JP2022011981A - 充電システム - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＦＣ回路のスイッチング素子を変えることなく、系統電源が単相２線の場合の充電電力を増加させることが可能な充電システムを提供する。【解決手段】充電システムは、系統電源から入力線を介して供給される交流電力を直流電力に変換するＰＦＣ回路と、系統電源と入力線との間の接続関係を切り替える切替装置と、ＰＦＣ回路のスイッチング素子をスイッチング制御する制御装置と、を備える。切替装置は、系統電源が単相２線であるとき、系統電源の非接地側が２つの入力線に接続されるように切り替えを行う。制御装置は、系統電源が単相２線であるとき、系統電源の非接地側の２つの入力線に接続するスイッチング素子をインターリーブとなるように互いに位相をずらしてスイッチング制御し、系統電源の接地側に接続するスイッチング素子を同期整流となるようにスイッチング制御する。【選択図】図３

Description

本発明は、単相又は３相のいずれの系統電源からも電力を供給しバッテリを充電する充電システムに関する。

ＥＶ（Electric Vehicle）やＰＨＶ（Plug-in Hybrid Vehicle）といった大容量のバッテリを搭載する車両では、外部の系統電源と接続しバッテリを充電する車載充電器（ＯＢＣ；On Board Charger）が搭載される。クリーンエネルギーの導入が進められている昨今、ＥＶやＰＨＶが今後ますます普及していく中で、バッテリの充電効率の向上が求められている。特に欧州においては、充電効率の向上に当たって、従来の単相、充電電力６．６ｋＷの充電用インフラから、今後３相、充電電力１０～２２ｋＷの充電用インフラが主流となる。車載充電器は、単相６．６ｋＷ及び３相、充電電力１０～２２ｋＷの充電用インフラにおいて兼用することができる充電システムとなれば、大部分の充電用インフラに対応することが可能となる。

特許文献１には、単相又は３相のいずれの系統電源においても高効率に動作が可能な充電システムに関する技術が開示されている。この充電システムでは、バッテリへの入力電圧を調整するＬＬＣコンバータを２つ含んでおり、それぞれの入力端は直列に接続され、出力端は並列に接続されたインターリーブ構成となっている。また系統電源が単相である場合には、１つのＬＬＣコンバータのみが機能するようにスイッチが搭載されている。これにより、系統電源が３相である場合には、インターリーブにより２つのＬＬＣコンバータの出力電圧をバッテリへの入力電圧とし、単相である場合には、１つのＬＬＣコンバータの出力電圧をバッテリへの入力電圧とすることで、単相又は３相のどちらの系統電源においても高効率に動作が可能な充電システムを提供している。

特開２０１８－１８３０３７号公報

一般的な車載充電器の充電システムは、系統電源から供給される交流電力を直流電力に整流するコンバータ回路と、直流電力の力率を改善し高調波を抑制するＰＦＣ回路と、ＰＦＣ回路の出力を交流電力に変換するインバータ回路と、インバータ回路の出力を直流電力に整流しバッテリの入力電力とする整流回路と、を含むように構成されている。コンバータ回路及びＰＦＣ回路は、整流と高調波抑制を同時に行う高力率コンバータにより一体化されて構成される場合もある。この場合、この高力率コンバータをＰＦＣ回路とも称する。またインバータ回路は、単相フルブリッジ回路のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式により構成されている場合もあれば、ＬＬＣ共振回路のＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）方式により構成されている場合もある。ＬＬＣ共振回路は、整流回路と合わせてＬＬＣコンバータとも称される。

単相又は３相のいずれの系統電源からも電力を供給しバッテリを充電する充電システムでは、３相の系統電源を接続するための３つの入力線を備えている。従来の充電システムでは、系統電源が単相２線である場合、３つの入力線の内２つの入力線を系統電源と接続しバッテリの充電を行う。従って、系統電源が単相２線である場合、充電電力が同じ３相の系統電源と比べると、１入力線あたりの電流量が大きくなる。

充電システムが対応できる系統電源の充電電力は、効率や保守の観点から、１入力線あたりの電流量により制限される。これは、１入力線あたりの電流量が大きくなると、ＰＦＣ回路に含まれるスイッチング素子において、スイッチング損失及び導通損失の増加、半導体チップ温度の上昇が起きるためである。このため、充電システムが対応できる単相２線の充電電力は、充電システムが対応する３相の充電電力に合わせた値となる。

例えば、３相、充電電力１０ｋＷの系統電源に対応した従来の充電システムでは、１入力線あたりの電流量は１８Ａで、対応できる単相２線の充電電力は３．３ｋＷまでとなる。３相、充電電力２２ｋＷの系統電源に対応した従来の充電システムでは、１入力線あたりの電流量は３５Ａで、対応できる単相２線の充電電力は６．６ｋＷまでとなる。

３相、充電電力１０ｋＷの系統電源に対応した充電システムで、単相２線、充電電力６．６ｋＷの系統電源に対応する方法の１つは、電流量に対するスイッチング損失、導通損失及び半導体チップ温度の特性が良いスイッチング素子を備えることである。しかし、これは充電システムのコストを高くしてしまう。

本発明は、上述の課題を鑑みてなされたもので、ＰＦＣ回路のスイッチング素子を変えることなく、充電システムが対応できる単相２線の充電電力を増加させることが可能な充電システムを提供することを目的とする。

