JP2022038157A - レーザー干渉計 - Google Patents

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Abstract

【課題】光変調器に入力する駆動信号を増幅するために増幅率の大きなアンプを用いる必要がないため小型化が図られ、かつ、増幅に伴う変調信号に位相ずれを防止して、対象物由来の情報の復調精度が低下するのを抑制可能なレーザー干渉計を提供すること。【解決手段】第１レーザー光を射出する光源部と、振動素子を備え、振動素子を用いて第１レーザー光を変調し、変調信号を含む第２レーザー光を生成する光変調器と、第１レーザー光が対象物で反射して生成されたサンプル信号を含む第３レーザー光と、第２レーザー光と、の干渉光を受光し、受光信号を出力する受光素子と、基準信号に基づいて、受光信号からサンプル信号を復調する復調回路と、復調回路に入力される基準信号を出力し、かつ、光変調器に入力される駆動信号を出力する信号生成器と、を備え、基準信号の電圧をＶｒとし、駆動信号の電圧をＶｄとするとき、Ｖｄ／Ｖｒ＜１０を満たすレーザー干渉計。【選択図】図２

Description

本発明は、レーザー干渉計に関するものである。
特許文献１には、振動している物体にレーザービームを照射し、ドップラー効果により変化したレーザービームの周波数を利用して、物体の速度を測定するレーザードップラー速度計が開示されている。レーザードップラー速度計では、物体の振動現象の方向性を検出するために、レーザー光源から出射した光を変調する構造が必要となる。このため、特許文献１では、音響光学変調器や電気光学変調器を用いることが開示されている。
特開平９－５４２９３号公報
特許文献１に記載の音響光学変調器や電気光学変調器には、発振回路から出力されたＲＦ（Radio Frequency）信号が入力される。これにより、変調器内の光学素子の屈折率を変化させ、光を変調する。
しかしながら、これらの変調器に入力される信号には、発振回路からのＲＦ信号をさらに増幅した信号が用いられる。このため、発振回路と変調器との間には、増幅率の大きなアンプを挿入する必要がある。このような理由から、特許文献１に記載のレーザードップラー速度計は、小型化が難しいという課題を有している。
本発明の適用例に係るレーザー干渉計は、
第１レーザー光を射出する光源部と、
振動素子を備え、前記振動素子を用いて前記第１レーザー光を変調し、変調信号を含む第２レーザー光を生成する光変調器と、
前記第１レーザー光が対象物で反射して生成されたサンプル信号を含む第３レーザー光と、前記第２レーザー光と、の干渉光を受光し、受光信号を出力する受光素子と、
基準信号に基づいて、前記受光信号から前記サンプル信号を復調する復調回路と、
前記復調回路に入力される前記基準信号を出力し、かつ、前記光変調器に入力される駆動信号を出力する信号生成器と、
を備え、
前記基準信号の電圧をＶｒとし、前記駆動信号の電圧をＶｄとするとき、Ｖｄ／Ｖｒ＜１０を満たすことを特徴とする。
実施形態に係るレーザー干渉計を示す機能ブロック図である。 図１に示すセンサーヘッド部および光学系を示す概略構成図である。 図２に示す光変調器の第１構成例を示す斜視図である。 光変調器の第２構成例の一部を示す平面図である。 光変調器の第３構成例を示す平面図である。 図３に示す振動素子の表面に対して垂直な方向から入射光Ｋｉが入射したとき、複数の回折光が発生することを説明する概念図である。 入射光Ｋｉの進行方向と参照光Ｌ２の進行方向とのなす角度が１８０°となるように構成された光変調器を説明する概念図である。 入射光Ｋｉの進行方向と参照光Ｌ２の進行方向とのなす角度が１８０°となるように構成された光変調器を説明する概念図である。 入射光Ｋｉの進行方向と参照光Ｌ２の進行方向とのなす角度が１８０°となるように構成された光変調器を説明する概念図である。 従来のレーザー干渉計の構成を簡略化して示す図である。 図１のレーザー干渉計の構成を簡略化して示す図である。 受光信号の波形の一例を示すグラフである。 復調回路で被測定物由来のサンプル信号を復調して変位を計測したとき、振動素子のＢ値と、計測変位の標準偏差および決定係数（Ｒ２値）と、の関係を示すグラフである。 振動素子を信号生成器で励振するとき、駆動信号の電圧値とＢ値との関係を示すグラフである。 振動素子を信号生成器で励振するとき、Ｂ値と、駆動信号のＤＣオフセット値と、の関係を説明するための概念図である。 水晶振動子の共振周波数をｆＱとし、駆動信号の周波数をｆｏｓｃとし、水晶振動子をファンクションジェネレーターで励振するとき、駆動信号の周波数ｆｏｓｃとＢ値との関係を示すグラフである。
以下、本発明のレーザー干渉計を添付図面に示す実施形態に基づいて詳細に説明する。
図１は、実施形態に係るレーザー干渉計を示す機能ブロック図である。
図１に示すレーザー干渉計１は、光学系５０を備えるセンサーヘッド部５１と、光学系５０からの信号が入力される復調回路５２と、光学系５０および復調回路５２に信号を出力する信号生成器５４と、を有する。
１．センサーヘッド部
図２は、図１に示すセンサーヘッド部５１および光学系５０を示す概略構成図である。
光学系５０は、光源部２と、偏光ビームスプリッター４と、１／４波長板６と、１／４波長板８と、検光子９と、受光素子１０と、周波数シフター型の光変調器１２と、被測定物１４が配置されたセット部１６と、を備えている。
光源部２は、所定の波長の出射光Ｌ１（第１レーザー光）を射出する。受光素子１０は、受けた光を電気信号に変換する。光変調器１２は、振動素子３０を備えており、出射光Ｌ１を変調し、変調信号を含む参照光Ｌ２（第２レーザー光）を生成する。セット部１６は、必要に応じて設けられればよいが、被測定物１４を配置することができるようになっている。被測定物１４に入射した出射光Ｌ１は、被測定物１４に由来するサンプル信号を含む物体光Ｌ３（第３レーザー光）として反射する。
光源部２から射出される出射光Ｌ１の光路を、光路１８とする。光路１８は、偏光ビームスプリッター４の反射により、光路２０に結合される。光路２０上には、偏光ビームスプリッター４側から１／４波長板８および光変調器１２がこの順で配置されている。また、光路１８は、偏光ビームスプリッター４の透過により、光路２２に結合される。光路２２上には、偏光ビームスプリッター４側から１／４波長板６およびセット部１６がこの順で配置されている。
光路２０は、偏光ビームスプリッター４の透過により、光路２４に結合される。光路２４上には、偏光ビームスプリッター４側から検光子９および受光素子１０がこの順で配置されている。
