物標からの反射波を受信する受信アンテナと、
受信アンテナからの受信信号を信号処理し、ビート信号を生成してレーダ信号を生成する受信部と
を備えているＦＭＣＷ方式地中レーダ装置であって、
前記送信部はＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）により前記送信出力信号を生成し、
前記受信部は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）を使用したＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourrier Transfor）信号処理によって前記レーダ信号を生成し、
地中探査が行われる土地の地面を移動しつつ前記地中探査を行う
ＦＭＣＷ方式地中レーダ装置。

[２]
前記受信部は、第一の引算回路及び第二の引算回路と、前記第一引き算回路と前記第二の引算回路との間に介装されるバンドパスフィルターとを備えており、
前記第一の引算回路で、前記受信信号から周波数の高い前記ビート信号を取り出し、前記バンドパスフィルターにこれを通過させた後、前記第二の引算回路で高い周波数成分を除去した後、前記ＩＦＦＴ信号処理を行う[１]のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置。

[３]
前記送信アンテナと前記送信部との間及び、前記受信アンテナと前記受信部との間は、前記ＦＭＣＷ方式地中レーダ装置で行うワイドアングル探査における前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間の最大アンテナ間隔に対応する長さの給電線を介して接続されており、前記制御部の制御により、前記ワイドアングル探査における前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間の間隔に応じて、前記ビート信号の周波数の前記給電線の長さによる遅延をキャンセルする処理が行われる[１]又は[２]のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置。

[４]
前記送信アンテナ及び前記受信アンテナを構成するアンテナエレメントは、分布抵抗が挿入されているダイポールアンテナである[１]～[３]のいずれかのＦＭＣＷ方式地中レーダ装置。

[５]
前記送信アンテナ及び前記受信アンテナを構成する前記アンテナエレメントは、誘電板の上に配置されている[４]のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置。

[６]
前記送信部と前記受信部とは、いずれも、フェライト吸収体で覆われていると共に、前記送信アンテナ及び前記受信アンテナを構成する前記アンテナエレメントはいずれも開講面が地中に向けられている[１]～[５]のいずれかのＦＭＣＷ方式地中レーダ装置。

[７]
前記ＦＭＣＷ方式地中レーダ装置は地中探査が行われる土地の地面を移動する牽引台車に搭載されており、エンコーダ装置と、キネマティックＧＰＳシステムとを備えている[１]～[６]のいずれかのＦＭＣＷ方式地中レーダ装置。

この発明によれば、地中探査を行う土地の地面を移動しつつ、最大探査距離を拡大し、距離分解能を向上させることのできるＦＭＣＷ方式地中レーダ装置を提供することができる。

従来のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置の原理を説明するブロック図。 ＦＭＣＷ信号の時間と周波数との関係を説明する図。 本発明のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置の原理を説明するブロック図。 ＦＦＴ信号処理と、ＩＦＦＴ信号処理との関係を説明する図。 本発明のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置における受信回路の一実施形態を説明するブロック図。 ＦＭＣＷ地中レーダデータのＩＦＦＴ処理を行う手順における逆フーリエ変換の入力信号ｘ（８１９２ポイント）を説明する図。 ワイドアングルアンテナの配置例を説明する概念図。 本発明のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置においてアンテナエレメントをフェライト吸収体で覆う実施形態の一例を説明する図。 ボウタイアンテナを広帯域化する実施形態の一例を説明する概念図。 ボウタイアンテナを広帯域化する実施形態の他の例を説明する概念図。 ボウタイアンテナを広帯域化する実施形態の更に他の例を説明する概念図であって、（ａ）は側面方向から見た一部を省略した概念図、（ｂ）は平面方向から見た一部を省略した概念図（なお、抵抗は本来垂直になる）、（ｃ）は回路接続形態を説明する一部を省略した概念図。 周波数と帯域の先鋭度Ｑ（dB）との関係を説明する図。 誘電体板にアンテナエレメントを配置したボウタイアンテナを説明する概念図。 誘電体板にアンテナエレメントを配置したボウタイアンテナが地面に接している状態を説明する概念図。

