JP2021156700A - Flux gate magnetic field sensor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、フラックスゲート磁界センサに関し、より詳しくは、雑音と出力オフセットをより低減したバイアススイッチング方式のフラックスゲート磁界センサに関する。 The present invention relates to a fluxgate magnetic field sensor, and more particularly to a bias switching type fluxgate magnetic field sensor with reduced noise and output offset.
磁界センサの一種である基本波型直交フラックスゲートセンサは、磁性コアの励磁磁場と測定対象の磁場が互いに直交関係にある小型のフラックスゲートセンサである。これは、励磁磁場を発生させる励磁電流として交流電流に直流バイアス電流を重畳させることで、低雑音化、高感度化、基本波信号での磁界検出等を実現したものである。基本波型直交フラックスゲートでは、磁性コアの磁気異方性等により出力に大きなオフセットが発生しうるため、これを抑制するバイアススイッチング方式と呼ばれる方法が提案されている(特許文献1)。そのバイアススイッチング方式では、上述の直流バイアス電流の(及び場合によっては直流バイアス電流及びそれに重畳されている交流電流)の正負の極性(以下、励磁電流の極性という)を所定の周期で交番に切り替えたうえで、各励磁電流の極性下で検出された信号を減算処理(直流バイアス電流の極性のみを切り替えた場合)もしくは加算・平均化処理(交流電流の位相も切り替えた場合)することで、オフセットおよびそのドリフトを両極性で相殺して安定化を図っている。なお、本明細書では、スイッチングとは励磁電流の正負を切り替える瞬間の切り替え動作のことを意味し、バイアススイッチングとは、連続的に励磁電流のスイッチングを行なう動作を意味し、バイアススイッチング方式とは、バイアススイッチングを使用して直流電流の両極性の出力のオフセットなどを平均化する方式のことを意味するものとする。また、スイッチング周期とは、例えば、正極性から負極性へのスイッチングから、次の正極性から負極性へのスイッチングまでのように、同じ方向への極性の切替えが次に行なわれるまでの期間のことである。スイッチング周期は、スイッチングをスイッチング信号の制御で行なう場合のスイッチング信号の周期と等しいものである。また、あるスイッチングの次のスイッチングは、極性の切替えの方向が逆であり、スイッチング周期の半周期の期間が経過したときに行なわれることとなる。 The fundamental wave type orthogonal fluxgate sensor, which is a kind of magnetic field sensor, is a small fluxgate sensor in which the exciting magnetic field of the magnetic core and the magnetic field to be measured are orthogonal to each other. By superimposing a DC bias current on an alternating current as an exciting current that generates an exciting magnetic field, noise reduction, sensitivity improvement, magnetic field detection with a fundamental wave signal, and the like are realized. In the fundamental wave orthogonal fluxgate, a large offset may occur in the output due to the magnetic anisotropy of the magnetic core, and a method called a bias switching method for suppressing this has been proposed (Patent Document 1). In the bias switching method, the positive and negative polarities (hereinafter referred to as exciting current polarities) of the above-mentioned DC bias current (and, in some cases, the DC bias current and the alternating current superimposed on the DC bias current) are switched to alternating currents in a predetermined cycle. After that, the signal detected under the polarity of each exciting current is subtracted (when only the polarity of the DC bias current is switched) or added / averaged (when the phase of the alternating current is also switched). The offset and its drift are offset by both polarities for stabilization. In this specification, switching means a switching operation at the moment of switching the positive and negative of the exciting current, bias switching means an operation of continuously switching the exciting current, and the bias switching method is It means a method of averaging the output offsets of both polarities of DC current by using bias switching. The switching cycle is the period from the switching from the positive electrode property to the negative electrode property to the next switching from the positive electrode property to the negative electrode property until the polarity is switched in the same direction next time. That is. The switching cycle is equal to the cycle of the switching signal when switching is performed by controlling the switching signal. Further, the next switching after a certain switching is performed when the direction of the polarity switching is opposite and the half cycle period of the switching cycle elapses.
バイアススイッチング方式において励磁電流の極性が切り替わる際には,磁性コア内の磁化が急激に反転する際に発生する磁気雑音や、電流が急激に変化することによる誘導ノイズなどが混在した過渡雑音(過渡信号)が発生する。この雑音には励磁極性間での対称性や繰り返し性が保証されないため、バイアススイッチングによる両極性の出力の平均化によっても相殺されずに出力に漏出し、基本波型直交フラックスゲートセンサの雑音特性や出力オフセットの安定性を悪化させることとなる。特に磁性コアに起因する磁気雑音は励磁電流の大きさにより変化するものである。そのため、例えば、励磁電流を減少させて低消費電力化を行おうとした場合に、顕著に雑音を増加させることとなる。また磁気雑音は励磁電流の極性を反転させるタイミングの違いによっても変化し、回路の温度・経時変化によって励磁電流の切り替えタイミングがわずかにずれた場合に、センサ雑音特性の悪化を引き起こす。またそれは、センサの出力オフセットを大きく変動させる要因となる。このようにバイアススイッチングに伴う過渡雑音は、センサ性能を幅広い条件で、安定したものとする際に、大きな制約となる。 When the polarity of the exciting current is switched in the bias switching method, transient noise (transient) in which magnetic noise generated when the magnetization in the magnetic core suddenly reverses and induced noise due to a sudden change in the current are mixed. Signal) is generated. Since this noise is not guaranteed to have symmetry or repeatability between the excitation poles, it leaks to the output without being offset by the averaging of the outputs of both polarities by bias switching, and the noise characteristics of the fundamental wave orthogonal fluxgate sensor. And the stability of the output offset will be deteriorated. In particular, the magnetic noise caused by the magnetic core changes depending on the magnitude of the exciting current. Therefore, for example, when the exciting current is reduced to reduce the power consumption, the noise is remarkably increased. In addition, the magnetic noise changes depending on the timing of reversing the polarity of the exciting current, and when the switching timing of the exciting current is slightly deviated due to the temperature and aging of the circuit, the sensor noise characteristics deteriorate. It also causes a large variation in the output offset of the sensor. As described above, the transient noise associated with bias switching becomes a big constraint when the sensor performance is stabilized under a wide range of conditions.
このような問題に対して、スイッチングした瞬間に検出回路を完全に切断してオープン状態とすることによって過渡信号を遮断する方法が提案されている(特許文献2)。また、サンプル&ホールド回路を使用して、スイッチングする直前の動作時の検出信号をホールドして出力させることで、過渡信号を遮断する方法も提案されている(非特許文献1)。 To solve such a problem, a method has been proposed in which a transient signal is cut off by completely cutting off the detection circuit at the moment of switching to open the state (Patent Document 2). Further, a method of blocking a transient signal by holding and outputting a detection signal at the time of operation immediately before switching by using a sample & hold circuit has also been proposed (Non-Patent Document 1).
従来技術によるバイアススイッチングによる雑音性能への悪影響に対処する方法は、バイアススイッチングに伴う過渡信号の遮断のために検出回路を切断し、オープン状態もしくは直前の信号をホールドした状態とすることで、センサノイズ性能の向上を図ったものである。しかし、これらの方法では回路動作の安定性を保証することが困難であり、安定したセンサ性能を提供することが、依然として課題である。回路をオープン状態とする方法に関しては、例えば検出回路が一時的に遮断されてオープン状態になると、条件によってはフィードパックループが不安定化して出力が乱れることにより、センサの動作不良が発生する場合がある。またサンプル&ホールド回路により、バイアスが切り替わる直前の動作時の検出信号をホールドする方法の場合、回路の動作タイミングやホールド元の信号がサンプル毎に同一条件でなければ、ホールドした信号のレベルがホールド動作ごとに変動する。そのため、ホールドした信号のレベル変動が出力に混入してセンサの出力オフセットのドリフトを発生させることがある。このように、この方式では、センサ出力はホールド元の信号状態の影響を受けるものであり、またホールドするタイミングのわずかなずれがジッタとなって、雑音増加やオフセット変動を招くものとなっている。基本波型直交フラックスゲートセンサを長期にわたって安定的に動作させ、センサ雑音を低減させるだけでなく出力オフセットも安定させるためには、よりロバストな方法でバイアススイッチングに伴う過渡信号を処理する必要がある。しかし、そのような手法は存在していなかった。 The method of dealing with the adverse effect on noise performance due to bias switching by the prior art is to disconnect the detection circuit to cut off the transient signal due to bias switching and put it in the open state or the state where the immediately preceding signal is held. This is intended to improve noise performance. However, it is difficult to guarantee the stability of circuit operation by these methods, and it is still a problem to provide stable sensor performance. Regarding the method of opening the circuit, for example, if the detection circuit is temporarily cut off and becomes open, the feed pack loop may become unstable and the output may be disturbed depending on the conditions, resulting in sensor malfunction. There is. In the case of the method of holding the detection signal at the time of operation immediately before the bias is switched by the sample & hold circuit, the level of the held signal is held unless the operation timing of the circuit and the hold source signal are the same conditions for each sample. It fluctuates with each operation. Therefore, the level fluctuation of the held signal may be mixed in the output to cause a drift of the output offset of the sensor. As described above, in this method, the sensor output is affected by the signal state of the hold source, and a slight deviation in the hold timing becomes jitter, which causes an increase in noise and an offset fluctuation. .. In order for the fundamental wave orthogonal fluxgate sensor to operate stably over a long period of time and not only reduce sensor noise but also stabilize the output offset, it is necessary to process the transient signal associated with bias switching in a more robust manner. .. However, no such method existed.
さらに、バイアススイッチング方式のセンサにおいて過渡部分を除去することによって本来の信号成分を出力させたとしても、正側の励磁電流と負側の励磁電流のもとで得られる誘起信号に含まれるわずかな不均衡が出力オフセットとして残留することを避けることはできない。なお、センサ出力に演算増幅器と適当な電圧源を追加することによって、この出力オフセットを補正することも可能ではあるが、演算増幅器の追加を行なう必要があり、回路構成が複雑になることとなる。 Furthermore, even if the original signal component is output by removing the transient part in the bias switching type sensor, it is included in the induced signal obtained under the positive and negative exciting currents. It is unavoidable that the imbalance remains as an output offset. It is possible to correct this output offset by adding an operational amplifier and an appropriate voltage source to the sensor output, but it is necessary to add an operational amplifier, which complicates the circuit configuration. ..
上記の課題は以下のような特徴をもつ本願発明によって解決される。すなわち、本発明は、正極性と負極性の間で極性が周期的にスイッチングされる直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流が流される、検出される磁界が印加される細長い磁性体からなる磁性コアに巻回されたピックアップコイルからのピックアップ信号を増幅器で増幅し、増幅されたピックアップ信号を検波することにより検波信号を出力し、直流バイアス電流の極性のそれぞれのスイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する所定の期間である安定化期間の間、検波信号をピックアップ信号に由来しない信号に置換することによって安定化し、安定化された検波信号から検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号に基づいてセンサ出力を生成することを特徴とする。 The above problem is solved by the present invention having the following characteristics. That is, the present invention is from an elongated magnetic material to which a detected magnetic field is applied, in which an exciting current in which a DC bias current whose polarity is periodically switched between positive and negative properties is superimposed on an AC current is passed. The pickup signal from the pickup coil wound around the magnetic core is amplified by an amplifier, and the detection signal is output by detecting the amplified pickup signal, which is started at the same time as each switching of the polarity of the DC bias current. During the stabilization period, which is a predetermined period that ends before the next switching of the switching, the detection signal is stabilized by replacing it with a signal that does not originate from the pickup signal, and the magnetic field detected from the stabilized detection signal. It is characterized in that a sensor output is generated based on a magnetic field detection signal from which uncorresponding signals are removed.
本発明は、検波信号の安定化を、安定化期間の間、検波器の直後から出力回路の直前までの間のいずれかの箇所で回路を切断し、切断箇所の直後を接地することによって行なうことができる。本発明は、検波信号の安定化を、安定化期間の間、ピックアップコイルの直後から検波器の直前までの間のいずれかの箇所で回路を切断し、切断箇所の直後を接地することによって行なうことができる。本発明は、検波信号の安定化を、安定化期間の間、検波器の直後から出力回路の直前までの間でいずれかの箇所で回路を切断し、切断箇所の直後を所定の電圧の電圧源に接続することによって行なうことができる。その場合において、所定の電圧源の電圧は、センサ出力に残留する出力オフセットが最小になるように定めることができる。 The present invention stabilizes the detection signal by cutting the circuit at any point between immediately after the detector and immediately before the output circuit during the stabilization period, and grounding immediately after the cut point. be able to. The present invention stabilizes the detection signal by cutting the circuit at any point between immediately after the pickup coil and immediately before the detector during the stabilization period, and grounding immediately after the cut point. be able to. In the present invention, the circuit is cut at any point between immediately after the detector and immediately before the output circuit during the stabilization period, and the voltage of a predetermined voltage is immediately after the cut point. It can be done by connecting to the source. In that case, the voltage of the predetermined voltage source can be determined so that the output offset remaining in the sensor output is minimized.