本発明は、単相又は３相のいずれの系統電源からも電力を供給しバッテリを充電する充電システムに関連する。充電システムは、系統電源に接続する第１入力線、第２入力線、及び第３入力線と、第１入力線、第２入力線、及び第３入力線を介して系統電源から供給される交流電力を直流電力に変換するＰＦＣ回路と、系統電源と第１入力線、第２入力線、及び第３入力線との接続関係を切り替える切替装置と、ＰＦＣ回路のスイッチング素子をスイッチング制御する制御装置と、を備えている。

切替装置は、系統電源が単相２線であるとき、系統電源の非接地側を第１入力線及び第２入力線の両方に接続し、系統電源の接地側を第３入力線に接続するように構成されている。

制御装置は、系統電源が単相２線であるとき、第１入力線に接続されるスイッチング素子と第２入力線に接続されるスイッチング素子とをインターリーブとなるように互いに位相をずらしてスイッチング制御し、第３入力線に接続されるスイッチング素子を同期整流となるようにスイッチング制御するように構成されている。

本発明によれば、系統電源が単相２線のとき、系統電源の非接地側を２つの入力線（第１入力線及び第２入力線）の両方に接続し、第１入力線に接続されるＰＦＣ回路のスイッチング素子（以下「第１スイッチング素子」とも称する。）と第２入力線に接続されるＰＦＣ回路のスイッチング素子（以下「第２スイッチング素子」とも称する。）をインターリーブとなるように互いに位相をずらしてスイッチング制御する。これにより、ＰＦＣ回路がインターリーブ構成となることで、系統電源の非接地側に流れる電流に伴うスイッチング損失、導通損失を、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子それぞれに分散することができる。

また系統電源の接地側を第３入力線に接続し、第３入力線に接続するＰＦＣ回路のスイッチング素子（以下「第３スイッチング素子」とも称する。）を同期整流となるようにスイッチング制御する。第３スイッチング素子は、系統電源の電源周波数（以下「系統周波数」とも称する。）の２倍程度の周波数でスイッチング制御されるため、スイッチング損失が抑えられ、導通損失のみとなる。

このように、本発明の充電システムでは、系統電源が単相２線である場合のＰＦＣ回路の各スイッチング素子の損失の低減及び半導体チップ温度の抑制が可能となり、スイッチング素子の変更をすることなく、単相２線の充電電力を従来の充電システムよりも増加させることができる。

本発明の実施の形態に係る充電システムの構成例を模式的に示す図である。 単相２線、３相及び単相３線それぞれの場合の系統電源の接続を示す図である。 本発明の実施の形態に係る充電システムの概要を説明するための概念図である。 系統電源が３相の場合の本実施の形態に係る充電システムの概要を説明するための概念図である。 単相３線の場合のＰＦＣ回路のスイッチング制御の概要を示す図である。 本実施の形態に係る充電システムの制御装置において実行する処理を表すフローチャートである。 本実施の形態に係る充電システムの制御装置において実行される系統電源の種別を判定する処理を表すフローチャートである。 本実施の形態に係る充電システムの制御装置において実行される系統電源の種別を判定する処理を表すフローチャートである。 単相２線の場合の本実施の形態に係る充電システムの制御装置において実行されるＰＷＭ制御の処理を表すブロック図である。 ３相の場合の本実施の形態に係る充電システムの制御装置において実行されるＰＷＭ制御の処理を表すブロック図である。 単相２線の場合のＰＦＣ回路の損失に関して、従来の充電システムと本実施の形態に係る充電システムの比較を示す図である。 単相２線の場合の伝導ノイズに関して、従来の充電システムと本実施の形態に係る充電システムの比較を示す図である。 充電システムを双方向化した場合の構成例を示す図である。 充電システムに降圧回路を配置した場合の構成例を示す図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。

１．構成例
図１は、本発明の実施の形態に係る充電システム１の構成例を模式的に示す図である。充電システム１は、系統電源１０と、切替リレー２０と、入力フィルタ２１と、ＰＦＣ回路３０と、インバータ４０と、トランス４１と、整流回路５０と、出力フィルタ５１と、バッテリ６０と、を含んでいる。充電システム１は、系統電源１０から供給される電力を変換して、バッテリ６０の充電を行う。

系統電源１０は、単相２線、３相又は単相３線の交流電源である。系統電源１０は、例えば家庭や公共施設において設置される１００Ｖ又は２００Ｖの普通充電器である。ここで、単相２線及び単相３線の系統電源１０（以下単に「単相２線」、「単相３線」とも称する。）の充電電力は６．６ｋＷ、３相の系統電源１０（以下単に「３相」とも称する。）の充電電力は１０ｋＷとする。系統電源１０が、３相、充電電力２２ｋＷであっても、３相、充電電力１０ｋＷの場合と同様に構成することができる。

切替リレー２０（切替装置）は、系統電源１０の種別（単相２線、３相又は単相３線のいずれであるか）によって、系統電源１０と第１入力線Ｌ１、第２入力線Ｌ２、及び第３入力線Ｌ３との接続を切り替える。系統電源１０の種別の判断及びリレー切替要求は、後述するように、制御装置７０により行われる。あるいは、切替リレー２０は、系統電源１０の種別を入力として切り替えを行うように構成されていても良い。

