JP2021129343A - Power supply stabilizer - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電源安定化装置に関する。 The present invention relates to a power supply stabilizer.
従来、電源から直流システムに供給される直流電圧のリップル成分を補償し、直流電圧を安定化させる装置が知られている。例えば特許文献1に開示された直流リアクトル装置は、直流リアクトル主巻線と、直流リアクトル鉄心を介して直流リアクトル主巻線と磁気的に結合する直流リアクトル補助巻線と、電圧源と、制御手段と、を備える。
Conventionally, a device that compensates for the ripple component of the DC voltage supplied from the power supply to the DC system and stabilizes the DC voltage has been known. For example, the DC reactor device disclosed in
直流リアクトル主巻線は、交流電源を整流する整流回路と負荷側の平滑コンデンサとの間に接続されている。電圧源は、直流リアクトル補助巻線に接続され任意の電圧波形を発生する。制御手段は、直流リアクトルの磁気飽和を抑制すると共に直流リップルを補償するように電圧源を制御する。 The DC reactor main winding is connected between the rectifier circuit that rectifies the AC power supply and the smoothing capacitor on the load side. The voltage source is connected to the DC reactor auxiliary winding to generate an arbitrary voltage waveform. The control means controls the voltage source so as to suppress the magnetic saturation of the DC reactor and compensate for the DC ripple.
特許文献1の請求項2に対応する実施形態の直流リアクトル装置は、直流一次巻線側の直流電流を検出する直流一次巻線電流検出回路、及び、直流二次巻線側の直流電流を検出する直流二次巻線電流検出回路を有している。制御部の磁気飽和抑制制御部は、一次巻線電流検出値と二次巻線電流検出値との差分を算出する。この構成では二つの電流センサが必要であるため、装置が大型になるという問題がある。
The DC reactor device of the embodiment corresponding to claim 2 of
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、電流センサの構成を簡素化し、装置を小型化可能な電源安定化装置を提供することにある。 The present invention has been created in view of these respects, and an object of the present invention is to provide a power supply stabilizing device capable of simplifying the configuration of a current sensor and reducing the size of the device.
本発明の電源安定化装置は、直流電源(11)から直流配電線(12)を介して電力負荷(70)に電力供給する直流システムにおいて、直流配電線と電力負荷との間に直列に配置され、直流電源から電力負荷に印加される直流電圧(Vb)を安定化する。この電源安定化装置は、カレントトランス(30)と、電流センサ(40)と、制御電源(50)と、を備える。 The power supply stabilizer of the present invention is arranged in series between the DC distribution line and the power load in a DC system that supplies power from the DC power source (11) to the power load (70) via the DC distribution line (12). It stabilizes the DC voltage (Vb) applied from the DC power supply to the power load. This power supply stabilizing device includes a current transformer (30), a current sensor (40), and a control power supply (50).
カレントトランスは、トランスコア(33)、一次巻線(31)及び二次巻線(32)を含む。一次巻線は、直流配電線と電力負荷との間に直列接続され、トランスコアを貫通する。二次巻線は、トランスコアに所定巻数であるN1ターン巻回され、トランスコアを介して一次巻線と磁気結合する。電流センサは、一次巻線が貫通するセンサコア(43)を有する。二次巻線に直列接続されたセンサ用二次巻線(42)がセンサコアに所定巻数と同数のN1ターン巻回されている。 The current transformer includes a transformer core (33), a primary winding (31) and a secondary winding (32). The primary winding is connected in series between the DC distribution line and the power load and penetrates the transformer core. The secondary winding is wound around the transcore for N 1 turns, which is a predetermined number of turns, and is magnetically coupled to the primary winding via the transcore. The current sensor has a sensor core (43) through which the primary winding penetrates. The secondary winding (42) for the sensor, which is connected in series with the secondary winding, is wound around the sensor core in the same number of N 1 turns as the predetermined number of turns.