本発明は、安定化期間が、スイッチングから開始され、前記スイッチングの次のスイッチングまでの期間の2分の1の期間に終了するように構成できる。本発明は、増幅されたピックアップ信号を交流電流と周波数が同期した参照信号を参照して同期検波するように構成できる。本発明は、交流電流が、直流バイアス電流のスイッチングと同じタイミングで極性が周期的に反転させられるように構成してもよい。また本発明は、出力回路が、磁界検出信号を積分したフィートバック信号をピックアップコイルに磁界検出信号を打ち消す極性で入力し、フィードバック信号からセンサ出力を生成するようなクローズドループ構成としても構成できる。 The present invention can be configured such that the stabilization period begins with switching and ends in half the period until the next switching of said switching. The present invention can be configured to synchronously detect an amplified pickup signal with reference to a reference signal whose frequency is synchronized with that of an alternating current. The present invention may be configured such that the polarity of the alternating current is periodically reversed at the same timing as the switching of the direct current bias current. Further, the present invention can also be configured as a closed loop configuration in which the output circuit inputs a footback signal obtained by integrating the magnetic field detection signal to the pickup coil with a polarity that cancels the magnetic field detection signal, and generates a sensor output from the feedback signal.
本発明は、直流バイアス電流の極性のそれぞれのスイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する所定の期間である安定化期間の間、検波信号をピックアップ信号に由来しない信号に置換して安定化することにより、過渡雑音を効果的に除去し、雑音をより低減したバイアススイッチング方式のフラックスゲート磁界センサを提供することができるという効果を有する。本発明は、検波信号を置換するピックアップ信号に由来しない信号を接地電位とすることで、簡単な回路構成により、雑音をより低減したバイアススイッチング方式のフラックスゲート磁界センサを提供することができるという効果が得られる。本発明は、検波信号を置換するピックアップ信号に由来しない信号を所定の電圧とすることで、任意の電圧をセンサ出力に重畳することができるという効果が得られる。そして、その所定の電圧を出力オフセットをキャンセルする電圧とすると、出力オフセットをほぼ0にすることができるという効果が得られる。 The present invention replaces the detection signal with a signal not derived from the pickup signal during the stabilization period, which is a predetermined period that starts at the same time as each switching of the polarity of the DC bias current and ends before the next switching of the switching. By stabilizing the voltage, it is possible to effectively remove transient noise and provide a bias switching type flux gate magnetic field sensor with further reduced noise. The present invention has an effect that a bias switching type flux gate magnetic field sensor with further reduced noise can be provided by using a signal not derived from the pickup signal that replaces the detection signal as the ground potential, and by using a simple circuit configuration. Is obtained. The present invention has the effect that an arbitrary voltage can be superimposed on the sensor output by setting a signal not derived from the pickup signal that replaces the detection signal to a predetermined voltage. Then, if the predetermined voltage is a voltage that cancels the output offset, the effect that the output offset can be made substantially 0 can be obtained.
(従来のバイアススイッチング方式フラックスゲート磁界センサの構造)
これから図面を参照して、本願発明の説明を行う。まず、本願発明の前提となる、特許文献1に示されるような、従来のバイアススイッチング方式のフラックスゲート磁界センサの基本原理について説明する。図1は、従来のフラックスゲート磁界センサ100の概略回路図である。この回路では、典型的な検波方法として同期検波を用いている。また検出した磁界を打ち消すような電流をピックアップコイルに流すことにより、磁性体の特性の良好な領域でセンサを動作させるクローズドループの構成を採用している。
(Structure of conventional bias switching fluxgate magnetic field sensor)
The present invention will be described below with reference to the drawings. First, the basic principle of the conventional bias switching type fluxgate magnetic field sensor as shown in
フラックスゲート磁界センサ100は、直流重畳交流励磁部101、励磁極性スイッチング部102、センサ部103、ボルテージフォロア104、増幅器105、同期検波器106、ローパスフィルタ107、積分器108、フィードバック抵抗109、出力端子110から構成される。交流源は周波数fHzの交流電流を発生させるが、それと所定の位相関係で同期検波をさせるための参照信号(図示せず)も出力することが通常である。
The fluxgate
直流重畳交流励磁部101は、交流電流に直流バイアス電流を重畳させた励磁電流を提供する回路である。直流重畳交流励磁部101は、後段の励磁極性スイッチング部102とともにバイアススイッチング方式の励磁回路を構成する。
The DC superimposed
励磁極性スイッチング部102は、センサ部103に流す励磁電流の極性を周期的に切り替える回路である。これにより、直流バイアス電流成分は周期的に極性が切り替えられ、バイアススイッチング方式による励磁電流がセンサ部103の磁性コアに供給される。励磁極性スイッチング部102は、極性の切り替えの周期を決定する、周波数がfbsHzのクロックを有しており、それによって発生させられるスイッチング信号で極性を切り替える半導体スイッチ素子が駆動され、励磁電流は周期的に極性が切り替えられる。周波数fbsHzのクロックは典型的には励磁電流の交流成分の周波数を整数分の一で分周して使用される。図1に示すように励磁極性スイッチング部102が直流重畳交流励磁部101からの出力をスイッチングする場合、直流バイアス電流の極性の切り替えに同期して(同じタイミングで)交流電流の位相も周期的に反転させられることになり、これにより、励磁電流(直流バイアス電流)の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は逆極性で現われ、磁界の感度成分は同極性で現われる。
The magnetic
なお、励磁電流とは、直流バイアス電流を交流電流に重畳させたものである。直流バイアス電流成分について言及するときは、文脈に応じて、直流バイアス電流、励磁電流の直流成分、直流励磁電流などの他の表現を用いることがあり、また、交流電流成分について言及するときは、文脈に応じて、交流励磁電流、励磁電流の交流成分などの他の表現を用いることがある。 The exciting current is a DC bias current superimposed on an alternating current. When referring to the DC bias current component, other expressions such as DC bias current, DC component of exciting current, and DC exciting current may be used depending on the context, and when referring to AC current component, Depending on the context, other expressions such as alternating current and alternating current components of the exciting current may be used.
センサ部103は、測定対象の外部の磁界を検出するセンサ素子であり、検出される磁界が印加される細長い磁性体からなる磁性コアと、その磁性コアに巻回されたピックアップコイルを有する。
The
ボルテージフォロア104は、センサ部103からのピックアップ信号を、インピーダンスを変換することにより、後段に正確に伝達するための構成要素である。増幅器105は、ボルテージフォロア104からの出力を適切なレベルに増幅する構成要素である。図1においては、ボルテージフォロア104からの出力は、キャパシタを通過させて交流成分のみを取りだし、後段の増幅器105に送られる。なお、ボルテージフォロア104、増幅器105、およびそれらの間のキャパシタは、ピックアップ信号を適切なレベルで正確に伝達させるための付加的な構成であり、必ずしも必須ではない。
The
同期検波器106は、増幅器105から出力された、センサ部103からのピックアップ信号に対して、同期検波を行う構成要素である。同期検波器106は、センサ部103のピックアップコイルに誘起される誘起電圧であるピックアップ信号を、励磁電流における交流電流と周波数が同期した参照信号を参照して同期検波することにより、センサ出力を定めることになる検波信号を生成する。同期検波器106は、センサ部103からのピックアップ信号に対して直流重畳交流励磁部101の励磁電流の交流成分と同一の周波数を持つ参照信号との位相関係に応じて、検波を行うものである。
The
ここで、同期検波は、検波される信号に、信号が正弦波で搬送される場合は、その正弦波を乗算することで行うことができる。励磁電流の交流成分により外部磁界を変調しているため、励磁電流の交流成分である正弦波をピックアップ信号に乗算することによって同期検波を行うことができるが、通常は、アナログスイッチなどで同期検波回路が簡単に構成できる、正弦波ではなく方形波が乗算に使用される。すなわち、方形波は振幅が1,−1であるため、それとの乗算結果は、方形波の振幅が1の時にピックアップ信号を同じ極性で通過させ、方形波の振幅が−1の時にピックアップ信号を極性を反転させて通過させることにより、同期検波を行うことができる。ここでは、参照信号の符号によってゲートコントロール(通過させるピックアップ信号の極性を反転させるか否かの制御)を行わせるために、参照信号として励磁電流の交流成分に周波数及び位相が同期した方形波を使用している。 Here, synchronous detection can be performed by multiplying the detected signal by the sine wave when the signal is conveyed by a sine wave. Since the external magnetic field is modulated by the AC component of the exciting current, synchronous detection can be performed by multiplying the pickup signal by the sine wave, which is the AC component of the exciting current. A square wave is used for multiplication instead of a sine wave, which makes the circuit easy to configure. That is, since the square wave has an amplitude of 1, -1, the multiplication result is that the pickup signal is passed through with the same polarity when the amplitude of the square wave is 1, and the pickup signal is passed when the amplitude of the square wave is -1. Synchronous detection can be performed by reversing the polarity and passing through. Here, in order to perform gate control (control of whether or not the polarity of the pick-up signal to be passed is inverted) by the sign of the reference signal, a square wave whose frequency and phase are synchronized with the AC component of the exciting current is used as the reference signal. I'm using it.