図２は、単相２線、３相及び単相３線それぞれの場合の系統電源１０の接続を示す図である。切替リレー２０は、制御装置７０のリレー切替要求に従って、図２に示される接続となるようにリレーの切り替えを行う。

単相２線の場合、非接地側は第１入力線Ｌ１に、接地側は第３入力線Ｌ３及び接地線Ｎに接続され、切替リレー２０のＢ端子線には何も接続されない。切替リレー２０は、Ａ端子とＣ端子が導通（以下「２線接続」とも称する。）するようにリレーが切り替えられ、非接地側は第１入力線Ｌ１及び第２入力線Ｌ２の両方に接続される。

３相の場合、各相の出力端は第１入力線Ｌ１、第３入力線Ｌ３及び切替リレー２０のＢ端子線に接続され、中性線は接地線Ｎに接続される。切替リレー２０は、Ｂ端子とＣ端子が導通（以下「３線接続」とも称する。）するようにリレーが切り替えられ、各相電圧線が第１入力線Ｌ１、第２入力線Ｌ２、及び第３入力線Ｌ３にそれぞれ平衡に接続される。

単相３線の場合、２つの電圧線は第１入力線Ｌ１及び第３入力線Ｌ３に接続され、中性線は切替リレー２０のＢ端子線及び接地線Ｎに接続される。切替リレー２０は、３線接続となるようにリレーが切り替えられ、中性線は第２入力線Ｌ２に接続される。

入力フィルタ２１は、系統電源１０から供給される電力のフィルタリングを行う。入力フィルタ２１は、例えばコイルとコンデンサを含むローパスフィルタや、各入力線と接地線Ｎの間に接続されるコンデンサによるバイパスコンデンサにより構成される。

ＰＦＣ回路３０は、系統電源１０から供給される交流電力を力率が調整され高調波を抑制した直流電力に変換し出力する。ＰＦＣ回路３０は、半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等）と還流ダイオードにより構成される３つのレグが並列に接続された回路と、その後段に並列に接続されたコンデンサにより構成されている。各入力線は、交流リアクトルを介してそれぞれのレグのアームの間に接続される。

ＰＦＣ回路３０は、後述する制御装置７０から入力されるＰＷＭ制御要求に従って第１スイッチング素子Ｑ１及びＱ２、第２スイッチング素子Ｑ３及びＱ４、第３スイッチング素子Ｑ５及びＱ６をスイッチング制御することで、出力電力の調整を行う。ＰＦＣ回路３０は、高力率コンバータを構成しており、スイッチング制御により力率の調整だけでなく出力電圧の大きさを調整することが可能である。

インバータ４０は、ＰＦＣ回路３０から出力される直流電力を所定周波数の交流電力に変換し出力する。インバータ４０は、単相フルブリッジ回路により構成されている。インバータ４０は、制御装置７０から入力されるＰＷＭ制御要求に従って回路に含まれるスイッチング素子をスイッチング制御することにより、出力電力の周波数を調整する。

トランス４１は、系統電源側の回路とバッテリ側の回路を絶縁するとともに、インバータ４０の出力電圧を変圧しバッテリ６０の入力電圧を調整する。

整流回路５０は、トランス４１により変圧された交流電力を直流電力に変換する。整流回路５０は、複数のダイオードにより構成される単相全波整流回路と、単相全波整流回路の後段に接続されるＬＣフィルタにより構成されている。

出力フィルタ５１は、整流回路５０より出力される電力のフィルタリングを行う。出力フィルタ５１は、例えば２つのコイルにより構成されるコモンモードコイルフィルタや、電圧線と接地線Ｎの間に接続されるコンデンサによるバイパスコンデンサにより構成される。

バッテリ６０は、出力フィルタによりフィルタリングされた電力を充電する。バッテリ６０は、例えばリチウムイオン電池やニッケル水素電池等の２次電池を含む再充電可能な直流電源である。

充電システム１は、各部の電流又は電圧を検出する各センサと、制御装置７０と、を更に含んでいる。

センサ７１、センサ７２、及びセンサ７３は電圧センサで、第1入力線Ｌ１、第２入力線Ｌ２、及び第３入力線Ｌ３の間の線間電圧を検出する。センサ７４、センサ７５、及びセンサ７６は電流センサで、それぞれ第1入力線Ｌ１、第２入力線Ｌ２、及び第３入力線Ｌ３に流れる入力電流を検出する。センサ７７は電圧センサで、ＰＦＣ回路３０の出力電圧を検出する。センサ７８は電圧センサで、バッテリ６０の電圧を検出する。

制御装置７０は、少なくとも系統電源１０の種別の判断と、切替リレー２０に対するリレー切替要求と、ＰＦＣ回路３０に対するＰＷＭ制御要求と、インバータ４０に対するＰＷＭ制御要求と、を行うように構成されている。制御装置７０は、典型的には、車両に搭載されるＥＣＵ（Electronic Control Unit）である。制御装置７０は、切替リレー２０と、ＰＦＣ回路３０と、インバータ４０と、各センサと、電気的に又は無線で接続されている。