制御電源は、電圧制御項(V*_v)及び電流制御項(V*_i)を演算する。電圧制御項は、直流電圧のリップル電圧(Vout*)を相殺するために用いられる。電流制御項は、一次巻線に流れる一次電流(Iaux)のうち一次巻線に直流起磁力を発生させる直流電流成分を相殺するように二次巻線に相殺電流(Ict)を注入するために用いられる。そして制御電源は、電圧制御項と電流制御項とを加算して得られた電圧指令値(Vinv*)に基づいて出力電圧生成回路(52)を動作させることで、二次巻線に出力電圧(Vout)を印加する。 The control power supply calculates a voltage control term (V * _v) and a current control term (V * _i). The voltage control term is used to offset the ripple voltage (Vout *) of the DC voltage. The current control term is for injecting a canceling current (Ict) into the secondary winding so as to cancel the DC current component that generates a DC magnetomotive force in the primary winding of the primary current (Iux) flowing in the primary winding. Used. Then, the control power supply operates the output voltage generation circuit (52) based on the voltage command value (Viv * ) obtained by adding the voltage control term and the current control term, so that the output voltage is connected to the secondary winding. (Vout) is applied.
電流センサは、一次巻線に流れる一次電流による起磁力と、センサ用二次巻線に流れる相殺電流による起磁力との差分を検出する。制御電源は、当該起磁力の差分を0に近づけるように電流制御項を演算する。 The current sensor detects the difference between the magnetomotive force due to the primary current flowing in the primary winding and the magnetomotive force due to the canceling current flowing in the secondary winding for the sensor. The control power supply calculates the current control term so that the difference in the magnetomotive force approaches zero.
本発明の電源安定化装置では、一つの電流センサで、一次電流による起磁力と相殺電流による起磁力との差分を検出し、制御回路は、その起磁力の差分に基づき電流制御項を演算する。したがって、二つの電流センサが必要となる特許文献1の従来技術に対し、電流センサの数を減らし、装置を小型化することができる。
In the power supply stabilizing device of the present invention, one current sensor detects the difference between the magnetomotive force due to the primary current and the magnetomotive force due to the canceling current, and the control circuit calculates the current control term based on the difference in the magnetomotive force. .. Therefore, the number of current sensors can be reduced and the device can be downsized as compared with the conventional technique of
(一実施形態)
本発明の一実施形態による電源安定化装置を図面に基づいて説明する。図1に示すように、電源安定化装置20は、直流電源11から直流配電線12を介して電力負荷70に電力供給する直流システム90において、直流配電線12と電力負荷70との間に直列に配置される。電源安定化装置20を直列配置とする構成では、電源安定化装置20による直流電源11の分担電圧が少なくて済み、装置容量を低減可能である。
(One Embodiment)
A power supply stabilizer according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. As shown in FIG. 1, the power
