JP2021516461A - 無線通信システムにおけるアップリンク制御信号に対する復調参照信号を送信するための方法、及びこのための装置 - Google Patents

無線通信システムにおけるアップリンク制御信号に対する復調参照信号を送信するための方法、及びこのための装置 Download PDF

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Abstract

本明細書は、無線通信システムにおけるアップリンク制御信号に対する復調参照信号を送信するための方法を提供する。具体的に、端末によって行われる方法は、長さ−6のシーケンスに基づいて、低いPAPRのシーケンスを生成する段階と、前記低いPAPRのシーケンスに基づいて前記アップリンクデータに対する復調参照信号に使用されるシーケンスを生成する段階と、前記復調参照信号に使用されるシーケンスに基づいて前記復調参照信号を前記基地局に送信する段階とを含み、前記長さ−6のシーケンスは、8−PSKシンボルをシーケンスの各エレメントとして有することを特徴とする。【選択図】図21

Description

本発明は、無線通信システムに関し、より詳細にアップリンク制御信号に対する復調参照信号を送信するための方法、及びこれを支援する装置に関する。
移動通信システムは、ユーザの活動性を保証しつつ、音声サービスを提供するために開発された。しかし、移動通信システムは、音声だけでなく、データサービスまで領域を拡張し、現在は爆発的なトラフィックの増加により、リソースの不足現象が引き起こされ、ユーザがより高速のサービスを要求するため、より発展した移動通信システムが求められている。
次世代移動通信システムの要求条件は、大きく爆発的なデータトラフィックの収容、ユーザ当たり転送率の画期的な増加、大幅に増加した接続デバイス数の収容、非常に低いエンドツーエンド遅延(End−to−End Latency)、高エネルギー効率を支援できなければならない。このために、デュアルコネクティビティ(Dual Connectivity)、大規模複数入出力(Massive MIMO:Massive Multiple Input Multiple Output)、全二重(In−band Full Duplex)、非直交多元接続(NOMA:Non−Orthogonal Multiple Access)、超広帯域(Super wideband)支援、端末ネットワーキング(Device Networking)等、多様な技術が研究されている。
本明細書は、低いPAPRのシーケンスを利用してアップリンク制御信号に対する復調参照信号を送信するための方法を提供することに目的がある。
本発明で解決しようとする技術的課題は、以上で言及した技術的課題に制限されず、言及しないまた別の技術的課題は、以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解されるべきである。
本明細書は、無線通信システムにおけるアップリンク制御信号に対する復調参照信号を送信するための方法において、端末によって行われる方法は、長さ−6のシーケンスに基づいて、低いPAPR(peak to average power ratio)のシーケンスを生成する段階と、前記低いPAPRのシーケンスに基づいて、前記復調参照信号に使用されるシーケンスを生成する段階と、前記復調参照信号に使用されるシーケンスに基づいて、前記復調参照信号を前記基地局に送信する段階とを含み、前記長さ−6のシーケンスは、8−PSK(Phase Shift Keying)シンボルをシーケンスの各エレメント(element)として有することを特徴とする。
また、本明細書で、前記長さ−6のシーケンスは、
Figure 2021516461
によって決定され、前記
Figure 2021516461
は、前記長さ−6のシーケンスのエレメントのインデックスであることを特徴とする。
また、本明細書で、前記
Figure 2021516461
の値は、(−1 −7 −3 −5 −1 3)、(−7 3 −7 5 −7 −3)、(5 −7 7 1 5 1)、(−7 3 1 5 −1 3)、(−7 −5 −1 −7 −5 5)、(−7 1 −3 3 7 5)、及び(−7 1 −3 1 5 1)を含むことを特徴とする。
また、本明細書で、前記
Figure 2021516461
に対してサイクリックシフトされた(cyclic shifted)シーケンスは、前記
Figure 2021516461
と同一のシーケンスであることを特徴とする。
また、本明細書で、前記
Figure 2021516461
の値が有し得る数は
Figure 2021516461
であることを特徴とする。
また、本明細書で、前記低いPAPRのシーケンスに対する自己相関(auto−correlation)の値は、特定の値未満であることを特徴とする。
また、本明細書で、前記方法は、アップリンクに対するトランスフォームプリコーディング(transform precoding)がイネーブル(enable)されていることを示す制御情報を含むRRCシグナリングを基地局から受信する段階をさらに含むことを特徴とする。
また、本明細書で、前記方法は、前記低いPAPRのシーケンスにFDSS(Frequency Domain Spectrum Shaping)フィルタを適用する段階をさらに含むことを特徴とする。
また、本明細書で、前記低いPAPRのシーケンスは、2本のアンテナポートにComb−2の形態でFDM(Frequency Division Multiplexing)されることを特徴とする。
また、本明細書で、前記2本のアンテナポートのそれぞれに互いに異なる低いPAPRのシーケンスが使用されることを特徴とする。
また、本明細書は、無線通信システムにおけるアップリンク制御信号に対する復調参照信号を送信するための端末において、無線信号を送受信するための送受信機(tranceiver)と、前記送受信機と機能的に連結されているプロセッサとを含み、前記プロセッサは、長さ−6のシーケンスに基づいて低いPAPR(peak to average power ratio)のシーケンスを生成し、前記低いPAPRのシーケンスに基づいて前記復調参照信号に使用されるシーケンスを生成し、及び前記復調参照信号に使用されるシーケンスに基づいて前記復調参照信号を前記基地局に送信するように制御し、前記長さ−6のシーケンスは、8−PSK(Phase Shift Keying)シンボルをシーケンスの各エレメント(element)として有することを特徴とする。
また、本明細書は、1つ以上のメモリと、前記1つ以上のメモリと機能的に連結されている1つ以上のプロセッサとを含む装置において、前記1つ以上のプロセッサは、前記装置が、長さ−6のシーケンスに基づいて低いPAPR(peak to average power ratio)のシーケンスを生成し、前記低いPAPRシーケンスに基づいて前記復調参照信号に使用されるシーケンスを生成し、及び前記復調参照信号に使用されるシーケンスに基づいて前記復調参照信号を前記基地局に送信し、前記長さ−6のシーケンスは、8−PSK(Phase Shift Keying)シンボルをシーケンスの各エレメント(element)として有することを特徴とする。
また、本明細書は、1つ以上のコマンドを保存する1つ以上の非一時的(non−transitory)コンピュータ読取可能媒体において、1つ以上のプロセッサによって実行可能な1つ以上のコマンドは、端末が、長さ−6のシーケンスに基づいて低いPAPR(peak to average power ratio)のシーケンスを生成し、前記低いPAPRシーケンスに基づいて前記復調参照信号に使用されるシーケンスを生成し、及び前記復調参照信号に使用されるシーケンスに基づいて前記復調参照信号を前記基地局に送信し、前記長さ−6のシーケンスは、8−PSK(Phase Shift Keying)シンボルをシーケンスの各エレメント(element)として有することを特徴とする。
本明細書は、M−PSK及び/又はM−QAMシンボル等で構成されたシーケンスを利用することによって、PAPRの性能を高めることができるという効果がある。
本発明で得られる効果は、以上で言及した効果に制限されず、言及していないまた別の効果は、下記の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者にとって明確に理解されるべきである。
本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部に含まれる、添付図は、本発明に対する実施例を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的特徴を説明する。
NRシステム構造の一例を示す図である。 NRにおけるフレーム構造の一例を示す図である。 NRにおけるリソースグリッド(resource grid)の一例を示す。 NRにおける物理リソースブロックの一例を示す図である。 3GPPの信号送受信方法の一例を示す図である。 本明細書で提案する方法が適用できる無線通信システムのブロック構成図を例示する。 SSBの構造を例示する。 SSBの送信を例示する。 端末がDLの時間同期に関する情報を獲得することを例示する。 システム情報(SI)の獲得過程を例示する。 実際に送信されるSSB(SSB_tx)を知らせる方法を例示する。 DRXのサイクルを例示する。 FDSSフィルタを使用する場合と、FDSSフィルタを使用しない場合に対する多くのシーケンスのPAPRの性能を示す図である。 DFT−s−OFDMベースのシステムに対するシステムモデル及び/又は手続の一例を示す。 本明細書で提案する方法1のフローチャートを示す図である。 各シーケンスのエレメントが8−PSKシンボルで構成された長さ−6のシーケンスの提案するセットに対するPAPRの性能を示す。 本明細書で提案する各シーケンスのエレメントが8−PSKシンボルで構成された長さ−6のシーケンスの提案されたセットに対するPAPRの性能を示す。 本明細書で提案する各シーケンスのエレメントが8−PSKシンボルで構成された長さ−6のシーケンスの提案されたセットに対するPAPRの性能を示す。 本明細書で提案するFDSSフィルタを適応的に適用するための一例を示す。 本明細書で提案する各シーケンスのエレメントが8−PSKシンボルで構成された長さ−6のシーケンスの提案されたセットに対するPAPRの性能を示す。 本明細書で提案する低いPAPRのシーケンスを生成する方法の一例を示すフローチャートである。 本発明に適用される通信システムを例示する。 本発明に適用されることができる無線機器を例示する。 本発明に適用される信号処理回路を例示する。 本発明に適用される無線機器の別の例を示す。 本発明に適用される携帯機器を例示する。
以下で、ダウンリンク(DL:downlink)は基地局から端末への通信を意味し、アップリンク(UL:uplink)は端末から基地局への通信を意味する。ダウンリンクで、送信機は基地局の一部であり、受信機は端末の一部であり得る。アップリンクで、送信機は端末の一部であり、受信機は基地局の一部であり得る。基地局は第1通信装置で、端末は第2通信装置で表現されてもよい。基地局(BS:Base Station)は固定局(fixed station)、Node B、eNB(evolved−NodeB)、gNB(Next Generation NodeB)、BTS(base transceiver system)、アクセスポイント(AP:Access Point)、ネットワーク(5Gネットワーク)、AIシステム、RSU(road side unit)、ロボット等の用語によって代替され得る。また、端末(Terminal)は、固定されるか、または移動性を有することができ、UE(User Equipment)、MS(Mobile Station)、UT(user terminal)、MSS(Mobile Subscriber Station)、SS(Subscriber Station)、AMS(Advanced Mobile Station)、WT(Wireless terminal)、MTC(Machine−Type Communication)装置、M2M(Machine−to−Machine)装置、D2D(Device−to−Device)装置、車両(vehicle)、ロボット(robot)、AIモジュール等の用語に代替され得る。
以下の技術は、CDMA、FDMA、TDMA、OFDMA、SC−FDMA等のような様々な無線アクセスシステムに使用されることができる。CDMAは、UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)やCDMA2000のような無線技術で実現されることができる。TDMAは、GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)のような無線技術で実現されることができる。OFDMAは、IEEE 802.11(Wi−Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802−20、E−UTRA(Evolved UTRA)等のような無線技術で実現されることができる。UTRAは、UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)の一部である。3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution)は、E−UTRAを使用するE−UMTS(Evolved UMTS)の一部であり、LTE−A(Advanced)/LTE−A proは、3GPP LTEの進化したバージョンである。3GPP NR(New Radio or New Radio Access Technology)は、3GPP LTE/LTE−A/LTE−A proの進化したバージョンである。
説明を明確にするために、3GPPの通信システム(例:LTE−A、NR)に基づいて説明するが、本発明の技術的思想がこれに制限されるわけではない。LTEは、3GPP TS 36.xxx Release 8以降の技術を意味する。細部的に、3GPP TS 36.xxx Release 10以降のLTE技術はLTE−Aと称され、3GPP TS 36.xxx Release 13以降のLTE技術はLTE−A proと称される。3GPP NRは、TS 38.xxx Release 15以降の技術を意味する。LTE/NRは、3GPPシステムと称される。「xxx」は、標準文書の細部番号を意味する。LTE/NRは、3GPPシステムと称されることができる。本発明の説明に使用された背景技術、用語、略語等に関しては、本発明以前に公開された標準文書に記載の事項を参照することができる。例えば、次の文書を参照することができる。
3GPP LTE
− 36.211:Physical channels and modulation
− 36.212:Multiplexing and channel coding
− 36.213:Physical layer procedures
− 36.300:Overall description
− 36.331:Radio Resource Control (RRC)
3GPP NR
− 38.211:Physical channels and modulation
− 38.212:Multiplexing and channel coding
− 38.213:Physical layer procedures for control
− 38.214:Physical layer procedures for data
− 38.300:NR and NG−RAN Overall Description
− 38.331:Radio Resource Control (RRC) protocol specification
NR(NR Radio access)
より多くの通信機器がより大きな通信容量を要求することになり、これに伴って既存のradio access technologyに比べて向上したmobile broadband通信に対する必要性が台頭している。また、多数の機器及びモノを接続し、いつどこでも様々なサービスを提供するmassive MTC(massive Machine Type Communications)もやはり、次世代の通信で考慮されるべき主要なイシューの一つである。のみならず、reliability及びlatencyに敏感なサービス/端末を考慮した通信システムのデザインが議論されている。このようにeMBB(enhanced mobile broadband communication)、Mmtc(massive MTC)、URLLC(Ultra−Reliable and Low Latency Communication)等を考慮した次世代の無線アクセス技術の導入が議論されており、本明細書では、便宜上、該当technologyをNRと呼ぶ。NRは、5G無線アクセス技術(radio access technology、RAT)の一例を示した表現である。
NRを含む新しいRATシステムは、OFDM送信方式、又はこれと類似の送信方式を使用する。新しいRATシステムは、LTEのOFDMパラメータとは異なるOFDMパラメータに従うことがある。或いは、新しいRATシステムは、既存のLTE/LTE−Aのヌメロロジー(numerology)をそのまま従うが、より大きいシステム帯域幅(例、100MHz)を有し得る。又は、1つのセルが複数のヌメロロジーを支援することもある。即ち、互いに異なるヌメロロジーで動作するする端末が1つのセル内で共存し得る。
ヌメロロジー(numerology)は周波数領域で1つのsubcarrier spacingに対応する。Reference subcarrier spacingを正数Nでscalingすることによって、異なるヌメロロジーが定義できる。
システム構造(system architecture)
図1は、NRシステム構造の一例を示す図である。
図1を参照すると、NG-RANは、NG−RAユーザプレーン(新しいAS sublayer/PDCP/RLC/MAC/PHY)及びUE(User Equipment)に対するコントロールプレーン(RRC)のプロトコル終端を提供するgNBで構成される。前記gNBは、Xnインターフェースを介して相互接続される。また、前記gNBは、NGインターフェースを介してNGCに接続される。より具体的には、前記gNBはN2インターフェースを介してAMF(Access and Mobility Management Function)に、N3インターフェースを介してUPF(User Plane Function)に接続される。
フレーム構造(frame structure)
図2は、NRにおけるフレーム構造の一例を示す図である。
NRシステムでは、多数のヌメロロジー(numerology)が支援できる。ここで、ヌメロロジーはサブキャリア間隔(subcarrier spacing)とCP(Cyclic Prefix)のオーバーヘッドにより定義できる。この際、多数のサブキャリア間隔は、基本サブキャリア間隔を整数N
Figure 2021516461
にスケーリング(scaling)することによって誘導できる。また、非常に高い搬送波の周波数で非常に低いサブキャリア間隔を利用しないと仮定されても、利用されるヌメロロジーは周波数帯域と独立して選択されることができる。
また、NRシステムでは、多数のヌメロロジーに従う多様なフレーム構造が支援できる。
以下、NRシステムで考慮され得るOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)ヌメロロジー及びフレーム構造を見てみる。
NRシステムで支援される多数のOFDMヌメロロジーは、表1のように定義できる。
Figure 2021516461
NRは、様々な5Gサービスを支援するための多数のnumerology(又はsubcarrier spacing(SCS))を支援する。例えば、SCSが15kHzである場合、伝統的なセルラーバンドでの広い領域(wide area)を支援し、SCSが30kHz/60kHzである場合、密集した都市部(dense−urban)、より低い遅延(lower latency)及びより広いキャリア帯域幅(wider carrier bandwidth)を支援し、SCSが60kHz又はそれよりも高い場合、位相雑音(phase noise)を克服するために、24.25GHzよりも大きい帯域幅を支援する。
NRの周波数帯域(frequency band)は、2つのタイプ(FR1、FR2)の周波数範囲(frequency range)で定義される。FR1は、6GHz以下の範囲であり、FR2は、6GHz以上の範囲であって、ミリ波(millimiter wave、mmW)を意味することができる。
下記の表2は、NRの周波数帯域の定義を表す。
Figure 2021516461
NRシステムにおけるフレーム構造(frame structure)と関連して、時間領域の多様なフィールドのサイズは
Figure 2021516461
の時間単位の倍数で表現される。ここで、
Figure 2021516461
であり、
Figure 2021516461
である。ダウンリンク(downlink)及びアップリンク(uplink)の送信は、
Figure 2021516461
の区間を有する無線フレーム(radio frame)で構成される。ここで、無線フレームは、各々
Figure 2021516461
の区間を有する10個のサブフレーム(subframe)で構成される。この場合、アップリンクに対する1セットのフレーム及びダウンリンクに対する1セットのフレームが存在し得る。
