JP2021168541A - 光スイッチング昇圧コンバータ回路、これを用いた電力伝送方法 - Google Patents

Abstract

【課題】入力された光によって高効率で電力を発生させる小型の昇圧コンバータ回路を得る。【解決手段】光電変換素子１１の両端にはインダクタＬが接続され、インダクタＬの両端には、コンデンサＣｃとダイオードＤ１がそれぞれ接続される。光スイッチング部１０においては、光電変換素子１１がパルス状の入力光Ｐ１を受光するに際して、入力光Ｐ１がオンの間は光電変換素子１１に光電流が流れ、オフの間は電流が流れない。この光電流はインダクタＬに流れるが、この際、このような電流の変化に伴う自己誘導によって、インダクタＬに起電力が発生する。この起電力が光スイッチング部１０の出力となる。整流部２０は、この出力を整流・平滑化してＶＯＵＴとして出力する。【選択図】図１

Description

本発明は、光を受信して電力を発生させる光スイッチング昇圧コンバータ回路、これを用いた電力伝送方法に関する。

電力を無線で伝送する手法として、レーザー光を用いた無線電力伝送技術がある。レーザー光は指向性が高く遠距離でも高強度とすることができ、かつこれを太陽電池等で受光して電力を発生させることができるため、たとえばＩｏＴ技術において用いられる各種の電子デバイスを駆動するための電力にこの技術を用いることによって、特にＩｏＴ技術の利便性を高めることができる。

この場合には、無線電力伝送技術によって、電子デバイスを駆動させるのに適した電圧で電力を発生させる必要がある。これに対して、一般的な太陽電池単体の出力電圧は１Ｖ以下であるため、これを昇圧させる必要がある場合が多い。このための最も単純な昇圧方法として、多数の太陽電池を直列に接続する手法がある。また、直流電圧を昇圧するブーストコンバータ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を用いることも可能である。また、特許文献１には、照射する光を周期的なパルス状とし、これを光電変換した交流の出力電圧を変圧器を用いて昇圧する技術が記載されている。

特開平２−１７９２３２号公報

多数の太陽電池を直列接続する手法においては、全体の出力は、最も出力の小さな太陽電池の影響により限定されるため、全ての太陽電池から一定以上の出力が一様に得られる場合において有効である。これに対して、上記のようにレーザー光を用いる場合、太陽光で発電する一般的な太陽電池の使用法とは異なり、小さなスポット状のレーザー光による単一の太陽電池からの出力は小さく、かつ各太陽電池からの出力を均一とすることも困難であった。このため、この手法は、特に電力の伝送のためには適用が困難であった。

また、ブーストコンバータを用いる場合には、直流電圧を交流化するための発振回路が必要であり、この発振回路の電源が必要となる。このため、上記のような無線での電力伝送においては、この手法は適用ができない場合があった。

また、特許文献１に記載の技術においては、変圧器を構成する一組の大型のコイルが必要となり、装置構成が大型で重くなった。このため、ＩｏＴ技術で用いられるような各種の小型の電子デバイス等においては、この技術を適用することは困難であった。また、このように変圧器を用いた場合には、昇圧されるのは交流成分のみであるため、直流成分が重畳した電圧を昇圧する場合には、これを効率的に昇圧することは困難であった。更に、様々な電子デバイスの電源として用いるためには、複数種類の異なる直流電圧が要求される場合もある。こうした場合において、変圧器を用いた場合にはコイルの巻線比で出力電圧が定まるため、複数種類の異なる変圧器が必要となり、利便性が低かった。

このため、入力された光によって高効率で電力を発生させる小型の昇圧コンバータ回路が求められた。

本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたものであり、上記問題点を解決する発明を提供することを目的とする。

本発明は、上記課題を解決すべく、以下に掲げる構成とした。
本発明の光スイッチング昇圧コンバータ回路は、入力光を吸収することによって光電流を発生させる光電変換素子と、前記光電変換素子に接続され、強弱の状態が繰り返されて変化する前記光電流が流されるインダクタと、前記インダクタの一端から得られる電圧を、前記光電流が弱い状態における前記インダクタの自己誘導による誘導電圧が取り出されるように整流して直流電力として出力する整流部と、を具備することを特徴とする。
本発明の光スイッチング昇圧コンバータ回路において、前記光電変換素子は、強弱の状態が繰り返されて変化する前記入力光を受光することによって、強弱の状態が繰り返されて変化する前記光電流を前記インダクタに供給することを特徴とする。
本発明の光スイッチング昇圧コンバータ回路において、前記光電変換素子は、連続光である前記入力光を受光し、強弱の状態が繰り返されて変化し前記入力光とは独立したスイッチング光を受光することによって、前記光電流のオン・オフを制御する光スイッチング素子を具備することを特徴とする。
本発明の光スイッチング昇圧コンバータ回路において、前記光電変換素子はｐｎダイオードであり、前記光スイッチング素子はバイポーラトランジスタであることを特徴とする。
本発明の光スイッチング昇圧コンバータ回路は、半導体基板において形成されたｐ型またはｎ型の複数の層を用いて前記ｐｎダイオード及び前記バイポーラトランジスタが前記半導体基板において形成されると共に、前記複数の層のうちの少なくとも一つが前記ｐｎダイオードと前記バイポーラトランジスタの間で共通とされて用いられたことを特徴とする。
本発明の電力伝送方法は、送電側から受電側に電力を伝送する電力伝送方法であって、前記送電側において、伝送される電力を光に変換した入力光を生成して送信し、前記受電側において、請求項１から請求項５までのいずれか１項に記載の光スイッチング昇圧コンバータ回路によって前記入力光を受光して前記直流電力を出力させることを特徴とする。