同期検波器106には、励磁電流の交流成分と同一の周波数の信号が参照信号として入力されており、それによって、検波するピックアップ信号との位相関係が決定される例えば、参照信号の半周期(例えば、参照信号を方形波として振幅が1の時)はピックアップ信号を同じ極性で通過させ、参照信号の残りの半周期(例えば、参照信号を方形波として振幅が−1の時)はピックアップ信号の極性を反転させることによって、直流重畳交流励磁部101が発生する交流成分に同期させた検波を行う。
A signal having the same frequency as the AC component of the exciting current is input to the
ローパスフィルタ107は、同期検波器106からの出力である検波信号を平均化する回路の構成要素である。これにより、検波信号から、検出する磁界の大きさを表す磁界検出信号を取り出す。この例では、直流バイアス電流の極性の切り替えに同期して交流電流の位相も反転させられており、ピックアップ信号において、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は逆極性で現われ、磁界の感度成分は同極性で現われるため、検波信号を加算(平均化により実現)することにより、検波信号から検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号が求められる。
The low-
積分器108は、クローズドループ構成でシステムを動作させる場合において、ローパスフィルタ107から出力される磁界検出信号を積分する回路の構成要素である。積分器108の出力は、後述するフィードバック抵抗109を経て、センサ部103のピックアップコイルを通じて、センサ部103の磁性コアに対して磁界による負帰還のフィードバックをかける。結果的に積分器108の入力となる磁界検出信号は、このフィードバックの偏差を表わし、積分器108は磁界検出信号をゼロに近づける制御を行うことになる。
The
フィードバック抵抗109は、積分器108から出力されたフィードバック信号を負帰還させてセンサ部103のピックアップコイルに入力させる際の、フィードバック信号が通過する抵抗である。負帰還により、センサ部103のピックアップコイルには、測定対象の外部磁界を打ち消すような磁界が発生させられる。フィードバック信号によって流れる電流が、測定対象の外部磁界に対応するものであり、その電流値をフィードバック抵抗109で電圧として検出したものが、測定対象の外部磁界の大きさを表わすセンサ出力となる。
The
出力端子110は、フィードバック抵抗109を流れる電流を、外部磁界の大きさを表わす電圧に変換したセンサ出力を外部に出力させるノードである。
The
(従来のフラックスゲート磁界センサの動作)
次に、本願発明の前提となる、従来のフラックスゲート磁界センサ100の動作について説明する。図5は、フラックスゲート磁界センサの概略構造を示す図である。図5の(a)には、センサ部103の模式図が示されている。アモルファス磁性ワイヤが上下方向に伸びており、それにピックアップコイルが巻回されている。アモルファス磁性ワイヤの円周方向をx方向、長手方向をz方向とする。検出される外部磁界は、z方向でアモルファス磁性ワイヤに流入する。励磁電流が図で下から上に流れると、その励磁電流による磁界はx方向であり、検出される外部磁界の方向と直交する。図5の(b)には、直流重畳交流励磁部101から出力される、交流電流に直流バイアス電流を重畳させた波形が示されている。励磁極性のスイッチングはまだ行われていないため、片バイアスの状態である。アモルファス磁性ワイヤ内には一軸性の異方性Kuがあり、励磁磁界、異方性、外部磁界のエネルギーが最小化する位置で磁化Jsが振動することとなる。この振動のz軸射影がピックアップコイルに電圧を誘導し、それをピックアップ信号として取り出すことができる。この電圧には外部磁界の影響が変調されており、同期検波により出力を取り出すことができる。外部磁界がない時も異方性の影響でオフセット成分が発生するが、直流バイアス電流の極性を反転させることによって励磁極性の極性を反転すれば、一軸性の対称性により、オフセット成分の大きさを保ったまま、オフセットの極性も反転することとなる。この性質を利用し、周期的に励磁極性を反転して出力を加算(平均化)することで、センサ出力に現れる出力オフセットを抑制することが可能である。図5の(c)には、そのような反転をさせるための、励磁極性スイッチング部102から出力される、周期的に極性が切り替えられた、交流電流に直流バイアス電流を重畳させた励磁電流の波形が示されている。
(Operation of conventional fluxgate magnetic field sensor)
Next, the operation of the conventional fluxgate
次に、センサ部103においてピックアップコイルからピックアップされる信号の波形(ピックアップ信号の波形)や磁化のベクトル図を示して、波形の説明を行う。以下において、単に「正極性」と言えば直流バイアス電流が正極性の場合を、単に「負極性」と言えば直流バイアス電流が負極性の場合をいう。図6は、正極性におけるフラックスゲート磁界センサのセンサ部の磁化の説明図である。図6の(a)には、ピックアップ信号の波形が示されている。励磁電流による磁化のz軸射影をJs・sin(θ(t))としたとき、それの時間微分がピックアップコイルに誘導される。誘導されたピックアップ信号の波形は、アモルファス磁性ワイヤの一軸性の異方性Kuによって生じるオフセット成分を含んでいる。図6の(b)には、外部磁界Hex、アモルファス磁性ワイヤの一軸性の異方性Ku、励磁磁界H(t)に対するアモルファス磁性ワイヤの磁化Jsの方向を示す図が示されている。外部磁界Hexは、クローズドループ制御のため、ゼロと見なすことができる。x軸には、励磁磁界H(t)=Hac・sin(2πft)+Hdc(Hacは交流励磁磁界、Hdcは直流バイアス磁界)が印加されており、また、z軸成分も有する異方性Kuが存在している。これらの外部磁界Hex、異方性Ku、励磁磁界H(t)により、アモルファス磁性ワイヤの磁化Jsが生じる。磁化Jsの円周方向からの角度を角度θ0とすると、励磁磁界H(t)が交流成分によって振動することにより、角度θ0はそれと同じ周波数で振動する。図6の(c)には、励磁磁界H(t)が示されている。励磁磁界H(t)が正のピークのときに、それに影響されて角度θ0は小さくなり、励磁磁界H(t)が負のピークのときに、それの影響が小さくなることにより角度θ0は大きくなる。すなわち、励磁磁界H(t)が(1)で正のピークの時に磁化Jsは励磁磁界H(t)の方向に最も引き寄せられ、励磁磁界H(t)が(2)で負のピークのときに磁化Jsは励磁磁界H(t)の方向から最も離れる。そして、磁化のz軸成分であるJs・sin(θ0)の成分がピックアップコイルと鎖交する磁束を発生させて、ピックアップコイルにピックアップ信号を発生させる。 Next, the waveform of the signal picked up from the pickup coil by the sensor unit 103 (waveform of the pickup signal) and the vector diagram of the magnetization will be shown to explain the waveform. In the following, the term "positive electrode property" refers to the case where the DC bias current is positive electrode property, and the term "negative electrode property" refers to the case where the DC bias current is negative electrode property. FIG. 6 is an explanatory diagram of the magnetization of the sensor portion of the fluxgate magnetic field sensor in the positive electrode property. FIG. 6A shows the waveform of the pickup signal. When the z-axis projection of the magnetization by the exciting current is J s · sin (θ (t)), its time derivative is induced in the pickup coil. Waveform of the induced pickup signal includes an offset component caused by uniaxial anisotropy K u of the amorphous magnetic wire. In (b) of FIG. 6, the external magnetic field H ex, uniaxial anisotropy K u of the amorphous magnetic wire, which illustrates the direction of magnetization J s of the amorphous magnetic wire to the exciting magnetic field H (t) is shown There is. The external magnetic field H ex can be regarded as zero because of the closed loop control. The x-axis, the excitation magnetic field H (t) = H ac · sin (2πft) + H dc (H ac AC excitation field, H dc is the DC bias magnetic field) is applied, also different with even z-axis component Directional K u exists. The external magnetic field H ex , the anisotropic K u , and the exciting magnetic field H (t) generate the magnetization J s of the amorphous magnetic wire. Assuming that the angle of the magnetization J s from the circumferential direction is the angle θ 0 , the exciting magnetic field H (t) vibrates due to the AC component, so that the angle θ 0 vibrates at the same frequency. The exciting magnetic field H (t) is shown in FIG. 6 (c). When the exciting magnetic field H (t) has a positive peak, the angle θ 0 becomes smaller due to the influence of it, and when the exciting magnetic field H (t) has a negative peak, the influence of it becomes smaller, so that the angle θ 0 becomes smaller. Becomes larger. That is, when the exciting magnetic field H (t) has a positive peak at (1), the magnetization J s is most attracted in the direction of the exciting magnetic field H (t), and when the exciting magnetic field H (t) has a negative peak at (2). Sometimes the magnetization J s is farthest from the direction of the exciting magnetic field H (t). The components of a z-axis component of the magnetization J s · sin (θ 0) is to generate a pickup coil magnetic flux interlinking to generate a pickup signal to the pickup coil.
次に、直流バイアス電流の極性を反転させた場合の説明をする。図7は、負極性におけるフラックスゲート磁界センサのセンサ部の磁化の説明図である。この例は、直流バイアス電流の極性を反転させると共に、それが重畳される交流電流の位相も反転させている。図7は、図6と同様に、図7の(a)にピックアップ信号の波形、図7の(b)にアモルファス磁性ワイヤの磁化Jsの方向、図7の(c)に励磁磁界H(t)が示されている。図7の(c)においては、図6の(c)とは反対に、励磁磁界H(t)が正のピークのときに、それの影響が小さくなることにより角度θ0は大きくなり、励磁磁界H(t)が負のピークのときに、それに影響されて角度θ0は小さくなる。すなわち、励磁磁界H(t)が(1)で負のピークの時に磁化Jsは励磁磁界H(t)の方向に最も引き寄せられ、励磁磁界H(t)が(2)で正のピークのときに励磁磁界H(t)の方向から最も離れる。 Next, the case where the polarity of the DC bias current is reversed will be described. FIG. 7 is an explanatory diagram of the magnetization of the sensor portion of the fluxgate magnetic field sensor in the negative electrode property. In this example, the polarity of the DC bias current is reversed, and the phase of the alternating current on which it is superimposed is also reversed. Figure 7, similarly to FIG. 6, the waveform of the pick-up signal in FIG. 7 (a), the direction of magnetization J s of amorphous magnetic wire (b) of FIG. 7, the excitation magnetic field H in FIG. 7 (c) ( t) is shown. In FIG. 7 (c), contrary to FIG. 6 (c), when the exciting magnetic field H (t) has a positive peak, the effect of the exciting magnetic field H (t) becomes smaller, so that the angle θ 0 becomes larger and the excitation is performed. When the magnetic field H (t) has a negative peak, the angle θ 0 becomes smaller due to the influence of the peak. That is, when the exciting magnetic field H (t) is (1) and has a negative peak, the magnetization J s is most attracted in the direction of the exciting magnetic field H (t), and when the exciting magnetic field H (t) is (2) and has a positive peak. Sometimes it is farthest from the direction of the exciting magnetic field H (t).
このように、直流バイアス磁界Hdcの方向が反転すると、角度θ0も反転し、ピックアップコイルと鎖交する磁束も反転する。このとき、異方性Kuにアンバランスが存在しない理想的な状態を想定すると、異方性Kuによって生じるオフセット成分は、励磁電流が正極性の場合とは逆極性で現れるが、正極性と同じ量だけ存在することとなる。そのため、励磁電流の極性の切り替えを行うと、最終的に回路上でこれらのオフセット成分を平均化することによって、センサ出力に現れる出力オフセットを0とすることができる。なお、「出力オフセット」とは、バイアスが正極性の場合のオフセットとバイアスが負極性の場合のオフセットとの和(平均化)をとった後に出力に残留しているオフセットのことを意味するものとする。また、異方性Kuが温度によって変化し、これに起因するオフセットが変化したとしても、理想的な状態では、その変化は常に対称的に現れるため、その平均は変化せず、出力に現れる出力オフセット成分は0のままである。しかし、実際には、異方性Kuにはアンバランスが存在しているため、出力オフセットは0にならないことが通常である。 In this way, when the direction of the DC bias magnetic field H dc is reversed, the angle θ 0 is also reversed, and the magnetic flux interlinking with the pickup coil is also reversed. In this case, assuming an ideal state where there is no imbalance in the anisotropic K u, offset components caused by the anisotropy K u is manifested in the opposite polarity to the case excitation current of positive polarity, positive polarity Will be present in the same amount as. Therefore, when the polarity of the exciting current is switched, the output offset appearing at the sensor output can be set to 0 by finally averaging these offset components on the circuit. The "output offset" means the offset remaining in the output after summing (averaging) the offset when the bias is positive and the offset when the bias is negative. And. Further, the anisotropy K u varies with temperature, even if offset due to this change, in an ideal state, the change is appearing always symmetrically, the average is not changed, at the output The output offset component remains 0. However, in practice, since the anisotropic K u are present unbalanced, the output offset is normally may not become zero.
感度やオフセット成分の大きさと極性に関しては、磁化Jsの時間変化によってピックアップ信号がピックアップコイルに誘起され、このピックアップ信号に外部磁界Hexやオフセット成分の情報が含まれている。従って、上述のように、励磁電流による励磁磁界H(t)、異方性Ku、外部磁界Hexのそれぞれのファクターに応じて、どのように磁化Jsが動くのかということによって、外部磁界に対する感度の大きさと極性及び異方性Kuに起因するオフセット成分の大きさと極性が決定される。 Regarding the sensitivity and the magnitude and polarity of the offset component, a pickup signal is induced in the pickup coil by the time change of the magnetization J s , and the pickup signal contains information on the external magnetic field H ex and the offset component. Therefore, as described above, the external magnetic field depends on how the magnetization J s moves according to the respective factors of the exciting magnetic field H (t) due to the exciting current, the anisotropic K u , and the external magnetic field H ex. magnitude and polarity of the offset component due to the magnitude and polarity and anisotropic K u of sensitivity is determined for.
