JP2022015741A - Transformer-coupled amplifier circuit - Google Patents

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Abstract

To provide an amplifier circuit that performs current feedback and voltage feedback using a transformer that obtains a low noise floor, a high intercept point, and a wide frequency band characteristic.SOLUTION: A transformer-coupled amplifier circuit 2 includes a bipolar transistor 25 with a grounded emitter, and a first winding 22, a second winding 23, and a third winding 24 that are connected in series from an input terminal 21 to an output terminal 26 and are magnetically coupled to each other. The base terminal of the bipolar transistor 25 is connected to a node 27 between the first winding 22 and the second winding 23, and the collector terminal of the bipolar transistor 25 is connected to a node 28 between the second winding 23 and the third winding 24.SELECTED DRAWING: Figure 2

Description

本開示は、トランスを用いて電流帰還及び電圧帰還を行う増幅回路に関する。 The present disclosure relates to an amplifier circuit that performs current feedback and voltage feedback using a transformer.

トランスを用いて電流帰還及び電圧帰還を行う増幅回路は、図１を用いてすぐ後に後述するように、低いノイズフロア及び広い周波数帯域特性を有する。 An amplifier circuit that performs current feedback and voltage feedback using a transformer has a low noise floor and a wide frequency band characteristic, as will be described immediately after using FIG. 1.

従来のトランス結合型増幅回路１を図１に示す。バイポーラトランジスタ１３は、ベース端子を接地される。第１巻線１２と、第２巻線１４及び第３巻線１５とは、互いに逆相で磁界結合される。第２巻線１４及び第３巻線１５は、互いに同極で直列接続される。第１巻線１２は、入力端子１１とバイポーラトランジスタ１３のエミッタ端子との間に接続される。第２巻線１４は、バイポーラトランジスタ１３のコレクタ端子と出力端子１６の直前の結節点１７との間に接続される。第３巻線１５は、接地又は電源と出力端子１６の直前の結節点１７との間に接続される。 FIG. 1 shows a conventional transformer-coupled amplifier circuit 1. The bipolar transistor 13 is grounded at the base terminal. The first winding 12, the second winding 14, and the third winding 15 are magnetically coupled to each other in opposite phases. The second winding 14 and the third winding 15 are connected in series with the same poles. The first winding 12 is connected between the input terminal 11 and the emitter terminal of the bipolar transistor 13. The second winding 14 is connected between the collector terminal of the bipolar transistor 13 and the node 17 immediately before the output terminal 16. The third winding 15 is connected between the ground or the power supply and the node 17 immediately before the output terminal 16.

トランス結合型増幅回路１の利得を、磁界結合の結合係数ｋ＝１において４倍（１２ｄＢ）にするため、第１巻線１２及び第３巻線１５の巻線比は、１：４であり、入力端子１１の電圧は、１ｅであり、出力端子１６の電圧は、４ｅである。トランス結合型増幅回路１の入出力インピーダンスＲＩＮ、ＲＯＵＴを等しくするためには、入力端子１１から流入する電流が、１ｉであるならば、出力端子１６へと流出する電流は、４ｉであればよい。 In order to make the gain of the transformer-coupled amplifier circuit 1 four times (12 dB) at the coupling coefficient k = 1 of the magnetic field coupling, the winding ratio of the first winding 12 and the third winding 15 is 1: 4. The voltage of the input terminal 11 is 1e, and the voltage of the output terminal 16 is 4e. In order to make the input / output impedances R IN and R OUT of the transformer-coupled amplifier circuit 1 equal, if the current flowing in from the input terminal 11 is 1i, the current flowing out to the output terminal 16 should be 4i. Just do it.