本発明は以上のように構成されているので、入力された光によって高効率で電力を発生させる小型の昇圧コンバータ回路を得ることができる。

本発明の第１の実施の形態に係る光スイッチング昇圧コンバータ回路の回路図である。 本発明の第１の実施の形態における入力光がオンの場合（ａ）、オフの場合（ｂ）における光スイッチング部を流れる電流を示す図である。 本発明の第１の実施の形態の実施例における入力光のオン・オフの状況とこれに対応したＶｘ、Ｖ_ＯＵＴの時間変化を実測した結果である。 本発明の第１の実施の形態の実施例における出力電圧Ｖ_ＯＵＴと出力Ｐ_ＯＵＴの関係を動作周波数毎に測定した結果である。 本発明の第１の実施の形態の実施例において、入力光のデューティ比と出力電圧Ｖ_ＯＵＴの関係を測定した結果である。 本発明の第１の実施の形態の実施例において、出力Ｐ_ＯＵＴの動作周波数ｆ_ＭＯＤ依存性を負荷を変えて測定した結果である。 本発明の第１の実施の形態に係る光スイッチング昇圧コンバータ回路の変形例の回路図である。 本発明の第２の実施の形態に係る光スイッチング昇圧コンバータ回路の回路図である。 本発明の第２の実施の形態において用いられる半導体チップの構成を示す断面図（ａ）、その回路図との間の対応関係を示す図（ｂ）である。 本発明の第２の実施の形態の実施例における入力光のオン・オフの状況とこれに対応したＶ_ＰＶ、Ｖｘ、Ｖ_ＯＵＴの時間変化を実測した結果である。 本発明の第２の実施の形態の実施例における出力電圧Ｖ_ＯＵＴと出力Ｐ_ＯＵＴの関係を動作周波数毎に測定した結果である。 本発明の第２の実施の形態の実施例における出力電圧Ｖ_ＯＵＴと出力Ｐ_ＯＵＴの関係をスイッチング光のデューティ比毎に測定した結果である。 本発明の第２の実施の形態に係る光スイッチング昇圧コンバータ回路の第１の変形例の回路図である。 本発明の第２の実施の形態の第１の変形例において用いられる半導体チップの構成を示す断面図（ａ）、その回路図との間の対応関係を示す図（ｂ）である。 本発明の第２の実施の形態に係る光スイッチング昇圧コンバータ回路の第２の変形例の回路図である。 本発明の第２の実施の形態の第２の変形例において用いられる半導体チップの構成を示す断面図（ａ）、その回路図との間の対応関係を示す図（ｂ）である。

本発明の実施の形態に係る昇圧コンバータ回路（光スイッチング昇圧コンバータ回路）においては、パルス状に発振されたレーザー光、あるいは連続光とされたレーザー光が入力光として用いられる。この入力光は光電変換素子によって受光され、これによって生成された光電流がインダクタ（コイル）を流れる。このインダクタを流れる光電流は強弱の状態（あるいはオン・オフ）が繰り返されるように制御され、この光電流の強度が低い状態（オフ時）においてインダクタで自己誘導により誘起される誘導電圧が、整流されて出力される。

また、本発明の実施の形態に係る電力伝送方法においては、この入力光は、送電側から受電側に伝送される電力に対応する。上記の昇圧コンバータ回路が、この入力光から上記のように出力される直流電力を出力することによって、この電力が伝送される。この電力伝送方法については以下に説明される昇圧コンバータ回路のいずれを用いた場合につても共通であるため、以下では実施の形態として、主に昇圧コンバータ回路について説明する。

（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る昇圧コンバータ回路１（光スイッチング昇圧コンバータ回路）の回路図である。この昇圧コンバータ回路１においては、光電変換素子１１は、オン・オフの状態が繰り返されたパルス状に変調された入力光Ｐ１を受光する。光電変換素子１１は、フォトダイオードであり、太陽電池と等価である。光電変換素子１１の両端にはインダクタＬが接続され、インダクタＬの両端には、コンデンサＣｃとダイオードＤ１がそれぞれ接続される。ダイオードＤ１の両端には、ダイオードＤ２とコンデンサ（電解コンデンサ）Ｃｓが接続され、コンデンサＣｓの両端から出力電圧Ｖ_ＯＵＴが取り出されて負荷ＬＤに供給される。