また、端末(User Equipment、UE)からのアップリンクのフレーム番号iの送信は、該当端末での該当ダウンリンクフレームの開始よりも
Figure 2021516461
以前に開始すべきである。
ヌメロロジー
Figure 2021516461
に対して、スロット(slot)はサブフレーム内で
Figure 2021516461
の増加する順に番号が付けられて、無線フレーム内で
Figure 2021516461
の増加する順に番号が付けられる。1つのスロットは
Figure 2021516461
の連続するOFDMシンボルで構成され、
Figure 2021516461
は、利用されるヌメロロジー及びスロットの設定(slot configuration)によって決定される。サブフレームでスロット
Figure 2021516461
の開始は同一のサブフレームでOFDMシンボル
Figure 2021516461
の開始と時間的に整列される。
全ての端末が同時に送信及び受信できるわけではなく、これは、ダウンリンクスロット(downlink slot)またはアップリンクスロット(uplink slot)の全てのOFDMシンボルが利用することはできないということを意味する。
表3は、一般CPで、スロット別OFDMシンボルの数
Figure 2021516461
、無線フレーム別スロットの数
Figure 2021516461
、サブフレーム別スロットの数
Figure 2021516461
を表し、表4は、拡張CPで、スロット別OFDMシンボルの数、無線フレーム別スロットの数、サブフレーム別スロットの数を表す。
Figure 2021516461
Figure 2021516461
図2は、
Figure 2021516461
である場合(SCSが60kHz)の一例として、表3を参照すると、1サブフレーム(subframe)は、4個のスロット(slot)を含むことができる。図2に示す、1 subframe={1,2,4} slotは一例であって、1 subframeに含まれ得るslotの数は、表3又は表4のように定義される。
また、mini−slotは、2、4又は7シンボルを含んでもよく、それよりさらに多いか又はさらに少ないシンボルを含んでもよい。
物理リソース
NRシステムにおける物理リソース(physical resource)と関連して、アンテナポート(antenna port)、リソースグリッド(resource grid)、リソースエレメント(resource element)、リソースブロック(resource block)、キャリアパート(carrier part)などが考慮され得る。
以下、NRシステムで考慮され得る前記物理リソースについて具体的に見てみる。
まず、アンテナポートと関連して、アンテナポートは、アンテナポート上のシンボルが運搬されるチャネルが同一のアンテナポート上の他のシンボルが運搬されるチャネルから推論できるように定義される。1つのアンテナポート上のシンボルが運搬されるチャネルの広範囲特性(large-scale property)が、他のアンテナポート上のシンボルが運搬されるチャネルから類推できる場合、2つのアンテナポートは、QC/QCL(quasi co−locatedまたはquasi co−location)関係にあるといえる。ここで、前記広範囲特性は、遅延拡散(Delay spread)、ドップラー拡散(Doppler spread)、周波数シフト(Frequency shift)、平均受信パワー(Average received power)、受信タイミング(Received Timing)のうち1つ以上を含む。
図3は、NRにおけるリソースグリッド(resource grid)の一例を示す。
図3を参照すると、リソースグリッドが周波数領域上に
Figure 2021516461
サブキャリアで構成され、1つのサブフレームが14・2μのOFDMシンボルで構成されることを例示的に記述するが、これに限定されるものではない。
NRシステムにおいて、送信される信号(transmitted signal)は、
Figure 2021516461
サブキャリアで構成される1つまたはそれ以上のリソースグリッド及び
Figure 2021516461
のOFDMシンボルにより説明される。ここで、
Figure 2021516461
である。前記
Figure 2021516461
は最大の送信帯域幅を示し、これは、ヌメロロジーだけでなく、アップリンクとダウンリンクとの間でも変わり得る。
この場合、図2のように、ヌメロロジー
Figure 2021516461
及びアンテナポートp別に1つのリソースグリッドが設定できる。
ヌメロロジー
Figure 2021516461
及びアンテナポートpに対するリソースグリッドの各要素はリソースエレメント(resource element)と称され、インデックス対
Figure 2021516461
により固有に識別される。ここで、
Figure 2021516461
は周波数領域上のインデックスであり、
Figure 2021516461
はサブフレーム内でのシンボルの位置を称する。スロットでリソースエレメントを称する際には、インデックス対
Figure 2021516461
が利用される。ここで、
Figure 2021516461
である。
ヌメロロジー
Figure 2021516461
及びアンテナポートpに対するリソースエレメント
Figure 2021516461
は、複素値(complex value)
Figure 2021516461
に該当する。混同(confusion)する危険がない場合、或いは特定のアンテナポートまたはヌメロロジーが特定されていない場合には、インデックスp及び
Figure 2021516461
はドロップ(drop)され得る。その結果、複素値は
Figure 2021516461
または
Figure 2021516461
になり得る。
また、リソースブロック(resource block、RB)は、周波数領域上の
Figure 2021516461
の連続的なサブキャリアで定義される。
ポイント(point)Aは、リソースブロックグリッドの共通基準ポイント(common reference point)としての役割をし、次のように獲得される。
− PCellダウンリンクに対するoffsetToPointAは、初期セルの選択のために、端末によって使用されたSS/PBCH blockと重なる最も低いリソースブロックの最も低いサブキャリアとpoint Aとの間の周波数オフセットを示し、FR1に対して15kHzのサブキャリア間隔、及びFR2に対して60kHzのサブキャリア間隔を仮定したリソースブロックの単位(unit)で表現され;
− absoluteFrequencyPointAは、ARFCN(absolute radio−frequency channel number)のように表現されたpoint Aの周波数位置を示す。
共通リソースブロック(common resource block)は、サブキャリア間隔の設定
Figure 2021516461
に対する周波数領域で0から上方にnumberingされる。
サブキャリア間隔の設定
Figure 2021516461
に対する共通リソースブロック0のsubcarrier 0の中心は、「point A」と一致する。周波数領域で共通リソースブロックのnumber
Figure 2021516461
と、サブキャリア間隔の設定
Figure 2021516461
に対するリソースエレメント(k,l)は、下記の数式1のように与えられる。
Figure 2021516461
Figure 2021516461
は、
Figure 2021516461
がpoint Aを中心とするsubcarrierに該当するように、point Aに相対的に定義される。物理リソースブロックは、帯域幅パート(bandwidth part、BWP)内で0から
Figure 2021516461
まで番号が付けられ、
Figure 2021516461
はBWPの番号である。BWP iで、物理リソースブロック
Figure 2021516461
と共通リソースブロック
Figure 2021516461
との間の関係は、下記の数式Dにより与えられる。
Figure 2021516461
Figure 2021516461
は、BWPが共通リソースブロック0に相対的に始める共通リソースブロックである。
図4は、NRにおける物理リソースブロックの一例を示す図である。
帯域幅パート(Bandwidth part、BWP)
NRシステムは、1つのcomponent carrier(CC)当たり最大400MHzまで支援されることができる。このようなwideband CCで動作する端末が常時CC全体に対するRFをつけっぱなしに動作すれば、端末のバッテリー消費が大きくなることがある。或いは、1つのwideband CC内に動作する種々のuse case(例えば、eMBB、URLLC、Mmtc、V2X等)を考慮する際、該当CC内に周波数帯域別に互いに異なるnumerology(e.g., sub−carrier spacing)が支援できる。又は、端末別に最大のbandwidthに対するcapabilityが異なり得る。これを考慮し、基地局はwideband CCの全bandwidthではなく、一部のbandwidthでのみ動作するように端末に指示することができ、該当一部のbandwidthを便宜上bandwidth part(BWP)と定義する。BWPは、周波数軸上で連続したresource block(RB)で構成されることができ、1つのnumerology(e.g., sub−carrier spacing、CP length、slot/mini−slot duration)に対応し得る。
一方、基地局は、端末にconfigureされた1つのCC内でも多数のBWPを設定することができる。一例として、PDCCH monitoring slotでは、相対的に小さい周波数領域を占めるBWPを設定し、PDCCHで指示するPDSCHは、それよりも大きいBWP上にscheduleされることができる。又は、特定のBWPにUEが集中する場合、load balancingのために、一部のUEを他のBWPに設定することができる。或いは、隣接セル間のfrequency domain inter−cell interference cancellation等を考慮し、全bandwidthのうち中間の一部spectrumを排除し、両方のBWPを同一のslot内でも設定できる。即ち、基地局は、wideband CCとassociationされた端末に少なくとも1つのDL/UL BWPをconfigureすることができ、特定の時点にconfigured DL/UL BWP(s)のうち少なくとも1つのDL/UL BWPを(L1 signaling or MAC CE or RRC signalling等により)activationさせることができ、他のconfigured DL/UL BWPにswitchingが(L1 signaling or MAC CE or RRC signalling等により)指示できるか、timerに基づいてtimer値がexpireされると、決められたDL/UL BWPにswitchingされることもできる。この際、activationされたDL/UL BWPをactive DL/UL BWPと定義する。しかし、端末がinitial accessの過程にあるか、又はRRC connectionがset upされる前等の状況では、DL/UL BWPに対するconfigurationを受信することができないことがあるが、このような状況で端末が仮定するDL/UL BWPは、initial active DL/UL BWPと定義する。
3GPPの信号送受信方法
図5は、3GPP信号の送受信方法の一例を示す図である。
図5を参照すると、端末は電源が入ったり、新たにセルに進入した場合、基地局と同期を合わせるなどの初期セルサーチ(Initial cell search)の作業を行う(S201)。このため、端末は基地局から主同期チャネル(Primary Synchronization Channel;P−SCH)及び副同期チャネル(Secondary Synchronization Channel;S−SCH)を受信して基地局と同期を合わせて、セルID等の情報を獲得することができる。その後、端末は基地局から物理ブロードキャストチャネル(Physical Broadcast Channel)を受信して、セル内の放送情報を獲得することができる。一方、端末は、初期セルサーチ段階でダウンリンク参照信号(Downlink Reference Signal;DL RS)を受信して、ダウンリンクのチャネル状態を確認することができる。
初期セルサーチを終えた端末は、物理ダウンリンク制御チャネル(Physical Downlink Control Channel;PDCCH)及び前記PDCCHに載せた情報に従って、物理ダウンリンク共有チャネル(Physical Downlink Control Channel;PDSCH)を受信することによって、より具体的なシステム情報を獲得することができる(S202)。
一方、基地局に最初にアクセスしたり、信号の送信のための無線リソースがない場合、端末は基地局に対してランダムアクセス過程(Random Access Procedure;RACH)を行うことができる(段階S203乃至段階S206)。このため、端末は物理ランダムアクセスチャネル(Physical Random Access Channel;PRACH)を介して、特定のシーケンスをプリアンブルに送信し(S203及びS205)、PDCCH及び対応するPDSCHを介してプリアンブルに対する応答メッセージを受信することができる(S204及びS206)。競合ベースRACHの場合、更に競合解決手続(Contention Resolution Procedure)を行うことができる。
前述したような手続を行った端末は、以降一般的なアップ/ダウンリンクの信号送信手続として、PDCCH/PDSCHの受信(S207)及び物理アップリンク共有チャネル(Physical Uplink Shared Channel;PUSCH)/物理アップリンク制御チャネル(Physical Uplink Control Channel;PUCCH)の送信(S208)を行うことができる。特に、端末は、PDCCHを介してダウンリンク制御情報(Downlink Control Information;DCI)を受信する。ここで、DCIは、端末に対するリソース割り当て情報のような制御情報を含み、その使用目的に応じてフォーマットが互いに異なる。
一方、端末がアップリンクを介して基地局に送信する、又は端末が基地局から受信する制御情報は、ダウンリンク/アップリンクのACK/NACK信号、CQI(Channel Quality Indicator)、PMI(Precoding Matrixインデックス)、RI(Rank Indicator)等を含む。3GPP LTEシステムの場合、端末は前述したCQI/PMI/RI等の制御情報をPUSCH及び/又はPUCCHを介して送信することができる。
表5は、NRシステムにおけるDCIフォーマット(format)の一例を示す。
Figure 2021516461
表5を参照すると、DCI format 0_0は、1つのセルでPUSCHのスケジューリングに使用される。
DCI format 0_0に含まれた情報は、C−RNTI又はCS−RNTI又はMCS−C−RNTIによりCRCスクランブリングされて送信される。また、DCI format 0_1は、1つのセルでPUSCHを予約するのに使用される。DCI format 0_1に含まれた情報は、C−RNTI又はCS−RNTI又はSP−CSI−RNTI又はMCS−C−RNTIによりCRCスクランブリングされて送信される。DCI format 1_0は、1つのDLセルでPDSCHのスケジューリングのために使用される。DCI format 1_0に含まれた情報は、C−RNTI又はCS−RNTI又はMCS−C−RNTIによりCRCスクランブリングされて送信される。DCI format 1_1は、1つのセルでPDSCHのスケジューリングのために使用される。DCI format 1_1に含まれる情報は、C−RNTI又はCS−RNTI又はMCS−C−RNTIによりCRCスクランブリングされて送信される。DCIフォーマット2_1は、端末が送信を意図していないと仮定できるPRB及びOFDMシンボルを知らせるのに使用される。
DCIフォーマット2_1に含まれる次の情報は、INT−RNTIによりCRCスクランブリングされて送信される。
− preemption indication 1, preemption indication 2, ..., preemption indication N.
無線通信システムのブロック構成図
図6は、本明細書で提案する方法が適用できる無線通信システムのブロック構成図を例示する。
図6を参照すると、無線通信システムは、第1通信装置910及び/又は第2通信装置920を含む。「A及び/又はB」は「A又はBのうち少なくとも1つを含む」と同じ意味と解釈され得る。第1通信装置が基地局を示し、第2通信装置が端末を示すことができる(又は第1通信装置が端末を示し、第2通信装置が基地局を示すことができる)。
基地局(BS:Base Station)は、固定局(fixed station)、Node B、eNB(evolved−NodeB)、gNB(Next Generation NodeB)、BTS(base transceiver system)、アクセスポイント(AP:Access Point)、gNB(general NB)、5Gシステム、ネットワーク、AIシステム、RSU(road side unit)、ロボット等の用語により代替され得る。また、端末(Terminal)は、固定されるか、移動性を有することができ、UE(User Equipment)、MS(Mobile Station)、UT(user terminal)、MSS(Mobile Subscriber Station)、SS(Subscriber Station)、AMS(Advanced Mobile Station)、WT(Wireless terminal)、MTC(Machine−Type Communication)装置、M2M(Machine−to−Machine)装置、D2D(Device−to−Device)装置、車両(vehicle)、ロボット(robot)、AIモジュール等の用語に代替され得る。
第1通信装置と第2通信装置は、プロセッサ(processor)911、921、メモリ(memory)914、924、1つ以上のTx/Rx RFモジュール(radio frequency module)915、925、Txプロセッサ912、922、Rxプロセッサ913、923、アンテナ916、926を含む。プロセッサは、前記で見た機能、過程及び/又は方法を実現する。より具体的に、DL(第1通信装置から第2通信装置への通信)で、コアネットワークからの上位層のパケットはプロセッサ911に提供される。プロセッサは、L2層の機能を実現する。DLで、プロセッサは論理チャネルと送信チャネルとの多重化(multiplexing)、無線リソース割り当てを第2通信装置920に提供し、第2通信装置へのシグナリングを担当する。送信(TX)プロセッサ912は、L1層(即ち、物理層)に対する様々な信号処理機能を実現する。信号処理機能は、第2通信装置でFEC(forward error correction)を容易にし、コーディング及びインターリービング(coding and interleaving)を含む。符号化及び変調されたシンボルは並列ストリームに分割され、各々のストリームはOFDM副搬送波にマッピングされ、時間及び/又は周波数領域で基準信号(Reference Signal、RS)と多重化され、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)を使用して共に結合され、時間領域のOFDMAシンボルのストリームを運搬する物理チャネルを生成する。OFDMストリームは、多重空間ストリームを生成するために、空間的にプリコーディングされる。各々の空間ストリームは、個別のTx/Rxモジュール(又は送受信機、915)を介して異なるアンテナ916に提供されることができる。各々のTx/Rxモジュールは、送信のために各々の空間ストリームにRF搬送波を変調することができる。第2通信装置で、各々のTx/Rxモジュール(又は送受信機925)は、各Tx/Rxモジュールの各アンテナ926を介して信号を受信する。各々のTx/Rxモジュールは、RFキャリアに変調された情報を復元し、受信(RX)プロセッサ923に提供する。RXプロセッサは、layer 1の様々な信号プロセシング機能を実現する。RXプロセッサは、第2通信装置に向かう任意の空間ストリームを復旧するために、情報に空間プロセシングを行うことができる。もし、多数の空間ストリームが第2通信装置に向かう場合、多数のRXプロセッサにより単一のOFDMAシンボルのストリームに結合されることができる。RXプロセッサは、高速フーリエ変換(FFT)を使用してOFDMAシンボルのストリームを時間領域から周波数領域に変換する。周波数領域の信号は、OFDM信号の各々のサブキャリアに対する個別的なOFDMAシンボルのストリームを含む。各々のサブキャリア上のシンボル及び基準信号は、第1通信装置により送信された最も可能性のある信号配置ポイントを決定することで復元されて復調される。このような軟判定(soft decision)は、チャネルの推定値に基づくことができる。軟判定は、物理チャネル上で第1通信装置により元々送信されたデータ及び制御信号を復元するために、デコーディング及びデインターリービングされる。該当データ及び制御信号は、プロセッサ921に提供される。