第１巻線１２を流れる電流は、入力端子１１からバイポーラトランジスタ１３のエミッタ端子へと、１ｉである。第２巻線１４を流れる電流は、バイポーラトランジスタ１３の性質上、バイポーラトランジスタ１３のコレクタ端子から結節点１７へと、１ｉである。第３巻線１５を流れる電流は、接地又は電源から結節点１７へと、４ｉ－１ｉ＝３ｉである。第１巻線１２、第２巻線１４及び第３巻線１５の巻線比を、１：ｎ：４とすると、トランスの性質上、１ｉ×１＋１ｉ×ｎ＝３ｉ×４であるため、第１巻線１２、第２巻線１４及び第３巻線１５の巻線比は、１：１１：４である。バイポーラトランジスタ１３のコレクタ端子の電圧は、（１１＋４）ｅ＝１５ｅである。 The current flowing through the first winding 12 is 1i from the input terminal 11 to the emitter terminal of the bipolar transistor 13. Due to the nature of the bipolar transistor 13, the current flowing through the second winding 14 is 1i from the collector terminal of the bipolar transistor 13 to the node 17. The current flowing through the third winding 15 is 4i-1i = 3i from the ground or power source to the node 17. Assuming that the winding ratios of the first winding 12, the second winding 14, and the third winding 15 are 1: n: 4, 1i × 1 + 1i × n = 3i × 4 due to the nature of the transformer. The winding ratio of the 1st winding 12, the 2nd winding 14 and the 3rd winding 15 is 1:11: 4. The voltage of the collector terminal of the bipolar transistor 13 is (11 + 4) e = 15e.

トランス結合型増幅回路１の利得を、磁界結合の結合係数ｋ＝１において、４倍（１２ｄＢ）から５倍（１４ｄＢ）へと変更するためには、第１巻線１２、第２巻線１４及び第３巻線１５の巻線比は、１：１１：４から１：１９：５へと変更すればよく、バイポーラトランジスタ１３のコレクタ端子の電圧は、１５ｅから２４ｅへと変更すればよい。 In order to change the gain of the transformer-coupled amplifier circuit 1 from 4 times (12 dB) to 5 times (14 dB) at the coupling coefficient k = 1 of the magnetic field coupling, the first winding 12 and the second winding 14 are used. The winding ratio of the third winding 15 may be changed from 1:11: 4 to 1:19: 5, and the voltage of the collector terminal of the bipolar transistor 13 may be changed from 15e to 24e.

このように、トランス結合型増幅回路１は、第１巻線１２、第２巻線１４及び第３巻線１５が巻回される単一のトランスを用いて、電流帰還及び電圧帰還を行うことにより、負帰還量を高くすることができる。そして、バイポーラトランジスタ１３以外に、熱雑音源がない。よって、低いノイズフロア及び広い周波数帯域特性を得ることができる。 As described above, the transformer-coupled amplifier circuit 1 performs current feedback and voltage feedback using a single transformer in which the first winding 12, the second winding 14, and the third winding 15 are wound. Therefore, the amount of negative feedback can be increased. And there is no thermal noise source other than the bipolar transistor 13. Therefore, a low noise floor and a wide frequency band characteristic can be obtained.

しかし、トランス結合型増幅回路１の入出力インピーダンスＲＩＮ、ＲＯＵＴを等しく５０Ωとすると、ｅ／ｉ＝５０Ωであり、バイポーラトランジスタ１３から見た負荷インピーダンスＲＴＲは、トランス結合型増幅回路１の利得が４倍の場合、５０×１５／１＝７５０Ωであり大きく、トランス結合型増幅回路１の利得が５倍の場合、５０×２４／１＝１２００Ωでありさらに大きい。よって、トランス結合型増幅回路１の電源電圧を高くしなければ、トランス結合型増幅回路１のインターセプトポイントを高くすることができない。 However, if the input / output impedances R IN and R OUT of the transformer-coupled amplifier circuit 1 are equal to 50 Ω, e / i = 50 Ω, and the load impedance R TR seen from the bipolar transistor 13 is that of the transformer-coupled amplifier circuit 1. When the gain is 4 times, it is 50 × 15/1 = 750Ω, which is large, and when the gain of the transformer-coupled amplifier circuit 1 is 5 times, it is 50 × 24/1 = 1200Ω, which is even larger. Therefore, the intercept point of the transformer-coupled amplifier circuit 1 cannot be increased unless the power supply voltage of the transformer-coupled amplifier circuit 1 is increased.

そこで、前記課題を解決するために、本開示は、トランスを用いて電流帰還及び電圧帰還を行う増幅回路において、低いノイズフロア、高いインターセプトポイント及び広い周波数帯域特性を得ることを目的とする。 Therefore, in order to solve the above problems, it is an object of the present disclosure to obtain a low noise floor, a high intercept point, and a wide frequency band characteristic in an amplifier circuit that performs current feedback and voltage feedback using a transformer.