制御装置７０は、インターフェースと、メモリと、プロセッサと、を含んでいる。インターフェースは、各センサの検出値を入力とし、切替リレー２０に対するリレー切替要求と、ＰＦＣ回路３０に対するＰＷＭ制御要求と、インバータ４０に対するＰＷＭ制御要求と、を出力とする。メモリは、データを一時的に記録するＲＡＭ（Random Access Memory）と、プロセッサで実行可能な制御プログラムや制御プログラムに関連する種々のデータ等を保存するＲＯＭ（Read Only Memory）と、を含んでいる。プロセッサは、制御プログラム等をメモリから読み出して実行し、取得した入力値に基づいて各出力を生成する。

２．充電システムの機能
２－１．概要
図３は、本発明の実施の形態に係る充電システム１の概要を説明するための概念図である。系統電源１０は、単相２線であり、系統電源１０の非接地側は、前述のように、第１入力線Ｌ１及び第２入力線Ｌ２の両方に接続されている。図３に示される入力フィルタ２１、インバータ４０、整流回路５０、出力フィルタ５１は、それぞれ図１と同一であり図１に示されるような構成を有する。

系統電源１０が単相２線、充電電力６．６ｋＷの場合、線間電圧Ｖ３の電圧波高値は２９３～３７３Ｖである。ＰＦＣ回路３０は、系統電源１０から供給される電力をＰＷＭ制御によるスイッチング制御を行い、３８０～６８０Ｖの直流電力に変換して出力する。ＰＦＣ回路３０の出力電力は、インバータ４０でＰＷＭ制御により所定周波数の交流電力に変換された後、トランス４１で変圧され、整流回路５０及び出力フィルタ５１を介して２５０～４５０Ｖの直流電力となる。

ＰＦＣ回路３０のスイッチング制御は、次のように行われる。第１スイッチング素子Ｑ１とＱ２、第２スイッチング素子Ｑ３とＱ４、第３スイッチング素子Ｑ５とＱ６は、それぞれ相補的に反転するように制御される。第１スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、第２スイッチング素子Ｑ３及びＱ４と、はインターリーブとなるように互いに位相をずらしてＰＷＭ制御によるスイッチング制御が行われる。第３スイッチング素子Ｑ５及びＱ６は、図３に示すように、系統電源１０の電圧が正値のときＱ５がＯＦＦ、Ｑ６がＯＮとなり、負値のときＱ５がＯＮ、Ｑ６がＯＦＦとなるように制御され、同期整流を行う。

第１スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、第２スイッチング素子Ｑ３及びＱ４のＰＷＭによるスイッチング信号は、制御装置７０において、互いに１８０ｄｅｇ位相がずれたキャリアにより生成される。これにより、第１スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、第２スイッチング素子Ｑ３及びＱ４と、をインターリーブとなるようにスイッチング制御することができる。

第１スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、第２スイッチング素子Ｑ３及びＱ４と、は系統周波数よりも高周波数でスイッチング制御され、第３スイッチング素子Ｑ５及びＱ６は、系統周波数の２倍程度の周波数でスイッチング制御される。

図４は、系統電源１０が３相の場合の本実施の形態に係る充電システムの概要を説明するための概念図である。図４に示される入力フィルタ２１、インバータ４０、整流回路５０、出力フィルタ５１は、それぞれ図１と同一であり図１に示されるような構成を有する。

系統電源１０が３相、充電電力１０ｋＷの場合、線間電圧Ｖ１、Ｖ２、及びＶ３の電圧波高値は５１０～６４９Ｖである。ＰＦＣ回路３０は、系統電源１０から供給される電力をＰＷＭ制御によるスイッチング制御を行い、６８０Ｖ以上の直流電力に変換して出力する。ＰＦＣ回路３０の出力電力は、インバータ４０でＰＷＭ制御により所定周波数の交流電力に変換された後、トランス４１で変圧され、整流回路５０及び出力フィルタ５１を介して２５０～４５０Ｖの直流電力となる。

３相の場合、ＰＦＣ回路３０のスイッチング制御は次のように行われる。第１スイッチング素子Ｑ１とＱ２、第２スイッチング素子Ｑ３とＱ４、第３スイッチング素子Ｑ５とＱ６は、それぞれ相補的に反転するように制御される。第１スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、第２スイッチング素子Ｑ３及びＱ４と、第３スイッチング素子Ｑ５及びＱ６と、はＰＷＭ制御によりスイッチング制御される。スイッチング制御は系統周波数よりも高周波数で行われる。

図５は、単相３線の場合のＰＦＣ回路３０のスイッチング制御の概要を示す図である。第１スイッチング素子Ｑ１とＱ２、第３スイッチング素子Ｑ５とＱ６は、それぞれ相補的に反転するように制御される。第２スイッチング素子Ｑ３及びＱ４は常にＯＦＦとなる。第１スイッチング素子Ｑ１及びＱ２はＰＷＭ制御によりスイッチング制御される。第３スイッチング素子Ｑ５及びＱ６は、第１スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と反転するように制御され、同期整流を行う。第１スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、第３スイッチング素子Ｑ５及びＱ６と、は系統周波数よりも高周波数でスイッチング制御される。