UL(第2通信装置から第1通信装置への通信)は、第2通信装置920で受信機の機能に関して記述されたものと類似の方式で第1通信装置910で処理される。各々のTx/Rxモジュール925は、各々のアンテナ926を介して信号を受信する。各々のTx/Rxモジュールは、RF搬送波及び情報をRXプロセッサ923に提供する。プロセッサ921は、プログラムコード及びデータを保存するメモリ924と関連し得る。メモリは、コンピュータ読み取り可能媒体として称される。
略語及び定義(Abbreviation and Definition)
PUSCH:Physical Uplink Shared Channel
PUCCH:Physical Uplink Control Channel
FDSS:Frequency Domain Spectrum Shaping
PSK:Phase Shift Keying
QAM:Quadrature Amplitude Modulation
PAPR:Peak−to−Average Power Ratio
DMRS:DeModulation Reference Signals
ACK:Acknowledgement
NACK:Negative Acknowledgement
CA:Carrier aggregation
DCI:Downlink Control format Indicator/index
MAC−CE:Multiple Access Channel Control Elements
BWP:Bandwidth part
RF:Radio frequency
CC:Component carrier
SS:Synchronization Signals
SSB:Synchronization signal block - 本明細書では、SS/PBCH blockと同じものと見なす。
SSBRI:SSB resource index/indicator
IM:Interference measurement
FDM:Frequency division multiplexing
TDM:Time division multiplexing
RS:Reference Signal(s)
CSI−RS or CSIRS:Channel State Information Reference Signals
CSI−IM:Channel State Information Interference Measurement
CRI:CSI−RS resource index/indicator
DM−RS or DMRS:Demodulation Reference Signals
MAC:Medium Access Control
MAC−CE:Medium Access Control Channel Element
NZP:Non Zero Power
ZP:Zero power
PT−RS or PTRS:Phase Tracking Reference Signals
SRS:Sounding Reference Signals
SRI:SRS resource index/indicator
PRS:Positioning Reference Signals
PRI:PRS resource index/indicator
OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing
TX:Transmitter
TP:Transmission Point
BS:Base station
RX:Receiver
RRC:Radio Resource Control
RSRP:Reference Signal Received Power
RSRQ:Reference Signal Received Quality
SNR:Signal to Noise Ratio
SINR:Signal to Interference plus Noise Ratio
URLLC:Ultra Reliable Low Latency Communication
PUSCH:Physical Uplink Shared Channels
PUCCH:Physical Uplink Control Channels
PDCCH:Physical Downlink Control Channels
PDSCH:Physical Downlink Shared Channels
ID:Identity(or identity/identification numberを意味する)
UL:Uplink
DL:Downlink
UE:User equipment(端末を意味する)
gNB:generic NodeB(基地局と類似の概念)
初期アクセス(Initial Access、IA)手続き
SSB(Synchronization Signal Block)の送信及び関連動作
図7は、SSBの構造を例示する。端末はSSBに基づいて、セルサーチ(search)、システム情報の獲得、初期アクセスのためのビーム整列、DL測定等を行うことができる。SSBは、SS/PBCH(Synchronization Signal/Physical Broadcast channel)ブロックと混用される。
図7を参照すると、SSBはPSS、SSS及びPBCHで構成される。SSBは4個の連続したOFDMシンボルに構成され、OFDMシンボル別にPSS、PBCH、SSS/PBCH、及びPBCHが送信される。PSSとSSSは各々1個のOFDMシンボルと127個の副搬送波で構成され、PBCHは、3個のOFDMシンボルと576個の副搬送波で構成される。PBCHには、ポーラーコーディング及びQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)が適用される。PBCHはOFDMシンボル毎にデータREとDMRS(Demodulation Reference Signal)REで構成される。RB別に3個のDMRS REが存在し、DMRS REの間には3個のデータREが存在する。
セルサーチ(search)
セルサーチは、端末がセルの時間/周波数同期を獲得し、前記セルのセルID(Identifier)(例えば、Physical layer Cell ID、PCID)を検出する過程を意味する。PSSは、セルIDのグループ内からセルIDを検出するのに使用され、SSSはセルIDのグループを検出するのに使用される。PBCHは、SSB(時間)インデックスの検出及びハーフフレームの検出に使用される。
端末のセルサーチ過程は、下記表6のように整理できる。
Figure 2021516461
336個のセルIDのグループが存在し、セルIDのグループ別に3個のセルIDが存在する。計1008個のセルIDが存在し、セルIDは数式3により定義されることができる。
Figure 2021516461
ここで、
Figure 2021516461
であり、
Figure 2021516461
ここで、NcellIDはセルID(例、PCID)を示す。N(1)IDはセルIDのグループを示し、SSSを介して提供/獲得される。N(2)IDはセルIDのグループ内のセルIDを示し、PSSを介して提供/獲得される。
PSSのシーケンスdPSS(n)は、数式4を満たすように定義されることができる。
Figure 2021516461
ここで、
Figure 2021516461
であり、
Figure 2021516461
である。
SSSのシーケンスdSSS(n)は、数式5を満たすように定義されることができる。
Figure 2021516461
ここで、
Figure 2021516461
であり、
Figure 2021516461
である。
図8は、SSBの送信を例示する。
SSBは、SSBの周期(periodicity)に合わせて周期的に送信される。初期セルサーチの際に端末が仮定するSSBの基本周期は20msで定義される。セルのアクセスの後、SSBの周期はネットワーク(例、基地局)により{5ms、10ms、20ms、40ms、80ms、160ms}のうち一つに設定されることができる。SSBの周期の開始部分にSSBのバースト(burst)セットが構成される。SSBのバーストセットは、5ms時間のウィンドウ(即ち、ハーフフレーム)で構成され、SSBはSSのバーストセット内で最大L回送信されることができる。SSBの最大の送信回数Lは、搬送波の周波数帯域によって次のように与えられる。1つのスロットは最大2個のSSBを含む。
− For frequency range up to 3 GHz, L = 4
− For frequency range from 3GHz to 6 GHz, L = 8
− For frequency range from 6 GHz to 52.6 GHz, L = 64
SSのバーストセット内でSSB候補の時間位置は、SCSによって次のように定義されることができる。SSB候補の時間位置は、SSBのバーストセット(即ち、ハーフフレーム)内で時間の順序に従って、0〜L−1にインデクシングされる(SSBインデックス)。
− Case A − 15kHz SCS:候補SSBの開始シンボルのインデックスは、{2、8}+14*nと与えられる。搬送波の周波数が3GHz以下である場合、n=0、1である。搬送波の周波数が3GHz〜6GHzである場合、n=0、1、2、3である。
− Case B − 30kHz SCS:候補SSBの開始シンボルのインデックスは、{4、8、16、20}+28*nと与えられる。搬送波の周波数が3GHz以下である場合、n=0である。搬送波の周波数が3GHz〜6GHzである場合、n=0、1である。
− Case C − 30kHz SCS:候補SSBの開始シンボルのインデックスは、{2、8}+14*nと与えられる。搬送波の周波数が3GHz以下である場合、n=0、1である。搬送波の周波数が3GHz〜6GHzである場合、n=0、1、2、3である。
− Case D − 120kHz SCS:候補SSBの開始シンボルのインデックスは、{4、8、16、20}+28*nと与えられる。搬送波の周波数が6GHzよりも大きい場合、n=0、1、2、3、5、6、7、8、10、11、12、13、15、16、17、18である。
− Case E − 240kHz SCS:候補SSBの開始シンボルのインデックスは、{8、12、16、20、32、36、40、44}+56*nと与えられる。搬送波の周波数が6GHzよりも大きい場合、n=0、1、2、3、5、6、7、8である。
図9は、端末がDLの時間同期に関する情報を獲得することを例示する。
端末はSSBを検出することによって、DLの同期を獲得することができる。端末は検出されたSSBインデックスに基づいてSSBのバーストセットの構造を識別することができ、これによって、シンボル/スロット/ハーフフレームの境界を検出することができる。検出されたSSBが属するフレーム/ハーフフレームの番号は、SFN情報とハーフフレームの指示情報を利用して識別されることができる。
具体的に、端末はPBCHから10ビットのSFN(System Frame Number)情報を獲得することができる(s0〜s9)。10ビットのSFN情報のうち6ビットは、MIB(Master Information Block)から得られ、残りの4ビットはPBCH TB(Transport Block)から得られる。
次に、端末は1ビットのハーフフレームの指示情報を獲得することができる(c0)。搬送波の周波数が3GHz以下である場合、ハーフフレームの指示情報は、PBCH DMRSを利用して黙示的に(implicitly)シグナリングされることができる。PBCH DMRSは、8個のPBCH DMRSのシーケンスのうち1つを使用することによって、3ビットの情報を指示する。従って、L=4の場合、8個のPBCH DMRSのシーケンスを利用して指示されることができる3ビットのうち、SSBインデックスを指示して残った1ビットはハーフフレームの指示用途に使用されることができる。
最後に、端末は、DMRSシーケンスとPBCHペイロードに基づいてSSBインデックスを獲得することができる。SSB候補は、SSBのバーストセット(即ち、ハーフフレーム)内で時間の順序に従って0〜L−1にインデクシングされる。L=8又は64である場合、SSBインデックスのLSB(Least Significant Bit)3ビットは、8個の互いに異なるPBCH DMRSのシーケンスを利用して指示されることができる(b0〜b2)。L=64である場合、SSBインデックスのMSB(Most Significant Bit)3ビットは、PBCHを介して指示される(b3〜b5)。L=2である場合、SSBインデックスのLSBの2ビットは、4個の互いに異なるPBCH DMRSシーケンスを利用して指示されることができる(b0、b1)。L=4である場合、8個のPBCH DMRSのシーケンスを利用して指示できる3ビットのうち、SSBインデックスを指示して残った1ビットは、ハーフフレームの指示用途に使用されることができる(b2)。
システム情報の獲得
図10は、システム情報(SI)獲得の過程を例示する。端末はSI獲得の過程を介して、AS−/NAS−情報を獲得することができる。SI獲得の過程は、RRC_IDLE状態、RRC_INACTIVE状態、及びRRC_CONNECTED状態の端末に適用されることができる。
SIは、MIB(Master Information Block)と複数のSIB(System Information Block)とに分けられる。MIB以外のSIは、RMSI(Remaining Minimum System Information)と称される。詳細な事項は次を参照することができる。
− MIBは、SIB1(SystemInformationBlock1)の受信に関する情報/パラメータを含み、SSBのPBCHを介して送信される。初期セルの選択の際、端末はSSBを有するハーフフレームが20msの周期で繰り返されると仮定する。端末はMIBに基づいてType0−PDCCHの共通サーチスペース(common search space)のためのCORESET(Control Resource Set)が存在するか確認できる。Type0−PDCCHの共通サーチスペースはPDCCHのサーチスペースの一種であり、SIメッセージをスケジューリングするPDCCHを送信するのに使用される。Type0−PDCCHの共通サーチスペースが存在する場合、端末はMIB内の情報(例えば、pdcch−ConfigSIB1)に基づいて、(i)CORESETを構成する複数の連続したRBと1つ以上の連続したシンボルと、(ii)PDCCHの機会(即ち、PDCCHの受信のための時間ドメイン位置)を決定することができる。Type0−PDCCHの共通サーチスペースが存在しない場合、pdcch−ConfigSIB1は、SSB/SIB1が存在する周波数の位置とSSB/SIB1が存在しない周波数の範囲に関する情報を提供する。
− SIB1は残りのSIB(以下、SIBx、xは2以上の整数)の利用可能性及びスケジューリング(例えば、送信周期、SI−ウィンドウサイズ)に関する情報を含む。例えば、SIB1は、SIBxが周期的に放送されるか、on−demand方式で端末の要求により提供されるか否かを知らせることができる。SIBxがon−demand方式で提供される場合、SIB1は、端末がSIの要求を実行するのに必要な情報を含むことができる。SIB1はPDSCHを介して送信され、SIB1をスケジューリングするPDCCHはType0−PDCCHの共通サーチスペースを介して送信され、SIB1は前記PDCCHにより指示されるPDSCHを介して送信される。
− SIBxはSIメッセージに含まれ、PDSCHを介して送信される。各々のSIメッセージは、周期的に発生する時間ウィンドウ(即ち、SI−ウィンドウ)内で送信される。
チャネルの測定及びレートマッチング
図11は、実際に送信されるSSB(SSB_tx)を知らせる方法を例示する。
SSBのバーストセット内で、SSBは最大L個が送信され得るが、SSBが実際に送信される個数/位置は、基地局/セル別に変わり得る。SSBが実際に送信される個数/位置は、レートマッチングと測定のために使用され、実際に送信されたSSBに関する情報は次のように指示される。
− レートマッチングに関する場合:端末固有(specific)のRRCシグナリングやRMSIを介して指示されることができる。端末固有のRRCシグナリングは、6GHz以下及び6GHz以上の周波数範囲で全てフル(full)(例、長さL)ビットマップを含む。反面、RMSIは6GHz以下でフルビットマップを含み、6GHz以上では、示すように圧縮形態のビットマップを含む。具体的に、グループ−ビットマップ(8ビット)+グループ内のビットマップ(8ビット)を利用して、実際に送信されたSSBに関する情報が指示できる。ここで、端末固有のRRCシグナリングやRMSIを介して指示されたリソース(例、RE)はSSBの送信のために予約され、PDSCH/PUSCH等はSSBリソースを考慮してレートマッチングされることができる。
− 測定に関する場合:RRC接続(connected)モードにある場合、ネットワーク(例、基地局)は、測定区間内で測定されるSSBセットを指示することができる。SSBセットは周波数レイヤー(frequency layer)別に指示されることができる。SSBセットに関する指示がない場合、デフォルトSSBセットが使用される。デフォルトSSBセットは、測定区間内の全てのSSBを含む。SSBセットは、RRCシグナリングのフル(full)(例、長さL)ビットマップを利用して指示されることができる。RRCアイドル(idle)モードにある場合、デフォルトSSBセットが使用される。
DRX(Discontinuous Reception)動作
端末は前記で説明/提案した手続及び/又は方法を行いながら、DRX動作を行うことができる。DRXが設定された端末は、DL信号を不連続的に受信することによって電力消費を低くすることができる。DRXは、RRC(Radio Resource Control)_IDLE状態、RRC_INACTIVE状態、RRC_CONNECTED状態で実行され得る。RRC_IDLE状態とRRC_INACTIVE状態で、DRXはページング信号を不連続に受信するのに使用される。以下、RRC_CONNECTED状態で実行されるDRXに関して説明する(RRC_CONNECTED DRX)。
図12は、DRXのサイクルを例示する(RRC_CONNECTED状態)。
図12を参照すると、DRXのサイクルは、On DurationとOpportunity for DRXで構成される。DRXのサイクルは、On Durationが周期的に繰り返される時間間隔を定義する。On Durationは、端末がPDCCHを受信するためにモニタリングする時間区間を示す。DRXが設定されると、端末はOn Durationの間にPDCCHのモニタリングを行う。PDCCHのモニタリングの間に検出に成功したPDCCHがある場合、端末はinactivityタイマーを動作させて解除した(awake)状態を維持する。反面、PDCCHのモニタリングの間に検出に成功したPDCCHがない場合、端末はOn Durationが終わった後、スリープ(sleep)の状態に入る。従って、DRXが設定された場合、前記で説明/提案した手続及び/又は方法を行うにあたって、PDCCHのモニタリング/受信が時間ドメインで不連続的に実行され得る。例えば、DRXが設定された場合、本発明でPDCCHの受信機会(occasion)(例、PDCCHのサーチスペースを有するスロット)は、DRXの設定によって不連続的に設定され得る。反面、DRXが設定されない場合、前記で説明/提案した手続及び/又は方法を行うにあたって、PDCCHのモニタリング/受信が時間ドメインで連続的に実行され得る。例えば、DRXが設定されない場合、本発明でPDCCHの受信機会(例、PDCCHのサーチスペースを有するスロット)は連続的に設定され得る。一方、DRXの設定有無と関係なく、測定ギャップに設定された時間区間ではPDCCHのモニタリングが制限され得る。
表7は、DRXと関連した端末の過程を示す(RRC_CONNECTED状態)。表U1を参照すると、DRXの構成情報は、上位層(例、RRC)のシグナリングを介して受信され、DRXのON/OFFの可否はMAC層のDRXコマンドにより制御される。DRXが設定されると、端末は図8で例示したように、本発明に説明/提案した手続及び/又は方法を行うにあたって、PDCCHのモニタリングを不連続的に実行することができる。
Figure 2021516461
ここで、MAC−CellGroupConfigは、セルグループのためのMAC(Medium Access Control)パラメータを設定するのに必要な構成情報を含む。MAC−CellGroupConfigは、DRXに関する構成情報も含むことができる。例えば、MAC−CellGroupConfigは、DRXを定義する際に、情報を次のように含むことができる。
− Value of drx−OnDurationTimer:DRXのサイクルの開始区間の長さを定義
− Value of drx−InactivityTimer:初期のUL又はDLデータを指示するPDCCHが検出されたPDCCHの機会以降に端末が解除された状態にある時間区間の長さを定義
− Value of drx−HARQ−RTT−TimerDL:DLの初期送信が受信された後、DLの再送信が受信されるまでの最大の時間区間の長さを定義。