(従来の検出回路を一時的に切断することによる雑音の抑制方法)
次に、従来の雑音を低下させる方法を用いたバイアススイッチング方式のフラックスゲート磁界センサについて説明する。図2には、特許文献2に示されている、バイアスを切り替えた瞬間に検出回路を完全に切断してオープン状態とすることによって過渡信号を遮断する方法を採用したフラックスゲート磁界センサ200の概略回路図が示されている。図2は、特許文献2の図4の下側の図に対応しており、それの符号を付け替えたものである。
(Noise suppression method by temporarily disconnecting the conventional detection circuit)
Next, a bias switching type fluxgate magnetic field sensor using a conventional method for reducing noise will be described. FIG. 2 shows an outline of a fluxgate
フラックスゲート磁界センサ200は、基本的なバイアススイッチング方式のフラックスゲート磁界センサ100と同様に、直流重畳交流励磁部201、励磁極性スイッチング部202、センサ部203、バッファ回路(ボルテージフォロア)204、増幅器205、同期検波器206、ローパスフィルタ207、エラーアンプ(積分器)208、帰還抵抗(フィードバック抵抗)209、出力端子210から構成される。それに加えて、フラックスゲート磁界センサ200は、直流重畳交流励磁部201が2つの位相シフタを切り替える構成を有しており、また、周期的切断手段211、電圧調整部212という追加的な構成を有している。特許文献2においては、直流重畳交流励磁部201が2つの位相シフタを切り替える構成を「第3のスイッチ11c(請求項2の第3切替手段)」と、周期的切断手段211を「第4のスイッチ20(請求項4の第4切替手段)」と、電圧調整部212を「第2のスイッチ23c(請求項1の第2切替手段)」と表現している。
The flux gate
直流重畳交流励磁部201が2つの位相シフタを切り替える構成(特許文献2の第3のスイッチ11c)は、双方のバイアス励磁区間で得られる信号に対してフィードバック条件を最適化することを可能とする構成であり、それにより、容易に誘起電圧の変化に追従する補償をおこなうことができるとされている。また、電圧調整部212(特許文献2の第2のスイッチ23c)は、励磁極性スイッチング部202の切り替え極性に対応して、正極性の場合に出力信号に加算される電流を調整する正極用電源と負極性の場合に出力信号に加算される電流を調整する負極用電源との接続を切り替える構成であり、それぞれの極性を独立した別処理として行うことが可能となり、正極性と負極性との間の遷移で生じるフィードバックループの不安定化をなくすことができるとされている。
The configuration in which the DC superimposition
周期的切断手段211(特許文献2の第4のスイッチ20)は、雑音を低下させるための構成であり、励磁極性スイッチング部202のスイッチング周期より早い周期で回路を切断する構成である。周期的切断手段211は、バイアスを切り替えた瞬間に回路の信号を一時的に遮断するためのものであり、スイッチングの2倍の周波数で動作させることで、バイアス切り替えの瞬間から、バイアスが同じ極性を保持しているスイッチング周期の半周期の2分の1の期間が経過するまで検出回路を切断して信号を遮断し、半周期の残りの2分の1の期間では検出回路を接続して信号をフィードバック回路にもどす一種のサンプル回路である。周期的切断手段211は、極性の切り替え時に発生するノイズを、極性の切り替えが発生した瞬間に検出回路を所定期間切断することで除去することが可能になるという効果を奏するものとされている。しかし、特許文献2において、周期的切断手段211に対応する第4切替手段は請求項4に記載されているが、それは、第2切替手段を特徴とする請求項1や第3切替手段を特徴とする請求項2の従属請求項である。このように、周期的切断手段211(特許文献2の第4のスイッチ20)は、直流重畳交流励磁部201が2つの位相シフタを切り替える構成(特許文献2の第3のスイッチ11c)や電圧調整部212(特許文献2の第2のスイッチ23c)を前提とするものであるため、それのみで十分な効果を奏するものではないものと認められる。実際に、検出回路を一時的に切断して回路をオープン状態にすると、条件によってはフィードパックループが不安定化して出力が乱れてセンサの動作不良を招くことがあると考えられる。
The periodic cutting means 211 (
(本発明の雑音の低減方法の基本的構成)
本発明は、直流バイアス電流の極性のそれぞれのスイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する所定の期間である安定化期間の間に、回路を切断すると共に、回路の下流側の切断箇所で、検波器の出力をピックアップ信号に由来しない信号に置換することによって、雑音を低下させてセンサ出力の安定化を図るものである。検波器の出力をピックアップ信号に由来しない信号に置換する方法としては、検波器の直後からローパスフィルタや積分器などの出力回路の直前の間で検波器の出力をピックアップ信号に由来しない信号で置換することによって検波器の出力を直接的に安定化するか、ピックアップコイルの直後から検波器に入るまでのピックアップ信号を、ピックアップ信号に由来しない信号で置換することによって検波器の出力を安定化するか、のいずれかの手法が考えられる。検波器の出力をピックアップ信号に由来しない信号で置換することは、適切な置換箇所に制御信号で制御されるスイッチを設けることによって行なわれる。そのスイッチは、単極双投型の接続を提供する半導体スイッチ素子であり、検波器の出力が流れる方向であるスイッチの下流の回路を、スイッチの上流の回路に接続するか、ピックアップ信号に由来しない信号の信号源に接続するかを切り替える。従って、スイッチがその下流の回路をピックアップ信号に由来しない信号の信号源に接続しているときは、スイッチの上流の回路はそこで切断されることとなり、ピックアップ信号に基づくセンサの回路はスイッチのところで切断されることとなる。ピックアップ信号に由来しない信号の信号源としては、接地や、所定の電圧の電圧源を使用することができる。なお、検波器の出力をピックアップ信号に由来しない信号で置換することは、ピックアップ信号に由来しない信号の信号源を回路の置換箇所に接続すると共に、その置換箇所の直前で回路を切断することも行なうものとする。すなわち、回路の切断箇所の直後にピックアップ信号に由来しない信号の信号源が接続されることになる。これにより、その置換箇所(切断箇所)の下流にはピックアップ信号に由来しない信号が流れることになる。
(Basic configuration of the noise reduction method of the present invention)
The present invention cuts the circuit and cuts the circuit downstream during the stabilization period, which is a predetermined period that starts at the same time as each switching of the polarity of the DC bias current and ends before the next switching of the switching. By replacing the output of the detector with a signal not derived from the pickup signal at the disconnection point, the noise is reduced and the sensor output is stabilized. As a method of replacing the output of the detector with a signal not derived from the pickup signal, the output of the detector is replaced with a signal not derived from the pickup signal immediately after the detector and immediately before the output circuit such as a low-pass filter or an integrator. By doing so, the output of the detector is directly stabilized, or the output of the detector is stabilized by replacing the pickup signal from immediately after the pickup coil to entering the detector with a signal not derived from the pickup signal. Either method can be considered. Replacing the output of the detector with a signal not derived from the pickup signal is performed by providing a switch controlled by the control signal at an appropriate replacement location. The switch is a semiconductor switch element that provides a single-pole, double-throw connection that connects the circuit downstream of the switch, which is the direction in which the detector output flows, to the circuit upstream of the switch, or derives from a pickup signal. Switch whether to connect to the signal source of the signal that does not. Therefore, when the switch connects its downstream circuit to the source of a signal that does not derive from the pickup signal, the circuit upstream of the switch will be disconnected there, and the circuit of the sensor based on the pickup signal will be at the switch. It will be disconnected. As the signal source of the signal not derived from the pickup signal, a ground or a voltage source having a predetermined voltage can be used. Replacing the output of the detector with a signal that does not originate from the pickup signal means connecting the signal source of the signal that does not originate from the pickup signal to the replacement location of the circuit and disconnecting the circuit immediately before the replacement location. Shall be done. That is, the signal source of the signal not derived from the pickup signal is connected immediately after the disconnection point of the circuit. As a result, a signal not derived from the pickup signal flows downstream of the replacement portion (cutting portion).
検波器の出力をピックアップ信号に由来しない信号を使用して直接的に安定化する手法としては、まず、検波器の出力を接地することが考えられる。検波器の出力の接地への置換は、検波器の直後から、後段のローパスフィルタ(フィードバック系(クローズドループ)でローパスフィルタを省略する場合は積分器)などを含む出力回路の直前の間で行なわれる。この場合、スイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する安定化期間の間の検波器の出力はゼロ(接地電位)となり、バイアススイッチングによる過渡信号が除去されるとともに、その間の検波器の出力はゼロという、センサ出力に影響を与えない出力となる。そして、安定化期間以外の過渡信号を含まないピックアップ信号に基づいた安定した出力が検波器から出力されることとなる。 As a method of directly stabilizing the output of the detector by using a signal not derived from the pickup signal, first, it is conceivable to ground the output of the detector. The output of the detector is replaced with ground immediately after the detector and immediately before the output circuit including the low-pass filter in the subsequent stage (integrator if the low-pass filter is omitted in the feedback system (closed loop)). Is done. In this case, the output of the detector during the stabilization period, which starts at the same time as the switching and ends before the next switching of the switching, becomes zero (ground potential), the transient signal due to the bias switching is removed, and during that period. The output of the detector is zero, which does not affect the sensor output. Then, a stable output based on the pickup signal that does not include the transient signal other than the stabilization period is output from the detector.
また、検波器の出力をピックアップ信号に由来しない信号を使用して直接的に安定化する手法として、検波器の出力を所定の電圧の電圧源に接続することも考えられる。検波器の出力の所定の電圧の電圧源への接続は、検波器の直後から、後段のローパスフィルタ(フィードバック系(クローズドループ)でローパスフィルタを省略する場合は積分器)などを含む出力回路の直前の間で行なわれる。この場合、スイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する安定化期間の間の検波器の出力は所定の電圧となり、バイアススイッチングによる過渡信号が除去されるとともに、その間の検波器の出力は所定の電圧という、センサ出力の直流レベルのみに影響を与える出力となる。この所定の電圧は、バイアススイッチングによっても除去できなかった出力オフセットをキャンセルするような電圧とすると好適である。そして、安定化期間以外の過渡信号を含まないピックアップ信号に基づいた安定した出力が検波器から出力されることとなる。 Further, as a method of directly stabilizing the output of the detector by using a signal not derived from the pickup signal, it is conceivable to connect the output of the detector to a voltage source having a predetermined voltage. The output of the detector is connected to the voltage source of the predetermined voltage of the output circuit including the low-pass filter (integrator when the low-pass filter is omitted in the feedback system (closed loop)) in the subsequent stage immediately after the detector. It takes place just before. In this case, the output of the detector during the stabilization period, which starts at the same time as the switching and ends before the next switching of the switching, becomes a predetermined voltage, the transient signal due to the bias switching is removed, and the detector during that period is removed. The output of is a predetermined voltage, which affects only the DC level of the sensor output. This predetermined voltage is preferably a voltage that cancels the output offset that could not be removed by bias switching. Then, a stable output based on the pickup signal that does not include the transient signal other than the stabilization period is output from the detector.
次に、検波器に入るまでのピックアップ信号をそれに由来しない信号を使用して安定化する手法としては、ピックアップコイルの直後から検波器の直前までの間の任意の箇所で、ピックアップ信号を接地することが考えられる。この場合、スイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する安定化期間の間の検波器の出力は、レベルがゼロのピックアップ信号に基づくほぼゼロの値となり、バイアススイッチングによる過渡信号が除去されるとともに、その間の検波器の出力はほぼゼロの値という、センサ出力に影響を与えない出力とされる。そして、安定化期間以外の過渡信号を含まないピックアップ信号に基づいた安定した出力が検波器から出力されることとなる。 Next, as a method of stabilizing the pickup signal until it enters the detector by using a signal not derived from it, the pickup signal is grounded at an arbitrary point between immediately after the pickup coil and immediately before the detector. Can be considered. In this case, the output of the detector during the stabilization period, which starts at the same time as the switching and ends before the next switching of the switching, becomes a nearly zero value based on the pick-up signal of zero level, and is a transient signal due to bias switching. Is removed, and the output of the detector during that period is a value of almost zero, which is an output that does not affect the sensor output. Then, a stable output based on the pickup signal that does not include the transient signal other than the stabilization period is output from the detector.
なお、ピックアップコイルの直後から検波器の直前までの間の任意の箇所においては、ピックアップ信号を(接地ではなく)所定の電圧の電圧源に接続することによっても安定化することが可能であるが、ピックアップ信号を所定の電圧で置換して直流成分を印加したとしても、検波器によって、センサ出力からそのような直流成分の影響が排除されるため、センサ出力は、ピックアップ信号を接地した場合と同じである。すなわち、この場合は、出力オフセットをキャンセルすることができない。 It should be noted that, at any point between immediately after the pickup coil and immediately before the detector, it is possible to stabilize the pickup signal by connecting it to a voltage source of a predetermined voltage (rather than grounding). Even if the pickup signal is replaced with a predetermined voltage and a DC component is applied, the detector output removes the influence of such a DC component from the sensor output, so that the sensor output is the same as when the pickup signal is grounded. It is the same. That is, in this case, the output offset cannot be canceled.