光源部２から射出された出射光Ｌ１は、光路１８および光路２０を経て、光変調器１２に入射する。また、出射光Ｌ１は、光路１８および光路２２を経て、被測定物１４に入射する。光変調器１２で生成された参照光Ｌ２は、光路２０および光路２４を経て、受光素子１０に入射する。被測定物１４での反射により生成された物体光Ｌ３は、光路２２および光路２４を経て、受光素子１０に入射する。
以下、レーザー干渉計１の各部について順次説明する。
１．１．光源部
光源部２は、可干渉性を有する線幅の細い出射光Ｌ１を射出するレーザー光源である。線幅を周波数差で表示した場合、線幅がＭＨｚ帯以下のレーザー光源が好ましく用いられる。具体的には、ＨｅＮｅレーザーのようなガスレーザー、ＤＦＢ－ＬＤ（Distributed feedback - laser diode）、ＦＢＧ－ＬＤ（Fiber bragg Grating付き laser diode）、ＶＣＳＥＬ（Vertical Cavity Surface Emitting Laser）のような半導体レーザー素子等が挙げられる。
光源部２は、特に半導体レーザー素子を含むことが好ましい。これにより、光源部２を特に小型化することが可能になる。このため、レーザー干渉計１の小型化を図ることができる。特に、レーザー干渉計１のうち、光学系５０が収容されるセンサーヘッド部５１の小型化および軽量化が図られるため、レーザー干渉計１の操作性を高められる点でも有用である。
１．２．偏光ビームスプリッター
偏光ビームスプリッター４は、入射光を透過光と反射光とに分割する光学素子である。また、偏光ビームスプリッター４は、Ｐ偏光を透過し、Ｓ偏光を反射させる機能を有し、入射光の偏光状態を直交成分に分けることができる。以下、直線偏光であって、Ｐ偏光とＳ偏光の比を例えば５０：５０にした出射光Ｌ１を、偏光ビームスプリッター４に入射させる場合を考える。
偏光ビームスプリッター４では、前述したように、出射光Ｌ１のＳ偏光を反射し、Ｐ偏光を透過させる。
偏光ビームスプリッター４で反射した出射光Ｌ１のＳ偏光は、１／４波長板８で円偏光に変換され、光変調器１２に入射する。光変調器１２に入射した出射光Ｌ１の円偏光は、ｆｍ［Ｈｚ］の周波数シフトを受け、参照光Ｌ２として反射する。したがって、参照光Ｌ２は、変調周波数ｆｍ［Ｈｚ］の変調信号を含む。参照光Ｌ２は、再び１／４波長板８を透過するときＰ偏光に変換される。参照光Ｌ２のＰ偏光は、偏光ビームスプリッター４および検光子９を透過して受光素子１０に入射する。
偏光ビームスプリッター４を透過した出射光Ｌ１のＰ偏光は、１／４波長板６で円偏光に変換され、動いている状態の被測定物１４に入射する。被測定物１４に入射した出射光Ｌ１の円偏光は、ｆｄ［Ｈｚ］のドップラーシフトを受け、物体光Ｌ３として反射する。したがって、物体光Ｌ３は、周波数ｆｄ［Ｈｚ］の周波数信号を含む。物体光Ｌ３は、再び１／４波長板６を透過するときＳ偏光に変換される。物体光Ｌ３のＳ偏光は、偏光ビームスプリッター４で反射され、検光子９を透過して受光素子１０に入射する。
前述したように、出射光Ｌ１は可干渉性を有しているため、参照光Ｌ２および物体光Ｌ３は、干渉光として受光素子１０に入射する。
なお、偏光ビームスプリッターに代えて無偏光ビームスプリッターを用いるようにしてもよい。この場合、１／４波長板６および１／４波長板８が不要となるため、部品点数の削減によるレーザー干渉計１の小型化を図ることができる。
１．３．検光子
互いに直交するＳ偏光およびＰ偏光は、互いに独立しているので、単純に重ね合わせただけでは干渉が現れない。そこで、Ｓ偏光とＰ偏光を重ね合わせた光波を、Ｓ偏光およびＰ偏光の双方に対して４５°傾けた検光子９に通す。検光子９を用いることにより、互いに共通した成分同士の光を透過させ、干渉を生じさせることができる。その結果、検光子９では、変調信号とサンプル信号とが干渉し、ｆｍ－ｆｄ［Ｈｚ］の周波数を持つ干渉光が生成される。
１．４．受光素子
参照光Ｌ２および物体光Ｌ３は、偏光ビームスプリッター４および検光子９を介して受光素子１０に入射する。これにより、参照光Ｌ２と物体光Ｌ３とが光ヘテロダイン干渉し、ｆｍ－ｆｄ［Ｈｚ］の周波数を持つ干渉光が受光素子１０に入射する。この干渉光から後述する方法でサンプル信号を復調することにより、最終的に、被測定物１４の動き、すなわち速度や振動を求めることができる。受光素子１０としては、例えば、フォトダイオード等が挙げられる。
１．５．光変調器
図３は、図２に示す光変調器１２の第１構成例を示す斜視図である。
１．５．１．第１構成例に係る光変調器の概要
周波数シフター型の光変調器１２は、板形状の振動素子３０と、振動素子３０を支持する基板３１と、を備えている。
振動素子３０は、電位を加えることにより、面に沿う方向に歪むように振動するモードを繰り返す材料で構成されている。本実施形態では、振動素子３０は、ＭＨｚ帯の高周波領域で、振動方向３６に沿って厚みすべり振動する水晶ＡＴ振動子である。振動素子３０の表面には、回折格子３４が形成されている。回折格子３４は、直線状の複数の溝３２が周期的に並んでなる構造を有している。
基板３１は、互いに表裏の関係を有する表面３１１および裏面３１２を有している。表面３１１には、振動素子３０が配置されている。また、表面３１１には、振動素子３０に電位を加えるためのパッド３３が設けられている。一方、裏面３１２にも、振動素子３０に電位を加えるためのパッド３５が設けられている。
基板３１の大きさは、例えば、長辺が０．５ｍｍ以上１０．０ｍｍ以下程度とされる。また、基板３１の厚さは、例えば、０．１ｍｍ以上２．０ｍｍ以下程度とされる。一例として、基板３１の形状は、１辺が１．６ｍｍの正方形とされ、その厚さは０．３５ｍｍとされる。
振動素子３０の大きさは、例えば、長辺が０．２ｍｍ以上３．０ｍｍ以下程度とされる。また、振動素子３０の厚さは、例えば、０．００３ｍｍ以上０．５ｍｍ以下程度とされる。
一例として、振動素子３０の形状は、１辺が１．０ｍｍの正方形とされ、その厚さ０．０７ｍｍとされる。この場合、振動素子３０は、基本発振周波数２４ＭＨｚで発振する。なお、振動素子３０の厚さを変えたり、オーバートーンまで考慮したりすることにより、発振周波数を１ＭＨｚから１ＧＨｚの範囲で調整することが可能である。
なお、図３では、回折格子３４が振動素子３０の表面全体に形成されているが、一部にのみ形成されていてもよい。
光変調器１２による光変調の強さは、光変調器１２に入射させる出射光Ｌ１の波数ベクトルと光変調器１２から出射される出射光Ｌ２の波数ベクトルとの差分波数ベクトルと、振動素子３０の振動方向３６のベクトルとの内積で与えられる。本実施形態では、振動素子３０が厚みすべり振動するが、この振動は面内振動であることから、振動素子３０単体の表面に対して垂直に光を入射させても、光変調はできない。そこで、本実施形態では、振動素子３０に回折格子３４を設けることにより、後述する原理によって光変調を可能にしている。