− Value of drx−HARQ−RTT−TimerDL:ULの初期送信に対するグラントが受信された後、ULの再送信に対するグラントが受信されるまでの最大の時間区間の長さを定義。
− drx−LongCycleStartOffset:DRXのサイクルの時間長と開始時点を定義
− drx−ShortCycle(optional):short DRXのサイクルの時間長を定義
ここで、drx−OnDurationTimer、drx−InactivityTimer、drx−HARQ−RTT−TimerDL、drx−HARQ−RTT−TimerDLのいずれかであっても動作中であれば、端末は解除した状態を維持しつつ、各PDCCHの機会毎にPDCCHのモニタリングを行う。
前記で見た内容(NR system、frame structure等)は、後述する本明細書で提案する方法と結合して適用でき、又は本明細書で提案する方法の技術的特徴を明確にするために補充できる。
本明細書で使用される「A/B」の表現は、A及び/又はB、A又はBのうち少なくとも一つ等と同じ意味と解釈され得る。
特定の長さを有するシーケンスの複数個が予め定義できる。これは、アップリンク及び/又はダウンリンクのデータ信号/制御信号/参照信号等の送信のために使用されることができる。このように予め定義しておくシーケンスは、シーケンスのPAPR(Peak−to−Average Power Ratio)特性、自己相関(Auto−correlation)特性等の様々な基準に定義(又は決定)されることができる。
本明細書は、シーケンスの各elementがM−PSK(Phase Shift Keying)、M−QAM(Quadrature Amplitude Modulation)等のシンボルで構成されるlength−N(シーケンスの長さがN)のシーケンスを設計する方法について提案する。
FDSS(Frequency Domain Spectrum Shaping)フィルタを使用する場合、一般的にPAPRの性能が向上すると知られている。これに対する例示として図7を見ることができる。このような理由で、pi/2 BPSK modulationシンボルで構成されるシーケンス、M−PSKシンボルで構成されるシーケンスの設計のために、FDSSフィルタを共に考慮する方式が提案された。
図13は、FDSSフィルタを使用する場合とFDSSフィルタを使用しない場合に対する多くのシーケンスのPAPRの性能を示した図である。
図13で、FDSSフィルタは[0.28 1 0.28]の時間領域の応答に該当する。ここで、[0.28 1 0.28]は、周波数領域で中が高いfilterの横が削れることを示す。
図13での710は、FDSSを使用したシーケンスのPAPRの性能を示し、720は、FDSSを使用しないシーケンスのPAPRの性能を示す。
かなり多くのシーケンスに対するPAPRの性能を見たとき、FDSS filterを使用する場合、PAPRの性能が向上することが分かる。
例えば、FDSSは[0.28, 0.28, 1.00]の時間領域の応答に該当する。
しかしながら、特定の1つのシーケンスの観点から見たとき、PAPRを最小化する最適のFDSSフィルタが、シーケンス別に異なることもある。しかしながら、シーケンス毎に異なるフィルタを使用する場合、基地局と端末の演算複雑度及び/又は不要な具現化の複雑度等の問題が発生し得る。また、端末と基地局の具現化によって、使用するフィルタが変わることもあり、FDSSを使用することによる複雑度の増加又はBLER(Block Error Rate)が増加する等の理由で、FDSSを使用しないこともある。
従って、本明細書は、M−PSK又はM−QAMシンボルで構成されるLength−N sequence setを構成(又は定義又は使用)する際、FDSSフィルタを使用する場合と使用しない場合の両方を考慮し、sequence setを構成(又は定義)する方法を提案する。
以下、本明細書で提案する方法(又は提案)は、DLの送信及び/又はULの送信に使用されるwaveform(CP−OFDM(or transform precoding disabled)、DFT−s−OFDM(transform precoding enabled))にそれぞれ適用されることができる。これに関して、端末は下記の提案方法が適用されるwaveformに対する情報を基地局からRRC signalingを受信することができる。
即ち、前記RRC signalingは、DLの送信及び/又はULの送信に利用されるwaveformの種類を示す情報を含むことができる。また、前記RRC signalingは、下記提案するシーケンスの生成方法が適用できるRS(reference signal)のconfiguration IEの形態であり得る。
Waveformの種類を示す情報がRS configuration IEの形態で含まれる場合、下記の表のようなフィールド(又はパラメータ又は情報)を含むことができる。
表8は、CP−OFDMが適用される場合の一例を示す。
Figure 2021516461
表9は、DFT−s−OFDMが適用される場合の一例を示す。
Figure 2021516461
前記transform precodingは、transform precoder等の表現で使用されてもよい。
また、以下で提案するシーケンスの生成及びシーケンスの初期化値の決定等に下記のpseudo−random sequence(c(i))と関連した数式及び値が使用できる。
一般的な疑似ランダムシーケンスは、長さ−31のゴールドシーケンスにより定義される。長さ
Figure 2021516461
の出力シーケンス
Figure 2021516461
は、下記の数式6により定義される。ここで、
Figure 2021516461
である。
Figure 2021516461
ここで、
Figure 2021516461
であり、一番目のm−シーケンス
Figure 2021516461
は、
Figure 2021516461
と初期化される。
二番目のm−シーケンス
Figure 2021516461
の初期化は、シーケンスの適用(application)に依存する値を有する
Figure 2021516461
により記載される。
(方法1)
シーケンスの長さがN(>0)であり、シーケンスの各要素(element)がM(>0)−PSK及び/又はM−QAMシンボルで構成されているK(>0)個のシーケンス(a set of K sequences)を下記で提示する規則(又は条件)に基づいて設計(又は生成又は定義)することができる。ここで、length−Nのシーケンスであるので、考慮し得る全シーケンスの個数は
Figure 2021516461
である。即ち、全
Figure 2021516461
個の可能なシーケンスのうち、計
Figure 2021516461
個のシーケンスを選択(又は選別)する規則(又は条件)を提案するものと見ることができる。
(1)全
Figure 2021516461
個のシーケンスのうち、K個のシーケンスの間には特定の臨界値(threshold)又は特定のレベル以下の低い相互相関(cross−correlation)の特性を有するように選別(又は決定)されることができる。
(2)全
Figure 2021516461
個のシーケンスのうち、特定のthreshold又は特定のレベル以下に低いauto correlationの特性を有するK個のシーケンスが選別(又は決定)されることができる。前記Auto−correlation値は、特定のcorrelation Lagに対するものであってもよく、1つ以上のcorrelation lagsに対するauto−correlation値に対するthresholdを考慮し、K個のシーケンスを選別(又は決定)することができる。
(3)全
Figure 2021516461
個のシーケンスのうち、特定のthreshold又は特定のレベル以下に低いcyclic shift auto−correlationの特性を有するK個のシーケンスが選別(又は決定)できる。より具体的な例示として、length−Nのシーケンスで、+L、+L−1、+ L−2、…、−L+1、及び/又は−L個の要素をcyclic shiftしたものとcyclic shiftしていないものとの間のcorrelationが低いK個のシーケンスを選別することができる。前記Lは、N−1よりも小さいか等しい。
即ち、n番目の特定のシーケンスを
Figure 2021516461
で定義する場合、下記の数式7の値が小さいシーケンスを選別することができる。
Figure 2021516461
(4)選別されるK個のシーケンスのうち、特定のlength−Nのシーケンスの可能なcyclic shiftされた形態は、全て同一のシーケンスと見なすことができる。従って、K個の選別されたシーケンスのうち、いかなる特定のシーケンスも他のシーケンスの可能なcyclic shiftの形態と同一ではない。
(5)全
Figure 2021516461
個のシーケンスのうち、K個のシーケンスに特定のFDSSフィルタを適用する際、特定のthreshold又は特定のレベル(例、X(>0)dB)以下の低いPAPRの特性を示すようにシーケンスが選別(又は決定又は定義)できる。
例えば、前記FDSSフィルタは、時間領域の応答[0.28 1 0.28]に該当するFDSSフィルタであり得る。
さらに、2つ以上のmultiple FDSSフィルタが使用されることが考慮され得る。特定のシーケンス毎に各FDSSフィルタを適用する際に示すPAPRの性能が異なるため、これを考慮してmultiple FDSSフィルタが使用できる。
(6)全
Figure 2021516461
個のシーケンスのうち、K個のシーケンスにFDSSフィルタを使用しなくても、特定のthreshold又は特定のレベル(例、Y(>0)dB)以下の低いPAPRの特性を示すようにシーケンスが選別(又は決定又は定義)できる。
(7)特定のlength−Nのシーケンスで、シーケンス要素(sequence element)別に同一のphaseが掛けられた形態のシーケンスは、互いに異なるシーケンスと考慮せず、同一のシーケンスと見なす。
これは、phaseのみshiftされた形態のシーケンスを使用する場合、チャネルのためphaseがshiftされているか等、シーケンスを区別するのに問題が発生するため、互いに異なるシーケンスに使用するのが難しいためである。
前記方法1は、特定のアンテナポートに(例、特定のRS(Reference Signal) antenna port)に対して適用されてもよく、多数のアンテナポートに対して同じ規則が適用されてもよい。或いは、前記規則のうち一部又は全てがアンテナポート別の特性を考慮し、各アンテナ別に適用(又は使用)されることができる。
前記規則を全て考慮し、前記で提示した全ての条件を満たすシーケンスが選別(又は決定又は使用)されてもよく、前記規則のうち1つ以上を考慮し、K個のシーケンスが選別されてもよい。
− 例えば、全
Figure 2021516461
個のシーケンスで、FDSSフィルタを適用した際、特定の水準/threshold(例、X dB)以下のPAPRの性能を示すと同時に、FDSSフィルタを適用しない際にも、特定の水準/threshold(例、Y dB)以下のPAPRの性能を示すシーケンスK個を選別し、1つのシーケンスsetで定義(又は選別)できる。
このようなシーケンス及び/又はシーケンスsetは、端末/基地局が参照信号及び/又はデータ伝送のために使用されることができる。
前記FDSSフィルタの適用有無による条件に応じて選別したシーケンスに対して(選別したシーケンスがK個以上であることを仮定する)更にauto−correlation及び/又はcyclic−auto correlationが特定の水準/レベル以下に低いK個のシーケンスを選別し、1つのシーケンスsetと決定できる。
選別されたK個のシーケンスは、1つのシーケンスsetで定義(又は決定)され、端末及び基地局が使用することができ、特定時点に端末がどのシーケンスを使用するか、基地局が端末に指示/設定できる。参考までに、前記M−PSK及びM−QAMシンボルは、変調次数(modulation order)がMであるPhase shift keying modulationシンボル及びmodulation orderがMであるQuadrature Amplitude modulationシンボルを意味する。
図14は、DFT−s−OFDMベースのシステムに対するシステムモデル及び/又は手続の一例を示す。
前記方法1の適用例示としてCP−OFDMベースのシステム及びDFT−s−OFDMベースのシステムを考慮することができる。前記図14に方法1をDFT−s−OFDMベースのシステムに適用する際に必要な手続(又は過程)を示している。
前記図14で、length−N sequence setは、integer indexで構成されたsequence set、binary informationで構成されたsequence set等の様々な形態で構成されることができる。また、送信機(端末又は基地局)の具現化の複雑度の問題又はFDSS filterを使用することによって発生する信号伝送誤謬の増加等の問題でFDSSを使用しなくてもよい。これを反映し、前記図8にFDSSを適用しない場合と、FDSSを適用する場合を分けて示している。また、これを選択的に送信機が適用してもよい。前記図14に示してはいないが、送信機の実現によって、FDSS filterを使用する場合と、FDSS filterを使用しない場合の二つのうち一つのみで実現されることができ、このような送信機にも提案する方式は依然として有用に使用されることができる。
前記提案する方式で、送信機の多様な実現方式を勘案し、シーケンスを定義(又は設計又は選別)して使用できるというメリットがある。
(方法1−1)
提案するK個のシーケンスを同一のslot内でmultiple OFDMシンボルにわたって使用する際、K個のシーケンス間のcross−correlation/auto−correlation等の特性を考慮する必要がある。
− 連接された(concatenated)2個のOFDMシンボルでK個のシーケンスのうち、各シンボル当たり1つのシーケンスを使用して2個のシーケンスを使用する際、K個のシーケンスのうち、先に使用されたシーケンスとcross−correlationが最も小さいシーケンスを次のシンボルに使用できる。このため、特定のシーケンスとcross−correlationが最も小さいsequenceを1つのpairで定義(又は決定又は設定)できる。即ち、特定のシーケンスのインデックスuとcross−correlationが最も小さいsequence index u’をpairで定義(又は設定)できる。前記1つのpairの一例は(u,u’)であり得る。
更に、前記方法1でシーケンスを選別する全個数
Figure 2021516461
の値によってシーケンスを選択(又は選別)する規則(又は条件)として言及された(1)、(2)、(3)、(4)、(5)、(6)の6個の規則(又は条件)のうち1つ又は全てを変更しつつ、シーケンスを選別するか見付けることができる。例えば、選別するシーケンスの数が100個であると仮定し(即ち、1つのsequence setが100個のシーケンスで構成されれば)、前記条件(又は規則)6個を全て満たすシーケンスを見付けると仮定する。この際、最大に許容するcross−correlation値、cyclic auto−correlation値、filterを適用した際の最大に許容可能なPAPR値を特定の値に設定し、シーケンスを選別した際、可能なシーケンスの個数が100個を超えることができる。
従って、見付けようとするシーケンスの個数を固定しておき、前記条件をさらに強い制限条件に変更しつつ、見付けようとするシーケンスの個数を見付けることができる。
前記方法1に関して、提案する方式(又はアルゴリズム)に対するフローチャートを図15のように示すことができる。また、前記フローチャートの各段階は、同時に行われてもよく、又は独立して行われてもよい。或いは、各段階の順序の一部が変更されてもよい。
図15は、本明細書で提案する方法1のフローチャートを示す図である。
図15で、まず、送信機(端末又は基地局)は各シーケンスの長さがN(>1)であり、シーケンスを構成する各要素がM−PSK/M−QAMシンボルであるシーケンスK(>1)個を見付けるために、NとMを決定する(S1)。
以降、送信機は見付けようとするK個のシーケンスの特性を決定するために、1)特定のFDSSフィルタを使用する際に許容するPAPR値、FDSSフィルタを使用しない際に許容するPAPR値を設定し、2)シーケンス間のcross−correlation、cyclic auto−correlation値の許容範囲/レベルを設定し、3)cyclic shiftされたシーケンスは、同一のシーケンスと見なすように設定する(S2)。
以降、送信機は、前記設定された値を使用して設定された条件に符合するシーケンスを見付ける(S3)。ここで、前記送信機は、見付けたシーケンスの個数がKを超えると、前記設定した条件のうち一つ以上の基準を変更し、シーケンスを選別する過程をK個のシーケンスを見付けるまで繰り返す。ここで、正確にK個が発生しないと、K個を除いて捨てることができる。
以降、前記送信機は、前記選別されたK個のシーケンスで長さ−Nのシーケンスセットを構成又は決定する(S4)。
前記方法の具体的な例示として、シーケンスの長さが6であり、シーケンスを構成する各要素が8−PSKシンボルで構成される30個のシーケンス(sequence set)が定義できる。即ち、図14で、N=6、M=8である場合が考慮され得る。
(方法2)
方法2は、各シーケンスの要素が8−PSK(Phase Shift Keying)シンボルで構成され、長さが6である表10に提示されたシーケンスの全体を使用するか、表10に提示されたシーケンスの一部をアップリンクのPUSCH and/or PUCCH DMRSのシーケンスに使用することを提案する。前記提案のシーケンスは、DFT−S−OFDM(Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing) and/or CP−OFDM(Cyclic Prefix OFDM)に使用されることができる。この場合、N=6、M=8であるので、考慮できる全シーケンスの個数は
Figure 2021516461
である。全
Figure 2021516461
個のシーケンスのうち、一部のK(>0)個の提案するシーケンスを生成/選別/使用する規則は次の通りである。本提案でK=30を仮定した。
提案するシーケンスの主な特徴は、FDSSフィルタ(time−domain responseが[0.28 1 0.28]であるFDSS filter)を適用した際、X(>0)dB以下に低いPAPRの特性を示し、FDSSフィルタを適用しない場合にも、Y(>0)dBのPAPRが低い特性を示すものである。より具体的に、提案するシーケンスは次の特性を有する。即ち、次の特性/条件を満たすシーケンスを端末/基地局が使用することを提案する。
− FDSSフィルタ(time−domain responseが[0.28 1 0.28]であるFDSS filter)を適用した際、PAPRが約2.1[dB]よりも小さいか等しい特性を有する。
− 前記FDSSフィルタを使用していない際、PAPRが約2.5[dB]よりも小さいか等しいシーケンスを選別して使用できる。
− +1、−1 cyclic auto−correlationで最大のcyclic auto−correlationが低い(約0.2357よりも小さいか等しい)特性を有する。
− +2、+1、−1、−2 cyclic auto−correlationで最大のcyclic auto−correlationが低い(約0.4714よりも小さいか等しい)特性を有する。
− +3、+2、+1、−1、−2、−3 cyclic auto−correlationで最大のcyclic auto−correlationが低い(約0.80474よりも小さいか等しい)特性を有する。
− 選別されるK個のシーケンスのうち、特定のlength−Nのシーケンスの可能なcyclic shiftedの形態は、全て同一のシーケンスと見なす。従って、K個の選別されたシーケンスのうち、いかなる特定のシーケンスも他のシーケンスの可能なcyclic shiftの形態と同一ではない。
即ち、例えば、表10の1番のシーケンスが「−7 −5 −1 5 1 −5」であるが、これのcyclic shift versionである「−5 −1 5 1 −5 −7」は同一のシーケンスである。
Figure 2021516461
Figure 2021516461
表10の
Figure 2021516461
で、uはシーケンスのインデックスであり、nはシーケンスのエレメント(又はエレメントのインデックス)を示す。例えば、表10のようにシーケンスの長さが6である場合、nは0、1、2、3、4、5を有する。
表10で、例えば、index uが1である場合、
Figure 2021516461
は、各々−7、1、−1、−7、3、7に対応する。
前記表10は、本明細書で提案する8−PSKベースのシーケンスセット(長さ−6)の一例を示し、前記変調シンボルは、
Figure 2021516461
と生成される。
前記PAPRの性能は、1つのRBに対するComb−2タイプのDMRSを有するDFT−s−OFDMで評価される(Comb−2 type DMRSは、TS 38.211、TS 38.214、TS 38.331を参照する)。
変調シンボルは、
Figure 2021516461
と生成される。