電力負荷70は種類を問わず、複数ある場合もある。ただし、一般に電力負荷70はリアクトル成分及び容量成分を有しており、LC共振回路が形成される。例えば電力負荷70で高調波電流が発生すると、これが加振源となりLC共振を引き起こす場合がある。或いは、負荷変動等をきっかけに共振が励起されるおそれがある。共振現象が起きると直流配電線12のインピーダンス降下で直流電圧Vbが大きく変動したり、過大な共振電流が流れ、過電圧や過電流を引き起こしたりする。そこで、このような事象を防止するため、直流システム90において直流電圧Vbを安定化することが求められる。
There may be a plurality of
本実施形態の電源安定化装置20は、カレントトランス30、電流センサ40、及び、制御電源50等を備える。この電源安定化装置20は、制御電源50が生成する出力電圧Voutにより直流電圧Vbの電圧リップル成分を補償するとともに、一次電流Iauxの直流電流成分を相殺する。こうして電源安定化装置20は、直流電源11から電力負荷70に印加される直流電圧Vbを安定化する。なお、直流電圧Vbは電圧センサ等により検出され、制御電源50の制御回路60に取得される。
The power
カレントトランス30は、一次巻線31及び二次巻線32を含む。一次巻線31は、直流配電線12と電力負荷70との間に直列接続されている。二次巻線32は、制御電源50に接続されており、トランスコア33を介して一次巻線31と磁気結合する。一次巻線31の巻数は1ターンであり、二次巻線32の巻数はN1ターンである。二次巻線32の巻数N1ターンの値は、直流電源11の直流電圧Vb、制御電源50の電流容量や耐圧に応じて任意に設定可能である。
The
直流電源11から電力負荷70への経路である一次巻線31には、直流電流成分とリップル電流成分との両方を含んだ一次電流Iauxが流れる。一次電流Iauxはトランスコア33内に磁束を発生させる。そして、その磁束の密度によってトランスコア33の寸法が決定される。一次電流Iauxの直流電流成分は、トランスコア33の磁束密度を増加させ、寸法を大きくする方向に働く。そこで、カレントトランス30の小型化を図り、一次巻線31の直流電流成分を相殺するために制御電源50の出力電圧Voutによって二次巻線32に注入される電流を相殺電流Ictという。
A primary current Iaux including both a DC current component and a ripple current component flows through the
電流センサ40は、「Iaux−N1Ict」で表される検出電流Isnsを検出し、制御回路60に通知する。電流センサ40の詳細な構成については図4を参照して後述することとし、先に、従来技術の電流検出構成との違いについて説明する。従来技術では、一次巻線31に流れる一次電流Iauxを検出する電流センサ、及び、二次巻線32に流れる相殺電流Ictを検出する電流センサ、の二台の電流センサが用いられる。
The
一方、本実施形態では、「相殺電流Ictに二次巻線32の巻数N1ターンを乗じた値を一次電流Iauxから減じた値」が一台の電流センサ40により検出される。ここで、電流に巻数を乗じた値は起磁力(単位:[AT(アンペアターン)])である。一次電流Iauxに一次巻線31の巻数1ターンを乗じた値が起磁力Iaux[AT]であり、相殺電流Ictに二次巻線32の巻数N1ターンを乗じた値が起磁力N1Ict[AT]である。
On the other hand, in the present embodiment, " a value obtained by multiplying the canceling current Ict by the number of turns N 1 turn of the
つまり、検出電流Isns(=Iaux−N1Ict)は、一次巻線31に流れる一次電流Iauxによる起磁力と、二次巻線32に流れる相殺電流Ictによる起磁力との差分を意味する。本実施形態の電流センサ40は、この起磁力の差分を直接検出し、制御電源50に出力する。
That is, the detected current Isns (= Iux-N 1 Ict) means the difference between the magnetomotive force due to the primary current Iaux flowing in the primary winding 31 and the magnetomotive force due to the canceling current Ict flowing in the secondary winding 32. The
制御電源50は、動作電源51、出力電圧生成回路52、及び、制御回路60を含む。動作電源51は、図1に示すように専用の直流電源で構成されてもよい。或いは、直流配電線12から分岐された配電線に接続されることで、直流電源11の直流電圧Vbが利用されてもよい。
The
出力電圧生成回路52は、制御回路60からの指令に従って動作し、二次巻線32に印加される出力電圧Voutを生成する。例えば出力電圧生成回路52は、高速にPWM制御された単相インバータで構成される。単相インバータは、例えば特許文献1の図10に記載されたハーフブリッジ回路、又は、図12に記載されたフルブリッジ回路に準じて実現可能である。ブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子がPWM制御によりスイッチング動作することで、動作電源51の電源電圧Einvを変換して出力電圧Voutを生成する。