なお、単相３線の場合に、充電システム１で行われる電圧調整は、図３に示される単相２線の場合と同様である。

２－２．制御装置の動作
図６は、本実施の形態に係る充電システム１の制御装置７０において実行する処理を表すフローチャートである。

ステップＳ１００において、制御装置７０は、系統電源１０の種別を判定する。系統電源１０の種別の判定は、後述するように、各入力線の線間電圧Ｖ１、Ｖ２、及びＶ３に関する位相差を評価することにより行われる。

ステップＳ２００において、制御装置７０は、ステップＳ１００において判定した系統電源１０の種別に応じて、切替リレー２０に対してリレー切替要求を出力する。切替リレー２０は、リレー切替要求に従ってリレーの接続が切り替わる。

ステップＳ３００において、制御装置７０は、ＰＷＭ制御における電圧指令値を決定する。電圧指令値は、充電システム１に含まれる各センサの値から判断するように構成されても良いし、基準とする系統電源１０の電圧波高値やバッテリ６０の規格からあらかじめ決められるように構成されていても良い。

ステップＳ４００において、制御装置７０はＰＷＭ制御によりＰＦＣ回路３０のスイッチング制御を行う。ＰＷＭ制御は、ＰＦＣ回路３０の出力電圧ＶｐｆｃがステップＳ３００において決められた電圧指令値となるように行われる。電圧指令値の変更がある場合、処理は再度ステップＳ３００に進み、再度電圧指令値の決定を行う。

以下、ステップＳ１００及びステップＳ４００の処理について詳細に説明する。

図７ａ及び図７ｂは、ステップＳ１００において制御装置７０が実行する処理を表すフローチャートである。図７ａのＡ及びＢは、図７ｂのＡ及びＢに繋がるように描かれている。系統電源１０の種別の判定は、まず系統電源１０が単相２線であるか否かを判定する。系統電源１０が単相２線である場合、線間電圧Ｖ１とＶ２の位相差Φ１２及び線間電圧Ｖ２とＶ３の位相差Φ２３は共に０となる。従って、位相差Φ１２及びΦ２３を算出し評価することにより、系統電源１０が単相２線であるか否かを判定することができる。

ステップＳ１０１において、制御装置７０は、切替リレーが３線接続となるようにリレー切替要求を出力する。

ステップＳ１０２において、制御装置７０は、センサ７１、７２及び７３から線間電圧Ｖ１、Ｖ２、及びＶ３を検出する。線間電圧Ｖ１、Ｖ２、及びＶ３の検出は、所定のサンプリング周期毎に行われ、サンプリング周期毎に検出される値が離散値としてメモリに記録される。

ステップＳ１０３において、制御装置７０は、線間電圧Ｖ１、Ｖ２、及びＶ３の実効値Ｖ１ｒｍｓ、Ｖ２ｒｍｓ、及びＶ３ｒｍｓを次の式（１）乃至式（３）により算出する。ここで、Ｔは系統電源１０の周期である。

ステップＳ１０４において、制御装置７０は、位相差Φ１２及びΦ２３を次の式（４）及び式（５）により算出する。式（４）及び式（５）により、位相差Φ１２及びΦ２３は±９０ｄｅｇまで算出することができる。

ここで、Ｖ１［ｎ］、Ｖ２［ｎ］、及びＶ３［ｎ］は、それぞれサンプリング周期毎に検出される線間電圧Ｖ１、Ｖ２、及びＶ３の離散値であり、ｎはサンプリングのステップ数を表す。Ｘは、系統電源１０の電圧周期に対するサンプリング周期の割合を表し、次の式（６）で表される。Ｔ［ｎ］は、ｎステップ目の検出時間を表し、従ってＴ［ｎ］－Ｔ［ｎ－１］はサンプリング周期を表す。Ｔ１は、線間電圧Ｖ１の周期である。

ステップＳ１０５において、制御装置７０は、ステップＳ１０３において算出した実効値Ｖ１ｒｍｓ、Ｖ２ｒｍｓ、及びＶ３ｒｍｓが、それぞれ同程度であるか否かを判定する。同程度である場合（ステップＳ１０５；Ｙｅｓ）、処理はステップＳ１０６に進む。同程度でない場合（ステップＳ１０５；Ｎｏ）、判定不可として処理はステップＳ１０１に戻り再度処理を繰り返す。

ステップＳ１０６において、制御装置７０は、位相差Φ１２及びΦ２３が共に０ｄｅｇ程度であるか否かを判定する。位相差Φ１２及びΦ２３が共に０ｄｅｇ程度である場合（ステップＳ１０６；Ｙｅｓ）、系統電源１０の種別は単相２線であると考えられ、処理は系統電源１０の種別判定前の実効電圧確認処理ステップＳ１０７に進む。位相差Φ１２及びΦ２３が共に０ｄｅｇ程度でない場合（ステップＳ１０６；Ｎｏ）、系統電源１０は単相２線ではないとし、処理はステップＳ１１０に進む。