この構成においては、光電変換素子１１とインダクタＬで光スイッチング部１０が構成され、コンデンサＣｃ、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣｓで構成される整流部２０で、光スイッチング部１０からの出力電圧が整流・平滑化されて負荷ＬＤに供給される。これらの構成により、整流部２０は、周知の半波倍電圧整流回路として機能する。

光スイッチング部１０においては、光電変換素子１１がパルス状の入力光Ｐ１を受光するに際して、入力光Ｐ１がオンの間は光電変換素子１１に光電流が流れ、オフの間は電流が流れない。この光電流はインダクタＬに流れるが、この際、このような電流の変化に伴う自己誘導によって、インダクタＬに起電力（逆起電力）が発生する。この起電力が光スイッチング部１０の出力となる。整流部２０は、この出力を整流・平滑化してＶ_ＯＵＴとして出力する。

図２は、入力光Ｐ１のオン（ａ）、オフ（ｂ）の状況に応じた光スイッチング部１０における電流が流れる状況を示す。オンの場合（ａ）においては、光電変換素子１１において光電流が順方向とは逆向きに流れ、この電流はインダクタＬを図中に示された向きに流れる。オフの場合（ｂ）においては、この光電流は零となるが、このような変化に際して、インダクタＬにはこのようにオンからオフとなる際の電流の変化を打ち消す方向の誘導起電力が自己誘導によって生ずる。この誘導起電力の向きはフォトダイオードである光電変換素子１１にとって逆バイアスとなる。

図３は、図１におけるＶｘ、Ｖ_ＯＵＴの時間変化を実測した結果であり、図３における下段は、これに対応した入力光Ｐ１のオン、オフの状態を示す。ＶｘはＣｃを介して取り出された光スイッチング部１０の出力電圧であり、Ｖ_ＯＵＴはこの昇圧コンバータ回路１の出力電圧となる。ここで、入力光Ｐ１を波長６５５ｎｍ、周波数ｆ_ＭＯＤ（この昇圧コンバータ回路１の動作周波数）を２ｋＨｚ、デューティ比（１周期内におけるオン時間の周期に対する比率）を５０％、最大出力を４．５ｍＷとしたレーザー光とし、インダクタＬのインダクタンスを５０ｍＨ、Ｃｃを１μＦ、Ｃｓを１００μＦ、ダイオードＤ２のＶ_Ｆ（順方向電圧降下）を０．２Ｖとしている。

Ｖｘは入力光Ｐ１のオン時には−０．２Ｖであるのに対し、オフ時には約＋１．２Ｖまで上昇する。この電圧はこれにより順バイアスとなるダイオードＤ２のＶ_Ｆを超えているため、ダイオードＤ２がオンとなり、平滑化コンデンサとして機能するコンデンサＣｓによって、Ｖ_ＯＵＴとして約１Ｖで一定の出力が得られる。

図３において入力光Ｐ１がオンからオフになる時刻とＶｘが立ち上がる時刻との間には、３０μｓ程度の遅延時間が存在する。この遅延時間は、入力光Ｐ１がオン時において光スイッチング１０において蓄積された電力がその後に放出されるまでの時間に対応し、この遅延時間によって、この昇圧コンバータ回路１の特性の動作周波数依存性が定まる。図４は、この昇圧コンバータ回路１において、負荷ＬＤを変化させてＶ_ＯＵＴとこれによる出力（出力される電力）Ｐ_ＯＵＴの関係をｆ_ＭＯＤを１ｋＨｚ、２ｋＨｚ、５ｋＨｚ、１０ｋＨｚとして測定した結果である。この結果より、ｆ_ＭＯＤには最適値が存在し、この中では２ＫＨｚで最も高いＰ_ＯＵＴが得られ、特にＶ_ＯＵＴが１Ｖ程度が最も高効率となる。

また、図５は、ｆ_ＭＯＤ＝２ｋＨｚ、負荷ＬＤを４．７ｋΩに固定し、入力光Ｐ１のデューティ比を変化させた場合におけるＶ_ＯＵＴの変化を実測した結果である。この結果より、Ｖ_ＯＵＴはデューティ比で変化し、デューティ比が８０％で最大となり、デューティ比が８０％よりも大きくなると、Ｖ_ＯＵＴは急激に低下する。これは、前記のような入力光Ｐ１がオフになる時刻からＶｘが立ち上がる時刻までの遅延時間が存在するのに対して、デューティ比が大きくなってオフ時間が短くなり、インダクタＬからの起電力が取り出される時間が実質的に短くなったことに起因する。