The output
制御回路60は、直流電圧Vb、動作電源51の電源電圧Einv、出力電圧Vout、及び、電流センサ40の検出電流Isnsに基づき、出力電圧生成回路52をPWM制御するためのデューティ比Dを演算する。図2に制御回路60の演算構成を示す。制御回路60は、電圧制御ブロック61、電流制御ブロック62、加算器63及び除算器64を含む。
The
電圧制御ブロック61は直流電圧Vbの電圧リップルを相殺する出力電圧Voutを発生させるための電圧制御項V*_vを演算する。図2に示すフィードバック制御構成の電圧制御ブロック61は、ハイパスフィルタ(図中及び以下「HPF」)611、偏差算出器612、及び電圧制御器613を含む。HPF611は、リップル電圧を含んだ直流電圧Vb中の直流成分をカットし、リップル電圧成分Vout*を抽出する。
The
偏差算出器612は、リップル電圧成分Vout*と出力電圧Voutとの電圧偏差を算出する。電圧制御器613は、電圧偏差に比例制御のゲインKpvを乗じて電圧制御項V*_vを演算する。或いは、比例制御に積分制御を加えた比例積分制御により電圧制御項V*_vが演算されてもよい。なお、積分制御ブロックの図示を省略する。
The
電流制御ブロック62はカレントトランス30の直流電流成分を制御するための電流制御項V*_iを演算する。図2に示す電流制御ブロック62は、ローパスフィルタ(図中及び以下「LPF」)621、偏差算出器622、及び電流制御器623を含む。LPF621は、電流センサ40が検出した検出電流Isns(=Iaux−N1Ict)中の直流電流成分以外をカットしたフィルタ後検出電流Isns_LPFを出力する。
The
ここで、一次電流Iauxに含まれる直流電流成分をIct*(図2に不図示)とすると、フィルタ後検出電流Isns_LPFは、「Ict*−N1Ict」、すなわち、一次電流Iauxの直流電流成分Ict*による起磁力と相殺電流Ictによる起磁力との差分に相当する。 Here, assuming that the DC current component included in the primary current Iaux is Ict * (not shown in FIG. 2), the detected current after filtering Isns_LPF is "Ict * −N 1 Ict", that is, the DC current component of the primary current Iaux. It corresponds to the difference between the magnetomotive force due to Ict * and the magnetomotive force due to the canceling current Ict.
偏差算出器622は、フィルタ後検出電流Isns_LPFと目標値である0との電流偏差を算出する。電流制御器623は、電流偏差に比例制御のゲインKpiを乗じて電流制御項V*_iを演算する。ゲインKpiには、電流次元の値を電圧次元に変換する抵抗次元の係数が含まれる。或いは、比例制御に積分制御を加えた比例積分制御により電流制御項V*_iが演算されてもよい。なお、積分制御ブロックの図示を省略する。
The
加算器63は、電圧制御項V*_vと電流制御項V*_iとを加算し、出力電圧生成回路52の電圧指令値Vinv*を算出する。除算器64は、電圧指令値Vinv*を動作電源51の電源電圧Einvで除算することで出力電圧生成回路52のデューティ比Dを演算する。出力電圧生成回路52がデューティ比Dに基づくPWM制御により動作すると、出力電圧Voutがカレントトランス30の二次巻線32に印加される。
The
電圧指令値Vinv*の電圧制御項V*_vが出力電圧Voutに反映されることで、一次巻線31において直流電圧Vbに含まれるリップル電圧に相当する出力電圧Voutが発生し、直流電圧Vbの変動が補償される。本実施形態では直流電圧Vbの変動を検出して出力電圧Vout制御するため、精度良い制御が可能となる。 When the voltage control term V * _v of the voltage command value Vinv * is reflected in the output voltage Vout, the output voltage Vout corresponding to the ripple voltage included in the DC voltage Vb is generated in the primary winding 31, and the DC voltage Vb Fluctuations are compensated. In the present embodiment, since the fluctuation of the DC voltage Vb is detected and the output voltage Vout is controlled, accurate control is possible.