図３に示す回折格子３４は、ブレーズド回折格子である。ブレーズド回折格子は、回折格子の断面形状が階段状になっているものをいう。回折格子３４の直線状の溝３２は、その延在方向が振動方向３６に対して直交するように設けられている。
図１に示す信号生成器５４から図３に示す振動素子３０に駆動信号Ｓ１を供給する（交流電圧を印加する）と、振動素子３０が発振する。振動素子３０の発振に必要な電力（駆動パワー）は、特に限定されないが、０．１μＷ～１００ｍＷ程度と小さい。このため、信号生成器５４から出力した駆動信号Ｓ１を増幅することなく、振動素子３０を発振させるために用いることができる。したがって、本実施形態では、増幅率の大きな増幅器（アンプ）は不要となり、駆動パワーによっては増幅器自体が不要になるため、レーザー干渉計１の小型化を図ることができる。
１．５．２．回折格子の形成方法
回折格子３４の形成方法は、特に限定されないが、一例として、機械刻線式（ルーリングエンジン）を用いた方法で型を作り、水晶ＡＴ振動子の振動素子３０の表面に成膜した電極上に、ナノインプリント法で溝３２を形成する方法が挙げられる。ここで、電極上としたのは、水晶ＡＴ振動子の場合は、原理上、電極上で高品質な厚みすべり振動を発生させることができるためである。なお、溝３２を形成するのは、電極上に限定されず、非電極部の材料の表面上であってもよい。また、ナノインプリント法に代えて、露光およびエッチングによる加工方法、電子線描画リソグラフィー法、集束イオンビーム加工法（ＦＩＢ）等を用いるようにしてもよい。
また、水晶ＡＴ振動子のチップ上にレジスト材料で回折格子を形成し、そこに、金属膜や誘電体多層膜によるミラー膜を設けるようにしてもよい。金属膜やミラー膜を設けることにより、回折格子３４の反射率を高めることができる。
さらに、水晶ＡＴ振動子のチップやウエハー上にレジスト膜を形成し、エッチングによって加工を施した後、レジスト膜を除去し、その後、加工面に金属膜やミラー膜を形成するようにしてもよい。この場合、レジスト材料が除去されるため、レジスト材料の吸湿等による影響がなくなり、回折格子３４の安定性を高めることができる。また、Ａｕ、Ａｌのような導電性の高い金属膜を設けることにより、振動素子３０を駆動する電極としても用いることができる。
なお、回折格子３４は、陽極酸化アルミナ（ポーラスアルミナ）のような技術を用いて形成されてもよい。
１．５．３．他の構成例に係る光変調器
また、振動素子３０は、水晶振動子に限定されず、例えば、Ｓｉ振動子、弾性表面波（ＳＡＷ）デバイス等であってもよい。
図４は、光変調器１２の第２構成例の一部を示す平面図である。図５は、光変調器１２の第３構成例を示す平面図である。
図４に示す振動素子３０Ａは、ＭＥＭＳ技術を用いて製造されたＳｉ振動子である。ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）は、微小電気機械システムのことである。
振動素子３０Ａは、隙間を介して同一平面上に隣り合う第１電極３０１および第２電極３０２と、第１電極３０１上に設けられた回折格子載置部３０３と、回折格子載置部３０３上に設けられた回折格子３４と、を備えている。第１電極３０１および第２電極３０２は、例えば、静電引力を駆動力として、図４の左右方向に、互いに接近と離間とを繰り返すように振動する。これにより、回折格子３４に面内振動を与えることができる。Ｓｉ振動子の発振周波数は、例えば１ｋＨｚから数１００ＭＨｚ程度である。
図５に示す振動素子３０Ｂは、表面波を利用するＳＡＷデバイスである。ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）は、弾性表面波のことである。
振動素子３０Ｂは、圧電基板３０５と、圧電基板３０５上に設けられた櫛歯状電極３０６と、接地電極３０７と、回折格子載置部３０３と、回折格子３４と、を備えている。櫛歯状電極に交流電圧を印加すると、圧電効果により、表面波が励振される。これにより、回折格子３４に面内振動を与えることができる。ＳＡＷデバイスの発振周波数は、例えば数１００ＭＨｚから数ＧＨｚ程度である。
以上のようなデバイスについても、回折格子３４を設けることにより、水晶ＡＴ振動子の場合と同様、後述する原理によって光変調が可能になる。
一方、振動素子３０が水晶振動子を有している場合、水晶が持つ極めて高いＱ値を利用して、高精度な変調信号を生成することができる。Ｑ値とは、共振のピークの鋭さを示す指標である。また、水晶振動子は、外乱にも影響を受けにくいという特長を持つ。したがって、水晶振動子を備える光変調器１２で変調された変調信号を用いることにより、被測定物１４に由来するサンプル信号を高精度に取得することができる。
１．５．４．振動素子による光変調
次に、図３に示す光変調器１２を用いて光を変調する原理について説明する。
図６は、図３に示す振動素子３０の表面に対して垂直な方向から入射光Ｋｉが入射したとき、複数の回折光が発生することを説明する概念図である。
振動方向３６に沿って厚みすべり振動をしている回折格子３４に入射光Ｋｉが入射すると、回折現象により、図６に示すように、複数の回折光Ｋｎｓが発生する。ｎは、回折光Ｋｎｓの次数であり、ｎ＝０、±１、±２、・・・である。なお、図６に示す回折格子３４には、図３に示すブレーズド回折格子ではなく、別の回折格子の例として、凹凸の繰り返しによる回折格子を図示している。
図６では、入射光Ｋｉが振動素子３０の表面に対して垂直な方向から入射しているが、この入射角は特に限定されず、振動素子３０の表面に対して斜めに入射するように入射角を設定するようにしてもよい。斜めに入射させた場合には、回折光Ｋｎｓの進行方向もそれに対応して変化する。
なお、回折格子３４の設計によっては、│ｎ│≧２の高次の光は出現しないことがある。そこで、安定して変調信号を得るために、│ｎ│＝１に設定するのが望ましい。すなわち、図２のレーザー干渉計１において、周波数シフター型の光変調器１２は、±１次回折光が参照光Ｌ２として利用されるように配置されることが好ましい。この配置により、レーザー干渉計１による計測の安定化を実現することができる。
一方、回折格子３４から│ｎ│≧２の高次の光が出現している場合には、±１次回折光ではなく、±２次以上のいずれかの回折光が参照光Ｌ２として利用されるように、光変調器１２を配置するようにしてもよい。これにより、高次の回折光を利用することができるので、レーザー干渉計１の高周波化と小型化を実現することができる。