図３を用いて、本発明のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置の一例を説明する。なお、図１図示の従来のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置の構成と共通する部分には共通する符号を付してその説明を省略する。

図３図示のこの実施形態のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置は、制御部１と、送信部１４と、送信アンテナ６と、受信アンテナ８と、受信部１５とを備えていて、地中探査が行われる土地の地面を移動しつつ前記地中探査を行うものである。

制御部１は、図示の実施形態では、コンピュータのＣＰＵによって構成され、図示していないが、図示のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置に以下で説明する所定の処理動作を実行させるための所定のコンピュータプログラムが記憶されている記憶部、等が更に配備されてこの実施形態のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置が構成される。

送信部１４は、図１図示の従来のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置における送信部１４と同じく、制御部１からの制御を受けて送信出力信号を生成する。この実施形態のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置では、送信部１４は３０ＭＨｚ～２３０ＭＨｚの送信出力信号を生成する。

送信アンテナ６は、図１図示の従来のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置における送信アンテナ６と同じく、送信部１４からの送信出力信号の印加により地中に向かう電磁波の放射を行う。

受信アンテナ８は、図１図示の従来のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置における受信アンテナ８と同じく、送信アンテナ６から地中に向けて放射された電磁波の地中における物標からの反射波を受信する。

受信部１５は、図１図示の従来のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置における受信部１５と同じく、受信アンテナからの受信信号を信号処理し、ビート信号を生成してレーダ信号を生成する。

この実施形態のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置においては、送信部１４は、上述したように、ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）により送信出力信号を生成する。また、受信部１５は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）を使用したＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourrier Transfor）信号処理によってレーダ信号を生成する。

この実施形態のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置は、地中探査を行う土地の地面を移動しつつ探査を行うものである。

ＦＭＣＷ方式地中レーダ装置のアンテナを移動させながら地中探査をするには、単位時間あたりで大量データがないと分解能が得られない。このため、高速に送信と受信を繰返す必要がある。

そこで、図３に図示されている、この実施形態のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置の構成のように、高速で送信信号を発生させる目的でＤＤＳ（Direct digital Synthesizer）を使用し、受信した高速信号を受信装置で必要なＡスコープ変換するためにＤＳＰ（Digital Signal Processor）を使用してＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）信号処理を行うようにしている。

従来のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置では、図１を用いて説明したように、ＦＦＴ信号処理が一般的であった。

本実施形態のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置ではＦＦＴ信号処理に替えてＩＦＦＴ信号処理を採用している。もともとＦＦＴ処理とＩＦＦＴ処理は、図４に示すように可逆の関係にある。

そこで、この実施形態のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置では、受信信号であるビート周波数数をＦＦＴ処理せず、直接的にＩＦＦＴ処理させ、レーダとしての受信信号である時間軸対受信信号強度になるＡスコープ波形を得ている。

本実施形態のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置ではこのようにしてビート信号の時間軸変換を行っている。ビート信号の時間軸変換をするときにＦＦＴ信号処理を使用した場合とＩＦＦＴ信号処理を比較した場合、ＩＦＦＴ信号処理を採用するとＦＦＴ信号処理を使用した場合に比べて、周波数信号軸時間軸に信号変換するステップが省略できる。そして、ＩＦＦＴ信号処理の特徴である高周波成分のノイズ低下の効果が得られる。

この実施形態のＦＭＣＷ地中レーダー装置で受信信号として得られたビート周波数波形データを逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）し、結果の波形データ（時間ドメイン）を画面に表示する実施形態の一例を詳述すると次のようになる。

逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）信号処理に使用するデータは、図５に示すミキサー２の出力において周波数ごとに複素数（実数部Ｉ、虚数部Ｑ）で与えられる。ここでは、この実施形態のＦＭＣＷレーダー装置で使用する周波数の範囲、収録するデータの個数を以下の通りとして説明する。
最小周波数３０（ＭＨｚ）：ｆ_ｍｉｎ
最大周波数２３０（ＭＨｚ）：ｆ_ｍａｘ
収録周波数の個数：２０４８（ｎ）
周波数間隔（ＭＨｚ）：Δf＝（ｆ_ｍａｘ－ｆ_ｍｉｎ）÷ｎ

上記の数値にてＩＦＦＴ処理により、全長１／Δf （micro second)、サンプリング間隔１／ＮΔf （micro second）、サンプル数Ｎの時間領域の波形データが得られる。

ここでは、ｆ_ｍｉｎ：３０ＭＨｚ、ｆ_ｍａｘ：２３０ＭＨｚ、ｎ：２０４８ポイントとして取得されたＳＦＭＣＷ地中レーダデータのＩＦＦＴ処理は次の手順で行われる。

手順１：
周波数間隔（フーリエ理論で言う基本周波数）は、(230-30)/2048=0.09765625…MHzである。
すると、1番目の0 MHzから数えて、最小周波数の30 MHzは308番目、最大周波数の230 MHzは2355番目の周波数となり、複素変数の要素の個数は8192となる。
あらかじめ、8192個の複素変数のすべての要素に（0, 0）を代入しておく。

そして、複素変数の308番目から2355番目の2048個の要素に30 MHzから230 MHzのデータを格納する。

手順２：
308番目の要素の値の共役複素数を7886番目の要素に格納し（8194-308=7886）、以降、309番目の要素の値の共役複素数を7885番目の要素に、・・・、2355番目の要素の値まで同様に共役複素数の値を格納する。（図６参照）。

手順３：
ＩＦＦＴを実行し、得られた結果（複素数）の実数部を取り出すと、8192個のサンプルから成る時間領域の波形データが得られる。

このようにして、全長10.24 micro second（10240 ns）、サンプリング間隔0.00125 micro second（1.25 ns）、サンプル数8192の時間領域の波形データが得られる。

従来のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置では、送信信号の周波数成分から送信信号の周波数成分を引き算したビート信号ｆ_ｂを受信装置のＡスコープ信号（時間）に変換するためＦＦＴ信号処理を行っていた。

この処理は、限定された範囲の周波数を用いて無限に広がる要素を持つ時間軸信号に変換しようとするものであり、変換後の波形の忠実性に限界が発生し、反射信号に不要な信号が含まれることがある。

この実施形態のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置ではＦＦＴ信号処理に替えてＩＦＦＴ信号処理を採用することでこのような問題が発生することを未然に防止している。

上述した本実施形態ＦＭＣＷ方式地中レーダ装置において、受信部１５は、第一の引算回路（ミキサ１）及び第二の引算回路（ミキサ２）と、第一の引算回路（ミキサ１）と第二の引算回路（ミキサ２）との間に介装されるバンドパスフィルター（ＢＰＦ）とを備えている。

第一の引算回路（ミキサ１）で、受信信号から周波数の高いビート信号を取り出し、バンドパスフィルター（ＢＰＦ）にこれを通過させた後、第二の引算回路（ミキサ２）で高い周波数成分を除去し、その後、ＩＦＦＴ信号処理を行うようにしているものである。

ＦＭＣＷ方式の地中レーダ装置は、図１を用いて説明したように、通常、ビート信号を取り出し、その信号を受信信号として利用している。

この実施形態のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置では、ビート信号を取り出し、その信号を受信信号として利用する際に、まず第一の引算回路（ミキサ１）で高い周波数のビート信号を取り出し、そのビート信号をバンドパスフィルター（ＢＰＦ）に通すことにより、不要信号を除去し、受信信号のＳＮ比（Signal Noise Ratio）を改善させ、その後、そのビート信号に含まれる高い周波数成分を第二の引算回路（ミキサ２）で除去し、本来必要なビート信号を得ることにより不要なノイズ信号を除去する機能を持つようにしたのである。