図６は、このデューティ比を５０％に固定し、負荷ＬＤを１ｋΩ、４．７ｋΩ、１０ｋΩ、４７ｋΩとして、Ｐ_ＯＵＴのｆ_ＭＯＤ依存性を測定した結果である。この結果より、負荷ＬＤの値によらず、ｆ_ＭＯＤが０〜１．３ｋＨｚ程度まではｆ_ＭＯＤの増加に従いＰ_ＯＵＴが増大し、ｆ_ＭＯＤがこれを超えるとＰ_ＯＵＴが徐々に減少するという共通の傾向が見られる。この１．３ＫＨｚという周波数は、光スイッチング部１０におけるインダクタＬと容量成分とで構成されるＬＣ回路の共振周波数に対応する。

以上より、上記の昇圧コンバータ回路１においては、インダクタＬのインダクタンス等、昇圧コンバータ回路１内の構成要素の設定だけでなく、入力光Ｐ１におけるｆ_ＭＯＤ、デューティ比等の調整によって、Ｖ_ＯＵＴ、Ｐ_ＯＵＴを調整することができる。すなわち、同一の昇圧コンバータ回路１を用いた場合でも、入力光Ｐ１の設定によって、その出力特性（Ｖ_ＯＵＴ、Ｐ_ＯＵＴ）を調整することができる。なお、上記の例では整流部２０として半波倍電圧整流回路が用いられたが、上記と同様に入力光Ｐ１のオフ時におけるインダクタＬからの起電力が整流されて出力として取り出される限りにおいて、他の形式の整流回路、例えば半波整流回路等を用いても同様である。

この昇圧コンバータ回路１においては、変圧器は用いられず、代わりに小型のインダクタＬが用いられるため、昇圧コンバータ回路１全体を小型軽量化することができる。また、昇圧コンバータ回路１側でクロックを発生させる必要はないため、発振回路は不要である。更に、前記のように、同一の昇圧コンバータ回路１を用いた場合でも、入力光Ｐ１の設定によって、その出力特性を調整することができる。このため、各種の電子デバイスの電源としてこの昇圧コンバータ回路１を好ましく用いることができ、上記の入力光Ｐ１を光電変換素子１１に照射することによって、この昇圧コンバータ回路１に電力を無線で伝送することができる。このように、上記の入力光Ｐ１を生成してこの昇圧コンバータ回路１に受光させて直流電圧を発生させる電力伝送方法は、様々な用途に用いることができる。

次に、上記の昇圧コンバータ回路１の変形例について説明する。図７は、この昇圧コンバータ回路２の回路図である。この昇圧コンバータ回路２においては、入力光Ｐ０は連続光とされ、これによってインダクタＬに流れる電流が光スイッチング部３０内でスイッチングされることによって上記と同様の動作が行われる。このスイッチング動作は、入力光Ｐ０とは別の光であり前記の入力光Ｐ１と同様な周期的なパルス光であるスイッチング光Ｐ２の照射によって行われる。スイッチング光Ｐ２の周波数は前記の入力光Ｐ１におけるｆ_ＭＯＤに対応する。

ここで用いられる光スイッチング部３０では、光電変換素子１１とインダクタＬとが直列接続されて、ｎｐｎ型の光トランジスタである光スイッチング素子１２のコレクタに接続される。光スイッチング素子１２のオン・オフはスイッチング光Ｐ２のオン・オフで制御され、スイッチング光Ｐ２がオンの状態は図２における入力光Ｐ１がオンの状態に対応し、スイッチング光Ｐ２がオフの状態は図２における入力光Ｐ１がオフの状態に対応する。このため、光スイッチング部３０からは、図２におけるＶｘと同様の出力が得られる。

また、ここで用いられる整流部４０は、単一のダイオードＤ２のみによる半波整流回路となっている。ただし、前記の昇圧コンバータ回路１と同様に、整流部４０として、他の形式のものを用いることもできる。

この場合において伝送される電力は、連続光である入力光Ｐ０に対応し、スイッチング光Ｐ２は光スイッチング素子１２のスイッチング動作のみのために用いられる。このため、入力光Ｐ０のパワーは要求される電力に応じて大きなことが好ましいが、スイッチング光Ｐ２のパワーは、光スイッチング素子１２のスイッチング動作が可能であれば小さくともよい。入射光Ｐ０、スイッチング光Ｐ２は、共に前記の入力光Ｐ１と同様に、外部から光電変換素子１１、光スイッチング素子１２に対してそれぞれ照射される。

この構成によれば、昇圧コンバータ回路側の構成をより単純化することができるため、電源としての用途や電力伝送方法における使用が可能な範囲が特に広くなる。また、電力源となる大パワーの入力光Ｐ０をパルス変調することは不要となる。パルス変調されたスイッチング光Ｐ２の光源を入力光Ｐ０の光源とは別に設ける必要があるが、スイッチング光Ｐ２に対しては大きなパワーは要求されないため、その光源としては各種のものを用いることが可能である。前記のようなｆ_ＭＯＤ、デューティ比の調整による出力特性の調整は、スイッチング光Ｐ２において行うことができる。