このように、検波器の出力からバイアススイッチングによる過渡信号の影響を除去して安定化するためには、安定化期間の間に、検波器の直後などの、ピックアップコイルの直後から出力回路の直前までのいずれかの箇所で回路を切断してその切断箇所の直後を接地すること、安定化期間の間に検波器の直後などの、検波器の直後から出力回路の直前までのいずれかの箇所で回路を切断してその切断箇所の直後を所定の電圧の電圧源に接続すること、の少なくとも2つの手法がある。以下、第1の実施形態として、安定化期間の間に回路のそれらのいずれかの箇所を接地する形態を説明し、そして、第2の実施形態として、安定化期間の間に検波器の出力を所定の電圧の電圧源に接続する形態を説明する。 In this way, in order to remove the influence of the transient signal due to bias switching from the output of the detector and stabilize it, during the stabilization period, immediately after the pickup coil, such as immediately after the detector, and immediately before the output circuit. Cut the circuit at any of the above points and ground immediately after the cut point, or immediately after the detector, such as immediately after the detector during the stabilization period, from immediately after the detector to just before the output circuit. There are at least two methods of cutting the circuit at the above and connecting immediately after the cut point to a voltage source of a predetermined voltage. Hereinafter, as a first embodiment, a mode in which any one of the circuits is grounded during the stabilization period will be described, and as a second embodiment, the output of the detector during the stabilization period will be described. Will be described in the form of connecting the device to a voltage source having a predetermined voltage.
(第1の実施形態のフラックスゲート磁界センサの構造)
第1の実施形態に係るフラックスゲート磁界センサ300の構造について説明する。フラックスゲート磁界センサ300は、直流バイアス電流の極性のそれぞれのスイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する所定の期間である安定化期間の間に、ピックアップコイルの直後から出力回路の直前までの回路のいずれかの箇所で回路を切断して、その切断箇所の直後を接地することで検波器の出力をピックアップ信号に由来しない信号に置換するものである
(Structure of Fluxgate Magnetic Field Sensor of First Embodiment)
The structure of the fluxgate
図3は、フラックスゲート磁界センサ300の概略回路図である。この回路では、典型的な検波方法として同期検波を用いている。また検出した磁界を打ち消すような電流をフィードバックによりピックアップコイルに流すことにより、磁性体の特性の良好な領域でセンサを動作させるクローズドループの構成を採用している。なお、代替的に、検出される磁界を打ち消すためにピックアップコイルを兼用させずに専用のコイルを別途設けたクローズドループ構成や、フィードバックを行わないオープンループの構成を採用することも可能である。
FIG. 3 is a schematic circuit diagram of the fluxgate
フラックスゲート磁界センサ300は、従来の基本的なフラックスゲート磁界センサ100と同様の構成を含んでおり、直流重畳交流励磁部301、励磁極性スイッチング部302、センサ部303、ボルテージフォロア304、増幅器305、同期検波器306、ローパスフィルタ307、積分器308、フィードバック抵抗309、出力端子310を含んでいる。フラックスゲート磁界センサ300は、さらに接地型周期的安定化回路311を有している。
The fluxgate
直流重畳交流励磁部301は、交流電流に直流バイアス電流を重畳させた励磁電流を提供する回路である。直流重畳交流励磁部301は、典型的には、公知の電源回路である。また例示した方法以外にも交流源と直流源を直列に接続する構成や、オペアンプ等による加算器を用いて交流源と直流源を加算する構成とすることもできる。直流重畳交流励磁部301は、交流電流をセンサ部303に流すことで外部の磁界を変調させ、直流バイアス電流を重畳させることにより、後段の励磁極性スイッチング部302とともにバイアススイッチング方式の励磁回路を構成する。この場合、直流バイアス電流が重畳される交流電流は、直流バイアス電流の極性の切り替えに合わせて極性が切り替えられることになる。
The DC superimposed
バイアススイッチングにおいては、直流バイアス電流の極性を周期的にスイッチングする必要がある。ここで、直流バイアス電流が重畳される交流電流を、直流バイアス電流の極性の切り替えに合わせて極性を切り替える構成と、切り替えない構成の両方が可能である。上述の例は、交流電流と直流バイアス電流の両方の極性を切り替えるものであり、この場合、同期検波後において加算処理(平均化処理)を行えば、検出される磁界に対応しない信号を除去してセンサ出力を得ることができる。 In bias switching, it is necessary to periodically switch the polarity of the DC bias current. Here, the AC current on which the DC bias current is superimposed can be configured to switch the polarity according to the change of the polarity of the DC bias current, or to not switch the polarity. In the above example, the polarities of both AC current and DC bias current are switched. In this case, if addition processing (averaging processing) is performed after synchronous detection, signals that do not correspond to the detected magnetic field are removed. The sensor output can be obtained.
代替的に、交流電流の極性を直流バイアス電流の極性と共に切り替えない構成とするため、直流重畳交流励磁部301は、極性を周期的に切り替えた直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流を提供する構成とすることもできる。この場合、後述の励磁極性スイッチング部302は不要となる。また、磁界検出信号を得るためには、同期検波後において、直流バイアス電流のそれぞれの極性における検波号の差を取る必要がある。そのためには、例えば、一方の直流バイアス電流の極性における検波信号の極性を反転させた後に加算処理(平均化処理)を行うとよい。
Alternatively, in order not to switch the polarity of the AC current together with the polarity of the DC bias current, the DC superimposed
励磁極性スイッチング部302は、センサ部303に流す励磁電流の極性を周期的に切り替える回路である。これにより、直流バイアス電流成分は周期的に極性が切り替えられ、バイアススイッチング方式による励磁電流がセンサ部303の磁性コアに供給される。励磁極性スイッチング部302は、極性の切り替えの周期を決定する、周波数がfbsHzのクロックを有しており、それによって発生させられるスイッチング信号で極性を切り替えるスイッチが駆動され、励磁電流は周期的に極性が切り替えられる。周波数fbsHzのクロックは典型的には励磁電流の交流成分の周波数を整数分の一で分周して使用される。図3に示すように励磁極性スイッチング部302が直流重畳交流励磁部301からの出力をスイッチングする場合、直流バイアス電流の極性の切り替えに同期して交流電流の位相も反転させられることになり、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は逆極性で現われ、磁界の感度成分は同極性で現われる。クロックの周波数は、直流重畳交流励磁部301が発生する交流電流の周波数より小さいものとされる。またクロックには、典型的には直流重畳交流励磁部301が発生する交流励磁電流に対して周波数が整数分の一で分周され、必要に応じて任意に移相されたタイミング信号が使用される。例えば、直流重畳交流励磁部301からの励磁電流の交流成分の周波数を80kHzとしたときに、励磁極性スイッチング部302のスイッチング周波数fbsを5kHz程度として、正弦波16個程度で直流バイアス電流の極性のスイッチングを繰り返す構成とすることができる。
The magnetic
バイアススイッチング方式においては、直流バイアス電流成分の極性を周期的に切り替えることが重要であり、その際に、交流成分の位相を同時に反転させる構成と反転させない構成の両方が可能である。励磁極性スイッチング部302を使用すると、直流バイアス電流が重畳された交流電流である励磁電流全体の極性を切り替えるため、直流バイアス電流成分の極性の切り替えに同期して交流電流成分の位相も反転させられることになる。この場合、ピックアップ信号において、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は逆極性で現われ、磁界の感度成分は同極性で現われる。
In the bias switching method, it is important to periodically switch the polarity of the DC bias current component, and at that time, both a configuration in which the phases of the AC components are simultaneously inverted and a configuration in which the phases are not inverted are possible. When the exciting magnetic
なお、代替的に、直流バイアス電流成分の極性のみを周期的に切り替え、交流成分の位相を同時に反転させない場合は、励磁極性スイッチング部302は不要である。この場合は、直流重畳交流励磁部301が、極性を周期的に切り替えた直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流を提供する構成となる。直流バイアス電流成分の極性の切り替えにかかわらず、交流電流成分の位相が反転させられない場合、ピックアップ信号において、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は同極性で現われ、磁界の感度成分は逆極性で現われる。
Alternatively, if only the polarity of the DC bias current component is periodically switched and the phases of the AC components are not inverted at the same time, the magnetic field
センサ部303は、測定対象の外部の磁界を検出するセンサ素子であり、検出される磁界が印加される細長い磁性体からなる磁性コアと、その細長い磁性体に巻回されたピックアップコイルを有する。センサ部303は、典型的には、U字型に曲げたアモルファス磁性ワイヤにピックアップコイルを巻いた構造である。アモルファス磁性ワイヤは、磁気異方性が生じにくい無磁わい組成のものである。なお、アモルファス磁性ワイヤの形状は、U字型には限られず、先端を導線等でショートさせたII型などとすることができる。アモルファス磁性ワイヤに生じた、外部の磁界による磁化の影響を含む、アモルファス磁性ワイヤに流される励磁電流によって発生する変化する磁束をピックアップコイルで検出した検出電圧(ピックアップ信号)によって、外部の磁界の大きさを測定する。アモルファス磁性ワイヤは、単線のI型の形状でも動作するが、磁性体が2本であって高い感度が得られるU型やII型より、感度は低くなる。また、感度を高めるためにU型、II型、I型等の形状をそれぞれ複数本組み合わせて使用することもできる。センサ部303は、アモルファス磁性ワイヤに励磁電流を直接流す直交フラックスゲートの構成を有するものであるが、直流を重畳した交流を励磁電流とすることでコア内の磁化を一方向とし、磁化反転に伴う磁性体の磁気ノイズを低減することで低雑音が図られるものである。
The
ボルテージフォロア304は、センサ部303からのピックアップ信号を、インピーダンスを変換することにより、後段に正確に伝達するための構成要素である。ピックアップコイルに誘起される電圧からは十分な電流を取り出すことができないため、後段のインピーダンスによっては電圧降下が生じてして感度が下がる可能性がある。ボルテージフォロア304は、そのような感度低下を防止するものである。ボルテージフォロア304は、典型的には、オペアンプで構成された増幅率が1の増幅回路である。増幅器305は、ボルテージフォロア304からの出力を適切なレベルに増幅する構成要素である。
The
なお、図3においては、ボルテージフォロア304からの出力は、キャパシタを通過させて交流成分のみを取りだし、後段の増幅器305に送られる。これにより、ピックアップ電圧に含まれる(フィードバック信号による電圧などの)不要な直流成分が除去される。なお、ボルテージフォロア304、およびキャパシタは、ピックアップ信号を適切なレベルで正確に伝達させるための付加的な構成であり、本発明においては必ずしも必須ではない。
In FIG. 3, the output from the
同期検波器306は、増幅器305から出力された、センサ部303からのピックアップ信号に対して、同期検波を行う構成要素である。同期検波器306は、センサ部303のピックアップコイルに誘起される誘起電圧であるピックアップ信号を、励起電流における交流電流と周波数が同期した参照信号の位相を参照して同期検波することにより、センサ出力を定めることになる検波信号を生成する。同期検波器306から出力された検波信号は、後段の接地型周期的安定化回路311に伝達される。同期検波器306は、センサ部303からのピックアップ信号に対して直流重畳交流励磁部301の励磁電流の交流成分と同一の周波数を持つ参照信号との位相関係に応じて、検波を行うものである。同期検波器306には、直流重畳交流励磁部301の交流電流と同一の周波数の信号が参照信号として入力されており、それによって、検波するピックアップ信号との位相関係が決定される。典型的には、参照信号を直流重畳交流励磁部301における励磁電流の交流成分と同期した方形波のゲートコントロール信号とした場合、これによって内部のスイッチを駆動して、ゲートコントロール信号が負(LOW)の時のタイミングでピックアップ信号の極性を反転させて折り返す。これによって、参照信号に同期した成分からなる意味のある出力を得ることができる。同期検波器306は、典型的には、アナログスイッチなどの素子で構成されている。なお、ピックアップ信号からセンサ出力を定める検波信号を得るためには、同期検波によらなくとも、尖頭値検波などの他の手段を使用することもできる。
The
ローパスフィルタ307は、同期検波器306の直後に配置された接地型周期的安定化回路311からの出力である安定化された検波信号を平均化する回路の構成要素である。これにより、検波信号から検出する磁界の大きさを表す磁界検出信号を取り出す。この例では、直流バイアス電流の極性の切り替えに同期して交流電流の位相も反転させられており、ピックアップ信号において、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因するオフセット成分は逆極性で現われ、磁界の感度成分は同極性で現われるため、検波信号を加算(平均化により実現)することにより、検波信号から検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号を得ることができる。具体的には、ローパスフィルタ307により、検波信号から、脈流である磁界の大きさを表わす信号の波形を平滑化して直流にし、極性が切り替えられる直流バイアス電流に起因するオフセットを加算により除去する。なお、クローズドループ構成でシステムを動作させる場合は、ローパスフィルタ307を省略することも可能である。
The low-