Figure 2021516461
:シーケンスインデックス(sequence index)

Figure 2021516461
:各シーケンスのエレメントインデックス(element index of each sequence)
前記適用されるFDSSフィルタは、[0.28 1.0 0.28]の時間領域の応答に該当する。
− IFFTのサイズは64であり、DFTのサイズは12である。
前記表10で提示したlength−6 8−PSKシーケンスのPAPRの性能側面での優秀性は、図16から確認できる。前記表10で提示したシーケンスのうち、1−30番に該当する計30個のシーケンスのPAPRの性能を示した。前記図16では、前記の表10で提示したシーケンスをDFT−S−OFDMシステムでComb−2 DMRSシーケンスに使用する際にPAPRの性能を示す。
前記提示されたシーケンスに対して、FDSSフィルタ(corresponding to the time−domain response of [0.28 1.0 0.28])を適用した場合のPAPRの性能とFDSSフィルタを適用していない際のPAPRの性能を確認することができる。
既に提示されたlength−6 8−PSKのシーケンスに対しても同様にFDSSの適用有無を区分してPAPRの性能を提示した。既存の方式及び提案する方式は全て1つのsequence setが30個で構成されることを考慮したものであり、これに対するPAPR evaluationの結果である。従って、evaluation sampleが不足し、probability(PAPR>PAPR_0)=0.1以下にグラフが提示されないことがあるが、個別のシーケンスに対する性能の差は明らかに確認できる。既に提示されたlength−6 8−PSKのシーケンスとしてR1−1813445、R1−190081、R1−1900020、及びR1−1900673に提示されたものを参考にした。
図16に示すように、提案するシーケンスは、FDSSフィルタを適用した際に既に提示されたシーケンスが示すPAPRの特性と類似の性能を示す。特に、probability(PAPR>PAPR_0)=0.1以下の領域では微細であるものの、もう少し良い性能を示すことを見ることができる。FDSSフィルタを適用していない際、FDSSフィルタを適用するよりはPAPRの性能が劣化するが、既に提示されたシーケンスよりも優れたPAPRの性能を確認することができる。即ち、提案するシーケンスの30個は、既に提示されたsequence set(R1−1813445、R1−190081、R1−1900020、及びR1−1900673。各々のレファランスで30個のシーケンスを1つのsequence setと提示)とは異なり、FDSSフィルタを適用していない際にも、PAPRが2.5dBを超えないことが確認できる。
図16は、各シーケンスのエレメントが8−PSKシンボルで構成された長さ−6のシーケンスの提案するセットに対するPAPRの性能を示す。
前記表10及び図16で提示したPAPR値は、IFFT size及びシミュレーションを行う道具等に応じて微細に差があり得るが、大きな傾向は類似する。従って、前記微細な差があるとしても、本明細書で提案する方法の思想から外れるものではなく、本明細書で提案する方法に含まれると見ることができる。また、前記auto−correlation thresholdを超えるシーケンスの生成/選別方法もまた、FDSSの使用有無を全て勘案してシーケンスを選別/使用すれば、本明細書で提案する方法の思想に含まれるものと見るべきである。
前記方法2は、主にFDSS filter(corresponding to time−domain response[0.28, 1.00, 0.28])を使用するが、FDSSフィルタを使用していない際にも、comparableなPAPRの性能を提供するシーケンスとして考慮されることもできる。
逆に、FDSSフィルタを使用していないときのPAPRの性能が、特定のFDSSフィルタを使用するときよりも更によいPAPRの性能を提供するようにシーケンスを使用することもできる。
但し、特定のFDSSフィルタを使用する際にもcomparableなPAPRの性能を示すことができるように設計する。もし、送信機の具現化の複雑度及び/又はFDSSフィルタの使用により元の送信信号の歪みの発生によるエラー率の増加等の問題で、FDSSフィルタを使用しない場合が多いと、次の方法3で提案する方式のシーケンスが有用に使用されることができる。
(方法2−2)
方法2−2は、各シーケンスの要素が8−PSK(Phase Shift Keying)のシンボルで構成され、長さが6である表8に提示されているシーケンスの全体を使用するか、表8に提示されているシーケンスの一部をアップリンクのPUSCH及び/又はPUCCH DMRSのシーケンスに使用する方法に関する。前記提案のシーケンスは、DFT−S−OFDM(Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing)及び/又はCP−OFDM(Cyclic Prefix OFDM)に使用されることができる。
本方法の場合、N=6、M=8であるので、考慮し得る全シーケンスの個数は
Figure 2021516461
である。本例題では、全2本のAntenna ports(例、two DMRS antenna ports)を考慮し、各アンテナポートは、Comb−2の形態でFDM(Frequency Division Multiplexing)される。全
Figure 2021516461
個のシーケンスのうち、一部のK(>0)個の提案するシーケンスを生成/選別/使用する規則は次の通りである。本方法で、K=45を仮定した。
提案するシーケンスの主な特徴は、Comb−2の形態でFDMされる2本のアンテナポートが全てFDSSフィルタ(time−domain responseが[0.28 1 0.28]であるFDSS filter)を適用した際、2.1dB以下に低いPAPRの特性を示し、FDSSフィルタを適用していない場合にも、2.3dBのPAPRが低い特性を示す。
更に、提案するシーケンスは次の特性を有する。
− 提案するシーケンスは、+1、−1 correlation lagで最大のauto−correlationが約0.2357よりも小さいか等しい特性を有する。
− 提案するシーケンスは、+3、+2、+1、−1、−2、−3 correlation lag(s)で最大のauto−correlationが約0.8よりも小さいか等しい特性を有する。
− 選別されるK個のシーケンスのうち、特定のlength−Nのシーケンスの可能なcyclic shiftedの形態は全て同一のシーケンスと見なす。従って、K個の選別されたシーケンスのうち、いかなる特定のシーケンスも他のシーケンスの可能なcyclic shiftの形態と同一ではない。
即ち、例えば、表11の1番のシーケンスが「−7 −5 −1 5 1 −5」であるが、これのcyclic shift versionである「−5 −1 5 1 −5 −7」は同一のシーケンスである。
Figure 2021516461
Figure 2021516461
Figure 2021516461
表11は、本明細書で提案する8−PSKベースのシーケンスセット(長さ−6)の一例を示す。ここで、変調シンボルは
Figure 2021516461
と生成される。PAPRの性能は、1つのRBに対するComb−2タイプのDMRSを有するDFT−s−OFDMで評価される(Comb−2 type DMRSは、TS 38.211、TS 38.214、TS 38.331を参考とする)。
− 変調シンボルは、
Figure 2021516461
と生成される。

Figure 2021516461
:シーケンスインデックス(sequence index)

Figure 2021516461
:各シーケンスのエレメントインデックス(element index of each sequence)。
− 前記適用されたFDSS filterは、[0.28 1.0 0.28]の時間領域の応答に該当する。
− IFFTのサイズは64であり、DFTのサイズは12である。
前記表11に提示されたシーケンスのうち一部又は全てを使用することを提案する。また、前記表11に提示されたシーケンスのうち一部又は全てと前記表に提示されていない(特性が異なる)シーケンスと1つのsequence setで構成されて使用されることができる。このような構成もまた、本発明の拡張(又は適用又は応用)であって、本明細書で提案する方法の思想に含まれると見ることができる。
図17で前記方法2−2で提案するシーケンスの優秀性を確認することができる。既存のシーケンスと比較したとき、提案するシーケンスはFDSSフィルタを使用する場合も、使用しない場合も低いPAPRの特性を示す。特に、FDSSフィルタを使用していない場合、本方法2−2で提示するシーケンスのPAPRと既存のシーケンスのPAPRの性能の差がかなり大きい。
図17は、本明細書で提案する各シーケンスのエレメントが8−PSKシンボルで構成された長さ−6のシーケンスの提案されたセットに対するPAPRの性能を示す。
前記方法2及び方法2−1で、length−6 DMRS sequence(Pre−DFT leng−6 sequence)を時間−周波数のRE(resource element)に次のような方式でmappingした。
周波数領域でComb−2 typeでfrequency−REを使用すると、時間軸の信号が2回繰り返して示される特性がある。従って、DFT−spread−OFDMシステムでDFT以前の段階でlength−6 DMRS sequenceを送信するためには、time−domainでlength−6 sequenceを2回繰り返すことを考慮して使用する必要がある。よって、(pre−)DFT手続で長さが6のシーケンスが2回繰り返されるように使用すべきである。
Figure 2021516461
ここで、
Figure 2021516461
はDFT(Discrete Fourier Transform) matrixを示す。
Figure 2021516461
は、6x1 vector(one length−6 sequence)である。ここで、各エレメント
Figure 2021516461
は、M−PSK/M−QAM symbolである。
Figure 2021516461
のDFTプロセシングの後、周波数領域の信号である12 X 1 vectorである。
この際、DFT−spread−OFDM方式でDMRSのシーケンスを送信する際、single−port DMRSの送信の際には、前記言及したようにpre−DFT段でlength−6のシーケンスが2回繰り返される形態で使用してDFT演算を行えばよい。
DMRS portが2本である場合、特定のDMRS portはfrequency offsetが0であるcomb−2 typeに設定し、他のDMRS portは、frequency offsetが1であるcomb−2 typeに設定できる。この際、2番目のDMRSポートで使用するlength−6 sequenceと1番目のDMRSポートで使用するlength−6 sequenceを前記数式8のように(pre−)DFT過程を介して周波数軸にmappingすると、frequency offset「0」を有するComb−2 structure(frequency offsetが0であるcomb−2 structure)に割り当てられる。
2番目のDMRSポートで使用するlength−6 sequenceは、前記数式5のように(pre−)DFT過程を介して周波数軸にmappingすると、frequency offset「0」を有するComb−2 structureに割り当てられる。1番目のDMRS portとREが重ならないようにfrequency offset「1」を有するComb−2 structureに割り当てるために、数式8の代わりに次の数式9に沿って割り当てる。
Figure 2021516461
前記数式9で、
Figure 2021516461
は12x12の行列であり、奇数番目のsubcarrier RE(Resource Element)に割り当てられる要素を偶数番目のsubcarrier REに割り当てられるようにする行列である。
(方法3)
方法3は、各シーケンスの要素が8−PSK(Phase Shift Keying)シンボルで構成され、長さが6である表12に提示されたシーケンスの全体を使用するか、表12に提示されたシーケンスの一部をアップリンクのPUSCH及び/又はPUCCH DMRSのシーケンスに使用する方法に関する。前記提案のシーケンスは、DFT−s−OFDM(Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing)及び/又はCP−OFDM(Cyclic Prefix OFDM)に使用されることができる。
本方法の場合、N=6、M=8であるので、考慮し得る全シーケンスの個数は
Figure 2021516461
である。

Figure 2021516461
個のシーケンスのうち、一部のK(>0)個の提案するシーケンスを生成(又は選別又は使用)する規則は次の通りである。
本明細書で提案するシーケンスの主な特徴は、FDSSフィルタを使用していない際にY(>0)以下に低いPAPRの特性を示し、FDSSフィルタ(time−domain responseが[0.28 1 0.28]であるFDSS filter)を適用した際にはFDSSフィルタを使用しないことよりは、PAPRの性能がよくないものの、依然としてX(>0)dB以下に低いPAPRの特性を示す。より具体的に、提案するシーケンスは、次の特性を有する。即ち、次の特性(又は条件)を満たすシーケンスを端末/基地局が使用することを提案する。
− FDSSフィルタ(time−domain responseが[0.28 1 0.28]であるFDSS filter)を適用した際、PAPRが約2.8[dB]よりも小さいか等しい特性を有する。
− 前記FDSSフィルタを使用していないときのPAPRが約2.1[dB] よりも小さいか等しいシーケンスを選別して使用することができる。
− +1、−1 cyclic auto−correlationで最大のcyclic auto−correlationが低い(約0.2357よりも小さいか等しい)特性を有する。
− +2、+1、−1、−2 cyclic auto−correlationで最大のcyclic auto−correlationが低い(約0.4714よりも小さいか等しい)特性を有する。
− +3、+2、+1、−1、−2、−3 cyclic auto−correlationで最大のcyclic auto−correlationが低い(約0.80474よりも小さいか等しい)特性を有する。
− 選別されるK個のシーケンスのうち、特定のlength−Nのシーケンスの可能なcyclic shiftされた形態は全て同一のシーケンスと見なす。従って、K個の選別されたシーケンスのうち、いかなる特定のシーケンスも他のシーケンスの可能なcyclic shiftの形態と同一ではない。
Figure 2021516461
Figure 2021516461
表12は、提案された8−PSKベースのシーケンスセット(長さ−6)の一例を示す。前記変調シンボルは、
Figure 2021516461
と生成される。PAPRの性能は、1つのRBに対してComb−2 type DMRSを有するDFT−s−OFDM systemで評価される。
図18は、本明細書で提案する各シーケンスのエレメントが8−PSKシンボルで構成された長さ−6のシーケンスの提案されたセットに対するPAPRの性能を示す。
前記表12に提示したlength−6の8−PSKシーケンスのメリットを図18で見ることができる。前記図18は、前記の表12で提示したシーケンスをDFT−S−OFDMシステムでComb−2 DMRSのシーケンスに使用する際のPAPRの性能を示す。前記提示されたシーケンスに対して、FDSSフィルタ(corresponding to the time−domain response of [0.28 1.0 0.28])を適用した場合のPAPRの性能とFDSSフィルタを適用していないときのPAPRの性能を示している。前記方法3に従って定義したシーケンスは、FDSSフィルタを使用していないとき、2.1dB以下のPAPRの性能を示すことを確認することができる。
前記方法2及び前記方法3は、同一の特定のシーケンスに対してFDSSフィルタ(特に、time−domain responseが[0.28 1.00 0.28]に相応するFDSSフィルタ)を適用する場合と適用していない場合、即ち、二つの場合が全て低いPAPRの特性を示すシーケンスを使用する方法に関する。
しかし、FDSSフィルタを使用しない場合のみ考慮し、低いPAPRの特性を有するシーケンスを決定(又は使用)するか、FDSSフィルタを使用することのみ仮定し、低いPAPRの特性を有するシーケンスを決定(又は使用)すると、前記の場合よりもさらに低いPAPRの特性を有するシーケンスを使用することができる。即ち、フィルタを適用する場合と適用していない場合の二つの場合、全てPAPRの性能がよいことは限界があるため、これを勘案して次の方法を提案する。
(方法4)
方法4は、1つのシーケンスを構成する要素(element)がM−PSK/M−QAMシンボルであり、シーケンスの長さがNである計K個のシーケンスで1つのsequence setを構成するが、特定のFDSSフィルタを使用するときの特定のPAPRの特性がよいシーケンス
Figure 2021516461
個と、FDSSフィルタを使用していないときのPAPRの特性がよいシーケンス
Figure 2021516461
個を使用する方法に関する。
1つのsequence setを構成する計sequenceの個数
Figure 2021516461
個である。
特定のFDSSフィルタを多く使用するか、それとも主にFDSSフィルタを使用しないかなどの様々な環境を考慮することによって、前記
Figure 2021516461