さらに電圧指令値Vinv*の電流制御項V*_iが出力電圧Voutに反映されることで、二次巻線32に相殺電流Ictを重畳させる磁束成分が供給される。したがって、二次巻線32に流れる相殺電流Ictにより、カレントトランス30の一次巻線31に発生する直流磁束成分が相殺される。よって、カレントトランス30の磁路断面積を小さくすることができ、カレントトランス30の小型化が可能となる。
Further, the current control term V * _i of the voltage command value Vinv * is reflected in the output voltage Vout, so that a magnetic flux component that superimposes the canceling current Ict on the secondary winding 32 is supplied. Therefore, the canceling current Ict flowing in the secondary winding 32 cancels the DC magnetic flux component generated in the primary winding 31 of the
ここで、仮に電流制御ブロック62の制御応答が電圧制御ブロック61の制御応答よりも早いと、カレントトランス30内の磁束が常にゼロに制御されるため、出力電圧Voutを適切に発生させることできなくなる。すなわち、リップル電圧相殺と直流磁束制御との制御干渉が生じる。そこで、電圧制御ブロック61の制御応答が電流制御ブロック62の制御応答より早くなるように構成されることで、制御干渉が防止される。
Here, if the control response of the
例えば図3に示すように、電流制御ブロック62のLPF621のカットオフ周波数fcoLは、電圧制御ブロック61のHPF611のカットオフ周波数fcoHよりも低く設定されている。或いは、電流制御器623のゲインKpiと電圧制御器613のゲインKpvとの関係を調整することで、電圧制御ブロック61の制御応答が電流制御ブロック62の制御応答より早くなるようにすることも可能である。
For example, as shown in FIG. 3, the cutoff frequency fcoL of the LPF621 of the
次に図4を参照し、カレントトランス30及び電流センサ40の詳細構成について説明する。カレントトランス30は、リング状のトランスコア33に一次巻線31が貫通しており、N1ターンの二次巻線32が巻回されている。トランスコア33を貫通している一次巻線31の巻数は1ターンである。二次巻線32は制御電源50に接続されている。
Next, with reference to FIG. 4, the detailed configuration of the
電流センサ40は、リング状のセンサコア43に一次巻線31が貫通しており、カレントトランス30の二次巻線32と同じ巻数、すなわちN1ターンのセンサ二次巻線42が巻回されている。センサコア43を貫通している一次巻線31の巻数は1ターンである。センサ二次巻線42は二次巻線32に直列接続されている。二次巻線32及びセンサ二次巻線42には、一次電流Iauxが作る磁束を相殺する向きに相殺電流Ictが流れる。
In the
この構成によりセンサコア43には、1ターンの一次巻線31に流れる一次電流Iauxによる起磁力と、N1ターンの二次巻線32に流れる相殺電流Ictによる起磁力との差分(Iaux−N1Ict)に比例する磁束が発生する。センサコア43の断面には、センサコア43の磁束量を検出するホールセンサ45が組み込まれている。増幅器(図中「AMP」)46は、ホールセンサ45が検出した磁束量を増幅する。
With this configuration, the sensor core 43 has a difference (Iaux-N 1) between the magnetomotive force due to the primary current Iaux flowing in the primary winding 31 of one turn and the magnetomotive force due to the canceling current Ict flowing in the secondary winding 32 of
図4に例示した電流センサ40は磁気平衡式であり、増幅された磁束量は、センサコア43に巻回されたN2ターンの帰還巻線47に印加される。帰還巻線47に接続されたシャント抵抗48の検出電圧Vdcctが制御電源50に入力される。検出電圧Vdcctは、下式で表される。
Vdcct∝(Iaux−N1Ict)/N2
The
Vdcct∝ (Iaux-N 1 Ict) / N 2
制御電源50の制御回路60で検出電圧Vdcctは検出電流「Iaux−N1Ict(=Isns)」に換算され、電流制御ブロック62に入力される。そして、図2を参照して上述した通り、電流制御ブロック62において検出電流Isnsを目標値0に近づけるように電流制御項V*_iが演算される。つまり、制御電源50は、一次電流Iauxによる起磁力と相殺電流Ictによる起磁力とを一致させるように、二次巻線32に相殺電流Ictを注入する。
The detection voltage Vdcct in the
このように本実施形態の電流センサ40は、一次電流Iaux自体、及び、相殺電流Ict自体を検出するのではなく、センサコア43を貫通する一次巻線31、及び、センサコア43に巻回されたセンサ二次巻線42に流れる電流の起磁力の差分を検出する。したがって、電流制御ブロック62における比較演算を直接的に実現可能である。
As described above, the
ところで、特許文献1(特許第3763745号公報)の図4、図5に示される請求項2に対応する実施形態では、直流一次巻線電流検出回路が検出した一次巻線電流検出値と直流二次巻線電流検出回路が検出した二次巻線電流検出値との差分が算出される。この差分に基づく電圧指令データにより電圧源が電圧波形を生成することで、鉄心(トランスコア)の磁気飽和が抑制される。 By the way, in the embodiment corresponding to claim 2 shown in FIGS. 4 and 5 of Patent Document 1 (Patent No. 376,745), the primary winding current detection value detected by the DC primary winding current detection circuit and the DC secondary winding current detection value. The difference from the secondary winding current detection value detected by the secondary winding current detection circuit is calculated. The voltage source generates a voltage waveform based on the voltage command data based on this difference, so that the magnetic saturation of the iron core (transcore) is suppressed.