ステップＳ１０７において、制御装置７０は、ステップＳ１０３において算出した実効値Ｖ１ｒｍｓ、Ｖ２ｒｍｓ、及びＶ３ｒｍｓそれぞれが、規定する系統電源１０の実効値Ｖｓ（以下「規定実効値」とも称する。）に対して許容範囲内にあるか否かを判定する。規定実効値Ｖｓは、例えば基準とする系統電源１０の実効値により決められる。許容範囲内であるか否かは、実効値Ｖ１ｒｍｓ、Ｖ２ｒｍｓ、及びＶ３ｒｍｓそれぞれが、規定実効値Ｖｓの０．９倍から１．１倍の範囲内にあるか否かにより判定される。許容範囲内にある場合（ステップＳ１０７；Ｙｅｓ）、処理はステップＳ１０８に進み、系統電源１０の種別は単相２線であると判定し処理を終了する。許容範囲内にない場合（ステップＳ１０７；Ｎｏ）、判定不可として処理はステップＳ１０１に戻り再度処理を繰り返す。

ステップＳ１１０以降の処理では、系統電源１０が３相又は単相３線であるかを判定する。系統電源１０が３相である場合、位相差Φ１２及びΦ２３は、共に１２０ｄｅｇである。このことから、線間電圧Ｖ１とＶ２の平均電圧をＶ１２、線間電圧Ｖ２とＶ３の平均電圧をＶ２３とすると、線間電圧Ｖ１と平均電圧Ｖ１２との位相差Φ１１２及び線間電圧Ｖ３と平均電圧Ｖ２３との位相差Φ３２３は、共に６０ｄｅｇとなる。また平均電圧Ｖ１２及びＶ２３の実効値Ｖ１２ｒｍｓ及びＶ２３ｒｍｓは、実効値Ｖ１ｒｍｓと等しくなる。一方、系統電源１０が単相３線である場合、位相差Φ１２及びΦ２３は、共に１８０ｄｅｇである。このことから、平均電圧Ｖ１２及びＶ２３は、共に０Ｖとなる。従って、平均電圧Ｖ１２及びＶ２３と、位相差Φ１１２及びΦ３２３を評価することにより、系統電源１０が３相又は単相３線であるかを判定することができる。

ステップＳ１１０において、制御装置７０は、実効値Ｖ１２ｒｍｓ及びＶ２３ｒｍｓを次の式（７）及び（８）により算出する。

ステップＳ１１１において、制御装置７０は、位相差Φ１１２及び位相差Φ３２３を次の式（９）及び（１０）により算出する。式（９）及び式（１０）により、位相差Φ１１２及びΦ３２３は±９０ｄｅｇまで算出することができる。

ステップＳ１１２において、制御装置７０は、ステップＳ１０３において算出した実効値Ｖ１ｒｍｓと、ステップＳ１１０において算出した実効値Ｖ１２ｒｍｓ及びＶ２３ｒｍｓが、それぞれ同程度であるか否かを判定する。同程度である場合（ステップＳ１１２；Ｙｅｓ）、処理はステップＳ１１３に進む。同程度でない場合（ステップＳ１１２；Ｎｏ）、処理はステップＳ１２０に進む。

ステップＳ１１３において、制御装置７０は、位相差Φ１１２及びΦ３２３が共に６０ｄｅｇであるか否かを判定する。位相差Φ１１２及びΦ３２３が共に６０ｄｅｇ程度である場合（ステップＳ１１３；Ｙｅｓ）、系統電源１０の種別は３相であると考えられ、処理は系統電源１０の種別判定前の実効電圧確認処理ステップＳ１１４に進む。位相差Φ１１２及びΦ３２３が共に６０ｄｅｇ程度でない場合（ステップＳ１１３；Ｎｏ）、判定不可として処理はステップＳ１０１に戻り再度処理を繰り返す。

ステップＳ１１４において、制御装置７０は、ステップＳ１０３において算出した実効値Ｖ１ｒｍｓ、Ｖ２ｒｍｓ、及びＶ３ｒｍｓそれぞれが、規定する系統電源１０の規定実効値Ｖｓに対して許容範囲内にあるか否かを判定する。許容範囲内であるか否かは、実効値Ｖ１ｒｍｓ、Ｖ２ｒｍｓ、及びＶ３ｒｍｓそれぞれが、規定実効値Ｖｓを線間電圧に換算した値（√３倍）の０．９倍から１．１倍の範囲内にあるか否かにより判定される。許容範囲内にある場合（ステップＳ１１４；Ｙｅｓ）、処理はステップＳ１１５に進み、系統電源１０の種別は３相であると判定し処理を終了する。許容範囲内にない場合（ステップＳ１１４；Ｎｏ）、判定不可として処理はステップＳ１０１に戻り再度処理を繰り返す。

ステップＳ１２０において、制御装置７０は、実効値Ｖ１２ｒｍｓ及びＶ２３ｒｍｓが共に０程度であるか否かを判定する。実効値Ｖ１２ｒｍｓ及びＶ２３ｒｍｓが共に０程度である場合（ステップＳ１２０；Ｙｅｓ）、系統電源１０の種別は単相３線であると考えられ、処理は系統電源１０の種別判定前の実効電圧確認処理ステップＳ１２１に進む。実効値Ｖ１２ｒｍｓ及びＶ２３ｒｍｓが共に０程度でない場合（ステップＳ１２０；Ｎｏ）、判定不可として処理はステップＳ１０１に戻り再度処理を繰り返す。