本実施形態では、一例として、光変調器１２に入射する入射光Ｋｉの進入方向と光変調器１２から出射する参照光Ｌ２の進行方向とのなす角度が１８０°となるように、光変調器１２が構成されている。以下、３つの構成例について説明する。
図７ないし図９は、それぞれ、入射光Ｋｉの進行方向と参照光Ｌ２の進行方向とのなす角度が１８０°となるように構成された光変調器１２を説明する概念図である。
図７では、光変調器１２が、振動素子３０に加えてミラー３７を備えている。ミラー３７は、回折光Ｋ１ｓを反射して回折格子３４に戻すように配置されている。このとき、ミラー３７に対する回折光Ｋ１ｓの入射角とミラー３７における反射角とのなす角度が１８０°になっている。この結果、ミラー３７から出射して回折格子３４に戻された回折光Ｋ１ｓは、回折格子３４で再び回折し、光変調器１２に入射する入射光Ｋｉの進行方向と反対の方向に進行することになる。このため、ミラー３７を追加することによって、前述した、入射光Ｋｉの進入方向と参照光Ｌ２の進行方向とのなす角度が１８０°という条件を満たすことができる。
また、このようにミラー３７を経由させることで、光変調器１２で生成される参照光Ｌ２は、２回の周波数変調を受けたものとなる。したがって、ミラー３７を併用することにより、振動素子３０単体を用いた場合に比べて、より高周波の周波数変調が可能になる。
図８では、図６に示す振動素子３０を傾斜角度θで傾けている。このときの傾斜角度θは、前述した、入射光Ｋｉの進入方向と参照光Ｌ２の進行方向とのなす角度が１８０°という条件を満たすように設定されている。
図９に示す回折格子３４は、ブレーズ角θＢを有するブレーズド回折格子である。そして、振動素子３０の表面の法線Ｎに対し、入射角βで進行する入射光Ｋｉが回折格子３４に入射すると、法線Ｎに対してブレーズ角θＢと同じ角度で参照光Ｌ２が戻ることになる。したがって、入射角βをブレーズ角θＢと等しくすることで、前述した、入射光Ｋｉの進入方向と参照光Ｌ２の進行方向とのなす角度が１８０°という条件を満たすことができる。この場合、図７に示すミラー３７を用いずに、また、図８に示すように振動素子３０自体を傾けることなく、前記条件を満たすことができるので、レーザー干渉計１のさらなる小型化および高周波化を図ることができる。特に、ブレーズド回折格子の場合には、前記条件を満たす配置を「リトロー配置」といい、回折光の回折効率を特に高めることができるという利点もある。
なお、図９のピッチＰは、ブレーズド回折格子のピッチを表しており、一例として、ピッチＰが１μｍとされる。また、ブレーズ角θＢは、２５°とされる。この場合、前記条件を満たすためには、入射光Ｋｉの法線Ｎに対する入射角βも２５°にすればよい。
２．信号生成器
図１および図２に示すように、信号生成器５４は、光学系５０の光変調器１２に入力される駆動信号Ｓ１を出力する。また、信号生成器５４は、復調回路５２に入力される基準信号Ｓ２を出力する。
信号生成器５４には、周波数安定性、低ジッター等の良好な特性を有する信号を生成可能な発振器であれば、いかなるものであってもよい。具体的な信号生成器５４としては、例えば、ファンクションジェネレーター、シグナルジェネレーター、水晶発振器、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路等が挙げられる。
なお、信号生成器５４は、必要に応じて、恒温環境を生成する温調器を備えていてもよい。これにより、発振装置の恒温化を図ることができる。その結果、信号生成器５４は、気温変化が激しい環境でも、良好な特性を有する信号を生成することができる。温調器には、例えばペルチェ素子を用いることができる。
３．復調回路
復調回路５２は、受光素子１０から出力された受光信号から、被測定物１４に由来するサンプル信号を復調する復調処理を行う。サンプル信号とは、例えば、位相信号または周波数信号である。位相信号からは、被測定物１４の変位情報を取得することができる。また、周波数信号からは、被測定物１４の速度情報を取得することができる。このように異なる情報を取得することができれば、変位計や速度計としての機能を持たせられるため、レーザー干渉計１の高機能化を図ることができる。
復調回路５２は、変調処理の方式に応じて、その回路構成が設定される。本実施形態に係るレーザー干渉計１では、振動素子３０を備えた光変調器１２が用いられている。振動素子３０は、単振動する素子であるため、振動速度が時々刻々と変化する。このため、変調周波数も変化することになり、従来の復調回路をそのまま用いることはできない。
従来の復調回路とは、音響光学変調器（ＡＯＭ）を用いて変調された変調信号を含む受光信号からサンプル信号を復調する回路を指す。音響光学変調器では、変調周波数が変化しない。このため、従来の復調回路は、変調周波数が変化しない光変調器で変調された変調信号を含む受光信号からサンプル信号を復調することはできるが、変調周波数が変化する光変調器１２で変調された変調信号を含む場合、そのままでは復調することができない。
そこで、図１に示す復調回路５２は、前処理部５３と、復調部５５と、を備えている。受光素子１０から出力された受光信号は、まず、前処理部５３を通された後、復調部５５に導かれる。前処理部５３は、受光信号に前処理を施す。この前処理により、従来の復調回路で復調可能な信号が得られる。したがって、復調部５５では、公知の復調方式により、被測定物１４由来のサンプル信号が復調される。
３．１．前処理部の構成
図１に示す前処理部５３は、第１バンドパスフィルター５３４と、第２バンドパスフィルター５３５と、第１遅延調整器５３６と、第２遅延調整器５３７と、乗算器５３８と、第３バンドパスフィルター５３９と、第１ＡＧＣ５４０と、第２ＡＧＣ５４１と、和算器５４２と、を備えている。なお、ＡＧＣは、Auto Gain Controlである。
また、前処理部５３と受光素子１０との間には、受光素子１０側から電流電圧変換器５３１およびＡＤＣ５３２がこの順で接続されている。
さらに、信号生成器５４と第２遅延調整器５３７との間には、ＡＤＣ５３３が接続されている。
電流電圧変換器５３１は、トランスインピーダンスアンプであり、受光素子１０からの電流出力を電圧信号に変換する。ＡＤＣ５３２、５３３は、アナログ－デジタル変換器であり、所定のサンプリングビット数でアナログ信号をデジタル信号に変換する。
第１バンドパスフィルター５３４、第２バンドパスフィルター５３５および第３バンドパスフィルター５３９は、それぞれ、特定の周波数帯の信号を選択的に透過させるフィルターである。