前記課題を解決するために、図２に記載の増幅回路を適用する。なお、バイポーラトランジスタは、図２に図示しているが、電界効果トランジスタは、図２に図示していない。 In order to solve the above problems, the amplifier circuit shown in FIG. 2 is applied. The bipolar transistor is shown in FIG. 2, but the field effect transistor is not shown in FIG.

具体的には、本開示は、エミッタ接地のバイポーラトランジスタ又はソース接地の電界効果トランジスタと、本トランス結合型増幅回路の入力端子から出力端子への順序で互いに直列接続されるとともに、互いに磁界結合される第１巻線、第２巻線及び第３巻線と、を備え、前記バイポーラトランジスタのベース端子又は前記電界効果トランジスタのゲート端子は、前記第１巻線と前記第２巻線との間の結節点に接続され、前記バイポーラトランジスタのコレクタ端子又は前記電界効果トランジスタのドレイン端子は、前記第２巻線と前記第３巻線との間の結節点に接続されることを特徴とするトランス結合型増幅回路である。 Specifically, in the present disclosure, a bipolar transistor grounded at the emitter or a field effect transistor grounded at the source is connected in series to each other in the order from the input terminal to the output terminal of the transformer-coupled amplifier circuit, and is magnetically coupled to each other. The first winding, the second winding, and the third winding are provided, and the base terminal of the bipolar transistor or the gate terminal of the field effect transistor is located between the first winding and the second winding. The transformer is connected to the nodal point of the bipolar transistor, and the collector terminal of the bipolar transistor or the drain terminal of the field effect transistor is connected to the nodal point between the second winding and the third winding. It is a coupled amplifier circuit.

この構成によれば、トランスを用いて電流帰還及び電圧帰還を行う増幅回路において、低いノイズフロア、高いインターセプトポイント及び広い周波数帯域特性を得ることができる（具体的には、以下の記載を参照。）。 According to this configuration, it is possible to obtain a low noise floor, a high intercept point, and a wide frequency band characteristic in an amplifier circuit that performs current feedback and voltage feedback using a transformer (specifically, refer to the following description. ).

また、本開示は、前記第１巻線、前記第２巻線及び前記第３巻線は、互いに同極で直列接続され、前記第１巻線、前記第２巻線及び前記第３巻線の巻線比は、１：ｎ－１：１であり、本トランス結合型増幅回路の利得は、磁界結合の結合係数ｋ＝１においてｎ倍であることを特徴とするトランス結合型増幅回路である。 Further, in the present disclosure, the first winding, the second winding and the third winding are connected in series at the same pole to each other, and the first winding, the second winding and the third winding are connected in series. The winding ratio of is 1: n-1: 1, and the gain of this transformer-coupled amplification circuit is n times at the coupling coefficient k = 1 of the magnetic field coupling. be.

また、本開示は、前記バイポーラトランジスタ又は前記電界効果トランジスタから見た負荷インピーダンスは、本トランス結合型増幅回路の入出力インピーダンスより小さいことを特徴とするトランス結合型増幅回路である。 Further, the present disclosure is a trans-coupled amplifier circuit characterized in that the load impedance seen from the bipolar transistor or the field-effect transistor is smaller than the input / output impedance of the transformer-coupled amplifier circuit.

この構成によれば、バイポーラトランジスタ（図２に図示）又は電界効果トランジスタ（図２に不図示）から見た負荷インピーダンスは、増幅回路の入出力インピーダンスより小さい。よって、増幅回路の電源電圧を高くしなくても、増幅回路のインターセプトポイントを高くすることができる。 According to this configuration, the load impedance seen from the bipolar transistor (shown in FIG. 2) or the field effect transistor (not shown in FIG. 2) is smaller than the input / output impedance of the amplifier circuit. Therefore, the intercept point of the amplifier circuit can be increased without increasing the power supply voltage of the amplifier circuit.

また、本開示は、前記第１巻線、前記第２巻線及び前記第３巻線は、単一のコアに巻回されることを特徴とするトランス結合型増幅回路である。 Further, the present disclosure is a transformer-coupled amplifier circuit characterized in that the first winding, the second winding and the third winding are wound around a single core.

この構成によれば、増幅回路は、２個のトランスを必要としないで、単一のトランスのみを必要とするため、このトランスが、理想トランスでなくても、特定の周波数で不要な発振を起こしにくい。よって、増幅回路は、設計及び製造を容易にすることができる。 According to this configuration, the amplifier circuit does not need two transformers, but only a single transformer, so even if this transformer is not an ideal transformer, it causes unnecessary oscillation at a specific frequency. Hard to wake up. Therefore, the amplifier circuit can be easily designed and manufactured.