（第２の実施の形態）
上記の昇圧コンバータ回路１、２は、図１、７に示された各構成要素（光電変換素子１１、インダクタＬ等）を図示された回路構成で接続することによって実現することができる。これに対して、第２の実施の形態に係る昇圧コンバータ回路においては、図７の昇圧コンバータ回路２と同様に光電変換素子と光スイッチング素子（光トランジスタ）が用いられるが、ここでは光電変換素子と光スイッチング素子とが共通の半導体基板上に形成されるため、実質的にこれらを１チップ化した素子を用いることができ、全体を特に小型化することができる。

図８は、この昇圧コンバータ回路３の回路図である。図１、７においては接地側が下側とされていたのに対し、便宜上ここでは接地側が上側とされている。ここで用いられる光スイッチング部５０で用いられる光スイッチング素子１３は、前記のスイッチング素子１２とは異なりｐｎｐ型の光トランジスタである。これに伴って、前記の昇圧コンバータ回路２とは逆に、出力電圧であるＶ_ＯＵＴは負側の電圧となる。また、ここでは光電変換素子１１の両端にコンデンサ（電解コンデンサ）Ｃｓ_１が接続されている。光電変換素子１１に連続光である入力光Ｐ０が、光スイッチング素子１３にスイッチング光Ｐ２がそれぞれ入力し、入力光Ｐ０が電力源となる点については同様である。

整流部６０においては、前記の整流部４０と同様にコンデンサＣ１、ダイオードＤ２が用いられるが、前記のような出力電圧の符号が異なることに伴ってダイオードＤ２の接続箇所及び向きが変更されているが、機能は同様である。

ここで、光電変換素子１１と光スイッチング素子１３は、これらが共通の半導体基板に形成された半導体チップとして得ることができる。図９（ａ）は、この半導体チップ７０の構成を示す断面図であり、図９（ｂ）は、この場合における回路図（図８）との間の対応関係を示す図である。

図９（ａ）に示されるように、この半導体基板７０Ａにおいては、ｐ型基板７１の表面において図中左側にｎ型拡散層７２が形成され、図中右側においてｎ型拡散層７２よりも深くｎ型のｎウェル７３が形成される。また、ｎ型拡散層７２とｎウェル７３の間には、ｐ型基板７１よりも高濃度のｐ型であるｐ型拡散層７４が形成される。また、ｎウェル７３の中における半導体基板７０Ａの表面には、ｐ型拡散層７５が形成される。

この構造により、図９（ｂ）に示されるように、半導体基板７０Ａにおいては、ｐ型基板７１とｎ型拡散層７２によりｐｎダイオードが形成され、ｐ型基板７１、ｎウェル７３、ｐ型拡散層７５によってｐｎｐ型のバイポーラトランジスタが形成される。この半導体基板７０Ａの表面側から光が照射されれば、このｐｎダイオードを光電変換素子１１、このバイポーラトランジスタを光トランジスタ（光スイッチング素子１３）とすることができる。ｐ型拡散層７４はｐ型基板７１の電位を接地電位に固定するためのコンタクト層として機能し、上記の光電変換素子１１と光スイッチング素子１３はｐ型基板７１を介して接続される。すなわち、この半導体チップ７０を、図８における光電変換素子１１と光スイッチング素子１３とが一体化された素子として使用することができる。この際、ｎ型拡散層７２側には入力光Ｐ０、ｐ型拡散層７５側にはスイッチング光Ｐ２が照射される。

このため、この半導体チップ７０に対して、図９（ｂ）に示されたようにコンデンサＣｓ_１、インダクタＬ、整流部６０が接続されれば、上記の昇圧コンバータ回路３が形成される。

図３と同様に、この昇圧コンバータ回路３において、図８におけるＶ_ＰＶ（太陽電池の出力電圧に相当）、Ｖｘ（整流部６０への入力電圧）、Ｖ_ＯＵＴ（出力電圧）を実測した結果を、スイッチング光Ｐ２のオン／オフの状態と共に図１０に示す。スイッチング光Ｐ２のオン／オフの状況は上段に示されている。また、前記の通り、上記の電圧はいずれも負側の値であるため、形状としては図３と上下が逆転している。ここで、入力光Ｐ０は波長６７０ｎｍ、２．８ｍＷのレーザー光とされ、スイッチング光Ｐ２は波長６５５ｎｍ、ｆ_ＭＯＤ＝４ｋＨｚ、０．１７５ｍＷ（デューティ比５０％における平均値）とした。