第１遅延調整器５３６および第２遅延調整器５３７は、それぞれ、信号の遅延を調整する回路である。乗算器５３８は、２つの入力信号の積に比例した出力信号を生成する回路である。第１ＡＧＣ５４０および第２ＡＧＣ５４１は、それぞれ、信号の振幅を互いに揃える回路である。和算器５４２は、２つの入力信号の和に比例した出力信号を生成する回路である。
受光素子１０から出力された電流出力は、電流電圧変換器５３１で電圧信号に変換される。電圧信号は、ＡＤＣ５３２でデジタル信号に変換され、第１信号と第２信号の２つに分割される。
第１信号は、第１バンドパスフィルター５３４に通された後、第１遅延調整器５３６で群遅延を調整する。第１遅延調整器５３６で調整する群遅延は、後述する第２バンドパスフィルター５３５による第２信号の群遅延に相当する。この遅延調整によって、第１信号が通過する第１バンドパスフィルター５３４と、第２信号が通過する第２バンドパスフィルター５３５および第３バンドパスフィルター５３９と、の間でフィルター回路の通過に伴う遅延時間を揃えることができる。第１遅延調整器５３６を通過した第１信号は、第１ＡＧＣ５４０を経て、和算器５４２に入力される。
第２信号は、第２バンドパスフィルター５３５に通された後、乗算器５３８に入力される。乗算器５３８では、第２信号に対し、第２遅延調整器５３７から出力された基準信号ｃｏｓ（ωｍｔ）が乗算される。具体的には、信号生成器５４から出力された基準信号Ｓ２に対し、ＡＤＣ５３３でデジタル変換、第２遅延調整器５３７で位相の調整を行い、乗算器５３８に出力される。その後、第２信号は、第３バンドパスフィルター５３９に通された後、第２ＡＧＣ５４１を経て、和算器５４２に入力される。和算器５４２では、第１信号と第２信号の和に比例する出力信号が、復調部５５に出力される。
３．２．前処理部による前処理の原理
次に、前処理部５３における前処理の原理について説明する。まず、
Figure 2022038157000002
 としたとき、受光素子１０から出力される受光信号強度ＩＰＤは、理論的に次式で表される。
Figure 2022038157000003
なお、Ｅｍ、Ｅｄ、φｍ０、φｄ０、φ０、ｆｍ（ｔ）、ｆｄ（ｔ）、ｆ０、ａｍ、ａｄは、それぞれ以下のとおりである。
Figure 2022038157000004
また、式（４）中の<>は、時間平均を表している。
なお、ｆ０は、一例として３００ＴＨｚ程度であり、ｆｍ（ｔ）は、一例として１００ｋＨｚ～１００ＭＨｚ程度であり、ｆｄ（ｔ）は、一例として１ｋＨｚ～１０ＭＨｚ程度である。
上記式（４）の第１項は、直流成分を表しており、第２項は、交流成分を表している。この交流成分をＩＰＤ．ＡＣとすると、ＩＰＤ．ＡＣは次式のようになる。
Figure 2022038157000005
さらに、ＩＰＤ．ＡＣは、次のように変形できる。
Figure 2022038157000006
ここで、次式のようなν次ベッセル関数が知られている。
Figure 2022038157000007
上記式（８）を上記式（１１）および式（１２）のベッセル関数を使って級数展開すると、次のように変形できる。
Figure 2022038157000008
ただし、Ｊ０（Ｂ）、Ｊ１（Ｂ）、Ｊ２（Ｂ）、・・・は、それぞれベッセル係数である。
そして、展開後の各項における、振動周波数の次数と係数との関係を以下の表１に示す。
Figure 2022038157000009
以上のように展開すると、理論的には、特定の次数に対応する帯域をバンドパスフィルターによって抽出することが可能であるといえる。
そこで、前述した前処理部５３では、この理論に基づいて、以下のフローで受光信号に前処理を行っている。
まず、前述したＡＤＣ５３２から出力されたデジタル信号は、第１信号と第２信号の２つに分割される。第１信号は、第１バンドパスフィルター５３４に通される。第１バンドパスフィルター５３４は、中心角周波数がωｍに設定されている。これにより、第１バンドパスフィルター５３４を通過後の第１信号は、さらに第１遅延調整器５３６および第１ＡＧＣ５４０で位相および振幅を調整された結果、次式で表される。
Figure 2022038157000010
一方、第２信号は、第２バンドパスフィルター５３５に通される。第２バンドパスフィルター５３５の中心角周波数は、第１バンドパスフィルター５３４の中心角周波数とは異なる値に設定されている。ここでは、一例として、第２バンドパスフィルター５３５の中心角周波数が２ωｍに設定されている。これにより、第２バンドパスフィルター５３５通過後の第２信号は、次式で表される。
Figure 2022038157000011
第２バンドパスフィルター５３５通過後の第２信号には、乗算器５３８で基準信号ｃｏｓ（ωｍｔ）が乗算される。乗算後の第２信号は、次式で表される。
Figure 2022038157000012
乗算器５３８通過後の第２信号は、第３バンドパスフィルター５３９に通される。第３バンドパスフィルター５３９の中心角周波数は、第１バンドパスフィルター５３４の中心角周波数と同じ値に設定されている。ここでは、一例として、第３バンドパスフィルター５３９の中心角周波数がωｍに設定されている。これにより、第３バンドパスフィルター５３９通過後の第２信号は、次式で表される。
Figure 2022038157000013
第３バンドパスフィルター５３９通過後の第２信号は、第２ＡＧＣ５４１で第１信号と振幅が揃えられた結果、次式で表される。
Figure 2022038157000014
上記式（１４）で表される第１信号および上記式（１８）で表される第２信号は、和算器５４２で和算される。和算結果は、次式で表される。
Figure 2022038157000015
上記式（１９）のように、和算の結果、不要項が消え、必要項を取り出すことができる。この結果が復調部５５に出力される。なお、前処理部５３はＡＤＣを用いたデジタル処理にて説明したが、ＡＤＣのないアナログ回路構成であってもよい。
３．３．復調部の構成
復調部５５は、前処理部５３から出力された信号から被測定物１４に由来するサンプル信号を復調する復調処理を行う。復調処理としては、特に限定されないが、公知の直交検波法が挙げられる。直交検波法は、入力信号に対し、互いに直交する信号を外部から混合する操作を行うことにより、復調処理を施す方法である。
図１に示す復調部５５は、第１乗算器５５１と、第２乗算器５５２と、移相器５５３と、第１ローパスフィルター５５５と、第２ローパスフィルター５５６と、除算器５５７と、逆正接演算器５５８と、信号出力回路５５９と、を備えたデジタル回路である。
３．４．復調部による復調処理の原理