このように、本開示は、トランスを用いて電流帰還及び電圧帰還を行う増幅回路において、低いノイズフロア、高いインターセプトポイント及び広い周波数帯域特性を得ることができる。 As described above, the present disclosure can obtain a low noise floor, a high intercept point, and a wide frequency band characteristic in an amplifier circuit that performs current feedback and voltage feedback using a transformer.

従来のトランス結合型増幅回路を示す図である。It is a figure which shows the conventional transformer coupling type amplifier circuit. 本開示のトランス結合型増幅回路を示す図である。It is a figure which shows the transformer coupling type amplifier circuit of this disclosure. 本開示の各巻線の巻回方法を示す図である。It is a figure which shows the winding method of each winding of this disclosure.

添付の図面を参照して本開示の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本開示の実施の例であり、本開示は以下の実施形態に制限されるものではない。 Embodiments of the present disclosure will be described with reference to the accompanying drawings. The embodiments described below are examples of the embodiments of the present disclosure, and the present disclosure is not limited to the following embodiments.

本開示のトランス結合型増幅回路２を図２に示す。バイポーラトランジスタ２５（又は電界効果トランジスタ）は、エミッタ端子（又はソース端子）を接地される。第１巻線２２、第２巻線２３及び第３巻線２４は、入力端子２１から出力端子２６への順序で、互いに同極で直列接続されるとともに、互いに磁界結合される。バイポーラトランジスタ２５（又は電界効果トランジスタ）のベース端子（又はゲート端子）は、第１巻線２２と第２巻線２３との間の結節点２７に接続される。バイポーラトランジスタ２５（又は電界効果トランジスタ）のコレクタ端子（又はドレイン端子）は、第２巻線２３と第３巻線２４との間の結節点２８に接続される。図２では、バイポーラトランジスタ２５を備える増幅回路について説明するが、電界効果トランジスタを含む増幅回路についても同様である。 The transformer-coupled amplifier circuit 2 of the present disclosure is shown in FIG. The bipolar transistor 25 (or field effect transistor) is grounded at the emitter terminal (or source terminal). The first winding 22, the second winding 23, and the third winding 24 are connected in series at the same pole to each other in the order from the input terminal 21 to the output terminal 26, and are magnetically coupled to each other. The base terminal (or gate terminal) of the bipolar transistor 25 (or field effect transistor) is connected to the node 27 between the first winding 22 and the second winding 23. The collector terminal (or drain terminal) of the bipolar transistor 25 (or field effect transistor) is connected to the node 28 between the second winding 23 and the third winding 24. FIG. 2 describes an amplifier circuit including the bipolar transistor 25, but the same applies to the amplifier circuit including the field effect transistor.

図２の上段では、トランス結合型増幅回路２の利得を、磁界結合の結合係数ｋ＝１において４倍（１２ｄＢ）に設計するため、第１巻線２２及び（第２巻線２３＋第３巻線２４）の巻線比は、１：４であり、入力端子２１の電圧は、１ｅであり、出力端子２６の電圧は、－４ｅである。第１巻線２２、第２巻線２３及び第３巻線２４の巻線比は、１：３：１であり、結節点２７の電圧は、０ｅであり、結節点２８の電圧は、－３ｅである。 In the upper part of FIG. 2, in order to design the gain of the transformer-coupled amplification circuit 2 to be four times (12 dB) at the coupling coefficient k = 1 of the magnetic field coupling, the first winding 22 and (second winding 23 + third volume) are designed. The winding ratio of the wire 24) is 1: 4, the voltage of the input terminal 21 is 1e, and the voltage of the output terminal 26 is -4e. The winding ratio of the first winding 22, the second winding 23 and the third winding 24 is 1: 3: 1, the voltage of the node 27 is 0e, and the voltage of the node 28 is −. It is 3e.