なお、代替的に直流バイアス電流成分の極性のみを周期的に切り替え、交流成分の位相を同時に反転させない場合、すなわち励磁極性スイッチング部302を使用することなく、直流重畳交流励磁部301が極性を周期的に切り替えた直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流を提供する場合は、直流バイアス電流成分の極性の切り替えにかかわらず、交流電流成分の位相が反転させられない。この場合、ピックアップ信号において、直流バイアス電流の各極性に対して、磁気異方性に起因したオフセット成分は同極性で現われ、磁界の感度成分は逆極性で現われる。そのため、磁界検出信号を得るためには、直流バイアス電流の各極性毎の検波信号の差を求める必要がある。具体的には、直流バイアス電流の一方の極性における検波信号を反転(−1倍)させた後に、直流バイアス電流の他方の極性における検波信号と共に加算処理(平均化処理)を実行するとよい。これによって、検波信号から検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号を得ることができる。
Alternatively, when only the polarity of the DC bias current component is periodically switched and the phases of the AC components are not inverted at the same time, that is, the DC superimposing AC
積分器308は、クローズドループ構成でシステムを動作させる場合において、ローパスフィルタ307から出力されたステップ波形を積分する回路の構成要素である。なお、ローパスフィルタ307を省略した場合は、積分器308は、同期検波器306の出力を積分することになる。積分器308の出力は、後述するフィードバック抵抗309を経て、センサ部303のピックアップコイルを通じて、センサ部303の磁性コアに対して磁界による負帰還のフィードバックをかける。結果的に積分器308の入力となる磁界検出信号は、このフィードバックの偏差を表わし、積分器308は磁界検出信号をゼロに近づける制御を行うことになる。
The
フィードバック抵抗309は、積分器308から出力されたフィードバック信号を負帰還させてセンサ部303に入力させる際の、フィードバック信号が通過する抵抗である。負帰還のために、磁界検出信号を積分したフィートバック信号は、ピックアップコイルに磁界検出信号を打ち消す極性で入力させる。負帰還により、センサ部303のピックアップコイルには、測定対象の外部磁界を打ち消すような磁界が発生させられる。フィードバック信号によって流れる電流が、測定対象の外部磁界に対応するものであり、その電流値をフィードバック抵抗309で電圧として検出したものが、測定対象の外部磁界の大きさを表わすセンサ出力となる。
The
上述の例は、クローズドループ構成であるため、磁気コアに流入した検出される外部磁界を打ち消す磁界を発生させるフィードバック信号をピックアップコイルに入力し、そのフィードバック信号の大きさをセンサ出力とするものである。従って、ローパスフィルタ307、積分器308、フィードバック抵抗309によって、検波信号から検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号に基づいてセンサ出力を生成する出力回路が構成される。
Since the above example has a closed loop configuration, a feedback signal that generates a magnetic field that cancels the detected external magnetic field that has flowed into the magnetic core is input to the pickup coil, and the magnitude of the feedback signal is used as the sensor output. be. Therefore, the low-
なお、オープンループ構成の場合は、ローパスフィルタ307の出力が測定対象の外部磁界を表わすものであるため、積分器308、フィードバック抵抗309は不要である。そして、ローパスフィルタ307の出力からセンサ出力を得ることができる。
In the case of the open loop configuration, the
出力端子310は、フィードバック抵抗309を流れる電流を、外部磁界の大きさを表わす電圧に変換したセンサ出力を外部に出力させるノードである。これにより、測定対象の外部磁界を打ち消す磁界を発生させる電流の大きさを、測定対象の外部磁界を表わす測定量として出力する。
The
接地型周期的安定化回路311は、スイッチングと同時に開始され、当該スイッチングの次のスイッチングより前(スイッチング周期の半周期の期間より前)に終了する所定の期間である安定化期間の間、同期検波器306の出力の検波信号を接地電位で置換することによって安定化する構成である。安定化された検波信号は、後段のローパスフィルタ307(ローパスフィルタ307を使用しない構成の場合は積分器308)に出力される。接地型周期的安定化回路311は、図3の例では、同期検波器306の後段に接続されている。接地型周期的安定化回路311は、典型的には制御信号によって動作する半導体スイッチ素子を含み、その半導体スイッチ素子は制御信号による制御を受けて同期検波器306の直後で回路を切断し、切断箇所の直後を接地することによって、同期検波器306の出力を接地電位の信号で置換する。
The grounded
安定化期間は、スイッチングによる直流バイアス電流の極性の切り替えと同時に開始され、次のスイッチングによる直流バイアス電流の極性の逆極性への切り替えより前に(直流バイアス電流がいずれかの極性を保持しているスイッチング周期の半周期の期間の経過より前に)終了する所定の期間とすることができる。安定化期間を、バイアススイッチングに伴いピックアップ信号に過渡信号が混入する期間を含むものとすることによって、その間の検波器の出力を接地することとなり、出力への過渡信号の影響を排除することができる。安定化期間をあまり短くすると過渡信号を完全には除去できないことがあり、また、安定化期間をあまり長くすると本来のピックアップ信号の通過する量が小さくなるため、S/N比が悪化する場合もあるので、そのようにならないような適切な期間とすると好適である。このように、安定化期間は、直流バイアス電流が同じ極性を保持している、あるバイアススイッチングから次のバイアススイッチングまでのスイッチング周期の半周期より小さい適当な期間とすることができるが、例えば、あるスイッチングから開始され、前記スイッチングの前記次のスイッチングまでの期間(スイッチング周期の半周期)の2分の1の期間に終了するようにすることができる。この場合、安定化期間は、スイッチング周期の2分の1の周期で反復されることとなる。具体的には、直流バイアス電流がいずれかの極性にスイッチングされると同時に安定化期間が開始され、そのスイッチングの次のスイッチング(直流バイアス電流が同じ極性を保持しているスイッチング周期の半周期)までの期間の2分の1の期間が経過すると同時に安定化期間が終了することとなる。安定化期間をそのようなタイミングに制御するための制御信号は、バイアススイッチングのためのスイッチング信号と同期しており、スイッチング信号のそれぞれの極性切替えのタイミング、及びそれぞれの極性切替えのタイミングの中間点で極性切替えが行なわれるような、周波数がスイッチング信号の2倍である方形波とすることができる。この場合、制御信号の発振回路の出力を2分周することによってスイッチング信号を発生させることができ、全体的な回路を簡略化することができる。 The stabilization period begins at the same time that the polarity of the DC bias current is switched by switching, and before the switching of the polarity of the DC bias current by the next switching to the opposite polarity (the DC bias current retains either polarity). It can be a predetermined period that ends (before the elapse of the half-cycle period of the switching cycle). By setting the stabilization period to include a period in which a transient signal is mixed in the pickup signal due to bias switching, the output of the detector during that period is grounded, and the influence of the transient signal on the output can be eliminated. If the stabilization period is too short, the transient signal may not be completely removed, and if the stabilization period is too long, the amount of the original pickup signal passing through will be small, and the S / N ratio may deteriorate. Therefore, it is preferable to set an appropriate period so that such a situation does not occur. Thus, the stabilization period can be an appropriate period of less than half the switching period from one bias switching to the next, where the DC bias currents retain the same polarity, for example. It can be started from a certain switching and ended in a half period of the period from the switching to the next switching (half cycle of the switching cycle). In this case, the stabilization period will be repeated in half the switching cycle. Specifically, the stabilization period is started at the same time that the DC bias current is switched to either polarity, and the next switching after that switching (half cycle of the switching cycle in which the DC bias current holds the same polarity). The stabilization period will end at the same time that half of the period up to is passed. The control signal for controlling the stabilization period at such timing is synchronized with the switching signal for bias switching, and is the midpoint between the timing of each polarity switching of the switching signal and the timing of each polarity switching. It can be a square wave whose frequency is twice that of the switching signal, such that the polarity is switched in. In this case, the switching signal can be generated by dividing the output of the oscillation circuit of the control signal by two, and the overall circuit can be simplified.
接地の箇所は、図3に示した接地型周期的安定化回路311のように、同期検波器306の直後(すぐ下流)とすると好適であるが、同期検波器306の直前(すぐ上流)、すなわち増幅器305の直後としてピックアップ信号を接地するようにしても、ほぼ同じ動作が行なわれる。さらには、センサ部303(ピックアップコイル)の直後からローパスフィルタ307(ローパスフィルタ307を省略した場合は積分器308)の直前までの任意の箇所を接地することによって、ピックアップ信号あるいは検波信号を接地電位で置換するようにすることもできる。すなわち、接地型周期的安定化回路311は、センサ部303の直後からローパスフィルタ307(ローパスフィルタ307を省略した場合は積分器308)の直前までの任意の箇所に配置することができる。
The grounding point is preferably immediately after the synchronous detector 306 (immediately downstream) as in the grounded
(第1の実施形態のフラックスゲート磁界センサの動作)
これから、フラックスゲート磁界センサ300が、安定化期間において同期検波器306の出力を接地する動作について、時間の経過に伴う検波信号の波形を示しながら説明する。図8は、検波信号の波形図である。図8においては、第1の実施形態に係るフラックスゲート磁界センサ300において接地型周期的安定化回路311をスイッチング信号の周期の2分の1の周期(2倍の周波数)で動作させて同期検波器306の出力(検波信号)を接地して過渡信号を除去した場合の同期検波器306の出力の波形を黒色で示している。このとき、接地型周期的安定化回路311を制御する制御信号は、励磁極性スイッチング部302のスイッチング信号のゼロ点に制御信号のゼロ点が来るような位相関係の状態で、周波数をスイッチング信号の2倍とした信号となる。図8においては、比較のために、検波信号を接地せずに過渡信号を除去しない場合の同期検波器306の出力の波形をグレーで示している。ここでは、励磁電流中の交流電流の8周期毎に、直流バイアス電流の極性をバイアススイッチングにより切り替えているため、交流電流に対応するピックアップ信号の8周期毎に出力波形が正側と負側とで切り替わっている。そして、交流電流に対応するピックアップ信号の4周期毎に接地型周期的安定化回路311による同期検波器306の出力(検波信号)の接地と非接地とを切り替えている。接地では検波信号がほぼ0にされ、非接地では検波信号はそのまま出力へと通過する。図においてグレーで示した非接地のまま場合の検波信号の波形においては、スイッチングの瞬間に大きい振幅の過渡信号の波形が現われ、それから交流電流に対応するピックアップ信号の3周期ほどは検波信号に過渡信号の影響が残っており、レベルがやや高くなっている。一方、黒色で示した周期的に検波信号の接地を行なっている場合の検波信号の波形においては、スイッチングの瞬間から次のスイッチングまでの期間の2分の1の期間まで検波信号を接地することによって、過渡信号及びその影響を受けた3周期ほどの交流電流に対応するピックアップ信号に対応する信号が出力から除去されていることが確認できる。そして、その後から次のスイッチングまでの残りの2分の1の期間は、検波信号を非接地とすることにより、過渡信号の影響を受けていない4周期の交流電流に対応するピックアップ信号に対応する信号が出力されている。
(Operation of Fluxgate Magnetic Field Sensor of First Embodiment)
From now on, the operation of the fluxgate
なお、このような構成により過渡信号の影響は排除されているが、検波信号の半分の波形のレベルがゼロとなっているため、最終的なセンサ出力は、検波信号を周期的に接地しない場合と比較すると、2分の1の電圧となる。このように、元の信号のレベルが低下することは雑音特性にやや不利に作用するが、過渡信号の除去による雑音の低減の効果の方がはるかに高いため、全体として雑音は大きく低減される。さらに、励磁電流を小さくしても雑音特性を良好に保つことができるため、消費電力を小さくすることができる。 Although the influence of the transient signal is eliminated by such a configuration, since the waveform level of half of the detection signal is zero, the final sensor output is when the detection signal is not grounded periodically. Compared with, the voltage is halved. In this way, lowering the level of the original signal has a slight adverse effect on the noise characteristics, but the noise reduction effect of removing the transient signal is much higher, so the noise is greatly reduced as a whole. .. Further, since the noise characteristics can be kept good even if the exciting current is reduced, the power consumption can be reduced.