図３図示の構成では、送信部１４から、直接、受信部１５への漏れこみを除去するため、ミキサー１とミキサー２を使用して、直接漏れこむ不要信号をバンドパスフィルター（ＢＰＦ）で除去できるようにした回路を採用している。

ミキサー１では、通常、２７０ＭＨｚ～４７０ＭＨｚの周波数から受信信号周波数を引き算する。これにより、２４０ＭＨｚ＋ビート信号周波数＋不要信号周波数のノイズが出力される。

その後、バンドパスフィルター（ＢＰＦ）で２４０ＭＨｚ＋ビート信号周波数だけの周波数だけを通過させ、不要信号周波数のノイズを除去する。

図３を参照して一例を説明する。

ミキサー１には、ローカル信号周波数Ｌ_１として２７０ＭＨｚ～４７０ＭＨｚを加える。

ミキサー１の出力には、ローカル信号周波数Ｌ１と受信信号周波数ｆ_ｒとの差の周波数Ｔ_ｂとして２４０ＭＨｚ＋beet信号が出力される。

ここでbeet信号の周波数が０ＫＨｚ～２２．５ＫＨｚである場合について説明する。

この差の周波数Ｔ_ｂの信号を中心周波数が２４０ＭＨｚとする狭帯域１００ＫＨｚ程のＢＰＦ（Band Pass Filter）を通過させることによって、中心周波数Ｔ_ｂ + beet周波数信号以外のノイズは、ＢＰＦ（Band Pass Filter）ですべて除却可能になる。

その次のステージでミキサー２において、ローカル周波数信号Ｌ_２として２４０ＭＨｚの周波数Ｌ_２を加えるとミキサー２の出力としてbeet信号０ＫＨｚ～２２．５ＫＨｚがレーダ受信信号として得られる。

上述した実施形態のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置において、送信アンテナ６と送信部１４との間及び、受信アンテナ８と受信部１５との間は、ＦＭＣＷ方式地中レーダ装置で行うワイドアングル探査における送信アンテナ６と受信アンテナ８との間の最大アンテナ間隔に対応する長さの給電線を介して接続されている構成にすることができる。この構成を採用しつつ、制御部１の制御により、ワイドアングル探査における送信アンテナ６と受信アンテナ８との間の間隔に応じて、ビート信号の周波数の給電線の長さによる遅延をキャンセルする処理が行われるようにすることができる。

従来のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置では、ワイドアングルにて計測を行う場合、送信アンテナ６と受信アンテナ８を所定の位置に固定しながら、その都度、アンテナ間隔を広げていた。このため、使用する最大アンテナ間隔にあわせて、給電線を交換し、受信装置の時間軸を設定する方法を採用していた。このため、その都度給電線を交換する手間が必要であった。

図７に図示したワイドアングルアンテナ配置例を参照してワイドアングル計測のアンテナ実現の一例を説明する。
なお、図７では、ワイドアングルアンテナ配置例としているが、以下では、図７におけるＡＮＴ１を送信アンテナ、ＡＮＴ２を受信アンテナとして説明する。ＡＮＴ３、ＡＮＴ４、ＡＮＴ５は取り付けてないものとする。

この状態で、例えば、送受信アンテナ間隔を１ｍとして探査データを取得する。

次に、受信アンテナＡＮＴ２を図７におけるＡＮＴ３の位置にずらし、送受信アンテナ間隔を３ｍとして探査データを取得する。

更に、受信アンテナＡＮＴ２を図７におけるＡＮＴ４の位置にずらし、送受信アンテナ間隔を４ｍとして探査データを取得する。

このようにアンテナ間隔を変えて同一場所を探査することをワイドアングル計測という。

この計測を行う際にアンテナ間隔が変わることにより、通常はアンテナ給電線を交換する必要が発生する。

このように給電線をとり変える手間と給電線が変わることによって、従来のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置で深さを計測する際に必要な０ｍの位置が変化する問題があった。