（第１巻線２２＋第２巻線２３）及び第３巻線２４の巻線比は、４：１であり、第１巻線２２及び第２巻線２３を流れる電流は、バイポーラトランジスタ２５の性質上、入力端子２１から結節点２８へと、１ｉであり、第３巻線２４を流れる電流は、出力端子２６から結節点２８へと、４ｉである。入力端子２１の電圧及び電流は、１ｅ及び１ｉであり、出力端子２６の電圧及び電流は、－４ｅ及び４ｉであり、トランス結合型増幅回路２の入出力インピーダンスＲＩＮ、ＲＯＵＴは、等しくｅ／ｉであり、例えば特性インピーダンス５０Ωに設計することができる。 The winding ratio of (first winding 22 + second winding 23) and third winding 24 is 4: 1, and the current flowing through the first winding 22 and the second winding 23 is the bipolar transistor 25. By nature, it is 1i from the input terminal 21 to the node 28, and the current flowing through the third winding 24 is 4i from the output terminal 26 to the node 28. The voltage and current of the input terminal 21 are 1e and 1i, the voltage and current of the output terminal 26 are -4e and 4i, and the input / output impedances R IN and R OUT of the transformer-coupled amplifier circuit 2 are equally e. It is / i, and can be designed to have a characteristic impedance of 50Ω, for example.

バイポーラトランジスタ２５のコレクタ端子とエミッタ端子との間の電圧降下は、３ｅである。バイポーラトランジスタ２５のコレクタ端子とエミッタ端子との間を流れる電流は、バイポーラトランジスタ２５の性質上、１ｉ＋４ｉ＝５ｉである。バイポーラトランジスタ２５から見た負荷インピーダンスＲＴＲは、５０×３／５＝３０Ωであり、トランス結合型増幅回路２の入出力インピーダンスＲＩＮ、ＲＯＵＴより小さく、図１の場合より小さくすることができる。 The voltage drop between the collector terminal and the emitter terminal of the bipolar transistor 25 is 3e. The current flowing between the collector terminal and the emitter terminal of the bipolar transistor 25 is 1i + 4i = 5i due to the nature of the bipolar transistor 25. The load impedance R TR seen from the bipolar transistor 25 is 50 × 3/5 = 30Ω, which is smaller than the input / output impedances R IN and R OUT of the transformer-coupled amplifier circuit 2, and can be made smaller than in the case of FIG. ..

図２の下段では、トランス結合型増幅回路２の利得を、磁界結合の結合係数ｋ＝１においてｎ倍に変更するため、第１巻線２２及び（第２巻線２３＋第３巻線２４）の巻線比は、１：ｎであり、入力端子２１の電圧は、１ｅであり、出力端子２６の電圧は、－ｎｅである。第１巻線２２、第２巻線２３及び第３巻線２４の巻線比は、１：ｎ－１：１であり、結節点２７の電圧は、０ｅであり、結節点２８の電圧は、－（ｎ－１）ｅである。 In the lower part of FIG. 2, in order to change the gain of the transformer coupling type amplification circuit 2 to n times at the coupling coefficient k = 1 of the magnetic field coupling, the first winding 22 and (second winding 23 + third winding 24). The winding ratio of is 1: n, the voltage of the input terminal 21 is 1e, and the voltage of the output terminal 26 is −ne. The winding ratio of the first winding 22, the second winding 23 and the third winding 24 is 1: n-1: 1, the voltage of the node 27 is 0e, and the voltage of the node 28 is. ,-(N-1) e.

（第１巻線２２＋第２巻線２３）及び第３巻線２４の巻線比は、ｎ：１であり、第１巻線２２及び第２巻線２３を流れる電流は、バイポーラトランジスタ２５の性質上、入力端子２１から結節点２８へと、１ｉであり、第３巻線２４を流れる電流は、出力端子２６から結節点２８へと、ｎｉである。入力端子２１の電圧及び電流は、１ｅ及び１ｉであり、出力端子２６の電圧及び電流は、－ｎｅ及びｎｉであり、トランス結合型増幅回路２の入出力インピーダンスＲＩＮ、ＲＯＵＴは、等しくｅ／ｉであり、例えば特性インピーダンス５０Ωに設計することができる。 The winding ratio of (first winding 22 + second winding 23) and third winding 24 is n: 1, and the current flowing through the first winding 22 and the second winding 23 is that of the bipolar transistor 25. By nature, it is 1i from the input terminal 21 to the node 28, and the current flowing through the third winding 24 is ni from the output terminal 26 to the node 28. The voltage and current of the input terminal 21 are 1e and 1i, the voltage and current of the output terminal 26 are -ne and ni, and the input / output impedances R IN and R OUT of the transformer-coupled amplifier circuit 2 are equally e. It is / i, and can be designed to have a characteristic impedance of 50Ω, for example.