特許文献1の構成では二つの電流センサが必要であるため、装置が大型になるという問題がある。それに対し本実施形態では、一つの電流センサ40で、一次電流Iauxによる起磁力と相殺電流Ictによる起磁力との差分を検出し、制御回路60は、その起磁力の差分に基づき電流制御項V*_iを演算する。したがって、電流センサの数を減らし、装置を小型化することができる。
Since the configuration of
また、特開2018−74668号公報(以下「参考文献」)には、カレントトランスの二次巻線に抵抗性のインピーダンスを付与し負性抵抗による直流配電系統の電圧を安定化する技術が開示されている。例えば参考文献の請求項8に対応する実施例3では、二次巻線に接続された交流/直流変換装置を定抵抗特性となるように制御しているに過ぎず、電力の振動成分を十分に補償できない。また、一次巻線電流の直流成分を除去するためのコンデンサや直流磁束成分を相殺するための三次巻線が設けられている。直流成分を低減することでトランスコア寸法の小型化に寄与する反面、直流成分除去用コンデンサや三次巻線を追加すると、装置が大型化するという問題がある。 Further, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2018-74668 (hereinafter referred to as "references") discloses a technique for imparting a resistive impedance to the secondary winding of a current transformer and stabilizing the voltage of a DC distribution system due to a negative resistance. Has been done. For example, in the third embodiment corresponding to claim 8 of the reference, the AC / DC converter connected to the secondary winding is merely controlled so as to have a constant resistance characteristic, and the vibration component of the electric power is sufficiently controlled. Cannot be compensated. Further, a capacitor for removing the DC component of the primary winding current and a tertiary winding for canceling the DC magnetic flux component are provided. While reducing the DC component contributes to the miniaturization of the transcore size, there is a problem that the device becomes large when a capacitor for removing the DC component and a tertiary winding are added.
それに対し本実施形態では、直流電圧Vbのリップル電圧成分Vout*を検出し、そのリップル電圧成分Vout*を相殺するようにカレントトランス30の巻線電圧を制御する。したがって、参考文献のようなコンデンサや三次巻線を追加することなく、リップル電圧成分Vout*の補償特性を向上させることができる。
On the other hand, in the present embodiment, the ripple voltage component Vout * of the DC voltage Vb is detected, and the winding voltage of the
(その他の実施形態)
(a)制御電源50の出力電圧生成回路52の構成としては、単相インバータ以外に、特許文献1に開示されたチョッパ回路等を用いてもよい。また、出力電圧生成回路52の動作方式はデューティ比DによるPWM制御方式に限らず、どのような方式で出力電圧Voutを生成してもよい。
(Other embodiments)
(A) As the configuration of the output
(b)直流電源11の電圧Vbが検出される箇所は、図1に例示した「直流配電線12とカレントトランス30との間」に限らず、「カレントトランス30と電力負荷70との間」であってもよい。すなわち、電力負荷70の両端電圧が検出されてもよい。
(B) The location where the voltage Vb of the
(c)電流センサ40の構成は、図4に例示した磁気平衡式に限らず、図5に示すようにオープンループのホール素子式としてもよい。オープンループ式では、増幅器46で増幅されたホール素子45の出力が制御電源50に入力される。
(C) The configuration of the
(d)制御回路60の電圧制御ブロック61の構成は、直流電圧VbをHPF611で処理して得られたリップル電圧成分Vout*に対して出力電圧Voutをフィードバックする構成に限らない。図6に示すように、フィードフォワード制御器614において、リップル電圧成分Vout*にゲインKffvが乗算されることで電圧制御項V*_vが演算されてもよい。
(D) The configuration of the
(e)制御回路60の電流制御ブロック62において、図2の構成に対しLPF621が偏差算出器622の後に設けられてもよい。LPF621が電流制御ループ内に構成されれば等価である。また、LPF621によるフィルタ処理に代えて平均化処理が実施されてもよい。
(E) In the
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。 As described above, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be implemented in various embodiments without departing from the spirit of the present invention.