この実施形態のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置では、送信アンテナ６と送信部１４との間及び、受信アンテナ８と受信部１５との間は、ＦＭＣＷ方式地中レーダ装置で行うワイドアングル探査における送信アンテナ６と受信アンテナ８との間の最大アンテナ間隔に対応する長さの給電線を介して接続されている構成にしている。すなわち、はじめから長い電線を取り付けておくものである。

そして、制御部１が所定のコンピュータソフトウェアに基づいて制御することで、ワイドアングル探査における送信アンテナ６と受信アンテナ８との間の間隔に応じて、ビート信号の周波数の給電線の長さによる遅延をキャンセルする処理を行うようにしている。すなわち、ワイドアングルの間隔に応じて、０ｍの位置を電子回路において設定できるようにし、その設定をパーソナルコンピュータ、等のコンピュータのソフトウェアで制御できるようにしている。

制御部１にこのような制御を行わせるコンピュータソフトウェアは、例えば、次のようなものである。

ワイドアングルは、通常１ｍから５ｍ前後を１ｍステップで行う。このため、給電線は、長さ１ｍから６ｍまで延長する必要があり、増加分５ｍに対して、給電線ケーブル伝送する信号が送信給電線、受信給電線合わせて約５０ｎＳの時間、遅れてしまうことになり、その分、０ｍの位置がずれる。

そこで、コンピュータソフトウェアによって、給電線をそれぞれ５ｍ（１０ｍ）長くしたときは、０ｍの位置を５０ｎＳ（１００ｎＳ）に相当するビート周波数を低くするように、図２に示すＤＤＳ２から出力するローカル信号を、例えば、２．５ＫＨｚ（５ＫＨｚ）高くして、２７０ＭＨｚ＋２．５ＫＨｚ（５ＫＨｚ）～４７０ＭＨｚ＋２．５ＫＨｚ（５ＫＨｚ）にする。

これにより、図３のミキサ１で引き算されたときに受信信号周波数にもこの２．５ＫＨｚ（５ＫＨｚ）の周波数成分が含まれていので、差を出力したとき、２．５ＫＨｚ（５ＫＨｚ）の成分はなくなり、ビート信号周波数のケーブル遅延１０ｍ（２０ｍ）相当は、キャンセルすることが可能になる。

上述したように、この実施形態のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置では、あらかじめ長いケーブル１０ｍを取付けておき、ワイドアングル計測を行う際にアンテナ間隔が変わることでアンテナ給電線を交換する必要が発生するという上述した従来の不便さを解消することができる。

一方、この長いケーブル１０ｍによって、信号伝達に遅延が生じ、レーダの発信点である時間基点０が移動してしまう問題が発生する。

送信用給電線と受信用給電線で合計２０ｍケーブルになり、通常の同軸線では１００ｎＳの遅延が発生して、受信信号であるbeet信号周波数に影響を与える。

Δｔ＝（Ｔ÷ｆ_ｗ）×ｆ_ｂ の関係から
ｆ_ｂ＝（ｆ_ｗ÷Ｔ）×Δｔであるので、上述の関係の場合には次のようになる。
ｆ_ｂ＝（２００×１０^６÷４×１０^３）×１００×１０^－９
＝５×１０^３Ｈｚ

この遅延によって発生するbeet周波数、例えば、上の式から求まる５ＫＨｚを、あらかじめ、ローカル信号周波数Ｌ_１に加えておき、ミキサー１で遅延によって発生した周波数を含む受信周波数を引算し、その影響を除くことが可能になる。

また、ワイドアングル計測では、通常、送信アンテナと受信アンテナとを一点を中心にして両側に等距離アンテナ間隔をあけて順次計測していく。

本発明の実施形態では、図７に示すように送信アンテナをＡＮＴ１に固定し、受信アンテナＡＮＴ２を図７にＡＮＴ２、ＡＮＴ３、ＡＮＴ４、ＡＮＴ５が配置されている位置に、測定ごとに移動させることによってアンテナ間隔を変化させることができる。これによって、一点を中心にして両側に等距離アンテナ間隔をあけて順次計測する場合と同様の計測データ結果を得ることができる。