バイポーラトランジスタ２５のコレクタ端子とエミッタ端子との間の電圧降下は、（ｎ－１）ｅである。バイポーラトランジスタ２５のコレクタ端子とエミッタ端子との間を流れる電流は、バイポーラトランジスタ２５の性質上、１ｉ＋ｎｉ＝（ｎ＋１）ｉである。バイポーラトランジスタ２５から見た負荷インピーダンスＲＴＲは、５０×（ｎ－１）／（ｎ＋１）Ωであり、トランス結合型増幅回路２の入出力インピーダンスＲＩＮ、ＲＯＵＴより小さくすることができる。 The voltage drop between the collector terminal and the emitter terminal of the bipolar transistor 25 is (n-1) e. The current flowing between the collector terminal and the emitter terminal of the bipolar transistor 25 is 1i + ni = (n + 1) i due to the nature of the bipolar transistor 25. The load impedance R TR seen from the bipolar transistor 25 is 50 × (n-1) / (n + 1) Ω, and can be made smaller than the input / output impedances R IN and R OUT of the transformer coupling type amplifier circuit 2.

以上、トランス結合型増幅回路２は、第１巻線２２、第２巻線２３及び第３巻線２４が巻回される単一のトランスを用いて、電流帰還及び電圧帰還を行うことにより、負帰還量を高くすることができる。そして、バイポーラトランジスタ２５以外に、熱雑音源がない。よって、低いノイズフロア及び広い周波数帯域特性を得ることができる。 As described above, the transformer-coupled amplifier circuit 2 performs current feedback and voltage feedback by using a single transformer in which the first winding 22, the second winding 23, and the third winding 24 are wound. The amount of negative feedback can be increased. And there is no thermal noise source other than the bipolar transistor 25. Therefore, a low noise floor and a wide frequency band characteristic can be obtained.

そして、バイポーラトランジスタ２５から見た負荷インピーダンスＲＴＲは、３０Ω（図２の上段の場合）であり小さい。よって、トランス結合型増幅回路２の電源電圧を高くしなくても、トランス結合型増幅回路２のインターセプトポイントを高くすることができる。 The load impedance R TR seen from the bipolar transistor 25 is 30Ω (in the case of the upper part of FIG. 2), which is small. Therefore, the intercept point of the transformer-coupled amplifier circuit 2 can be increased without increasing the power supply voltage of the transformer-coupled amplifier circuit 2.

本開示の各巻線の巻回方法を図３に示す。第１巻線２２、第２巻線２３及び第３巻線２４は、単一のコア２９に巻回される。図３では、コア２９としてメガネコアを適用する場合について説明するが、コア２９として他のコアを適用する場合についても同様である。 The winding method of each winding of the present disclosure is shown in FIG. The first winding 22, the second winding 23 and the third winding 24 are wound around a single core 29. In FIG. 3, a case where the glasses core is applied as the core 29 will be described, but the same applies to the case where another core is applied as the core 29.

図３の左下欄では、入力端子２１をコア２９の外部に引き出し、同軸線又はツイスト線等をコア２９に１ｍ回（１は、巻線比。ｍは、任意の自然数。）だけ巻回し、第１巻線２２を構成する。そして、同軸線又はツイスト線等にタップ等の結節点２７を構成し、結節点２７とバイポーラトランジスタ２５のベース端子とを接続する。 In the lower left column of FIG. 3, the input terminal 21 is pulled out to the outside of the core 29, and a coaxial wire or a twisted wire is wound around the core 29 by 1 m times (1 is a winding ratio and m is an arbitrary natural number). The first winding 22 is configured. Then, a node 27 such as a tap is formed on a coaxial line or a twisted wire, and the node 27 and the base terminal of the bipolar transistor 25 are connected to each other.

図３の右上欄では、結節点２７を起点として再び、同軸線又はツイスト線等をコア２９に３ｍ回又は（ｎ－１）ｍ回（３又はｎ－１は、巻線比。ｍは、任意の自然数。）だけ巻回し、第２巻線２３を構成する。そして、同軸線又はツイスト線等にタップ等の結節点２８を構成し、結節点２８とバイポーラトランジスタ２５のコレクタ端子とを接続する。 In the upper right column of FIG. 3, the coaxial line or twisted wire is again connected to the core 29 3 m times or (n-1) m times (3 or n-1 is the winding ratio. M is the winding ratio. It is wound by an arbitrary natural number.) To form the second winding 23. Then, a node 28 such as a tap is formed on a coaxial line or a twisted wire, and the node 28 and the collector terminal of the bipolar transistor 25 are connected.

