JP2021090288A - Power conversion device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power converter.
従来、特許文献1に見られるように、電動車両に搭載されたバッテリを昇温させるヒータユニットが知られている。このユニットは、誘導加熱用のコイルを複数備え、各コイルは、導電性材料で構成されたバッテリケース付近に配置されている。各コイルに交流電流が流れることによりケースに誘導電流が流れる。その結果、ケースの温度が上昇し、ひいては昇温対象であるバッテリの温度が上昇する。
Conventionally, as seen in
特許文献1に記載の構成では、誘導加熱用のコイルに交流電力を供給するための専用の駆動回路が必要となる。このため、ヒータユニットの部品数が増え、ヒータユニットが大型化する懸念がある。
The configuration described in
本発明は、昇温対象を加熱するための部品数の増加を抑制できる電力変換装置を提供することを主たる目的とする。 A main object of the present invention is to provide a power conversion device capable of suppressing an increase in the number of parts for heating a temperature-increasing object.
本発明は、第1端子及び第2端子を有し、前記第1端子と前記第2端子との間で電力伝送する電力変換装置において、
第1スイッチ及び第2スイッチの直列接続体を有するブリッジ回路と、
前記第1スイッチ及び前記第2スイッチの接続点に接続されたコイルと、
前記コイルを介して前記第1端子と前記第2端子との間で電力伝送すべく、前記第1スイッチと前記第2スイッチとを交互にオンする制御部と、
前記第1スイッチ及び前記第2スイッチの接続点に接続され、通電により発熱する発熱部と、を備える。
The present invention is a power conversion device having a first terminal and a second terminal and transmitting power between the first terminal and the second terminal.
A bridge circuit having a series connection of the first switch and the second switch,
The coil connected to the connection point of the first switch and the second switch,
A control unit that alternately turns on the first switch and the second switch in order to transmit power between the first terminal and the second terminal via the coil.
It is provided with a heat generating portion that is connected to the connection points of the first switch and the second switch and generates heat when energized.
本発明では、ブリッジ回路を構成する第1,第2スイッチが交互にオンされることにより、コイルを介して第1端子と第2端子との間で電力が伝送される。ここで、本発明では、第1スイッチ及び第2スイッチの接続点に、通電により発熱する発熱部が接続されている。この構成によれば、電力伝送のために第1,第2スイッチが交互にオンされることにより、発熱部に交流電流が流れ、発熱部が発熱する。 In the present invention, by alternately turning on the first and second switches constituting the bridge circuit, electric power is transmitted between the first terminal and the second terminal via the coil. Here, in the present invention, a heat generating portion that generates heat by energization is connected to the connection points of the first switch and the second switch. According to this configuration, when the first and second switches are alternately turned on for power transmission, an alternating current flows through the heat generating portion, and the heat generating portion generates heat.
このように、本発明によれば、電力伝送用のブリッジ回路を利用して発熱部を発熱させることができる。このため、昇温対象を加熱するための部品数の増加を抑制することができる。 As described above, according to the present invention, the heat generating portion can be heated by using the bridge circuit for power transmission. Therefore, it is possible to suppress an increase in the number of parts for heating the object to be heated.
<第1実施形態>
以下、本発明に係る電力変換装置を具体化した第1実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態において、電力変換装置は、プラグインハイブリッド自動車(PHEV)や電気自動車(EV)等の電動化車両に搭載されている。
<First Embodiment>
Hereinafter, the first embodiment in which the power conversion device according to the present invention is embodied will be described with reference to the drawings. In the present embodiment, the power conversion device is mounted on an electrified vehicle such as a plug-in hybrid vehicle (PHEV) or an electric vehicle (EV).
図1に示すように、電力変換装置10は、電力変換回路20と、制御部100とを備えている。電力変換回路20は、第1コンデンサ21、ハーフブリッジ回路22、直流カットコンデンサ23及びトランス30を備えている。
As shown in FIG. 1, the