過渡信号を除去することによる雑音の低減の効果を説明する。図9は、3種類の励磁電流における、過渡信号を除去しない場合の検波信号の雑音密度の実測値のグラフである。グラフから、励磁電流を減少させた場合、雑音が大幅に増加することが観察される。これは励磁電流中の交流電流の振幅が小さくなったことにより、センサ感度が低下すること、また励磁電流の反転に伴う磁化の反転が発生する際の磁化の飽和状態の違いがもたらす雑音成分の違いに起因するものである。図10は、3種類の励磁電流における、過渡信号を除去した場合の検波信号の雑音密度の実測値のグラフである。この場合、雑音源となる過渡信号が除去されるため、励磁電流に依存せず、常に雑音特性を良好かつ等価に保つことが可能となる。また、雑音性能を変えずに励磁電流を小さくできることで、センサの消費電力を約5分の1に低減することが可能となる。これは、電力リソースの限られたアプリケーションでは非常に大きいメリットである。 The effect of noise reduction by removing the transient signal will be described. FIG. 9 is a graph of actual measurement values of the noise density of the detection signal when the transient signal is not removed in the three types of exciting currents. From the graph, it is observed that the noise increases significantly when the exciting current is reduced. This is because the amplitude of the alternating current in the exciting current is reduced, which reduces the sensor sensitivity, and the noise component caused by the difference in the saturation state of the magnetization when the magnetization is reversed due to the reversal of the exciting current. It is due to the difference. FIG. 10 is a graph of actual measurement values of the noise density of the detection signal when the transient signal is removed in the three types of exciting currents. In this case, since the transient signal that becomes a noise source is removed, it is possible to always maintain good and equivalent noise characteristics without depending on the exciting current. Further, since the exciting current can be reduced without changing the noise performance, the power consumption of the sensor can be reduced to about one-fifth. This is a huge advantage for applications with limited power resources.
次に、励磁電流のバイアススイッチングのタイミング(位相)を変化させることによって過渡信号の大きさ(すなわち雑音の大きさ)を変化させる評価実験用の構成を使用することによって、フラックスゲート磁界センサ300の雑音を除去する性能や出力オフセットのロバスト性が向上することを確認した。図11は、バイアススイッチングのタイミング(位相)を変化させた場合の励磁電流の波形図である。図11の(A)、(B)、(C)、(D)に、それぞれ、バイアススイッチングの位相を0度、96度、160度、256度とした場合の出力電流の波形が示されている。このようにバイアススイッチングのタイミングを変化させると、それによって励磁電流の交流電流がスイッチングされるタイミングが変化する。そして、それによって、過渡信号を除去する前のセンサ雑音が変化する。
Next, by using a configuration for an evaluation experiment in which the magnitude of the transient signal (that is, the magnitude of noise) is changed by changing the timing (phase) of the bias switching of the exciting current, the fluxgate
図12の(A)には、過渡信号を除去する前のセンサのバイアススイッチングを行うタイミング(位相)を変化させた場合のセンサ雑音量の実測値のグラフを示している。グラフの横軸は、バイアススイッチング位相であり、図11の(A)の状態から、(B)、(C)、(D)、そして再び(A)の状態へと適当な角度ステップで切り替え位相を変化させている。そして、その各バイアススイッチング位相でのセンサ雑音を測定し,1Hzにおける雑音密度を縦軸にプロットしたものをグラフに示している。グラフより、10〜75pT/Hz1/2程度の範囲の雑音が発生しているが、バイアススイッチングの位相が256度の場合の雑音は75pT/Hz1/2程度であり、非常に大きいことが理解される。 FIG. 12A shows a graph of the measured value of the sensor noise amount when the timing (phase) of bias switching of the sensor before removing the transient signal is changed. The horizontal axis of the graph is the bias switching phase, which is the switching phase from the state (A) in FIG. 11 to the states (B), (C), (D), and again (A) in appropriate angular steps. Is changing. Then, the sensor noise at each bias switching phase is measured, and the noise density at 1 Hz is plotted on the vertical axis in the graph. From the graph, noise in the range of 10 to 75 pT / Hz 1/2 is generated, but when the phase of bias switching is 256 degrees, the noise is about 75 pT / Hz 1/2, which is very large. Understood.
図12の(B)には、過渡信号を除去する前のセンサの出力オフセットの実測値のグラフを示している。図12の(B)は、図12の(A)に示す位相のステップよりさらに細かいステップでバイアススイッチングの位相を時間とともに段階的に変化させ、それぞれの状態で10秒程度出力を記録したものである。横軸は時間であるが、時間とともに一定のステップでバイアススイッチングの位相を変化させているため、横軸にはバイアススイッチングの位相も対応している。この測定は外部磁場が無視できる環境で行っているため、このセンサ出力は、出力オフセットに相当するものとなる。グラフより、−8.5〜3nT程度の範囲の出力オフセットがあることが確認できる。このように、図12の(B)には、励磁電流のバイアススイッチングの位相を変化させることによって、出力オフセットが10nT以上も変動することが示されている。なお、バイアスイッチングの位相が250度付近の出力オフセットのグラフの線の幅が広くなっているが、これは雑音が大きいため、出力オフセットの細かい変動が多く、幅が太く見えているものである。センサの回路部の温度・経時ドリフトによりバイアススイッチングの位相がずれると、雑音の増加や出力オフセットの大きな変化を発生させることになる。また、それは、回路動作条件の調整上の制約となり得る。 FIG. 12B shows a graph of the measured value of the output offset of the sensor before removing the transient signal. In FIG. 12B, the phase of the bias switching is changed stepwise with time in a step smaller than the phase step shown in FIG. 12A, and the output is recorded for about 10 seconds in each state. be. The horizontal axis is time, but since the phase of bias switching is changed in a constant step with time, the phase of bias switching also corresponds to the horizontal axis. Since this measurement is performed in an environment where the external magnetic field can be ignored, this sensor output corresponds to the output offset. From the graph, it can be confirmed that there is an output offset in the range of about −8.5 to 3 nT. As described above, FIG. 12B shows that the output offset fluctuates by 10 nT or more by changing the phase of the bias switching of the exciting current. The width of the line in the graph of the output offset where the phase of the via switching is around 250 degrees is wide, but this is because the noise is large, so there are many small fluctuations in the output offset, and the width looks thick. .. If the phase of bias switching shifts due to the temperature and drift of the circuit section of the sensor over time, an increase in noise and a large change in output offset will occur. It can also be a constraint on the adjustment of circuit operating conditions.
図12に示した過渡信号を除去する前のセンサの出力には大きな雑音が含まれているが、そのセンサに対し、接地型周期的安定化回路311による検波信号の周期的な接地を行なって過渡信号を除去することによって、雑音や出力オフセットなどの性能を安定化させることができる。図13は、バイアススイッチングの位相を変化させた場合のセンサ雑音量の、過渡信号を除去しない場合と除去した場合の実測値のグラフである。接地型周期的安定化回路311による検波信号の周期的な接地により過渡信号の影響が排除され、バイアススイッチングの切り替えの位相によらずに雑音が極めて小さく、またその変動も極めて小さいことが確認できる。
Although the output of the sensor before removing the transient signal shown in FIG. 12 contains a large amount of noise, the sensor is subjected to periodic grounding of the detection signal by the grounding type
図14には、過渡信号を除去した場合の出力オフセットの実測値のグラフを示している。横軸は時間であるが、時間とともに一定のステップでバイアススイッチングの位相を変化させているため、横軸にはバイアススイッチングの位相も対応している。ただし、位相調整のステップは、図13の横軸とはスケールが完全には一致していない。グラフより、バイアススイッチングの位相を変化させても、出力オフセットの変動は2nT以内であり、極めて安定していることが理解できる。また、グラフの線の幅が広い箇所がなく、雑音が極めて小さいことも理解できる。このように、センサの回路の温度・経時ドリフトに対するロバスト性が大きく向上している。またセンサに最適な動作条件を見つける調整を行う際の自由度も大きくすることができる。 FIG. 14 shows a graph of the measured value of the output offset when the transient signal is removed. The horizontal axis is time, but since the phase of bias switching is changed in a constant step with time, the phase of bias switching also corresponds to the horizontal axis. However, the scale of the phase adjustment step does not completely match the horizontal axis of FIG. From the graph, it can be understood that the fluctuation of the output offset is within 2 nT and is extremely stable even if the phase of the bias switching is changed. It can also be understood that there are no places where the line width of the graph is wide and the noise is extremely small. In this way, the robustness of the sensor circuit against temperature and drift over time is greatly improved. In addition, the degree of freedom in making adjustments to find the optimum operating conditions for the sensor can be increased.
このように、直流バイアス電流の極性のそれぞれのスイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する所定の期間である安定化期間の間、検波信号の過渡雑音部分をピックアップ信号に由来しない信号に置換して安定化するという構成により、バイアススイッチングに伴う過渡雑音を、ピックアップ信号に由来しない別の安定した信号源の信号で置換することができる。この場合、過渡雑音を除去する際にフィードバックループが切断されたままになることがなく、過渡雑音の部分は常に一定の電圧で置換されることになる。またサンプル&ホールドスイッチを使用した場合に存在する信号のホールドに起因するジッタなどがセンサ出力に存在することがない。このように、本発明では、非常にロバストに、バイアススイッチングに起因する過渡雑音を除去することが可能である。 In this way, the transient noise portion of the detection signal is derived from the pickup signal during the stabilization period, which is a predetermined period that starts at the same time as each switching of the polarity of the DC bias current and ends before the next switching of the switching. With the configuration of replacing with a non-existing signal and stabilizing it, the transient noise associated with bias switching can be replaced with a signal of another stable signal source not derived from the pickup signal. In this case, the feedback loop is not left disconnected when the transient noise is removed, and the transient noise portion is always replaced by a constant voltage. In addition, there is no jitter or the like due to the hold of the signal that exists when the sample and hold switch is used in the sensor output. As described above, in the present invention, it is possible to remove the transient noise caused by the bias switching very robustly.
さらに、安定化期間の間、検波信号の過渡雑音部分を置換するピックアップ信号を接地電位とすることができる。この場合、安定化された検波信号は、バイアススイッチング方式のプロセスに従って平均化(加減算処理)されてセンサ出力となる。ここで、接地電位は回路の基準電位であるため、出力オフセットを考慮しない場合、その平均化の結果は0となって、過渡雑音はセンサ出力に影響を与えないこととなる。したがって本来の信号成分のみの平均化結果がセンサ出力に現れることになり、雑音をより低減したバイアススイッチング方式によるセンサを提供することが可能となる。 Further, during the stabilization period, the pickup signal that replaces the transient noise portion of the detection signal can be the ground potential. In this case, the stabilized detection signal is averaged (addition / subtraction processing) according to the process of the bias switching method and becomes the sensor output. Here, since the ground potential is the reference potential of the circuit, if the output offset is not taken into consideration, the result of the averaging is 0, and the transient noise does not affect the sensor output. Therefore, the averaging result of only the original signal component appears in the sensor output, and it becomes possible to provide a sensor by the bias switching method with further reduced noise.