復調処理では、まず、前処理部５３から出力された信号を、２つに分割する。分割後の一方の信号に対し、第１乗算器５５１において、信号生成器５４から出力した基準信号Ｓ２である周波数信号ｃｏｓ（ωｍｔ）を乗算する。分割後の他方の信号に対しては、第２乗算器５５２において、信号生成器５４から出力した基準信号Ｓ２の位相を移相器５５３で－９０°シフトさせた周波数信号－ｓｉｎ（ωｍｔ）を乗算する。周波数信号ｃｏｓ（ωｍｔ）と周波数信号－ｓｉｎ（ωｍｔ）は、互いに位相が９０°ずれた信号である。
第１乗算器５５１を通された信号は、第１ローパスフィルター５５５を通され、その後、信号ｘとして除算器５５７に入力される。第２乗算器５５２を通された信号も、第２ローパスフィルター５５６を通され、その後、信号ｙとして除算器５５７に入力される。除算器５５７では、信号ｙを信号ｘで除する除算を行い、信号ｙ／ｘを逆正接演算器５５８に通して、信号ａｔａｎ（ｙ／ｘ）を求める。
その後、信号ａｔａｎ（ｙ／ｘ）を信号出力回路５５９に通すことにより、被測定物１４由来のサンプル信号として位相φｄが求められる。そして、位相φｄに基づいて、被測定物１４の変位情報を算出することができる。これにより、被測定物１４の変位を計測する変位計が実現される。また、変位情報から、速度情報を求めることができる。これにより、被測定物１４の速度を計測する速度計が実現される。
以上、復調部５５の回路構成について説明したが、上記のデジタル回路の回路構成は、一例であり、これに限定されない。また、復調部５５は、デジタル回路に限定されず、アナログ回路であってもよい。アナログ回路には、Ｆ／Ｖ(Frequency Voltage)コンバーター回路やΔΣカウンター回路が含まれていてもよい。
また、上述した復調部５５の回路構成は、被測定物１４由来のサンプル信号として周波数信号が求められるようになっていてもよい。周波数信号に基づいて、被測定物１４の速度情報を算出することができる。
４．信号生成器による駆動信号および基準信号の出力
信号生成器５４は、前述したように、光学系５０および復調回路５２の双方に信号を出力する。
具体的には、信号生成器５４から光変調器１２が備える振動素子３０に駆動信号Ｓ１を出力する。これにより、振動素子３０が発振する。一方、信号生成器５４は、復調回路５２が備える前処理部５３に基準信号Ｓ２を出力する。
本実施形態では、光変調器１２に振動素子３０を用いているため、前述したように、振動素子３０の駆動に必要な電力が小さくて済む。具体的には、基準信号Ｓ２の電圧をＶｒとし、駆動信号Ｓ１の電圧をＶｄとするとき、駆動信号Ｓ１の電圧Ｖｄが基準信号Ｓ２の電圧Ｖｒの１０倍未満であれば、増幅率の大きな増幅器が用いられることはなく、その分、レーザー干渉計１の小型化を図ることができる。
なお、電圧Ｖｄは、駆動信号Ｓ１が振動素子３０に入力される直前の電圧のことをいう。また、電圧Ｖｒも、基準信号Ｓ２が前処理部５３に入力される直前の電圧のことをいう。
また、増幅率が大きいとは、１０倍以上であることをいう。例えば、従来の光変調器である音響光学変調器（ＡＯＭ）や電気光学変調器（ＥＯＭ）の場合、駆動信号の電圧が１００Ｖ以上必要とされるため、基準信号との関係を考慮した場合、駆動信号を１０倍以上に増幅する増幅器が必要となる。
以上で説明したように、本実施形態に係るレーザー干渉計１は、光源部２と、光変調器１２と、受光素子１０と、復調回路５２と、信号生成器５４と、を備えている。光源部２は、出射光Ｌ１（第１レーザー光）を射出する。光変調器１２は、振動素子３０を備え、振動素子３０を用いて出射光Ｌ１を変調し、変調信号を含む参照光Ｌ２（第２レーザー光）を生成する。受光素子１０は、出射光Ｌ１が被測定物１４（対象物）で反射して生成された、被測定物１４に由来する信号を含む物体光Ｌ３（第３レーザー光）と、参照光Ｌ２と、の干渉光を受光し、受光信号を出力する。復調回路５２は、基準信号Ｓ２に基づいて、受光信号から被測定物１４に由来する信号を復調する。信号生成器５４は、復調回路５２に入力される基準信号Ｓ２を出力し、かつ、光変調器１２に入力される駆動信号Ｓ１を出力する。
そして、基準信号Ｓ２の電圧Ｖｒおよび駆動信号Ｓ１の電圧Ｖｄが、Ｖｄ／Ｖｒ＜１０を満たす。
このような構成によれば、光変調器１２に入力する駆動信号Ｓ１を大きな増幅率で増幅する増幅器（アンプ）等を用いる必要がないため、レーザー干渉計１の小型化を図ることができる。
また、増幅に伴って変調信号に位相ずれ等が発生するのを防止することができるため、被測定物１４由来の情報の復調精度が低下するのを抑制することができる。
ここで、従来のレーザー干渉計の構成と、本実施形態に係るレーザー干渉計１の構成と、を比較する。
図１０は、従来のレーザー干渉計の構成を簡略化して示す図である。図１１は、図１のレーザー干渉計１の構成を簡略化して示す図である。
図１０に示す従来のレーザー干渉計９０は、音響光学変調器（ＡＯＭ）、電気光学変調器（ＥＯＭ）等の光変調器９１と、受光素子９２と、復調回路９３と、発振回路９４と、水晶振動子９５と、増幅器９６と、を備えている。発振回路９４は、水晶振動子９５を発振させることにより、駆動信号Ｓ１を発生させる。そして、増幅器９６で増幅した駆動信号Ｓ１を光変調器９１に入力し、光変調器９１を動作させる。また、発振回路９４は、復調回路９３におけるサンプル信号の復調に必要な基準信号Ｓ２を出力する。
従来のレーザー干渉計９０では、発振回路９４と光変調器９１との間に大きな増幅率を持つ増幅器９６が必要であった。
これに対し、図１１に示すレーザー干渉計１では、光変調器１２に振動素子３０を用いているため、大きな電力を必要としない。このため、小さな増幅率の増幅器９６であれば足りる。よって、また、図１１に示すように、増幅が不要な場合は、増幅器９６を省略することもできる。
よって、本実施形態では、復調精度を維持したまま小型化が図られたレーザー干渉計１を実現することができる。
また、基準信号Ｓ２の電圧Ｖｒおよび駆動信号Ｓ１の電圧Ｖｄは、Ｖｄ／Ｖｒ＜２を満たすことが好ましい。駆動信号Ｓ１の電圧Ｖｄが基準信号Ｓ２の電圧Ｖｒの２倍未満である場合、駆動信号Ｓ１を増幅する増幅器を用いる必要はない。このため、レーザー干渉計１のさらなる小型化を図ることができる。
５．位相の振幅
前述した前処理部５３による前処理の原理からもわかるように、前処理を安定して行うためには、受光信号の交流成分のうち、前述した表１に示す１・ωｍの信号成分と２・ωｍの信号成分の双方が必要となる。