Figure 2021516461
は決定されることができる。例えば、特定のFDSSフィルタを主に使用することを考慮し、length−NのシーケンスK個を定義(又は構成又は使用)すれば、
Figure 2021516461
であるシーケンスsetを構成することができる。
或いは、FDSSフィルタを使用しない場合をtargetとして1つのsequence setを構成(又は決定)(K個のシーケンスを構成(又は決定)すれば、
Figure 2021516461
であるsequence setを構成(又は決定)することができる。例えば、K=30と仮定すれば、
Figure 2021516461
である場合のように極端な場合を考慮することができる。
− 例えば、8−PSKシンボルで構成されるlength−6のシーケンスを考慮し、30個のシーケンスを1つのシーケンスsetで構成すれば、下記の表13に提示したシーケンスを使用することができる。このうち一部又は全てをDFT−s−OFDMシステムでDMRS等の参照信号のシーケンスに使用することを提案する。
− 下記の表13は、
Figure 2021516461
を仮定して構成したものである。
表13で見るように、1−15番のシーケンスは、FDSSフィルタを使用しないことを主なtargetとして使用するシーケンスであり、16−30番はtime−domain response[0.28 1.0 0.28]に相応するFDSSフィルタを共に使用することを勘案し、これをtargetとして使用するシーケンスである。フィルタの使用有無によるPAPRの性能の差は、提示した表13から確認できる。また、下記のシーケンスは、次の特性を有するように構成された。
− +1、−1 cyclic auto−correlationで最大のcyclic auto−correlationが低い(約0.2357よりも小さいか等しい)特性を有する。
− +2、+1、−1、−2 cyclic auto−correlationで最大のcyclic auto−correlationが低い(約0.4714よりも小さいか等しい)特性を有する。
− +3、+2、+1、−1、−2、−3 cyclic auto−correlationで最大のcyclic auto−correlationが低い(約0.80474よりも小さいか等しい)特性を有する。
− 選別されるK個のシーケンスのうち、特定のlength−Nのシーケンスの可能なcyclic shiftされた形態は、全て同一のシーケンスと見なす。従って、K個の選別されたシーケンスのうち、いかなる特定のシーケンスも他のシーケンスの可能なcyclic shiftの形態と同一ではない。
− 選別されるK個のシーケンス間に単純にphaseのみshiftされた形態のシーケンスがないように構成する。即ち、6個のシーケンスelementに同一のphaseが掛けられた形態のシーケンスは、同一のものと見なして除外する。下記の表13で、各シーケンスの一番目のsequence elementを−7と固定したが、各シーケンスに相応する6個のelementをすべて同じようにphase shiftしたことは、同一のsequenceと見なければならない。即ち、下記の表13で提示されてはいないが、下記のシーケンスでphase shiftしたことは同一のシーケンスとして本明細書で提案するシーケンスに含まれると見ることができる。
Figure 2021516461
Figure 2021516461
表13は、提案された8−PSKベースのシーケンスセット(長さ−6)の一例を示し、前記変調シンボルは
Figure 2021516461
と生成される。PAPRの性能は、1つのRBに対してComb−2タイプのDMRSを有するDFT−s−OFDMシステムで評価される。
前記表13で、1−15番のシーケンスはFDSSフィルタを使用しないことを主なtargetとして使用するシーケンスであり、16−47番は、time−domain response[0.28 1.0 0.28]に相応するFDSSフィルタを使用する場合をtargetとして選別(又は決定又は構成)したシーケンスである。
(方法5)
方法5は、FDSSフィルタを使用すると、確率的にPAPRの特性がよくなることは自明であるが、各シーケンスの観点から、PAPRが最適化できない。本明細書で見たように、特定のシーケンスに対して特定のFDSSフィルタを適用する際、特定のシーケンスのPAPRの特性が悪くなることを見ることができる。
これを背景として、送信機は送信するシーケンス、シーケンスグループ及び/又はシーケンスのセット(サブセット)によって、互いに異なるFDSS filterを使用することを提案する。また、使用するFDSS filterに対して最適化された1つのsequence setを構成(又は決定)し、端末/基地局が使用できる。一例として、図19に示すシステム/装置を考慮することができる。特定のRB(s)及び/又はRB(s)のグループ別に互いに異なるシーケンスが使用されてもよく、OFDM symbol別及び/又はslot(s)別に互いに異なるシーケンスを送信機が使用することができる。
これを受信機で適切に復元するように助けるために、送信機は受信機に特定のシーケンスにどのFDSSフィルタを使用するか知らせることができる。及び/又は、受信機が送信機に特定のシーケンス、シーケンスグループ別にどのFDSSフィルタを使用するかを指示することができる。或いは、受信機と送信機がどのシーケンスに対してどのFDSSフィルタを使用するか、予め定義(又は約束)しておいて使用できる。
− 1つのsequence set/group/tableを構成するが、使用するFDSS filter #1、FDSS filter #2、…、FDSS filter #Dに対して最適化されたシーケンスが使用できる。即ち、使用するD個のFDSS filterに対して、FDSSフィルタを使用してPAPRの性能(及び/又はcross−correlation/auto−correlation等の多様なcriterion/性能含む)が最適化されたD個のシーケンスグループ/sub−setを構成し、これを1つのset/groupで定義(又は構成)し、送信機がDMRS、SRS、CSI−RS等の参照信号の送信のために使用できる。
− 更に、FDSSフィルタを使用しない場合も考慮し、D個のFDSSフィルタを使用する場合、及びFDSSフィルタを使用しない場合に対して、PAPRの性能が最適化された計(D+1)個のシーケンスグループ(又はsub−set)を構成し、1つのsequence set/group/tableを構成し、送信機が参照信号/データ信号等を送信するのに使用できる。
図19は、本明細書で提案するFDSSフィルタを適応的に適用するための一例を示す。
長さ12、18、及び24の各々に対して、NR Rel−16は各々表1、2、及び3で二進のCGSを支援し、次いでpi/2 BPSKの変調が後に続き、次いでPUSCHとPUCCH両方に対してπ/2 BPSKの変調のためのDMRSシーケンスとしてDFTが後に続く。
前記の内容は、単一のDMRSの設定に適用可能である。2−symbol DMRSの設定に対するCGSが議論できる。表1、2及び3は、R1−1901362から見つけられる。
ここで、length−8までCGSを利用することができ、length−6は8−PSKを利用することができる。
以下で、two−symbol DMRS configurationで、コンピュータ生成シーケンス(computer generation sequence)の適用方法について見る。
2つのシンボルで同一のCGS(Computer Generate Sequence)を使用することができる。
CGSセット(30個のsequences)のうち、1番目のシンボルで特定のシーケンスを使用する場合、これと連動し、次のシンボルで特定のシーケンスを使用するようにする。
この際、1番目のシンボルで使用された特定のシーケンスを除いた他のシーケンスのうち、シーケンスセット/グループ/表で1番目のシンボルで使用された特定のシーケンスとcross−correlationが最も低いシーケンスを2番目のシンボルで使用することができる。
或いは、異なる基準(criterion)によって、2つのシーケンスを1つのpairにしておき、2つの連接したOFDMシンボルで使用されるように予め決定(又は定義)しておくか、sequence pairを基地局が端末に設定(又は指示)できる。
1番目(1st)のDMRSシンボルと2番目(2nd)のDMRSシンボルに対して各々独立したCGS(Computer Generation Sequence)を使用することが考えられる。
このため、シンボル当たり30個のCGSを定義し、計60個のCGSを定義することができる。この際、30個のシーケンスを1つのsequence setと考慮できる。
この際、2つのsequence set間のcross−correlationが最小化されるようにsequence setが定義されることを考慮することができる。或いは、1番目(1st)のDMRSシンボルで特定のシーケンスが使用される際、2番目(2nd)のDMRSシンボルで使用する特定のシーケンス及び/又は特定のシーケンスsub−set(30個のsequencesのうち一部分)が使用できる。
長さ−6のCGSに対して、8−PSKが使用される。
1つのOFDMシンボルDMRS及びpi/2 BPSKの変調を有するPUSCHの場合、次の代案から選択する。
代案0:単一のDMRSポートのみ支援される(1つのcombが使用される)
代案1:comb当たり1つのDMRSポートが支援される(計2本のポートで)
代案2:comb当たり2本のDMRSポートを支援する(計4本のポートで)
以下で、前記で見た方法2に対する更なる実施例を方法2−1を介して見てみる。
(方法2−1)
方法2−1は、前記方法2でcyclic auto−correlationの性能をrelaxationすることに関する。Relaxationを介してPAPRの特性がさらに良いシーケンスを使用することもでき、1つのシーケンスsetを構成するシーケンスの個数を大きく増やして選択的/適応的に使用する方法があり得る。方法2で、前記FDSSフィルタを使用する際、PAPRが2.3dB以下であり、FDSSフィルタを使用しない際、3.2dB以下の条件で方法2の条件をrelaxationすると、下記の表14に提示されているシーケンスが得られる。前記表14に提示されているシーケンスのうち一つ以上の一部又は全シーケンスをDFT−spread−OFDMベースのDMRS sequenceに使用することを提案する。
Figure 2021516461
Figure 2021516461
Figure 2021516461
Figure 2021516461
Figure 2021516461
Figure 2021516461
表14は、提案される8−PSKベースのシーケンスセット(長さ−6)の一例を示し、前記変調シンボルは
Figure 2021516461
と生成される。PAPRの性能は1つのRBに対してComb−2タイプのDMRSを有するDFT−s−OFDMシステムで評価される。
(方法6)
方法6は、周波数領域(frequency−domain)でComb−2 typeでfrequency−REを使用すると、時間軸の信号が2回繰り返して示される特性がある。従って、DFT−spread−OFDMシステムでDFT以前の段階でlength−6のDMRS sequenceを送信するために、time−domainでlength−6 sequenceを2回繰り返すことを考慮して使用する必要がある。従って、(pre−)DFT手続で長さが6のシーケンスが2回繰り返されるように使用すべきである。
Figure 2021516461
ここで、
Figure 2021516461
は、DFT(Discrete Fourier Transform)マトリックスを示す。
Figure 2021516461
は、6x1のベクトル(one length−6 sequence)であり、各エレメント
Figure 2021516461
は、M−PSK/M−QAMシンボルである。
Figure 2021516461
のDFTプロセシング以降の周波数領域の信号である12X1のベクトルである。
この際、DFT−spread−OFDM方式でDMRSシーケンスを送信する際、single−port DMRSの送信の際には前記言及したようにpre−DFT段でlength−6のシーケンスが2回繰り返される形態で使用してDFT演算を行えばよい。
DMRS portが2本である場合、特定のDMRS portはfrequency offsetが0であるcomb−2 typeに設定し、他のDMRS portはfrequency offsetが1であるcomb−2 typeに設定できる。この際、2番目のDMRSポートで使用するlength−6 sequenceと1番目のDMRSポートで使用するlength−6 sequenceを前記数式8のように(pre−)DFT過程を介して周波数軸にmappingすると、同一のfrequency offsetを有するComb−2 structure(frequency offsetが0であるcomb−2 structure)に割り当てられる。従って、2つのDMRSポートを使用する際には周波数軸(frequency axis)でshiftする動作が更に必要なことがある。しかし、これは、更なるshifting動作が必要であるので、次のような方式でsingle symbolに互いに異なる(even及びodd)Comb−2にtwo−port DMRS sequenceを送信/設定できる。
1番目のDMRS portに送信するシーケンス:
Figure 2021516461
(6 X 1 vector)
2番目のDMRS portに送信するシーケンス
Figure 2021516461
(6 X 1 vector)
前記シーケンスは、length−6 DMRS sequenceの表から選択された互いに異なる又は同一のシーケンスであり得る。
両DMRSポートで送信するシーケンスが互いに異なるComb−2に送信されるようにするために、(pre−)DFT processingのために1番目のDMRS portに送信するシーケンスは、
Figure 2021516461
の形態でDFT行列と掛けられ(DFT processingが行われ)、2番目のDMRS portは、
Figure 2021516461
及び/又は
Figure 2021516461
の形態で(pre−)DFT processingが実行できる。結果として、2番目のDMRS portに送信されるシーケンスは、DFT processing後に更にshifting処理がなくても、frequency offsetが1が設定されたように奇数番目のREの6個に0ではない値が設定/送信され、偶数番目のREの6個には0又は0ではない値がマッピング/送信される。
1番目のDMRS port:
Figure 2021516461
2番目のDMRS port:
Figure 2021516461
前記方式で両ポートに各々送信されるシーケンスが(pre−)DFT段で時間領域(time−domain)のOCCが設定されなくても、周波数軸でorthogonalするため区分される。即ち、両DMRSポートに互いに異なるシーケンスをマッピング(又は設定又は送信)が可能である。
参考までに、本明細書で言及する1番目、2番目のDMRSポートは互いに異なるDMRSポートを意味し、DMRSポートのインデックスとは関係ない。
前記で言及した方法2、方法2−1、方法2−2は、2本のアンテナポートを(e.g., two DMRS antenna ports)2個のComb−2 structureで周波数軸にマッピングするために、DFT以降にfrequency RE mappingの行列を掛けた。
方法2、方法2−1、方法2−2で、互いに異なる両アンテナポートを考慮し、各アンテナポート別にComb−2形態のfrequency RE mappingのために、前記方法6を使用する場合を考慮し得る。
即ち、方法6の数式11及び12を見ると、pre−DFT以降に1番目及び2番目のアンテナポートに送信するlength−6 sequenceが各々frequency offsetが「0」であるfrequency REとfrequency offsetが「1」であるfrequency REに割り当てられる。前記方法6を考慮し、方法2−2と同様に次の方法2−3を提案する。
以下で、前記で見た方法2に対する更なる実施例を方法2−3を介して見てみる。
(方法2−3)
方法2−3は、各シーケンスの要素が8−PSK(Phase Shift Keying)シンボルで構成され、長さが6である表15に提示されたシーケンスの全体を使用するか、表15に提示されたシーケンスの一部をアップリンクのPUSCH及び/又はPUCCH DMRSのシーケンスに使用する方法に関する。
提案するシーケンスは、DFT−s−OFDM(Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing)及び/又はCP−OFDM(Cyclic Prefix OFDM)に使用されることができる。方法2−3の場合、N=6、M=8であるので、考慮し得る全シーケンスの数は
Figure 2021516461
である。ここで、計2本のAntenna ports(e.g., two DMRS antenna ports)を考慮し、各アンテナポートはComb−2の形態でFDM(Frequency Division Multiplexing)される。
この際、両アンテナポートのlength−6のシーケンスをComb−2 structureにマッピングするために、前記で見た方法6の数式11及び12のように1番目のポートのlength−6のシーケンスを時間軸で2回繰り返すようにし、2番目のポートのlength−6 sequenceは符号を変えて繰り返して出るようにする。

Figure 2021516461
個のシーケンスのうち、一部のK(>0)個の提案するシーケンスを生成(又は選別又は使用)する規則は次の通りである。ここで、K=45を仮定する。
提案するシーケンスの主な特徴は、Comb−2の形態でFDMされる2つのアンテナポートはすべてFDSSフィルタ(time−domain responseが[0.28 1 0.28]であるFDSS filter)を適用した際、2.2dB以下に低いPAPRの特性を示し、FDSSフィルタを適用しない場合にも、2.9dBのPAPRに低い特性を示す。
更に、提案するシーケンスは次の特性を有する。
− 提案するシーケンスは、+1、−1 correlation lag(相関遅延)で最大のauto−correlation(自己相関)が約0.2357よりも小さいか等しい特性を有する。
− 提案するシーケンスは、+3、+2、+1、−1、−2、−3 correlation lag(s)で最大のauto−correlationが約0.85よりも小さいか等しい特性を有する。
− 選別されるK個のシーケンスのうち、特定のlength−Nのシーケンスの可能なcyclic shiftされた形態は全て同一のシーケンスと見なす。従って、K個の選別されたシーケンスのうち、いかなる特定のシーケンスも他のシーケンスの可能なcyclic shiftの形態と同一ではない。
Figure 2021516461
Figure 2021516461
表15は、提案された8−PSKベースのシーケンスセット(長さ−6)の一例を示し、変調シンボルは
Figure 2021516461
と生成される。PAPRの性能は、1つのRB(Resource Block)に対してComb−2タイプのDMRSを有するDFT−s−OFDMシステムで生成される(Comb−2 type DMRSは、TS 38.211、TS 38.214、TS 38.331を参考とする)。
− 変調シンボルは、
Figure 2021516461
と生成される。

Figure 2021516461
:シーケンスインデックス(sequence index)

Figure 2021516461
:各シーケンスのエレメントインデックス(element index of each sequence)
− 適用されたFDSSフィルタは、[0.28 1.0 0.28]の時間領域の応答に該当する。
− IFFTのサイズは64であり、DFTのサイズは12である。
前記表15に提示されたシーケンスのうち一部又は全てが使用できる。
また、前記表15に提示されたシーケンスのうち一部又は全てと前記表15に提示されていない(特性が異なる)シーケンスと1つのsequence setで構成されて使用されることもある。このような構成もまた、本明細書で提案する方法の拡張(又は適用又は応用)であって、本明細書で提案する方法の思想に含まれると見ることができる。
図20は、本明細書で提案する各シーケンスのエレメントが8−PSKシンボルで構成された長さ−6のシーケンスの提案されたセットに対するPAPRの性能を示す。
low−PAPRのシーケンス生成タイプ2(sequence generation type 2)
更に、low−PAPRのシーケンス生成タイプ2(sequence generation type 2)について簡略に見てみる。
low−PAPR sequence
Figure 2021516461
は、下記の数式13によって基本シーケンス
Figure 2021516461
により定義されることができる。
Figure 2021516461
ここで、
Figure 2021516461
シーケンスの長さを示す。多数のシーケンスは、
Figure 2021516461

Figure 2021516461
の異なる値を介して、単一の基本シーケンスから定義される。
基本シーケンス
Figure 2021516461
はグループに分けられ、ここで、
Figure 2021516461
はグループ番号(group number)であり、
Figure 2021516461
はグループ内の基本シーケンス番号(base sequence number)である。各グループは、長さ
Figure 2021516461

Figure 2021516461
の1つの基本シーケンス
Figure 2021516461
を含む。シーケンス
Figure 2021516461
は、下記の数式14により定義される。
Figure 2021516461