ステップＳ１２１において、制御装置７０は、ステップＳ１０３において算出した実効値Ｖ１ｒｍｓ、Ｖ２ｒｍｓ、及びＶ３ｒｍｓそれぞれが、規定する系統電源１０の規定実効値Ｖｓに対して許容範囲内にあるか否かを判定する。ステップＳ１２１で実行される処理は、ステップＳ１０７と同一である。許容範囲内にある場合（ステップＳ１２１；Ｙｅｓ）、処理はステップＳ１２２に進み、系統電源１０の種別は単相３線であると判定し処理を終了する。許容範囲内にない場合（ステップＳ１２１；Ｎｏ）、判定不可として処理はステップＳ１０１に戻り再度処理を繰り返す。

図８は、単相２線の場合のステップＳ４００において制御装置７０が実行する処理を表すブロック図である。

ブロックＳ４１０ａにおいて、制御装置７０は、ステップＳ３００で決定した電圧指令値からセンサ７７により検出されるＰＦＣ回路の出力電圧Ｖｐｆｃを減算した偏差を入力とし、ＰＩ制御により直流電流指令値を生成し出力する。

ブロックＳ４２０ａにおいて、制御装置７０は、系統周波数θを入力とし、正弦波信号ｓｉｎθを生成し出力する。

制御装置７０は、直流電流指令値と正弦波信号ｓｉｎθを乗算し、電流指令値を生成する。

ブロックＳ４３０ａにおいて、制御装置７０は、生成した電流指令値からセンサ７４により検出される入力電流Ｉ１を減算した偏差と、ＰＦＣ回路の出力電圧Ｖｐｆｃと、センサ７３により検出される線間電圧Ｖ３と、を入力とし、電圧補正を行いＰＷＭ制御回路の出力電圧指令値を生成し出力する。

ブロックＳ４３１ａにおいて、制御装置７０は、ＰＷＭ制御の処理タイミングを規定するクロック信号を出力する。

ブロックＳ４４０ａにおいて、制御装置７０は、ＰＷＭ制御回路の出力電圧指令値と、クロック信号と、を入力とし、ＰＷＭ制御を実行する。これにより、図３に示されるように、第１スイッチング素子Ｑ１及びＱ２、第２スイッチング素子Ｑ３及びＱ４のスイッチング信号を生成する。第１スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、第２スイッチング素子Ｑ３及びＱ４のスイッチング信号は、互いに位相が１８０ｄｅｇずれたキャリアにより生成される。生成したスイッチング信号で第１スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、第２スイッチング素子Ｑ３及びＱ４と、をスイッチング制御するように、制御装置７０は、ＰＦＣ回路３０に対してＰＷＭ制御要求を出力する。

単相３線の場合も単相２線の場合と同様の構成により、図５に示されるように、第１スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチング信号を生成することができる。

図９は、３相の場合のステップＳ４００において制御装置７０が実行する処理を示すブロック図である。３相の場合に実行される制御は、３相２相変換により電圧及び電流をｄ－ｑ座標系上で表し制御を構成する３相ｄｑ制御である。

ブロックＳ４１０ｂにおいて、制御装置７０は、ステップＳ３００で決定した電圧指令値からセンサ７７により検出されるＰＦＣ回路の出力電圧Ｖｐｆｃを減算した偏差を入力とし、ＰＩ制御によりｑ軸電流指令値を生成し出力する。

ブロックＳ４２０ｂにおいて、制御装置７０は、センサ７１、７２及び７３により検出される線間電圧Ｖ１、Ｖ２及びＶ３と、センサ７４、７５及び７６により検出される入力電流Ｉ１、Ｉ２及びＩ３と、を入力とし、３相２相変換によりｄ軸電流及びｑ軸電流を生成し出力する。

ブロックＳ４５０ｂにおいて、制御装置７０は、ｄ軸電流をブロックＳ４３０ｂのＰＩ制御を施した値と、ｄ軸電流をブロックＳ４４０ｂのＰ制御を施した値と、を入力とし、電圧補正によりｄ軸電圧指令値を生成し出力する。

ブロックＳ４６０ｂにおいて、制御装置７０は、ｑ軸電流指令値からｑ軸電流を減算した偏差と、ｑ軸電流をＳ４４０ｂのＰ制御を施した値と、を入力とし、電圧補正によりｑ軸電圧指令値を生成し出力する。

ブロックＳ４７０ｂにおいて、制御装置７０は、ｄ軸電圧指令値と、ｑ軸電圧指令値と、を入力とし、２相３相変換により３相電圧指令値を生成し出力する。

ブロックＳ４８０ｂにおいて、制御装置７０は、３相電圧指令値を入力とし、電圧補正によりＰＷＭ制御回路の出力電圧指令値を生成し出力する。

ブロックＳ４８１ｂにおいて、制御装置７０は、ＰＷＭ制御の処理タイミングを規定するクロック信号を出力する。

ブロックＳ４９０ｂにおいて、制御装置７０は、ＰＷＭ制御回路の出力電圧指令値と、クロック信号と、を入力とし、ＰＷＭ制御を実行する。これにより、図４に示されるように、第１スイッチング素子Ｑ１及びＱ２、第２スイッチング素子Ｑ３及びＱ４、第３スイッチング素子Ｑ５及びＱ６のスイッチング信号を生成する。生成したスイッチング信号で第１スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、第２スイッチング素子Ｑ３及びＱ４と、第３スイッチング素子Ｑ５及びＱ６と、をスイッチング制御するように、制御装置７０は、ＰＦＣ回路３０に対してＰＷＭ制御要求を出力する。