この結果より、Ｖｘ、Ｖ_ＯＵＴとして、図３と同様の特性が得られていることが確認できる。また、Ｖ_ＰＶよりも大きなＶ_ＯＵＴが得られており、インダクタＬの使用によって昇圧が行われていることが確認できる。

図１１は、この昇圧コンバータ回路３におけるＶ_ＯＵＴと出力Ｐ_ＯＵＴの関係を、スイッチング光Ｐ２のｆ_ＭＯＤを２ｋＨｚ、４ｋＨｚ、６ｋＨｚとして測定した結果であり、図４に対応する。この結果より、Ｐ_ＯＵＴを大きくするためにはｆ_ＭＯＤには最適値が存在し、この中では４ＫＨｚで最も高いＰ_ＯＵＴが得られ、特にＶ_ＯＵＴが−０．６５Ｖ程度が最も高効率となる。

また、図１２は、スイッチング光Ｐ２のｆ_ＭＯＤを４ｋＨｚと固定し、デューティ比を３０％、５０％、７０％とした場合のＰ_ＯＵＴとＶ_ＯＵＴの関係を測定した結果である。この結果より、Ｐ_ＯＵＴを大きくするためにはデューティ比にも最適値が存在する。デューティ比が大きくなると、Ｐ_ＯＵＴの最大値は低下するが、この最大値が得られるＶ_ＯＵＴの絶対値は大きくなる。このような傾向も、前記のようなスイッチング光Ｐ２がオンからオフになる時刻からＶｘが立ち上がる時刻までの遅延時間に起因する。

このように、このこの昇圧コンバータ回路３においても、その出力特性をスイッチング光Ｐ２の設定によって調整することができる。また、前記のようにこれを特に小型化することができるため、その電源としての用途や電力伝送方法における使用が可能な範囲が特に広くなる。

上記の昇圧コンバータ回路３と同様に、光電変換素子と光スイッチング素子とを１チップ化することを前提とした昇圧コンバータ回路の他の例（第２の実施の形態の変形例）を以下に説明する。

この第１の変形例となる昇圧コンバータ回路４の回路図を図１３に、ここで用いられる半導体チップ８０の構成を示す断面図（ａ）、その回路図との対応関係（ｂ）を図１４にそれぞれ示す。図１３、図１４はそれぞれ図８、９に対応する。

図１３において、整流部６０は前記の昇圧コンバータ回路３と同様である。光スイッチング部５１においても、光電変換素子１１、ｐｎｐ型の光トランジスタである光スイッチング素子１３、インダクタＬが設けられているが、これらの接続が前記の光スイッチング部５０とは異なる。ここでは、光スイッチング素子１３のベースとエミッタ間に光電変換素子１１（ｐｎダイオード）が、光電流がエミッタ・コレクタ間を流れるように接続され、インダクタＬがコレクタと光電変換素子１１のｎ側（光スイッチング素子１３のベース）と接続されている。この構成においても、光電変換素子１１に入力光Ｐ０、光スイッチング素子１３にスイッチング光Ｐ２が照射されれば、スイッチング動作された光電流がインダクタＬを流れ、オフ時におけるその誘導電圧が整流部６０に出力され、前記の昇圧コンバータ回路３と同様の動作が行われる。

図１４（ａ）に示されるように、この半導体基板８０Ａにおいては、ｐ型基板８１の表面において図中左側にｐ型基板８１よりも高濃度のｐ型であるｐ型拡散層８２が形成され、図中右側においてｎ型のｎウェル８３が深く形成される。また、ｎウェル８３の中には、表面において左側にｎウェル８３よりも高濃度のｎ型であるｎ型拡散層８４が、右側にｐ型拡散層８５が形成される。

この構造により、図１４（ｂ）に示されるように、半導体基板８０Ａにおいては、ｐ型基板８１とｎウェル８３によりｐｎダイオードが形成され、ｎ型拡散層８４はこのｐｎダイオードのｎ側のコンタクト層となる。一方、ｐ型基板８１、ｎウェル８３、ｐ型拡散層８５によって、前記の半導体チップ７０と同様に、ｐｎｐ型のバイポーラトランジスタが形成される。この半導体基板８０Ａの表面側から光が照射されれば、このｐｎダイオードを光電変換素子１１、このバイポーラトランジスタを光トランジスタ（光スイッチング素子１３）とすることができる。ｐ型拡散層８２はｐ型基板８１の電位を接地電位に固定するためのコンタクト層として機能する。上記の光電変換素子１１と光スイッチング素子１３はｎウェル８３を介して接続される。すなわち、この場合にはｐ型基板８１とｎウェル８３が光電変換素子１１と光スイッチング素子１３で共通化して用いられた状態で、この半導体チップ８０を、図１３における光電変換素子１１と光スイッチング素子１３とが一体化された素子として使用することができる。この際、ｎ型拡散層８４側には入力光Ｐ０、ｐ型拡散層８５側にはスイッチング光Ｐ２が照射される。