(第2の実施形態のフラックスゲート磁界センサの構造)
次に、第2の実施形態に係るフラックスゲート磁界センサ400の構造について説明する。図4は、フラックスゲート磁界センサ400の概略回路図である。フラックスゲート磁界センサ400は、第1の実施形態に係るフラックスゲート磁界センサ300と同様の構成を含んでおり、直流重畳交流励磁部401、励磁極性スイッチング部402、センサ部403、ボルテージフォロア404、増幅器405、同期検波器406、ローパスフィルタ407、積分器408、フィードバック抵抗409、出力端子410を含んでいる。フラックスゲート磁界センサ400は、フラックスゲート磁界センサ300における接地型周期的安定化回路311に代えて、定電圧型周期的安定化回路411を有している。
(Structure of Fluxgate Magnetic Field Sensor of Second Embodiment)
Next, the structure of the fluxgate
定電圧型周期的安定化回路411は、バイアススイッチングと同時に開始され、前記バイアススイッチングの次のバイアススイッチングまで(スイッチング周期の半周期の期間まで)に終了する所定の期間である安定化期間の間、同期検波器406の出力の検波信号を所定の電圧の電圧源で置換することによって安定化する構成である。定電圧型周期的安定化回路411は、それの出力を、周期的に(接地ではなく)定電圧源に接続する点で接地型周期的安定化回路311とは異なるが、その他の点は接地型周期的安定化回路311と同様の構成である。定電圧型周期的安定化回路411は、同期検波器406の後段に接続されている。定電圧型周期的安定化回路411は、典型的には制御信号によって動作する半導体スイッチ素子を含み、その半導体スイッチ素子は制御信号による制御を受けて同期検波器406の直後で回路を切断し、切断箇所の直後を定電圧源に接続することによって、同期検波器406の出力を所定の電圧の信号で置換する。定電圧源としては、電源を抵抗で分圧した構成や、専用のICを使用した定電圧回路などを使用することができる。
The constant voltage type
定電圧型周期的安定化回路411の安定化期間も、接地型周期的安定化回路311と同様に定めることができる。すなわち、安定化期間は、スイッチングによる直流バイアス電流の極性の切り替えと同時に開始され、次のスイッチングによる直流バイアス電流の極性の逆極性への切り替えより前に(直流バイアス電流がいずれかの極性を保持しているスイッチング周期の半周期の期間の経過より前に)終了する所定の期間とすることができる。安定化期間を、バイアススイッチングに伴いピックアップ信号に過渡信号が混入する期間を含むものとすることによって、その間の検波器の出力は定電圧源からの所定の電圧となり、出力への過渡信号の影響を排除することができる。定電圧源への接続の箇所は、図4に示した定電圧型周期的安定化回路411のように、同期検波器406の直後とすると好適であるが、同期検波器406の直後からローパスフィルタ407(ローパスフィルタ407を省略した場合は積分器408)の直前まで間の任意の箇所とすることできる。定電圧型周期的安定化回路411は、接地型周期的安定化回路311のように、センサ部から検波器までの間の任意の箇所に配置し、そこでピックアップ信号を周期的に定電圧源に接続するようにすることも可能ではある。この場合、過渡信号を除去することにより雑音特性は改善するが、後述する、出力オフセットの除去を行なうことはできない。
The stabilization period of the constant voltage type
(第2の実施形態のフラックスゲート磁界センサの動作)
これから、フラックスゲート磁界センサ400が、安定化期間において同期検波器306の出力を定電圧源に接続する動作について、時間の経過に伴う検波信号の波形を示しながら説明する。図15は、検波信号を周期的に定電圧源に接続した場合の波形である。図15においては、第2の実施形態に係るフラックスゲート磁界センサ400において定電圧型周期的安定化回路411をスイッチング信号の周期の2分の1の周期で動作させて同期検波器406の出力(検波信号)を定電圧源で置換して過渡信号を除去した場合の同期検波器406の出力の波形を黒色で示している。図15においては、比較のために、検波信号を定電圧源の信号で周期的に置換せずに過渡信号を除去しない場合の同期検波器406の出力の波形をグレーで示している。図15においては、まず、接続する定電圧源として電圧がゼロの場合(すなわち、接地した場合と同様)の波形が示されており、さらに、定電圧源の電圧を調整電圧1501とした場合の波形の変化が、矢印で示した破線で示されている。検波信号を調整電圧1501の定電圧源の信号で周期的に置換した場合、安定化期間の間、検波信号のレベルは調整電圧1501でクランプされる。これによって、まず、第1の実施形態と同様に、過渡信号がセンサ出力から除去されることになる。ここで、好適には、調整電圧1501は、出力オフセットが最小になるように定められる。そのためには、調整電圧1501を、出力オフセットがほぼゼロとなるようにセンサ出力を測定しながら調整するとよい。これにより、センサ出力から出力オフセットをほぼ除去することができる。
(Operation of Fluxgate Magnetic Field Sensor of Second Embodiment)
From now on, the operation of the fluxgate
なお、調整電圧1501の設定は以下のような手順で行なうことができる。図16は、定電圧源の電圧を変化させたときの出力オフセットの実測値のグラフである。図16には、定電圧型周期的安定化回路411のスイッチに接続した定電圧源の電圧を0.5mVステップで0〜2mVの範囲で変化させたときのセンサ出力が示されている。横軸は測定開始からの時間である。グラフの0〜20秒では電圧源の電圧は0mVであるため、これは検波出力を接地した場合と等価であり、このときの出力オフセット(約8nT)が、このセンサにおける、磁性体や回路の非対称性により必然的に発生する出力オフセットである。グラフの0〜250秒の範囲では、定電圧源の電圧を0から2mVに増加させ、次に2mVから−2mVまで減少させ、次に0mVに戻している。このように、調整電圧1501を与える定電圧源の電圧に比例してセンサの出力オフセットを調整することができる。グラフの320秒後においては、定電圧源の電圧を微調整することによって、センサの出力オフセットをほぼ0にしている。このように、周期的に検波信号に接続する定電圧源の電圧を適切に調節することにより、過渡信号の除去のみならず、出力オフセットをほぼ0にまで減少させることが可能となる。
The
上述のように、直流バイアス電流の極性のそれぞれのスイッチングと同時に開始され、そのスイッチングの次のスイッチングより前に終了する所定の期間である安定化期間の間に、検波信号を置換するピックアップ信号に由来しない信号を、所定の電圧とすることができる。この場合、過渡雑音部分を置換する当該所定の電圧は、直流バイアス電流の極性によらずに同じ信号となるため、平均化(加減算処理)によって相殺されることがなく、そのままセンサ出力に現われることになる。過渡雑音を置換した信号が接地電位の場合は、その接地電位で置換した信号の部分を平均化したセンサ出力は、オフセットを考慮しない場合は0である。そして、過渡雑音を所定の調整電圧で置換することで、この調整所定の電圧を本来の信号成分の出力に加えて出力に重畳させることが可能となる。ここで、接地電位で置換した信号の部分を平均化したセンサ出力は、オフセットを考慮した場合は0ではなくなる。そして、オフセットを考慮した場合、当該所定の調整電圧を調整することで、正負各極性の励磁電流で得られる各誘起信号の不均衡によって生じる出力オフセットを補正する電圧を重畳させることが可能となる。その所定の調整電圧を出力オフセットをキャンセルするような電圧に調整すると、出力オフセットをほぼ0にすることができる。 As described above, a pickup signal that replaces the detection signal during a stabilization period, which is a predetermined period that begins at the same time as each switching of the polarity of the DC bias current and ends prior to the next switching of that switching. The underived signal can be a predetermined voltage. In this case, since the predetermined voltage that replaces the transient noise portion becomes the same signal regardless of the polarity of the DC bias current, it does not cancel out by averaging (addition / subtraction processing) and appears as it is in the sensor output. become. When the signal in which the transient noise is replaced is the ground potential, the sensor output obtained by averaging the portion of the signal replaced by the ground potential is 0 when the offset is not taken into consideration. Then, by substituting the transient noise with a predetermined adjustment voltage, it is possible to superimpose the adjustment predetermined voltage on the output in addition to the output of the original signal component. Here, the sensor output obtained by averaging the portion of the signal replaced by the ground potential is not 0 when the offset is taken into consideration. Then, when the offset is taken into consideration, by adjusting the predetermined adjustment voltage, it is possible to superimpose a voltage for correcting the output offset caused by the imbalance of each induced signal obtained by the exciting currents of the positive and negative polarities. .. By adjusting the predetermined adjustment voltage to a voltage that cancels the output offset, the output offset can be made almost zero.
本発明は、フラックスゲート磁界センサの雑音特性と出力オフセット安定性を向上させ、消費電力の抑制にも寄与するため、宇宙航空用途をはじめとした、高い信頼性とリソースの削減が求められる状況で使用される磁界センサに好適に適用することができる。 Since the present invention improves the noise characteristics and output offset stability of the fluxgate magnetic field sensor and contributes to the reduction of power consumption, high reliability and resource reduction are required for aerospace applications and the like. It can be suitably applied to the magnetic field sensor used.
100 :フラックスゲート磁界センサ
101 :直流重畳交流励磁部
102 :励磁極性スイッチング部
103 :センサ部
104 :ボルテージフォロア
105 :増幅器
106 :同期検波器
107 :ローパスフィルタ
108 :積分器
109 :フィードバック抵抗
110 :出力端子
200 :フラックスゲート磁界センサ
201 :直流重畳交流励磁部
202 :励磁極性スイッチング部
203 :センサ部
205 :増幅器
206 :同期検波器
207 :ローパスフィルタ
210 :出力端子
211 :周期的切断手段
212 :電圧調整部
300 :フラックスゲート磁界センサ
301 :直流重畳交流励磁部
302 :励磁極性スイッチング部
303 :センサ部
304 :ボルテージフォロア
305 :増幅器
306 :同期検波器
307 :ローパスフィルタ
308 :積分器
309 :フィードバック抵抗
310 :出力端子
311 :接地型周期的安定化回路
400 :フラックスゲート磁界センサ
401 :直流重畳交流励磁部
402 :励磁極性スイッチング部
403 :センサ部
404 :ボルテージフォロア
405 :増幅器
406 :同期検波器
407 :ローパスフィルタ
408 :積分器
409 :フィードバック抵抗
410 :出力端子
411 :定電圧型周期的安定化回路
1501 :調整電圧
H :励磁磁界
Hdc :直流バイアス磁界
Hex :外部磁界
Js :磁化
Ku :異方性
f :周波数
fbs :スイッチング周波数
θ0 :角度
100: Flux gate magnetic field sensor 101: DC superimposed AC excitation unit 102: Exciting magnetic pole switching unit 103: Sensor unit 104: Voltage follower 105: Amplifier 106: Synchronous detector 107: Low pass filter 108: Integrator 109: Feedback resistance 110: Output Terminal 200: Flux gate magnetic field sensor 201: DC superimposed AC exciting unit 202: Exciting magnetic pole switching unit 203: Sensor unit 205: Amplifier 206: Synchronous detector 207: Low pass filter 210: Output terminal 211: Periodic cutting means 212: Voltage adjustment Unit 300: Flux gate magnetic field sensor 301: DC superimposed AC excitation unit 302: Exciting magnetic pole switching unit 303: Sensor unit 304: Voltage follower 305: Amplifier 306: Synchronous detector 307: Low pass filter 308: Integrator 309: Feedback resistance 310: Output terminal 311: Ground type periodic stabilization circuit 400: Flux gate magnetic field sensor 401: DC superimposed AC excitation unit 402: Exciting magnetic pole switching unit 403: Sensor unit 404: Voltage follower 405: Amplifier 406: Synchronous detector 407: Low pass filter 408: Integrator 409: Feedback resistance 410: Output terminal 411: Constant voltage type periodic stabilization circuit 1501: Adjusting voltage H: Exciting magnetic field H dc : DC bias magnetic field H ex : External magnetic field J s : Magnetizing Ku : Heterogeneous Gender f: Frequency f bs : Switching frequency θ 0 : Angle
Claims (9)
前記磁性コアに巻回されたピックアップコイルと、
正極性と負極性の間で極性が周期的にスイッチングされる直流バイアス電流を交流電流に重畳させた励磁電流を前記磁性コアに供給する直流重畳交流励磁部と、
前記ピックアップコイルからのピックアップ信号を増幅する増幅器と、
増幅された前記ピックアップ信号を検波することにより検波信号を出力する検波器と、
前記直流バイアス電流の前記極性のそれぞれの前記スイッチングと同時に開始され前記スイッチングの次のスイッチングより前に終了する所定の期間である安定化期間の間、前記検波信号を前記ピックアップ信号に由来しない信号に置換することによって安定化する周期的安定化回路と、
安定化された前記検波信号から前記検出される磁界に対応しない信号を除去した磁界検出信号に基づいてセンサ出力を生成する出力回路と、を含むフラックスゲート磁界センサ。 A magnetic core made of an elongated magnetic material to which a detected magnetic field is applied,
The pickup coil wound around the magnetic core and
A DC superimposed AC excitation unit that supplies an exciting current obtained by superimposing a DC bias current whose polarity is periodically switched between positive and negative electrodes on an AC current to the magnetic core.
An amplifier that amplifies the pickup signal from the pickup coil and
A detector that outputs a detection signal by detecting the amplified pickup signal, and
During the stabilization period, which is a predetermined period that starts at the same time as the switching of each of the polarities of the DC bias current and ends before the next switching of the switching, the detection signal becomes a signal not derived from the pickup signal. A periodic stabilization circuit that stabilizes by replacing,
A fluxgate magnetic field sensor comprising an output circuit that generates a sensor output based on a magnetic field detection signal that removes a signal that does not correspond to the detected magnetic field from the stabilized detection signal.
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