この実施形態のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置において、送信部１４と受信部１５とは、いずれも、フェライト吸収体で覆われていると共に、送信アンテナ６及び受信アンテナ８を構成するアンテナエレメントはいずれも開講面が地中に向けられている構成にすることができる。

ＦＭＣＷ方式地中レーダは、広帯域の低周波数（３０ＭＨｚ～２３０ＭＨｚ）を使用する必要があり、広帯域アンテナが使用されるため、指向性をアンテナエレメントで実現することは困難である。

そこで、電波が地中方向以外の方向に極力幅射されないように図８に示すような構造でアンテナエレメントをフェライト吸収体で覆う構造を採用することができる。これにより、要求される指向性の改善を図ることができる。

例えば、電波吸収体として低周波数に有効なフェライトタイルにより、アンテナエレメントを覆うものである。

フェライトタイルは、電磁波吸収することの可能な磁器のタイルで、従来から、ビルや橋梁の一部に建材として電波の反射防止に使用されている。

更に、アンテナは、開構面を地中に向けて使用し、空気中に漏洩電波が放射しにくい構造にした。開構面を地中に向けて使用することで、空気中に漏洩電波が放射しにくい構造にしている。

図１を用いて説明した従来のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置では、送信信号の一部から方向性結合器４を通して受信回路内の引き算回路（ミキサー１０）に入力させ、受信信号と引き算することにより、差の周波数としてのビート信号周波数ｆ_ｂを出力していた。

このような従来のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置における送受信回路では、送受信回路が同じ場所に置かれているのが一般的であった。このような配置形態の場合、送信信号が受信回路に直接もれ込み、受信信号に妨害を与えることがある。このようになると、深深度で反射した微弱な受信信号が検出困難になり、本来のＦＭＣＷ方式地中レーダの利点が損なわれるおそれがある。

これを防ぐ目的で、従来のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置では、図１に示す構成からなる送信部１４の筐体と、図１に示す構成からなる受信部１５の筐体とを十分なシールド効果のある遮蔽を施して製作する等の取り組みがされていた。

しかし、このようにしても、アイソレーションを６０ｄＢ以上得ることは、難しく、送信信号の一部が受信回路に漏洩し、不要信号雑音となり、レーダ装置の最低受信感度を悪化させる原因となっていた。

この実施形態のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置では、図８に示すような構造でアンテナエレメントをフェライト吸収体で覆う構造を採用することで、送信信号が受信回路に直接もれ込み、受信信号に妨害を与える事態が発生することを未然に防止できる。また、開構面を地中に向けて使用することで、空気中に漏洩電波が放射しにくい構造にしている。

前記において、送信アンテナ６及び受信アンテナ８を構成するアンテナエレメントは、分布抵抗が挿入されているダイポールアンテナとすることができる。

地中を電磁波が伝搬するとき、その伝搬損失は、使用する周波数に依存し、周波数低周波になるほど損失が低下することが知られている。そのため、探査深度を深くするため、低周波帯（１００ＭＨｚ以下）が使用されるが、低周波帯（１００ＭＨｚ以下）では波長入が長くなるため分解能が悪化する。

そこで、分解能を確保する目的で、ＦＭＣＷ方式の地中レーダ装置では、極力、高周波帯（２００ＭＨｚ以上）の領域まで、周波数成分を含む広帯域周波数が使用される。

このアンテナを実現する上で、図９～図１１に例示した構成のアンテナエレメントを採用することができる。

上述したように、指向性の改善という観点から、アンテナエレメントをフェライト吸収体で覆う構造を採用することができる。これにより、低周波広帯域アンテナとして、そのエレメントにダイポールアンテナを採用することができる。