Figure 2021516461
ここで、
Figure 2021516461
の定義はシーケンスの長さに依存する。
前記low−PAPRのシーケンス生成タイプ2(sequence generation type 2)は、シーケンスの長さによって(1)長さ30またはそれ以上の(length 30 or larger)シーケンスと、(2)長さ30未満の(length less than 30)シーケンスとに区分できる。
長さ30未満のシーケンスについて簡単に見てみる。
長さ30未満のシーケンス(Sequences of length less than 30)
Figure 2021516461
に対して、シーケンス
Figure 2021516461
は、下記の数式15により与えられる。
Figure 2021516461
ここで、
Figure 2021516461
の値は、前記で見た表のように与えられる。
Figure 2021516461
に対して、シーケンス
Figure 2021516461
はπ/2−BPSKの変調による複素数値の変調シンボルで得られる。
前記low−PAPRのシーケンス生成タイプ2(sequence generation type 2)に対する内容は、前述した本明細書で提案する方法に適用されることができる。
前記で見てきた本明細書での提案を具現化するための方法、実施例、説明は、別に適用されてもよく、1つ以上を組み合わせて適用されてもよい。
図21は、本明細書でアップリンク制御信号に対する復調参照信号を送信する方法の一例を示すフローチャートである。
具体的に、端末は長さ−6のシーケンスに基づいて、低いPAPR(peak to average power ratio)のシーケンスを生成する(S2110)。
また、前記端末は、前記低いPAPRのシーケンスに基づいて前記復調参照信号に使用されるシーケンスを生成する(S2120)。
また、前記端末は、前記復調参照信号に使用されるシーケンスに基づいて前記復調参照信号を前記基地局に送信する(S2130)。
ここで、前記長さ−6のシーケンスは、8−PSK(Phase Shift Keying)シンボルをシーケンスの各エレメント(element)として有することができる。
また、前記長さ−6のシーケンスは、
Figure 2021516461
により決定され、前記
Figure 2021516461
は、前記長さ−6のシーケンスのエレメントのインデックスであり得る。
また、前記
Figure 2021516461
の値は、(−1 −7 −3 −5 −1 3)、(−7 3 −7 5 −7 −3)、(5 −7 7 1 5 1)、(−7 3 1 5 −1 3)、(−7 −5 −1 −7 −5 5)、(−7 1 −3 3 7 5)、及び(−7 1 −3 1 5 1)を含んでもよい。
また、前記
Figure 2021516461
に対してサイクリックシフトされた(cyclic shifted)シーケンスは、前記
Figure 2021516461
と同一のシーケンスであり得る。
前記
Figure 2021516461
の値が有し得る数は
Figure 2021516461
であり得る。
ここで、前記低いPAPRのシーケンスに対する自己相関(auto−correlation)の値は、特定の値未満であってもよい。
更に、前記端末は、アップリンクに対するトランスフォームプリコーディング(transform precoding)がイネーブル(enable)されていることを示す制御情報を含むRRCシグナリングを基地局から受信することができる。
また、前記端末は、前記低いPAPRのシーケンスにFDSS(Frequency Domain Spectrum Shaping)フィルタを適用することができる。
ここで、前記低いPAPRのシーケンスは、2個のアンテナポートにComb−2の形態でFDM(Frequency Division Multiplexing)されることができる。
前記2個のアンテナポートの各々に互いに異なる低いPAPRのシーケンスが使用できる。
図21で説明した方法が無線装置で実現される具体的な動作について見てみる。
無線通信システムにおけるアップリンク制御信号に対する復調参照信号を送信するための端末は、無線信号を送受信するための送受信機(tranceiver)及び前記送受信機と機能的に連結されているプロセッサを含むことができる。
前記端末のプロセッサは、長さ−6のシーケンスに基づいて低いPAPR(peak to average power ratio)のシーケンスを生成し、前記低いPAPRのシーケンスに基づいて前記復調参照信号に使用されるシーケンスを生成し、及び前記復調参照信号に使用されるシーケンスに基づいて前記復調参照信号を前記基地局に送信するように制御することができる。
本発明が適用される通信システムの例
これに制限されるわけではないが、本文書に開示の本発明の多様な説明、機能、手続、提案、方法及び/又は動作のフローチャートは、機器間に無線通信/接続(例、5G)を必要とする様々な分野に適用されることができる。
以下、図を参照としてより具体的に例示する。以下の図/説明で同一の図面符号は、異なって記述しない限り、同一又は対応するハードウェアブロック、ソフトウェアブロック又は機能ブロックを例示することができる。
図22は、本発明に適用される通信システムを例示する。
図22を参照すると、本発明に適用される通信システム1は、無線機器、基地局及びネットワークを含む。ここで、無線機器は、無線アクセス技術(例、5G NR(New RAT)、LTE(Long Term Evolution))を利用して通信を行う機器を意味し、通信/無線/5G機器と称される。これに制限されるわけではないが、無線機器は、ロボット機器と称される。これに制限されるものではないが、無線機器は、ロボット100a、車両100b−1、100b−2、XR(eXtended Reality)機器100c、携帯機器(Hand−held device)100d、家電100e、IoT(Internet of Thing)機器100f、AI機器/サーバ400を含むことができる。例えば、車両は、無線通信機能が備えられた車両、自律走行車両、車両間通信を行える車両等を含むことができる。ここで、車両は、UAV(Unmanned Aerial Vehicle)(例、ドローン)を含むことができる。XR機器は、AR(Augmented Reality)/VR(Virtual Reality)/MR(Mixed Reality)機器を含み、HMD(Head−Mounted Device)、車両に備えられたHUD(Head−Up Display)、テレビ、スマートフォン、コンピュータ、ウェアラブルデバイス、家電機器、デジタルサイネージ(signage)、車両、ロボット等の形態で実現されることができる。携帯機器は、スマートフォン、スマートパッド、ウェアラブル機器(例、スマートウォッチ、スマートガラス)、コンピュータ(例、ノートパソコン等)等を含むことができる。家電は、TV、冷蔵庫、洗濯機等を含むことができる。IoT機器は、センサ、スマートメーター等を含むことができる。例えば、基地局、ネットワークは無線機器でも実現されることができ、特定の無線機器200aは他の無線機器に基地局/ネットワークノードとして動作することもできる。
無線機器100a〜100fは、基地局200を介してネットワーク300と接続されることができる。無線機器100a〜100fにはAI(Artificial Intelligence)技術が適用でき、無線機器100a〜100fはネットワーク300を介してAIサーバ400と接続されることができる。ネットワーク300は、3Gネットワーク、4G(例、LTE)ネットワーク又は5G(例、NR)ネットワークなどを利用して構成されることができる。無線機器100a〜100fは、基地局200/ネットワーク300を介して互いに通信することもあるが、基地局/ネットワークを介さずに直接通信(例、サイドリンク通信(sidelink communication))することもある。例えば、車両100b−1、100b−2は、直接通信(例、V2V(Vehicle to Vehicle)/V2X(Vehicle to everything) communication)をすることができる。また、IoT機器(例、センサ)は他のIoT機器(例、センサ)又は他の無線機器100a〜100fと直接通信をすることができる。
無線機器100a〜100f/基地局200、基地局200/基地局200の間には無線通信/接続150a、150b、150cが行われる。ここで、無線通信/接続は、アップリンク/ダウンリンク通信150aとサイドリンク通信150b(又は、D2D通信)、基地局間の通信150c(e.g. relay,IAB(Integrated Access Backhaul)のような様々な無線アクセス技術(例、5G NR)を介して行われる。無線通信/接続150a、150b、150cを介して無線機器と基地局/無線機器、基地局と基地局は、互いに無線信号を送信/受信することができる。例えば、無線通信/接続150a、150b、150cは、様々な物理チャネルを介して信号を送信/受信できる。このため、本発明の様々な提案に基づいて、無線信号の送信/受信のための様々な構成情報の設定過程、様々な信号処理過程(例、チャネルのエンコーディング/デコーディング、変調/復調、リソースのマッピング/デマッピング等)、リソース割り当て過程などのうち少なくとも一部が行われる。
本発明が適用される無線機器の例
図23は、本発明に適用できる無線機器を例示する。
図23を参照すると、第1無線機器100と第2無線機器200は、様々な無線アクセス技術(例、LTE、NR)を介して無線信号を送受信することができる。ここで、{第1無線機器100、第2無線機器200}は、図22の{無線機器100x、基地局200}及び/又は{無線機器100x、無線機器100x}に対応し得る。
第1無線機器100は、1つ以上のプロセッサ102及び1つ以上のメモリ104を含み、更に1つ以上の送受信機106及び/又は1つ以上のアンテナ108を更に含むことができる。プロセッサ102は、メモリ104及び/又は送受信機106を制御し、本文書に開示の説明、機能、手続、提案、方法及び/又は動作のフローチャートを具現化するように構成されることができる。例えば、プロセッサ102は、メモリ104内の情報を処理して第1情報/信号を生成した後、送受信機106を介して第1情報/信号を含む無線信号を送信することができる。また、プロセッサ102は、送受信機106を介して第2情報/信号を含む無線信号を受信した後、第2情報/信号の信号処理から得た情報をメモリ104に保存することができる。メモリ104は、プロセッサ102と連結されることができ、プロセッサ102の動作に関する様々な情報を保存することができる。例えば、メモリ104はプロセッサ102により制御されるプロセスのうち一部又は全てを実行するか、本文書に開示の説明、機能、手続、提案、方法及び/又は動作のフローチャートを実行するための命令を含むソフトウェアコードを保存することができる。ここで、プロセッサ102とメモリ104は、無線通信技術(例、LTE、NR)を実現するように設計された通信モデム/回路/チップの一部であってもよい。送受信機106は、プロセッサ102と連結されることができ、1つ以上のアンテナ108を介して無線信号を送信及び/又は受信することができる。送受信機106は送信機及び/又は受信機を含むことができる。送受信機106は、RF(Radio Frequency)ユニットと混用され得る。本発明で無線機器は、通信モデム/回路/チップを意味することもある。
第2無線機器200は、1つ以上のプロセッサ202、1つ以上のメモリ204を含み、更に1つ以上の送受信機206及び/又は1つ以上のアンテナ208を更に含むことができる。プロセッサ202は、メモリ204及び/又は送受信機206を制御し、本文書に開示の説明、機能、手続、提案、方法及び/又は動作のフローチャートを実現するように構成されることができる。例えば、プロセッサ202は、メモリ204内の情報を処理して第3情報/信号を生成した後、送受信機206を介して第3情報/信号を含む無線信号を送信することができる。また、プロセッサ202は、送受信機206を介して第4情報/信号を含む無線信号を受信した後、第4情報/信号の信号処理から得た情報をメモリ204に保存することができる。メモリ204はプロセッサ202と連結されることができ、プロセッサ202の動作に関する様々な情報を保存することができる。例えば、メモリ204はプロセッサ202により制御されるプロセスのうち一部又は全て実行するか、本文書に開示の説明、機能、手続、提案、方法及び/又は動作のフローチャートを実行するための命令を含むソフトウェアコードを保存することができる。ここで、プロセッサ202とメモリ204は無線通信技術(例、LTE、NR)を実現するように設計された通信モデム/回路/チップの一部であってもよい。送受信機206はプロセッサ202と連結されることができ、1つ以上のアンテナ208を介して無線信号を送信及び/又は受信することができる。送受信機206は送信機及び/又は受信機を含むことができる。送受信機206はRFユニット混用され得る。本発明で、無線機器は、通信モデム/回路/チップを意味することもある。
以下、無線機器100、200のハードウェア要素についてより具体的に説明する。これに制限されるわけではないが、1つ以上のプロトコル層が1つ以上のプロセッサ102、202により実現されることができる。例えば、1つ以上のプロセッサ102、202は、1つ以上の層(例、PHY、MAC、RLC、PDCP、RRC、SDAPのような機能的層)を実現することができる。1つ以上のプロセッサ102、202は、本文書に開示の説明、機能、手続、提案、方法及び/又は動作のフローチャートに従って、1つ以上のPDU(Protocol Data Unit)及び/又は1つ以上のSDU(Service Data Unit)を生成することができる。1つ以上のプロセッサ102、202は、本文書に開示の説明、機能、手続、提案、方法及び/又は動作のフローチャートに従って、メッセージ、制御情報、データ又は情報を生成することができる。1つ以上のプロセッサ102、202は、本文書に開示の機能、手続、提案及び/又は方法によって、PDU、SDU、メッセージ、制御情報、データ又は情報を含む信号(例、ベースバンド信号)を生成し、1つ以上の送受信機106、206に提供できる。1つ以上のプロセッサ102、202は、1つ以上の送受信機106、206から信号(例、ベースバンド信号)を受信することができ、本文書に開示の説明、機能、手続、提案、方法及び/又は動作のフローチャートに従って、PDU、SDU、メッセージ、制御情報、データ又は情報を獲得することができる。
1つ以上のプロセッサ102、202は、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ又はマイクロコンピュータと称される。1つ以上のプロセッサ102、202は、ハードウェア、ファームウェア、ソフトウェア、又はこれらの組み合わせにより実現されることができる。一例として、1つ以上のASIC(Application Specific Integrated Circuit)、1つ以上のDSP(Digital Signal Processor)、1つ以上のDSPD(Digital Signal Processing Device)、1つ以上のPLD(Programmable Logic Device)又は1つ以上のFPGA(Field Programmable Gate Arrays)が1つ以上のプロセッサ102、202に含まれ得る。本文書に開示の説明、機能、手続、提案、方法及び/又は動作のフローチャートは、ファームウェア又はソフトウェアを使用して実現されることができ、ファームウェア又はソフトウェアは、モジュール、手続、機能などを含むように実現されることができる。本文書に開示の説明、機能、手続、提案、方法及び/又は動作のフローチャートは、実行するように設定されたファームウェア又はソフトウェアは、1つ以上のプロセッサ102、202に含まれるか、1つ以上のメモリ104、204に保存され、1つ以上のプロセッサ102、202により駆動されることができる。本文書に開示の説明、機能、手続、提案、方法及び/又は動作のフローチャートは、コード、コマンド及び/又はコマンドの集合の形態でファームウェア又はソフトウェアを使用して実現されることができる。
1つ以上のメモリ104、204は、1つ以上のプロセッサ102、202と連結されることができ、様々な形態のデータ、信号、メッセージ、情報、プログラム、コード、指示及び/又は命令を保存することができる。1つ以上のメモリ104、204は、ROM、RAM、EPROM、フラッシュメモリ、ハードドライブ、レジスター、キャッシュメモリ、コンピュータ読取保存媒体及び/又はこれらの組み合わせで構成されることができる。1つ以上のメモリ104、204は、1つ以上のプロセッサ102、202の内部及び/又は外部に位置してもよい。また、1つ以上のメモリ104、204は、有線又は無線接続のような様々な技術を介して、1つ以上のプロセッサ102、202と接続されることができる。
1つ以上の送受信機106、206は、1つ以上の他の装置に本文書の方法及び/又は動作のフローチャート等で言及されるユーザデータ、制御情報、無線信号/チャネル等を送信することができる。1つ以上の送受信機106、206は、1つ以上の他の装置から本文書に開示の説明、機能、手続、提案、方法及び/又は動作のフローチャート等で言及されるユーザデータ、制御情報、無線信号/チャネル等を受信することができる。例えば、1つ以上の送受信機106、206は、1つ以上のプロセッサ102、202と連結されることができ、無線信号を送受信することができる。例えば、1つ以上のプロセッサ102、202は、1つ以上の送受信機106、206が1つ以上の他の装置にユーザデータ、制御情報又は無線信号を送信するように制御することができる。また、1つ以上のプロセッサ102、202は、1つ以上の送受信機106、206が1つ以上の他の装置からユーザデータ、制御情報又は無線信号を受信するように制御することができる。また、1つ以上の送受信機106、206は、1つ以上のアンテナ108、208と連結されることができ、1つ以上の送受信機106、206は、1つ以上のアンテナ108、208を介して本文書に開示の説明、機能、手続、提案、方法及び/又は動作のフローチャート等で言及されるユーザデータ、制御情報、無線信号/チャネル等を送受信するように設定されることができる。本文書で、1つ以上のアンテナは、複数の物理アンテナであるか、複数の論理アンテナ(例、アンテナポート)であり得る。1つ以上の送受信機106、206は、受信されたユーザデータ、制御情報、無線信号/チャネル等を1つ以上のプロセッサ102、202を利用して処理するために、受信された無線信号/チャネル等をRFバンド信号からベースバンド信号に変換(Convert)できる。1つ以上の送受信機106、206は、1つ以上のプロセッサ102、202を利用して処理されたユーザがデータ、制御情報、無線信号/チャネル等をベースバンド信号からRFバンド信号に変換できる。このため、1つ以上の送受信機106、206は、(アナログ)オシレータ及び/又はフィルタを含むことができる。
本発明が適用される信号処理回路の例
図24は、本発明に適用される信号処理回路を例示する。
図24を参照すると、信号処理回路1000は、スクランブラー1010、変調器1020、レイヤーマッパー1030、プリコーダ1040、リソースマッパー1050、信号生成器1060を含むことができる。これに制限されるわけではないが、図24の動作/機能は、図23のプロセッサ102、202及び/又は送受信機106、206で実行されることができる。図24のハードウェア要素は、図23のプロセッサ102、202及び/又は送受信機106、206で実現されることができる。例えば、ブロック1010〜1060は、図23のプロセッサ102、202で実現されることができる。また、ブロック1010〜1050は、図23のプロセッサ102、202で実現され、ブロック1060は、図23の送受信機106、206で実現されることができる。
コードワードは、図24の信号処理回路1000を経て無線信号に変換されることができる。ここで、コードワードは、情報ブロックの符号化されたビットシーケンスである。情報ブロックは、送信ブロック(例、UL−SCH送信ブロック、DL−SCH送信ブロック)を含んでもよい。無線信号は、様々な物理チャネル(例、PUSCH、PDSCH)を介して送信されることができる。
具体的に、コードワードは、スクランブラー1010によりスクランブルされたビットシーケンスに変換されることができる。スクランブルに使用されるスクランブルシーケンスは、初期化値に基づいて生成され、初期化値は無線機器のID情報等が含まれ得る。スクランブルされたビットシーケンスは、変調器1020により変調シンボルのシーケンスに変調されることができる。変調方式は、pi/2−BPSK(pi/2−Binary Phase Shift Keying)、m−PSK(m−Phase Shift Keying)、m−QAM(m−Quadrature Amplitude Modulation)等を含むことができる。複素変調シンボルのシーケンスは、レイヤーマッパー1030により1つ以上の送信レイヤーにマッピングされることができる。各送信レイヤーの変調シンボルは、プリコーダ1040により該当アンテナポートにマッピングされることができる(プリコーディング)。プリコーダ1040の出力zは、レイヤーマッパー1030の出力yをN*Mのプリコーディングの行列Wと掛けて得られる。ここで、Nは、アンテナポートの数、Mは送信レイヤーの数である。ここで、プリコーダ1040は、複素変調シンボルに対するトランスフォーム(transform)プリコーディング(例、DFT変換)を行った以降にプリコーディングを行うことができる。また、プリコーダ1040は、トランスフォームのプリコーディングを行わずにプリコーディングを行うことができる。
リソースマッパー1050は、各アンテナポートの変調シンボルを時間−周波数リソースにマッピングすることができる。時間−周波数リソースは、時間ドメインで複数のシンボル(例、CP−OFDMAシンボル、DFT−s−OFDMAシンボル)を含み、周波数ドメインで複数の副搬送波を含むことができる。信号生成器1060は、マッピングされた変調シンボルから無線信号を生成し、生成された無線信号は各アンテナを介して他の機器に送信されることができる。このため、信号生成器1060は、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)モジュール及びCP(Cyclic Prefix)挿入機、DAC(Digital−to−Analog Converter)、周波数アップリンク変換器(frequency uplink converter)等を含むことができる。
無線機器で受信信号のための信号処理過程は、図24の信号処理過程1010〜1060の逆で構成されることができる。例えば、無線機器(例、図23の100、200)は、アンテナポート/送受信機を介して外部から無線信号を受信することができる。受信された無線信号は、信号復元器を介してベースバンド信号に変換されることができる。このため、信号復元器は周波数ダウンリンク変換器(frequency downlink converter)、ADC(analog−to−digital converter)、CP除去器、FFT(Fast Fourier Transform)モジュールを含むことができる。以降、ベースバンド信号はリソースデマッパー過程、ポストコーディング(postcoding)過程、復調過程及びデスクランブル過程を経てコードワードに復元されることができる。コードワードは、復号(decoding)を経て元の情報ブロックに復元されることができる。従って、受信信号のための信号処理回路(図示せず)は、信号復元器、リソースデマッパー、ポストコーダ、復調器、デスクランブラー、及び復号器を含むことができる。
本発明が適用される無線機器の活用例
図25は、本発明に適用される無線機器の他の例を示す。
無線機器は、使用例/サービスによって様々な形態で実現されることができる(図22参照)。図25を参照すると、無線機器100、200は、図23の無線機器100、200に対応し、様々な要素(element)、成分(component)、ユニット/部(unit)、及び/又はモジュール(module)で構成されることができる。例えば、無線機器100、200は、通信部110、制御部120、メモリ部130、及び追加要素140を含むことができる。通信部は、通信回路112及び送受信機114を含むことができる。例えば、通信回路112は、図23の1つ以上のプロセッサ102、202及び/又は1つ以上のメモリ104、204を含むことができる。例えば、送受信機114は、図23の1つ以上の送受信機106、206及び/又は1つ以上のアンテナ108、208を含むことができる。制御部120は、通信部110、メモリ部130及び追加要素140と電気的に連結され、無線機器の諸般動作を制御する。例えば、制御部120は、メモリ部130に保存されたプログラム/コード/命令/情報に基づいて無線機器の電気的/機械的動作を制御することができる。また、制御部120はメモリ部130に保存された情報を通信部110を介して外部(例、他の通信機器)に無線/有線インターフェースを介して送信するか、通信部110を介して外部(例、他の通信機器)から無線/有線インターフェースを介して受信された情報をメモリ部130に保存することができる。
追加要素140は、無線機器の種類に応じて様々に構成されることができる。例えば、追加要素140は、パワーユニット/バッテリー、入出力部(I/O unit)、駆動部及びコンピューティング部のうち少なくとも一つを含むことができる。これに制限されるわけではないが、無線機器はロボット(図22、100a)、車両(図22、100b−1、100b−2)、XR機器(図22、100c)、携帯機器(図22、100d)、家電(図22、100e)、IoT機器(図22、100f)、デジタル放送用端末、ホログラム装置、公共安全装置、MTC装置、医療装置、フィンテック装置(又は金融装置)、保安装置、気候/環境装置、AIサーバ/機器(図22、400)、基地局(図22、200)、ネットワークノードなどの形態で実現されることができる。無線機器は、使用例/サービスによって移動可能であるか、固定された場所で使用されることができる。
図25で、無線機器100、200内の様々な要素、成分、ユニット/部、及び/又はモジュールは、全体が有線インターフェースを介して相互接続されるか、少なくとも一部が通信部110を介して無線で接続されることができる。例えば、無線機器100、200内で制御部120と通信部110は有線で接続され、制御部120と第1ユニット(例、130、140)は通信部110を介して無線で接続されることができる。また、無線機器100、200内の各要素、成分、ユニット/部、及び/又はモジュールは1つ以上の要素をさらに含むことができる。例えば、制御部120は、1つ以上のプロセッサの集合で構成されることができる。例えば、制御部120は、通信制御プロセッサ、アプリケーションプロセッサ(Application processor)、ECU(Electronic Control Unit)、グラフィック処理プロセッサ、メモリ制御プロセッサなどの集合で構成されることができる。別の例として、メモリ部130は、RAM(Random Access Memory)、DRAM(Dynamic RAM)、ROM(Read Only Memory)、フラッシュメモリ(flash memory)、揮発性メモリ(volatile memory)、不揮発性メモリ(non−volatile memory)及び/又はこれらの組み合わせで構成されることができる。
本発明が適用される携帯機器の例
図26は、本発明に適用される携帯機器を例示する。
携帯機器は、スマートフォン、スマートパッド、ウェアラブル機器(例、スマートウォッチ、スマートガラス)、携帯用コンピュータ(例、ノートパソコン等)を含むことができる。携帯機器は、MS(Mobile Station)、UT(user terminal)、MSS(Mobile Subscriber Station)、SS(Subscriber Station)、AMS(Advanced Mobile Station)又はWT(Wireless terminal)と称される。
図26を参照すると、携帯機器100は、アンテナ部108、通信部110、制御部120、メモリ部130、電源供給部140a、インターフェース部140b、及び入出力部140cを含むことができる。アンテナ部108は、通信部110の一部として構成され得る。ブロック110〜130/140a〜140cは、各々図25のブロック110〜130/140に対応する。
通信部110は、他の無線機器、基地局と信号(例、データ、制御信号等)を送受信することができる。制御部120は、携帯機器100の構成要素を制御し、様々な動作を行うことができる。制御部120は、AP(Application Processor)を含むことができる。メモリ部130は、携帯機器100の駆動に必要なデータ/パラメータ/プログラム/コード/命令を保存することができる。また、メモリ部130は、入力/出力されるデータ/情報等を保存することができる。電源供給部140aは、携帯機器100に電源を供給し、有線/無線充電回路、バッテリー等を含むことができる。インターフェース部140bは、携帯機器100と他の外部機器の接続を支援することができる。インターフェース部140bは、外部機器との接続のための様々なポート(例、オーディオの入力/出力ポート、ビデオの入力/出力ポート)を含むことができる。入出力部140cは、画像情報/信号、オーディオ情報/信号、データ、及び/又はユーザから入力される情報の入力を受けるか、出力することができる。入出力部140cは、カメラ、マイクロフォン、ユーザ入力部、ディスプレイ部140d、スピーカー及び/又はハプティックモジュール等を含むことができる。
一例として、データ通信の場合、入出力部140cは、ユーザから入力された情報/信号(例、タッチ、文字、音声、イメージ、ビデオ)を獲得し、獲得された情報/信号は、メモリ部130に保存されることができる。通信部110は、メモリに保存された情報/信号を無線信号に変換し、変換された無線信号を他の無線機器に直接送信するか、基地局に送信することができる。また、通信部110は、他の無線機器又は基地局から無線信号を受信した後、受信された無線信号を元の情報/信号に復元することができる。復元された情報/信号は、メモリ部130に保存された後、入出力部140cを介して様々な形態(例、文字、音声、イメージ、ビデオ、ハプティック)で出力されることができる。
以上で説明された実施例は、本発明の構成要素と特徴が所定の形態で結合されたものである。各構成要素又は特徴は、別途の明示的言及がない限り、選択的なものと考慮されるべきである。各構成要素又は特徴は、他の構成要素や特徴と結合されていない形態で実施されることができる。また、一部の構成要素及び/又は特徴を結合し、本発明の実施例を構成することも可能である。本発明の実施例で説明される動作の順序は変更され得る。ある実施例の一部構成や特徴は、他の実施例に含まれることがあり、又は他の実施例の対応する構成又は特徴と入れ替わることがある。特許請求の範囲で明示的な引用関係がない請求項を結合して実施例を構成するか、出願後の補正によって新しい請求項に含ませることができることは自明である。
本発明にかかる実施例は、様々な手段、例えば、ハードウェア、ファームウェア(firmware)、ソフトウェア又はそれらの結合等により実現されることができる。ハードウェアによる実現の場合、本発明の一実施例は、一つ又はそれ以上のASICs(application specific integrated circuits)、DSPs(digital signal processors)、DSPDs(digital signal processing devices)、PLDs(programmable logic devices)、FPGAs(field programmable gate arrays)、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ等により実現されることができる。
ファームウェアやソフトウェアによる実現の場合、本発明の一実施例は、以上で説明された機能又は動作を行うモジュール、手続、関数等の形態で実現されることができる。ソフトウェアコードはメモリに保存され、プロセッサによって駆動されることができる。前記メモリは、前記プロセッサの内部又は外部に位置し、既に公知となった様々な手段により前記プロセッサとデータをやり取りすることができる。
本発明は、本発明の必須の特徴を外れない範囲で他の特定の形態で具体化できることは通常の技術者にとって自明である。従って、前記の詳細な説明は、全ての面で制限的に解釈されてはならず、例示的なものと考慮されるべきである。本発明の範囲は、添付された請求項の合理的解釈によって決定されるべきであり、本発明の等価的範囲内での全ての変更は、本発明の範囲に含まれる。
本発明は、3GPP LTE/LTE−A/NRシステムに適用される例を中心に説明しているが、3GPP LTE/LTE−A/NRシステム以外にも様々な無線通信システムに適用することが可能である。