前記の半導体チップ７０（図９）においては、左側に光電変換素子１１が、右側に光スイッチング素子１３がそれぞれ形成され、共通化されて用いられるｐ型基板７１は両者の電気的接続のための配線層として機能する。これに対し、この半導体チップ８０（図１４）においては、ｎウェル８３が共通化されているために、光電変換素子１１と光スイッチング素子１３が共にｎウェル８３内に形成されるため、共通化されて用いられるｎウェル８３は、配線層として機能するだけではなく、光電変換素子１１におけるｎ型層、光スイッチング素子１３におけるベースとして機能する。このため、前記の半導体チップ７０（図９）では光電変換素子１１と光スイッチング素子１３が左右に分離されて形成されたのに対し、この半導体チップ８０（図１４）においては、光電変換素子１１と光スイッチング素子１３とが平面視において部分的に重複して形成されている。このため、この半導体チップ８０を特に小型化することができる。

第２の変形例となる昇圧コンバータ回路５の回路図を図１５に、ここで用いられる半導体チップ９０の構成を示す断面図（ａ）、その回路図との対応関係（ｂ）を図１６に、第１の変形例と同様にそれぞれ示す。

図１５においては、出力電圧の符号が前記の昇圧コンバータ回路１、２と同様であり前記の昇圧コンバータ回路４とは逆である。このため、ここでは前記の昇圧コンバータ回路２と同様の整流部４０が用いられる。

光スイッチング部５２においては、ｐｎダイオードである光電変換素子１１と、昇圧コンバータ回路２と同様のｎｐｎ型の光トランジスタである光スイッチング素子１２と、インダクタＬが設けられている。ここでは、光電変換素子１１のｎ側及び光スイッチング素子１２のエミッタが接地電位とされ、光電変換素子１１のｐ側がインダクタＬを介して光スイッチング素子１２のコレクタ側と接続されることによって、光電流がエミッタ・コレクタ間を流れる。この構成においても、光電変換素子１１に入力光Ｐ０、光スイッチング素子１２にスイッチング光Ｐ２が照射されれば、スイッチング動作された光電流がインダクタＬを流れ、オフ時におけるその誘導電圧が整流部４０に出力され、前記の昇圧コンバータ回路３と同様の動作が行われる。

図１６（ａ）に示されるように、この半導体基板９０Ａにおいては、ｐ型基板９１の表面において図中左側にｐ型基板９１よりも高濃度のｐ型であるｐ型拡散層９２が形成され、図中右側においてｎ型のｎウェル９３が深く形成される。また、ｎウェル９３の中には、ｐ型のｐウェル９４が形成され、更にその中にｎ型拡散層９５が形成される。ｎウェル９３中におけるｐウェル９４よりも右側にはｎウェル９３よりも高濃度のｎ型であるｎ型拡散層９６が形成される。

この構造により、図１６（ｂ）に示されるように、半導体基板９０Ａにおいては、ｐ型基板９１とｎウェル９３によりｐｎダイオードが形成され、ｎ型拡散層９６はｎウェルを接地電位とするためのコンタクト層となる。一方、ｎウェル９３、ｐウェル９４、ｎ型拡散層９５によって、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタが形成される。この半導体基板９０Ａの表面側から光が照射されれば、このｐｎダイオードを光電変換素子１１、このバイポーラトランジスタを光トランジスタ（光スイッチング素子１２）とすることができる。上記の光電変換素子１１と光スイッチング素子１２は接地電位とされたｎウェル９３を介して接続される。すなわち、この場合にはｎウェル９３が光電変換素子１１と光スイッチング素子１２で共通化して用いられた状態で、この半導体チップ９０を、図１５における光電変換素子１１と光スイッチング素子１２とが一体化された素子として使用することができる。この際、ｎ型拡散層９６側には入力光Ｐ０、ｎ型拡散層９５側にはスイッチング光Ｐ２が照射される。

この半導体チップ９０においてもｎウェル９３が光電変換素子１１と光スイッチング素子１２において共通化されて用いられるために、この半導体チップ９０を小型化することができる。ただし、前記の半導体チップ８０（図１４（ｂ））においては光電変換素子１１と光スイッチング素子１３がｎウェル８３内でそれぞれ左側、右側に形成されたのに対し、この半導体チップ９０（図１６（ｂ））においては、光電変換素子１１が下側、光スイッチング素子１２が上側となるように積層して形成される。このため、この半導体チップ９０の小型化が特に容易となる。