図９～図１１は、ボウタイアンテナを広帯域化する実施形態を説明するものである。

図９～図１１に例示した構成のアンテナエレメントの有効性を説明するにあたり、図１２を用いて、周波数と帯域の先鋭度Ｑ（dB）との関係を説明する。

図１２で説明しているように、尖鋭度Ｑが下がることは、アンテナの帯域特性が広帯域になることを意味し、低周波数も高周波数も、極力同一レベルで放射する広帯域アンテナが実現可能になる。

図９～図１１に例示した構成のアンテナエレメントは、いずれも、分布抵抗が挿入されているアンテナエレメントである。

図９～図１１に例示した構成のアンテナエレメントのように分布抵抗がアンテナエレメントに挿入されているアンテナは、給電点から入力した電流が終端方向に向かって流れるとき抵抗Ｒによって電流が減衰する。そして終端に到達した電流が、そこで反射し、給電点方向に戻るとき再び抵抗Ｒにより、エレメント電流が減衰する。その結果、給電点に戻る電流量は減り、このアンテナの尖鋭度Ｑは低下する。

図１１（ｃ）図示の実施形態においてＲ１～Ｒ６はローデング抵抗で、エレメントから放出できないエネルギーを吸収している。Ｒの値は、エレメントの入力インピーダンスとの関係で決められる。

図９～図１１に構成の一例を例示したように、分布抵抗が挿入されているアンテナエレメントとすることで、図１２で示すように帯域の先鋭度Ｑをダンピングでき、周波数帯域を広帯域化することができる。

地中を電磁波が伝搬するとき、その伝搬損失は、使用する周波数に依存し、周波数低周波になるほど損失が低下することが知られている。そのため、探査深度を深くする目的で低周波帯（１００ＭＨｚ以下）が使用される。しかし、低周波帯（１００ＭＨｚ以下）では波長入が長くなり、分解能が悪化する。

そこで、分解能を確保する目的で、ＦＭＣＷ方式の地中レーダ装置では、極力、高周波帯（２００ＭＨｚ以上）の領域まで、周波数成分を含む広帯域周波数が使用される。

上述し、図９～図１１に構成の一例を示したアンテナエレメントを採用することで広帯域化を図ることができる。

前記において、送信アンテナ６及び受信アンテナ８を構成するアンテナエレメントは、誘電板の上に配置されている構成にすることができる。

ボウタイアンテナのエレメント長は、使用する周波数の波長に依存することが知られている。

そこで、図１３に例示したように、誘電板（比誘電率ε_r）の上にアンテナエレメントを配置することにより、使用波長をλ_εに短くすることができる。

同時にこのアンテナエレメントは、図１４に示すように、比誘電体に相当する、地中探査が行われている土地の地面、例えば、道路面と接する。

このとき、アンテナエレメントの電気長すなわちλ_εは誘電板（比誘電率：ε_ｒ１）と接している地面（比誘電率：ε_ｒ２）の影響を受け、その合成された誘電率を仮にε_ｒＯとすると、
λ＝１÷（ε_ｒＯ）^１／２×（Ｃ÷ｆ） Ｃ：光速
となる。

この結果、誘電体に接しているアンテナエレメントは、{１÷（ε_ｒＯ）^１／２}だけ、空気中に比較してアンテナエレメントを短くできることになる。

この特徴と、上述した尖鋭度Ｑを低くおさえる手法との組み合わせによって、低い周波数たとえば３０ＭＨｚ（空気中の波長：１０ｍ）でも、ボウタイアンテナのエレメント長が全長２ｍ前後でも、電磁波の放射が可能になる地中レーダ用広帯域アンテナを実現できる。

このようにアンテナ全長を２ｍ前後にすることによって、送信アンテナ６、受信アンテナ８を移動させる装置（車載用台車、等の牽引台車）に対して取り付け可能になり、アンテナを移動させながら探査するが可能になる。

この実施形態のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置は、地中探査が行われる土地の地面を移動する牽引台車に搭載されており、エンコーダ装置と、キネマティックＧＰＳシステムとを備えている構成にすることができる。