Claims (17)

  1. 無線通信システムにおけるアップリンク制御信号に対する復調参照信号を送信するための方法において、
    端末によって行われる方法は、
    長さ−6のシーケンスに基づいて、低いPAPR(peak to average power ratio)のシーケンスを生成する段階と、
    前記低いPAPRのシーケンスに基づいて、前記復調参照信号に使用されるシーケンスを生成する段階と、
    前記復調参照信号に使用されるシーケンスに基づいて、前記復調参照信号を前記基地局に送信する段階と、を含み、
    前記長さ−6のシーケンスは、8−PSK(Phase Shift Keying)シンボルをシーケンスの各エレメント(element)として有する、方法。
  2. 前記長さ−6のシーケンスは、
    Figure 2021516461
    によって決定され、
    前記
    Figure 2021516461
    は、前記長さ−6のシーケンスのエレメントのインデックスである、請求項1に記載の方法。
  3. 前記
    Figure 2021516461
    の値は、(−1 −7 −3 −5 −1 3)、(−7 3 −7 5 −7 −3)、(5 −7 7 1 5 1)、(−7 3 1 5 −1 3)、(−7 −5 −1 −7 −5 5)、(−7 1 −3 3 7 5)、及び(−7 1 −3 1 5 1)を含む、請求項2に記載の方法。
  4. 前記
    Figure 2021516461
    に対してサイクリックシフトされた(cyclic shifted)シーケンスは、前記
    Figure 2021516461
    と同一のシーケンスである、請求項3に記載の方法。
  5. 前記
    Figure 2021516461
    の値が有し得る数は
    Figure 2021516461
    である、請求項4に記載の方法。
  6. 前記低いPAPRのシーケンスに対する自己相関(auto-correlation)の値は、特定の値未満である、請求項1に記載の方法。
  7. アップリンクに対するトランスフォームプリコーディング(transform precoding)がイネーブル(enable)されていることを示す制御情報を含むRRCシグナリングを基地局から受信する段階をさらに含む、請求項3に記載の方法。
  8. 前記低いPAPRのシーケンスにFDSS(Frequency Domain Spectrum Shaping)フィルタを適用する段階をさらに含む、請求項1に記載の方法。
  9. 前記低いPAPRのシーケンスは、2本のアンテナポートにComb−2の形態でFDM(Frequency Division Multiplexing)される、請求項1に記載の方法。
  10. 前記2本のアンテナポートのそれぞれに互いに異なる低いPAPRのシーケンスが使用される、請求項9に記載の方法。
  11. 無線通信システムにおけるアップリンク制御信号に対する復調参照信号を送信するための端末において、
    無線信号を送受信するための送受信機(tranceiver)と、
    前記送受信機と機能的に連結されているプロセッサとを含み、
    前記プロセッサは、
    長さ−6のシーケンスに基づいて低いPAPR(peak to average power ratio)のシーケンスを生成し、
    前記低いPAPRのシーケンスに基づいて前記復調参照信号に使用されるシーケンスを生成し、
    前記復調参照信号に使用されるシーケンスに基づいて前記復調参照信号を前記基地局に送信するように制御し、
    前記長さ−6のシーケンスは、8−PSK(Phase Shift Keying)シンボルをシーケンスの各エレメント(element)として有する、端末。
  12. 前記長さ−6のシーケンスは、
    Figure 2021516461
    によって決定され、
    前記
    Figure 2021516461
    は、前記長さ−6のシーケンスのエレメントのインデックスである、請求項11に記載の端末。
  13. 前記
    Figure 2021516461
    の値は、(−1 −7 −3 −5 −1 3)、(−7 3 −7 5 −7 −3)、(5 −7 7 1 5 1)、(−7 3 1 5 −1 3)、(−7 −5 −1 −7 −5 5)、(−7 1 −3 3 7 5)、及び(−7 1 −3 1 5 1)を含む、請求項12に記載の端末。
  14. 前記
    Figure 2021516461
    に対してサイクリックシフトされた(cyclic shifted)シーケンスは、前記
    Figure 2021516461
    と同一のシーケンスである、請求項12に記載の端末。
  15. 前記プロセッサは、アップリンクに対するトランスフォームプリコーディング(transform precoding)がイネーブル(enable)されていることを示す制御情報を含むRRCシグナリングを基地局から受信するように前記送受信機を制御する、請求項11に記載の端末。
  16. 1つ以上のメモリと、前記1つ以上のメモリと機能的に連結されている1つ以上のプロセッサとを含む装置において、
    前記1つ以上のプロセッサは、前記装置が、
    長さ−6のシーケンスに基づいて低いPAPR(peak to average power ratio)のシーケンスを生成し、
    前記低いPAPRのシーケンスに基づいて前記復調参照信号に使用されるシーケンスを生成し、
    前記復調参照信号に使用されるシーケンスに基づいて前記復調参照信号を前記基地局に送信し、
    前記長さ−6のシーケンスは、8−PSK(Phase Shift Keying)シンボルをシーケンスの各エレメント(element)として有する、装置。
  17. 1つ以上のコマンドを保存する1つ以上の非一時的(non-transitory)コンピュータ読取可能媒体において、
    1つ以上のプロセッサによって実行可能な1つ以上のコマンドは、端末が、
    長さ−6のシーケンスに基づいて低いPAPR(peak to average power ratio)のシーケンスを生成し、
    前記低いPAPRのシーケンスに基づいて前記復調参照信号に使用されるシーケンスを生成し、
    前記復調参照信号に使用されるシーケンスに基づいて前記復調参照信号を前記基地局に送信し、
    前記長さ−6のシーケンスは、8−PSK(Phase Shift Keying)シンボルをシーケンスの各エレメント(element)として有する、非一時的(non-transitory)コンピュータ読取可能媒体。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102206638B1 (ko) * 2019-02-15 2021-01-22 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 신호에 대한 복조 참조 신호를 전송하기 위한 방법 및 이를 위한 장치
US11184952B2 (en) * 2019-04-02 2021-11-23 Intel Corporation Length-six computer generated sequences (CGS) for uplink low peak-to-average power ratio (PAPR) demodulation reference signals (DMRS)
WO2023097572A1 (en) * 2021-12-01 2023-06-08 Huawei Technologies Co., Ltd. Pulse shaping-based reference signals
KR20230114036A (ko) * 2022-01-24 2023-08-01 삼성전자주식회사 적응적인 fdss를 위한 시그널링 및 운용 방법 및 장치

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2018174687A1 (en) * 2017-03-24 2018-09-27 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for contention-free random access and uplink power control in wireless communication system

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20140138122A (ko) * 2012-02-20 2014-12-03 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 상향링크 신호 송신 방법 및 장치
US10848356B2 (en) * 2016-02-02 2020-11-24 Lg Electronics Inc. Method for transmitting DMRS in wireless communication system supporting NB-IoT and apparatus therefor
KR102192250B1 (ko) * 2016-03-27 2020-12-17 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 상향링크 복조 참조 신호 송수신 방법 및 이를 위한 장치
US10355901B2 (en) * 2017-02-17 2019-07-16 Huawei Technologies Co., Ltd. Method for transmitting a reference signal having a low peak to average power ratio
KR102424821B1 (ko) * 2017-06-05 2022-07-25 한국전자통신연구원 낮은 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 지원하는 송신 장치와 수신 장치 및 이를 위한 방법
KR102206638B1 (ko) * 2019-02-15 2021-01-22 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 상향링크 제어 신호에 대한 복조 참조 신호를 전송하기 위한 방법 및 이를 위한 장치

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2018174687A1 (en) * 2017-03-24 2018-09-27 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for contention-free random access and uplink power control in wireless communication system

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
HUAWEI, HISILICON: "Discussion on DMRS sequence design for low PAPR[online]", 3GPP TSG RAN WG1 AD-HOC MEETING 1901 R1-1900020, JPN6021031249, 21 January 2019 (2019-01-21), ISSN: 0004571668 *
INTERDIGITAL, INC.: "On Low PAPR RS[online]", 3GPP TSG RAN WG1 AD-HOC MEETING 1901 R1-1900811, JPN6021031248, 21 January 2019 (2019-01-21), ISSN: 0004571667 *
QUALCOMM INCORPORATED: "Lower PAPR reference signals[online]", 3GPP TSG RAN WG1 MEETING #95 R1-1813445, JPN6021031246, 12 November 2018 (2018-11-12), ISSN: 0004571666 *

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