３．効果
図１０は、単相２線の場合のＰＦＣ回路３０の損失に関して、従来の充電システム１と本実施の形態に係る充電システム１の比較を示す図である。図１０に示されるように、本実施の形態に係る充電システム１では、従来の充電システム１と比較して、ＰＦＣ回路３０の損失をおおよそ半減することができる。従って、単相２線の充電電力を従来の充電システム１の２倍程度まで増加させることができる。

以上説明したように、本実施の形態に係る充電システム１では、単相２線の場合に、系統電源１０の非接地側が第１入力線Ｌ１及び第２入力線Ｌ２の両方に接続され、第１スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、第２スイッチング素子Ｑ３及びＱ４とをインターリーブとなるように互いに位相をずらしてＰＷＭ制御によりスイッチング制御される。また第３スイッチング素子Ｑ５及びＱ６は、同期整流となるようにスイッチング制御される。これにより、ＰＦＣ回路がインターリーブ構成となることで、系統電源１０の非接地側に流れる電流に伴うスイッチング損失、導通損失が、第１スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と第２スイッチング素子Ｑ３及びＱ４それぞれに分散される。また第３スイッチング素子は、スイッチング損失が抑えられ、導通損失のみとなる。これにより、ＰＦＣ回路３０の各スイッチング素子の損失の低減及び半導体チップ温度の抑制が可能となり、スイッチング素子の変更をすることなく、単相２線の充電電力を従来の充電システムよりも増加させることができる。

ところで本実施の形態に係る充電システム１では、単相２線の場合に、ＰＦＣ回路３０はインターリーブ構成となるため、奇数次の伝導ノイズを低減する効果を副次的に持っている。図１１は、単相２線の場合の伝導ノイズに関して、従来の充電システム１と本実施の形態に係る充電システム１の比較を示す図である。図１１に示されるように、本実施の形態に係る充電システム１では、奇数次の伝導ノイズがよく低減されている。

４．実施の形態の充電システムの変形例
実施の形態の充電システム１は、以下のように変形した態様を採用しても良い。

４－１．変形例１
充電システム１は、双方向に充放電が可能なように構成されていても良い。図１２は、充電システム１を双方向化した場合の構成例を示す図である。図１２に示される入力フィルタ２１、出力フィルタ５１は、それぞれ図１と同一であり図１に示されるような構成を有する。ＩＮＶ／整流回路５０ａは、図１に示される整流回路５０のダイオードをスイッチング素子とすることで、充電時は整流回路として機能し、放電時はインバータ回路として機能するように構成されている。またインバータ４０は、放電時に整流回路として機能する。

４－２．変形例２
充電システム１は、ＰＦＣ回路３０とインバータ４０との間に降圧回路を配置するように構成されていても良い。図１３は、充電システム１に降圧回路３１を配置した場合の構成例を示す図である。図１３に示される入力フィルタ２１、出力フィルタ５１は、それぞれ図１と同一であり図１に示されるような構成を有する。単相の場合は、降圧回路３１のスイッチング素子を常にＯＮとして降圧しないようにし、３相の場合は、降圧回路３１のスイッチング制御を行い、ＰＦＣ回路の出力電圧を単相の場合と同程度となるように降圧してインバータ４０に入力する。例えば、単相でＰＦＣ回路の出力電圧が４００Ｖのとき、インバータ４０の入力電圧は４００Ｖとし、３相でＰＦＣ回路の出力電圧が７００Ｖのとき、降圧回路３１で降圧してインバータ４０の入力電圧を４００Ｖとする。これにより、インバータ４０に含まれる素子は、ＰＦＣ回路３０に含まれる素子よりも低電圧素子を使用することができ、充電システム１のコスト低減が可能である。

１ 充電システム
１０ 系統電源
２０ 切替リレー
２１ 入力フィルタ
３０ ＰＦＣ回路
４０ インバータ
４１ トランス
５０ 整流回路
５１ 出力フィルタ
６０ バッテリ
７０ 制御装置

Claims (1)

1. 単相又は３相のいずれの系統電源からも電力を供給しバッテリを充電する充電システムであって、
   前記系統電源に接続される第１入力線、第２入力線、及び第３入力線と、
   前記第１入力線、前記第２入力線、及び前記第３入力線を介して前記系統電源から供給される交流電力を直流電力に変換するＰＦＣ回路と、
   前記系統電源と前記第１入力線、前記第２入力線、及び前記第３入力線との接続関係を切り替える切替装置と、
   前記ＰＦＣ回路のスイッチング素子をスイッチング制御する制御装置と、
   を備え、
   前記切替装置は、
   前記系統電源が単相２線であるとき、前記系統電源の非接地側を前記第１入力線及び前記第２入力線の両方に接続し、前記系統電源の接地側を前記第３入力線に接続するように構成され、
   前記制御装置は、
   前記系統電源が前記単相２線であるとき、前記第１入力線に接続される前記スイッチング素子と前記第２入力線に接続される前記スイッチング素子とをインターリーブとなるように互いに位相をずらしてスイッチング制御し、前記第３入力線に接続される前記スイッチング素子を同期整流となるようにスイッチング制御するように構成されていることを特徴とする充電システム。

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