送信アンテナ６と受信アンテナ８とを同時に移動させながら探査するべく、送信アンテナ６、受信アンテナ８の移動位置を計測管理するため、送信アンテナ６、受信アンテナ８を移動させる装置（牽引台車、等）にエンコーダーを付設させ、また、絶対位置を把握するためにキネマテックＧＰＳシステムを採用したものである。また、送信アンテナ６、受信アンテナ８を移動させる装置（牽引台車、等）にＧＰＳや移動距離計測器をも具備することで物標７の埋設位置、等をも計測する装置である。

以上に説明した構成を組み合わせることによって、移動しながら深深度探査が可能なＦＭＣＷ式地中レーダ装置を実現した。

以上、添付図面を参照してこの発明の実施形態を説明したが、本発明はかかる実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載から把握される技術的範囲において種々に変更可能である。

本発明のＦＭＣＷ式地中レーダ装置は、最大探査距離及び、分解能の劣化を伴うことなく、送信平均電力の増大を伴うＦＭＣＷ式地中レーダ装置である。最大探査距離の拡大及び、距離分解能の向上を可能としたＦＭＣＷ式地中レーダ装置であり、ワイドアングル探査と、通常探査にて同一装置を車で牽引しながら探査実施可能にしたものである。

Claims (7)

1. 制御部と、
   前記制御部からの制御を受けて３０ＭＨｚ～２３０ＭＨｚの送信出力信号を生成する送信部と、
   送信部からの前記送信出力信号の印加により地中に向かう電磁波の放射を行う送信アンテナと、
   前記送信アンテナから地中に向けて放射された前記電磁波の前記地中における物標からの反射波を受信する受信アンテナと、
   受信アンテナからの受信信号を信号処理し、ビート信号を生成してレーダ信号を生成する受信部と
   を備えているＦＭＣＷ方式地中レーダ装置であって、
   前記送信部はＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）により前記送信出力信号を生成し、
   前記受信部は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）を使用したＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourrier Transfor）信号処理によって前記レーダ信号を生成し、
   地中探査が行われる土地の地面を移動しつつ前記地中探査を行う
   ＦＭＣＷ方式地中レーダ装置。
2. 前記受信部は、第一の引算回路及び第二の引算回路と、前記第一引き算回路と前記第二の引算回路との間に介装されるバンドパスフィルターとを備えており、
   前記第一の引算回路で、前記受信信号から周波数の高い前記ビート信号を取り出し、前記バンドパスフィルターにこれを通過させた後、前記第二の引算回路で高い周波数成分を除去した後、前記ＩＦＦＴ信号処理を行う
   請求項１記載のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置。
3. 前記送信アンテナと前記送信部との間及び、前記受信アンテナと前記受信部との間は、前記ＦＭＣＷ方式地中レーダ装置で行うワイドアングル探査における前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間の最大アンテナ間隔に対応する長さの給電線を介して接続されており、前記制御部の制御により、前記ワイドアングル探査における前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間の間隔に応じて、前記ビート信号の周波数の前記給電線の長さによる遅延をキャンセルする処理が行われる請求項１又は２記載のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置。
4. 前記送信アンテナ及び前記受信アンテナを構成するアンテナエレメントは、分布抵抗が挿入されているダイポールアンテナである請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置。
5. 前記送信アンテナ及び前記受信アンテナを構成する前記アンテナエレメントは、誘電板の上に配置されている請求項４記載のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置。
6. 前記送信部と前記受信部とは、いずれも、フェライト吸収体で覆われていると共に、前記送信アンテナ及び前記受信アンテナを構成する前記アンテナエレメントはいずれも開講面が地中に向けられている請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置。
7. 前記ＦＭＣＷ方式地中レーダ装置は地中探査が行われる土地の地面を移動する牽引台車に搭載されており、エンコーダ装置と、キネマティックＧＰＳシステムとを備えている請求項１乃至請求項６のいずれか一項に記載のＦＭＣＷ方式地中レーダ装置。

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