図１２は、受光信号の波形の一例を示すグラフである。受光信号は、前述したように、直流成分と交流成分とに分けられる。図１２では、レーザー干渉計１の光路位相差φ０が取り得る様々な状態を再現するため、φ０に緩やかな周期変動を与えている。したがって、図１２において、直流成分ｃｏｓ（φ０）は、長い波の周期に対応し、交流成分ｃｏｓ（ψｍ－ψｄ＋φ０）は、短い波の周期に対応している。ψｍは、光変調器１２による変調信号の位相であって、ψｍ＝Ｂｓｉｎ（ωｍｔ）で表される。ψｄは、被測定物１４由来のサンプル信号の位相である。なお、図１２では、ψｄ＝０としている。また、一例として、Ｂ＝０．２７としている。
長い波の周期および短い波の周期は、計測条件に応じて様々に変化することになる。そこで、いかなる動きをする被測定物１４であっても、安定した計測を行うためには、受光信号を表す線が、図１２の「最適ゾーン」と記載した２つの領域に入っていることが求められる。最適ゾーンとは、受光信号の交流成分に、前述した１・ωｍの信号成分と２・ωｍの信号成分の双方が現れる領域のことをいう。つまり、最適ゾーンから外れている場合、図１２に示すように、１・ωｍの信号成分が消失したり、２・ωｍの信号成分が消失したりすることになる。
したがって、前述した「最適ゾーン」に入るためには、交流成分のうち、ψｍ＋φ０の振幅がπ／３より大きければよいことになる。また、π／２より大きいことが好ましい。
これを踏まえると、変調信号の位相ψｍの変化振幅をΔψｍとし、サンプル信号の位相ψｄの変化振幅をΔψｄとしたとき、Δψｍ＋Δψｄ＞π／３が少なくとも成り立っていればよい。そして、Δψｍがπ／３に向かってできるだけ大きい方が好ましい。これにより、安定した計測が可能になる。
なお、前述したψｍ＝Ｂｓｉｎ（ωｍｔ）の式から、変調信号の位相ψｍの変化振幅ΔψｍはＢという値になる。したがって、振動素子３０の選定にあたっては、Ｂ値がπ／３に向かってできるだけ大きいことが好ましい。一例として、Ｂ値は、０．５超であるのが好ましく、π／３超であるのがより好ましい。これにより、被測定物１４の変位がより微小であっても、安定して計測することができる。
また、Ｂ値は、振動素子３０の変位振幅Ｌ０に換算することができる。例えば、出射光Ｌ１の波長が６３２ｎｍである場合、Ｂ＞π／３を満たすためには、Ｌ０＞６９．５ｎｍであればよいことになる。また、出射光Ｌ１の波長が８５０ｎｍである場合、Ｂ＞π／３を満たすためには、Ｌ０＞９３．４ｎｍであればよいことになる。したがって、振動素子３０の選定にあたっては、変位振幅Ｌ０を目安に選定してもよい。
なお、これらの数値は、以下のようにして求められる。
前記式（１０）より、Ｂ＝ｆｍｄｍａｘ／ｆｍである。また、ｆｍｄｍａｘ＝（４π・ｆｍ・Ｌ０・ｓｉｎθ）／λである。なお、λは、出射光Ｌ１の波長であり、θは、図８に示す傾斜角度である。
これにより、（４πＬ０ｓｉｎθ）／λ＞π／３が成り立つ。その結果、Ｌ０＞λ／（１２ｓｉｎθ）となる。したがって、例えば、θ＝４９．３°とすると、上述したλ＝６３２ｎｍの場合、Ｌ０＞６９．５ｎｍ［＝６３２／｛１２×ｓｉｎ（４９．３）｝］となる。また、λ＝８５０ｎｍの場合、Ｌ０＞９３．４ｎｍ［＝８５０／｛１２×ｓｉｎ（４９．３）｝］となる。
６．ＡＤＣ部のサンプリングビット数
図１３は、復調回路５２で被測定物１４由来のサンプル信号を復調して変位を計測したとき、振動素子のＢ値と、計測変位の標準偏差および決定係数（Ｒ２値）と、の関係を示すグラフである。なお、図１３では、図１に示すＡＤＣ５３２のサンプリングビット数を４、８、１１、１２、１６ビットの５段階に変えつつ、計測した結果を図示している。
被測定物１４には、一例として、振動周波数１０ｋＨｚで振動している試料を使用している。振動素子のＢ値は、０．２６５～２．０００で振っている。また、レーザー光には、ＶＣＳＥＬから射出させた波長８５０ｎｍのレーザー光を使用している。
図１３に示すように、一般的なＡＤＣのサンプリングビット数である８ビットの場合でも、Ｂ値にかかわらず目標精度を達成できている。
なお、この目標精度とは、以下のとおりである。
・サンプリングビット数が８ビット以上の場合、Ｂ値にかかわらず標準偏差が１ｎｍ以下であること
・サンプリングビット数が４ビットの場合、Ｂ値が１．０超である場合の標準偏差が１ｎｍ以下であること
・ビット数にかかわらず、Ｂ値が０．５超で、決定係数が９９．９％以上であること
なお、８ビット時の標準偏差の推移をみると、Ｂ≧０．５であれば、十分に余裕をもって目標精度を達成していることが認められる。したがって、８ビット以上の場合、Ｂ≧０．５であれば、計測時のロバスト性を十分に高めることができる。また、復調精度の観点からも、Ｂ値は大きいほど有利であることが認められる。
なお、図１３の上図では、４ビットのデータ以外、１．０００付近で重なっていて区別することができない。また、図１３の下図では、１２ビットのデータと１６ビットのデータが、０付近でほぼ重なっていて区別することができない。
７．信号生成器による信号生成条件
図１４は、振動素子を信号生成器５４で励振するとき、駆動信号の電圧値とＢ値との関係を示すグラフである。なお、図１４では、同じ振動素子を駆動する駆動信号が正弦波信号である場合と駆動信号が矩形波信号である場合とに分けて図示している。また、図１４の縦軸には、Ｂ値と併せて、振動素子の変位振幅を示す目盛りも示している。駆動信号の生成には、ファンクションジェネレーターを使用している。
ファンクションジェネレーターにより、振動素子に正弦波の駆動信号を印加した場合には、電圧値を高めると、Ｂ値が高くなる。正弦波の場合、電圧値を３Ｖ以上にすることで、Ｂ値をπ／３より大きくすることができる。
振動素子に矩形波の駆動信号を印加する場合については、さらに、ＤＣオフセットをゼロにした場合と、電圧下限値がゼロとなるようにＤＣオフセットを設定した場合と、に分けて、データを取得している。
ＤＣオフセットをゼロに設定した駆動信号を印加した場合には、ＤＣオフセットを設定した場合に比べて、同じ電圧値でも大きいＢ値が得られている。具体的には、電圧値が３Ｖ以上であれば、Ｂ値がπ／３より大きくなる。
ＤＣオフセットの違いによるＢ値への影響は、次のような原理で説明することができる。
図１５は、振動素子を信号生成器で励振するとき、Ｂ値と、駆動信号のＤＣオフセット値と、の関係を説明するための概念図である。
ＤＣオフセットが設定されている場合、いずれか一方の面は常にグランド電位になる。このため、ＤＣオフセットが設定されていない場合に比べて、位相ψｍの変化振幅は小さくなり、Ｂ値が相対的に小さくなると考えられる。
ＤＣオフセットが設定されていない場合、つまり、ＤＣオフセット値がゼロである場合には、電圧ゼロを挟んで電圧値が振れることになる。この場合、水晶振動子チップの両面のうち、いずれか一方の面がグランド電位であり、他方の面には正または負の電位が付与される。このため、水晶振動子チップは、厚みすべり振動に近い動きをすることになる。このため、ＤＣオフセットが設定されている場合に比べて、位相ψｍの変化振幅が大きくなり、Ｂ値が相対的に大きくなると考えられる。