11・・・直流電源、 12・・・直流配電線、
20・・・電源安定化装置、 30・・・カレントトランス、
31・・・一次巻線、 32・・・二次巻線、 33・・・トランスコア、
40・・・電流センサ、 42・・・センサ用二次巻線、 43・・・センサコア、
50・・・制御電源、 52・・・出力電圧生成回路、 70・・・電力負荷。
11 ... DC power supply, 12 ... DC distribution line,
20 ... Power supply stabilizer, 30 ... Current transformer,
31 ... primary winding, 32 ... secondary winding, 33 ... transformer core,
40 ... Current sensor, 42 ... Secondary winding for sensor, 43 ... Sensor core,
50 ... Control power supply, 52 ... Output voltage generation circuit, 70 ... Power load.
Claims (2)
トランスコア(33)、前記直流配電線と前記電力負荷との間に直列接続され、前記トランスコアを貫通する一次巻線(31)、及び、前記トランスコアに所定巻数であるN1ターン巻回され、前記トランスコアを介して前記一次巻線と磁気結合する二次巻線(32)を含むカレントトランス(30)と、
前記一次巻線が貫通するセンサコア(43)を有し、前記二次巻線に直列接続されたセンサ用二次巻線(42)が前記センサコアに前記所定巻数と同数のN1ターン巻回された電流センサ(40)と、
前記直流電圧のリップル電圧(Vout*)を相殺するための電圧制御項(V*_v)、及び、前記一次巻線に流れる一次電流(Iaux)のうち前記一次巻線に直流起磁力を発生させる直流電流成分を相殺するように前記二次巻線に相殺電流(Ict)を注入するための電流制御項(V*_i)を演算し、且つ、前記電圧制御項と前記電流制御項とを加算して得られた電圧指令値(Vinv*)に基づいて出力電圧生成回路(52)を動作させることで、前記二次巻線に出力電圧(Vout)を印加する制御電源(50)と、
を備え、
前記電流センサは、前記一次巻線に流れる前記一次電流による起磁力と、前記センサ用二次巻線に流れる前記相殺電流による起磁力との差分を検出し、
前記制御電源は、当該起磁力の差分を0に近づけるように前記電流制御項を演算する電源安定化装置。 In a DC system that supplies power from a DC power supply (11) to a power load (70) via a DC distribution line (12), the DC power supply is arranged in series between the DC distribution line and the power load, and the DC power supply is used as described above. A power supply stabilizer that stabilizes the direct current voltage (Vb) applied to the power load.
A transformer core (33), a primary winding (31) connected in series between the DC distribution wire and the power load and penetrating the transformer core, and N 1 turn winding which is a predetermined number of turns around the transformer core. A current transformer (30) including a secondary winding (32) that is magnetically coupled to the primary winding via the transformer core.
The sensor core (43) through which the primary winding penetrates, and the secondary winding (42) for a sensor connected in series with the secondary winding is wound around the sensor core in the same number of N 1 turns as the predetermined number of turns. With the current sensor (40)
A DC electromotive force is generated in the primary winding of the voltage control term (V * _v) for canceling the ripple voltage (Vout * ) of the DC voltage and the primary current (Iaux) flowing in the primary winding. The current control term (V * _i) for injecting the canceling current (Ict) into the secondary winding is calculated so as to cancel the DC current component, and the voltage control term and the current control term are added. A control power supply (50) that applies an output voltage (Vout) to the secondary winding by operating the output voltage generation circuit (52) based on the voltage command value (Vinv *) obtained in the above process.
With
The current sensor detects the difference between the magnetomotive force due to the primary current flowing through the primary winding and the magnetomotive force due to the canceling current flowing through the secondary winding for the sensor.
The control power supply is a power supply stabilizing device that calculates the current control term so that the difference in the magnetomotive force approaches zero.
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