図３の右下欄では、結節点２８を起点として再び、同軸線又はツイスト線等をコア２９に１ｍ回（１は、巻線比。ｍは、任意の自然数。）だけ巻回し、第３巻線２４を構成する。そして、出力端子２６をコア２９の外部に引き出し、各巻線の巻回を終了する。 In the lower right column of FIG. 3, the coaxial wire or twisted wire is wound around the core 29 again 1 m times (1 is the winding ratio, m is an arbitrary natural number) starting from the node 28, and the third is wound. The winding 24 is configured. Then, the output terminal 26 is pulled out to the outside of the core 29, and the winding of each winding is completed.

以上、トランス結合型増幅回路２は、単一のトランスのみを必要とするため、このトランスが、理想トランスでなくても、特定の周波数で不要な発振を起こしにくい。よって、トランス結合型増幅回路２は、設計及び製造を容易にすることができる。 As described above, since the transformer-coupled amplifier circuit 2 requires only a single transformer, even if this transformer is not an ideal transformer, it is unlikely that unnecessary oscillation will occur at a specific frequency. Therefore, the transformer-coupled amplifier circuit 2 can be easily designed and manufactured.

本実施形態では、バイポーラトランジスタ２５のｈＦＥを無限大と仮定したため、第１巻線２２、第２巻線２３及び第３巻線２４の巻線比が１：ｎ－１：１であるときには、トランス結合型増幅回路２の利得はｎ倍である。実際の場合は、バイポーラトランジスタ２５のｈＦＥを無限大と仮定できず、第１巻線２２、第２巻線２３及び第３巻線２４の巻線比が１：ｎ－１：１であるときでも、トランス結合型増幅回路２の利得はｎ倍より小さい。実際の場合に、トランス結合型増幅回路２の利得をｎ倍にするためには、第１巻線２２、第２巻線２３及び第３巻線２４の巻線比を１：ｎ’（＞ｎ－１）：１にすることが望ましい。 In this embodiment, since the hFE of the bipolar transistor 25 is assumed to be infinite, when the winding ratio of the first winding 22, the second winding 23, and the third winding 24 is 1: n-1: 1. , The gain of the transformer-coupled amplifier circuit 2 is n times. In the actual case, the hFE of the bipolar transistor 25 cannot be assumed to be infinite, and the winding ratio of the first winding 22, the second winding 23, and the third winding 24 is 1: n-1: 1. Even at times, the gain of the transformer-coupled amplifier circuit 2 is smaller than n times. In an actual case, in order to multiply the gain of the transformer-coupled amplifier circuit 2 by n, the winding ratio of the first winding 22, the second winding 23 and the third winding 24 is set to 1: n'(>. n-1): It is desirable to set it to 1.

トランス結合型増幅回路２の下限周波数は、トランスのＬ値により決まり、トランスのＬ値は、トランスのμ値、断面積及び巻数により決まる。トランス結合型増幅回路２の下限周波数を低周波数側に延ばすためには、例えば、トランスのμ値（コアの比透磁率）を増やすことが望ましく、トランスの巻数（上記の自然数ｍ）を増やすことが望ましい。 The lower limit frequency of the transformer-coupled amplifier circuit 2 is determined by the L value of the transformer, and the L value of the transformer is determined by the μ value, the cross-sectional area, and the number of turns of the transformer. In order to extend the lower limit frequency of the transformer-coupled amplifier circuit 2 to the low frequency side, for example, it is desirable to increase the μ value of the transformer (specific magnetic permeability of the core), and increase the number of turns of the transformer (natural number m above). Is desirable.

図２において、必要に応じて、ＤＣカット回路及びダンピング回路を追加してもよい。図３において、特定の周波数で不要な発振を起こしにくくするためには、第１巻線２２、第２巻線２３及び第３巻線２４の間の線間キャパシタが生じないように、第１巻線２２、第２巻線２３及び第３巻線２４を単一のコア２９に巻回することが望ましい。 In FIG. 2, a DC cut circuit and a damping circuit may be added as needed. In FIG. 3, in order to make it difficult for unnecessary oscillation to occur at a specific frequency, the first winding 22, the second winding 23, and the third winding 24 are first so as not to generate a line capacitor. It is desirable to wind the winding 22, the second winding 23 and the third winding 24 around a single core 29.