なお、ファンクションジェネレーターではなく発振回路を用いた場合には、水晶振動子チップの両面に、同時に、極性が交互に替わる電位を与えることができる。この場合、水晶振動子チップは厚みすべり振動をするため、特に大きなＢ値が得られると考えられる。
以上のように、駆動信号Ｓ１は、ＤＣオフセット（ＤＣ成分）がゼロであることが好ましい。このような駆動信号で振動素子３０を駆動することにより、Ｂ値を大きくすることができる。その結果、変調信号のＳ／Ｎ比（Signal Noise ratio）を高めることができる。これにより、ロバスト性を高められるため、例えば、レーザー干渉計１の設置アライメントが揺らぐことに伴う計測精度の低下を抑制することができる。
図１６は、水晶振動子の共振周波数をｆＱとし、駆動信号の周波数をｆｏｓｃとし、水晶振動子をファンクションジェネレーターで励振するとき、駆動信号の周波数ｆｏｓｃとＢ値との関係を示すグラフである。
図１６では、ファンクションジェネレーターによる駆動信号の周波数ｆｏｓｃを２００Ｈｚ単位で振ったとき、受光信号から見積もられたＢ値がどのように変化しているかを示している。なお、ファンクションジェネレーターによる駆動信号は、３Ｖの矩形波とし、ＤＣオフセット値はゼロとしている。また、図１６には、ｆｏｓｃとｆＱとの差の絶対値を、併せて図示している。
図１６から明らかなように、ｆｏｓｃを振ったとき、ｆｏｓｃ＝ｆＱのとき、Ｂ値が極大となる。そして、ｆｏｓｃがｆＱから離れるほど、Ｂ値が小さくなっている。したがって、ｆｏｓｃは、ｆＱを含んでｆＱに近い範囲であれば、大きいＢ値が維持され、高い復調精度を達成することができる。
具体的には、Δｆ＝｜ｆＱ－ｆｏｓｃ｜≦３０００Ｈｚを満たすとき、ＡＤＣのサンプリングビット数が１１ビット以上である場合に１ｎｍの変位計測精度を達成し得る、Ｂ≧０．２６５を満たす。
また、Δｆ＝｜ｆＱ－ｆｏｓｃ｜≦６００Ｈｚを満たすとき、ＡＤＣのサンプリングビット数が８ビット以上である場合に１ｎｍの変位計測精度を達成し得る、Ｂ≧０．５を満たす。８ビットのサンプリングビット数は、ＡＤＣとして一般的である。このため、Δｆが前記範囲内であれば、変調信号のＳ／Ｎ比を高めつつ、レーザー干渉計１の低コスト化に寄与する。
さらに、Δｆ＝｜ｆＱ－ｆｏｓｃ｜≦２００Ｈｚを満たすとき、ＡＤＣのサンプリングビット数が８ビット以上である場合に１ｎｍの変位計測精度をより安定して達成し得る、Ｂ＞π／３を満たす。８ビットのサンプリングビット数は、ＡＤＣとして一般的である。このため、Δｆが前記範囲内であれば、変調信号のＳ／Ｎ比を高めつつ、レーザー干渉計１の低コスト化に寄与する。また、ロバスト性を高められるため、高精度の計測を安定して行い得るレーザー干渉計１を実現することができる。
以上のように、水晶振動子の共振周波数をｆＱとし、駆動信号の周波数をｆｏｓｃとするとき、少なくともΔｆ＝｜ｆＱ－ｆｏｓｃ｜≦３０００Ｈｚを満たすことが好ましい。
これにより、位相ψｍの変化振幅であるＢ値を比較的大きくすることができる。このため、復調回路における復調精度を高めることができる。
以上、本発明のレーザー干渉計を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明のレーザー干渉計は、前記実施形態に限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置換することができる。また、前記実施形態に係るレーザー干渉計には、他の任意の構成物が付加されていてもよい。
１…レーザー干渉計、２…光源部、４…偏光ビームスプリッター、６…１／４波長板、８…１／４波長板、９…検光子、１０…受光素子、１２…光変調器、１４…被測定物、１６…セット部、１８…光路、２０…光路、２２…光路、２４…光路、３０…振動素子、３１…基板、３２…溝、３３…パッド、３４…回折格子、３５…パッド、３６…振動方向、３７…ミラー、５０…光学系、５１…センサーヘッド部、５２…復調回路、５３…前処理部、５４…信号生成器、５５…復調部、３１１…表面、３１２…裏面、５３１…電流電圧変換器、５３２…ＡＤＣ、５３３…ＡＤＣ、５３４…第１バンドパスフィルター、５３５…第２バンドパスフィルター、５３６…第１遅延調整器、５３７…第２遅延調整器、５３８…乗算器、５３９…第３バンドパスフィルター、５４０…第１ＡＧＣ、５４１…第２ＡＧＣ、５４２…和算器、５５１…第１乗算器、５５２…第２乗算器、５５３…移相器、５５５…第１ローパスフィルター、５５６…第２ローパスフィルター、５５７…除算器、５５８…逆正接演算器、５５９…信号出力回路、Ｌ１…出射光、Ｌ２…参照光、Ｌ３…物体光、Ｎ…法線、Ｐ…ピッチ、Ｓ１…駆動信号、Ｓ２…基準信号、β…入射角、θ…傾斜角度、θＢ…ブレーズ角

Claims (7)

  1. 第１レーザー光を射出する光源部と、
    振動素子を備え、前記振動素子を用いて前記第１レーザー光を変調し、変調信号を含む第２レーザー光を生成する光変調器と、
    前記第１レーザー光が対象物で反射して生成されたサンプル信号を含む第３レーザー光と、前記第２レーザー光と、の干渉光を受光し、受光信号を出力する受光素子と、
    基準信号に基づいて、前記受光信号から前記サンプル信号を復調する復調回路と、
    前記復調回路に入力される前記基準信号を出力し、かつ、前記光変調器に入力される駆動信号を出力する信号生成器と、
    を備え、
    前記基準信号の電圧をＶｒとし、前記駆動信号の電圧をＶｄとするとき、Ｖｄ／Ｖｒ＜１０を満たすことを特徴とするレーザー干渉計。
  2. Ｖｄ／Ｖｒ＜２を満たす請求項１に記載のレーザー干渉計。
  3. 前記振動素子は、水晶振動子を有する請求項１または２に記載のレーザー干渉計。
  4. 前記水晶振動子の共振周波数をｆＱとし、前記駆動信号の周波数をｆｏｓｃとするとき、｜ｆＱ－ｆｏｓｃ｜≦３０００［Ｈｚ］を満たす請求項３に記載のレーザー干渉計。
  5. 前記駆動信号は、ＤＣ成分がゼロである請求項３または４に記載のレーザー干渉計。
  6. 前記光源部は、半導体レーザー素子を含む請求項１ないし５のいずれか１項に記載のレーザー干渉計。
  7. 前記復調回路は、前記サンプル信号として、位相信号または周波数信号を復調する請求項１ないし６のいずれか１項に記載のレーザー干渉計。
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