特に上記の半導体チップ８０、９０に対しては、入力光Ｐ０とスイッチング光Ｐ２をｎウェルの表面における非常に近接した場所に入射させる必要がある。この場合において、スイッチング光Ｐ２によって動作する光スイッチング素子のオン・オフの動作に対して、連続光である入力光Ｐ０が悪影響を与えないことが好ましい。このためには、入力光Ｐ０とスイッチング光Ｐ２が半導体基板中で吸収される深さが変わるように、これらの波長を変えることが好ましい。前記の半導体チップ８０、９０のどちらにおいても、光スイッチング素子は光電変換素子１１よりも表面に近い側に形成されるため、この場合には、スイッチング光Ｐ２が浅い位置で吸収され、入力光Ｐ０が深い位置で吸収されることが好ましく、このためには、例えばスイッチング光Ｐ２の波長を短く(例えば４０５ｎｍ：シリコンへの侵入深さが０．２μｍ程度）、入力光Ｐ０の波長を長く（例えば６５５ｎｍ：シリコンへの侵入深さが５μｍ程度）することができる。

以上のように、光電変換素子、光スイッチング素子はいずれもｐ型の層とｎ型の層の組み合わせによって構成されるため、半導体基板における少なくともこれらの層のうちのいずれかを共通化して用いることができる。このような構成は光電変換素子やスイッチング素子の構成に応じて適宜設定が可能であり、上記のようなｐ型基板やｎウェル以外の層を共通化することもできる。また、図１４、図１６の構成でｐ型とｎ型を全て反転させても同様の構成を実現することができる。いずれの場合においても、このように光電変換素子とスイッチング素子の間で共通化される層を設けることによって、これらを単一の半導体基板に形成することが容易となり、この昇圧コンバータ回路を小型化することができる。この際、前記のような入力光、スイッチング光の波長の設定も、この構造に応じて適宜設定される。

また、上記の回路以外の構成においても、インダクタに流される光電流がスイッチング制御され、この電流がオフ時におけるインダクタの起電力が整流、平滑化されて出力できる構成であれば、他の回路構成が可能である。更に、上記の具体的な例ではインダクタに流される光電流のオン・オフが制御されるものとしたが、厳密にはオフ時にこの電流が零となることは不要であり、この電流の強弱が繰り返し制御されていればよい。同様に、スイッチング光についても、光スイッチング素子のオン・オフが制御可能な限りにおいて、その強度のオン・オフが厳密に制御されていることは不要である。

１、２、３、４、５ 光スイッチング昇圧コンバータ回路（昇圧コンバータ回路）
１０、３０、５０、５１、５２ 光スイッチング部
１１ 光電変換部
１２、１３ 光スイッチング素子
２０、４０、６０ 整流部
７０、８０、９０ 半導体チップ
７０Ａ、８０Ａ、９０Ａ 半導体基板
７１、８１、９１ ｐ型基板
７２、８４、９５、９６ ｎ型拡散層
７３、８３、９３ ｎウェル
７４、７５、８２、８５、９２ ｐ型拡散層
９４ ｐウェル
Ｌ インダクタ
ＬＤ 負荷
Ｐ０、Ｐ１ 入力光
Ｐ２ スイッチング光

Claims (6)

1. 入力光を吸収することによって光電流を発生させる光電変換素子と、
   前記光電変換素子に接続され、
   強弱の状態が繰り返されて変化する前記光電流が流されるインダクタと、
   前記インダクタの一端から得られる電圧を、前記光電流が弱い状態における前記インダクタの自己誘導による誘導電圧が取り出されるように整流して直流電力として出力する整流部と、
   を具備することを特徴とする光スイッチング昇圧コンバータ回路。
2. 前記光電変換素子は、強弱の状態が繰り返されて変化する前記入力光を受光することによって、強弱の状態が繰り返されて変化する前記光電流を前記インダクタに供給することを特徴とする請求項１に記載の光スイッチング昇圧コンバータ回路。
3. 前記光電変換素子は、連続光である前記入力光を受光し、
   強弱の状態が繰り返されて変化し前記入力光とは独立したスイッチング光を受光することによって、前記光電流のオン・オフを制御する光スイッチング素子を具備することを特徴とする請求項１に記載の光スイッチング昇圧コンバータ回路。
4. 前記光電変換素子はｐｎダイオードであり、
   前記光スイッチング素子はバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項３に記載の光スイッチング昇圧コンバータ回路。
5. 半導体基板において形成されたｐ型またはｎ型の複数の層を用いて前記ｐｎダイオード及び前記バイポーラトランジスタが前記半導体基板において形成されると共に、前記複数の層のうちの少なくとも一つが前記ｐｎダイオードと前記バイポーラトランジスタの間で共通とされて用いられたことを特徴とする請求項４に記載の光スイッチング昇圧コンバータ回路。
6. 送電側から受電側に電力を伝送する電力伝送方法であって、
   前記送電側において、伝送される電力を光に変換した入力光を生成して送信し、
   前記受電側において、請求項１から請求項５までのいずれか１項に記載の光スイッチング昇圧コンバータ回路によって前記入力光を受光して前記直流電力を出力させることを特徴とする電力伝送方法。

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