本開示のトランス結合型増幅回路は、低いノイズフロアを有するローノイズアンプ、高いインターセプトポイントを有する低歪みハイパワーリニアアンプ、インピーダンス整合が容易なカスケードアンプ及びテレビアンテナのブースターアンプ等に適用することができ、無線装置及び通信装置等に実装することができる。 The transformer-coupled amplifier circuit of the present disclosure can be applied to a low noise amplifier having a low noise floor, a low distortion high power linear amplifier having a high intercept point, a cascade amplifier having easy impedance matching, a booster amplifier of a TV antenna, and the like. , Can be mounted on wireless devices, communication devices, and the like.

１、２：トランス結合型増幅回路、１１：入力端子、１２：第１巻線、１３：バイポーラトランジスタ、１４：第２巻線、１５：第３巻線、１６：出力端子、１７：結節点、２１：入力端子、２２：第１巻線、２３：第２巻線、２４：第３巻線、２５：バイポーラトランジスタ、２６：出力端子、２７：結節点、２８：結節点、２９：コア 1, 2: Transformer-coupled amplifier circuit, 11: Input terminal, 12: 1st winding, 13: Bipolar transistor, 14: 2nd winding, 15: 3rd winding, 16: Output terminal, 17: Nodal point , 21: Input terminal, 22: 1st winding, 23: 2nd winding, 24: 3rd winding, 25: Bipolar transistor, 26: Output terminal, 27: Node, 28: Node, 29: Core

Claims (4)

エミッタ接地のバイポーラトランジスタ又はソース接地の電界効果トランジスタと、
本トランス結合型増幅回路の入力端子から出力端子への順序で互いに直列接続されるとともに、互いに磁界結合される第１巻線、第２巻線及び第３巻線と、を備え、
前記バイポーラトランジスタのベース端子又は前記電界効果トランジスタのゲート端子は、前記第１巻線と前記第２巻線との間の結節点に接続され、
前記バイポーラトランジスタのコレクタ端子又は前記電界効果トランジスタのドレイン端子は、前記第２巻線と前記第３巻線との間の結節点に接続される
ことを特徴とするトランス結合型増幅回路。 A bipolar transistor with a grounded emitter or a field effect transistor with a grounded source,
The transformer-coupled amplifier circuit is provided with a first winding, a second winding, and a third winding that are connected in series from the input terminal to the output terminal and are magnetically coupled to each other.
The base terminal of the bipolar transistor or the gate terminal of the field effect transistor is connected to a node between the first winding and the second winding.
A transformer-coupled amplifier circuit characterized in that the collector terminal of the bipolar transistor or the drain terminal of the field effect transistor is connected to a node between the second winding and the third winding. 前記第１巻線、前記第２巻線及び前記第３巻線は、互いに同極で直列接続され、
前記第１巻線、前記第２巻線及び前記第３巻線の巻線比は、１：ｎ－１：１であり、
本トランス結合型増幅回路の利得は、磁界結合の結合係数ｋ＝１においてｎ倍である
ことを特徴とする、請求項１に記載のトランス結合型増幅回路。 The first winding, the second winding, and the third winding are connected in series with the same poles to each other.
The winding ratio of the first winding, the second winding and the third winding is 1: n-1: 1.
The transformer-coupled amplifier circuit according to claim 1, wherein the gain of the transformer-coupled amplifier circuit is n times the coupling coefficient k = 1 of the magnetic field coupling. 前記バイポーラトランジスタ又は前記電界効果トランジスタから見た負荷インピーダンスは、本トランス結合型増幅回路の入出力インピーダンスより小さい
ことを特徴とする、請求項１又は２に記載のトランス結合型増幅回路。 The trans-coupled amplifier circuit according to claim 1 or 2, wherein the load impedance seen from the bipolar transistor or the field-effect transistor is smaller than the input / output impedance of the transformer-coupled amplifier circuit. 前記第１巻線、前記第２巻線及び前記第３巻線は、単一のコアに巻回される
ことを特徴とする、請求項１から３のいずれかに記載のトランス結合型増幅回路。 The trans-coupled amplifier circuit according to any one of claims 1 to 3, wherein the first winding, the second winding, and the third winding are wound around a single core. ..
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