ハーフブリッジ回路22は、第1スイッチQ1及び第2スイッチQ2の直列接続体を備えている。本実施形態において、第1,第2スイッチQ1,Q2は、NチャネルMOSFETである。このため、各スイッチQ1,Q2の高電位側端子はドレインであり、低電位側端子はソースである。第1スイッチQ1のドレインには、電力変換回路20の第1高電位側端子CH1が接続されている。第1スイッチQ1のソースには、第2スイッチQ2のドレインが接続され、第2スイッチQ2のソースには、電力変換回路20の第1低電位側端子CL1が接続されている。なお、本実施形態において、第1高電位側端子CH1及び第1低電位側端子CL1が「第1端子」に相当する。
The half-
第1コンデンサ21の第1端には、第1高電位側端子CH1が接続され、第1コンデンサ21の第2端には、第1低電位側端子CL1が接続されている。第1高電位側端子CH1には、第1蓄電装置11の正極端子が接続され、第1蓄電装置11の負極端子には、第1低電位側端子CL1が接続されている。本実施形態において、第1蓄電装置11は、充放電可能な2次電池であり、例えば、リチウムイオン蓄電池又はニッケル水素蓄電池である。
The first high potential side terminal CH1 is connected to the first end of the
第1スイッチQ1のソース及び第2スイッチQ2のドレインには、直流カットコンデンサ23の第1端が接続されている。直流カットコンデンサ23の第2端には、トランス30を構成する第1コイル31の第1端が接続されている。第1コイル31の第2端には、第2スイッチQ2のソースが接続されている。
The first end of the
電力変換回路20は、フルブリッジ回路40と、第2コンデンサ41とを備えている。フルブリッジ回路40は、第1〜第4変換スイッチQF1〜QF4を備えている。本実施形態において、各変換スイッチQF1〜QF4は、NチャネルMOSFETである。第1変換スイッチQF1及び第3変換スイッチQF3のドレインには、電力変換回路20の第2高電位側端子CH2が接続されている。第1変換スイッチQF1のソースには、第2変換スイッチQF2のドレインが接続され、第3変換スイッチQF3のソースには、第4変換スイッチQF4のドレインが接続されている。第2変換スイッチQF2及び第4変換スイッチQF4のソースには、電力変換回路20の第2低電位側端子CL2が接続されている。なお、本実施形態において、第2高電位側端子CH2及び第2低電位側端子CL2が「第2端子」に相当する。
The
第2コンデンサ41の第1端には、第2高電位側端子CH2が接続され、第2コンデンサ41の第2端には、第2低電位側端子CL2が接続されている。第2高電位側端子CH2には、第2蓄電装置12の正極端子が接続され、第2蓄電装置12の負極端子には、第2低電位側端子CL2が接続されている。本実施形態において、第2蓄電装置12は、充放電可能な2次電池であり、例えば、リチウムイオン蓄電池又はニッケル水素蓄電池である。
The second high potential side terminal CH2 is connected to the first end of the second capacitor 41, and the second low potential side terminal CL2 is connected to the second end of the second capacitor 41. The positive electrode terminal of the second
第1変換スイッチQF1のソース及び第2変換スイッチQF2のドレインには、トランス30を構成する第2コイル32の第1端が接続されている。第2コイル32の第2端には、第3変換スイッチQF3のソース及び第4変換スイッチQF4のドレインが接続されている。
The first end of the
第1コイル31と第2コイル32とは、互いに磁気結合する。第1コイル31の第2端に対する第1端の電位が高くなる場合、第2コイル32には、その第2端よりも第1端の電位が高くなるような誘起電圧が発生する。一方、第1コイル31の第1端に対する第2端の電位が高くなる場合、第2コイル32には、その第1端よりも第2端の電位が高くなるような誘起電圧が発生する。
The
なお、第1蓄電装置11の端子電圧(例えば定格電圧)をV1とし、第2蓄電装置12の端子電圧(例えば定格電圧)をV2とする場合、第1コイル31の巻き数N1と第2コイル32の巻き数N2との比である巻き数比N1/N2は、(0.5×V1)/V2近傍の値に設定される。例えば、V1=V2の場合、巻き数比N1/N2は0.5近傍の値に設定される。
When the terminal voltage (for example, rated voltage) of the first
電力変換回路20は、「発熱部」としての誘導加熱ヒータ50を備えている。誘導加熱ヒータ50は、ヒータコイル51及びヒータコンデンサ52の直列接続体を備えている。ヒータコイル51の一端には、第1スイッチQ1のソース及び第2スイッチQ2のドレインが接続され、ヒータコンデンサ52の一端には、第1低電位側端子CL1が接続されている。
The
ヒータコイル51に電流が流れると、磁束が発生する。その磁束が鎖交する部材に加熱電流(具体的には渦電流)が流れ、その部材の温度が上昇する。ここで、加熱電流が流れる部材そのものが昇温対象とされていてもよいし、加熱電流が流れる部材以外の部材又は加熱電流が流れる部材の雰囲気温度が昇温対象とされていてもよい。加熱電流が流れる部材以外の部材が昇温対象とされる構成としては、例えば、循環通路を循環するとともに昇温対象と熱交換する冷媒(冷却水)と、上記加熱電流が流れて発熱し、かつ、冷媒と熱交換して冷媒を昇温させる加熱部と、を備えるものがあげられる。昇温対象は、例えば、第1蓄電装置11及び第2蓄電装置12の少なくとも1つを含む。
When a current flows through the
電力変換装置10は、第1電圧センサ60、第2電圧センサ61及び電流センサ62を備えている。第1電圧センサ60は、第1コンデンサ21の端子間電圧を検出し、第2電圧センサ61は、第2コンデンサ41の端子間電圧を検出し、電流センサ62は、第2蓄電装置12に流れる充放電電流を検出する。各センサ60〜62の検出値は、制御部100に入力される。制御部100は、第1,第2スイッチQ1,Q2及び第1〜第4変換スイッチQF1〜QF4を制御する。
The
続いて、図2を用いて、制御部100が実施する制御について説明する。
Subsequently, the control performed by the
制御部100は、電流制御器110及びPWM生成部120を備えている。電流制御器110は、電流偏差算出部111、フィードバック制御部112及びリミッタ113を備えている。電流偏差算出部111は、入力された指令電流Iref2から、電流センサ62により検出された電流である第2検出電流I2rを減算することにより、電流偏差ΔI2を算出する。本実施形態において、第2検出電流I2rの符号が負の場合、第2高電位側端子CH2から第2蓄電装置12の正極端子へと向かう方向に電流が流れる。
The
フィードバック制御部112は、算出された電流偏差ΔI2を0にフィードバックするための操作量として、回路間位相φ21を算出する。本実施形態では、このフィードバック制御として、比例積分制御が用いられている。なお、回路間位相φ21については、後に説明する。また、フィードバック制御部112で用いられるフィードバック制御は、比例積分制御に限らず、例えば、比例積分微分制御であってもよい。
The
フィードバック制御部112により算出された回路間位相φ21は、リミッタ113により上限値又は下限値が制限され、PWM生成部120に入力される。PWM生成部120は、回路間位相φ21に基づいて、第1,第2スイッチQ1,Q2及び第1〜第4変換スイッチQF1〜QF4の駆動信号を生成し、各スイッチQ1,Q2,QF1〜QF4のゲートに出力する。以下、図3を用いて、各スイッチの駆動態様について説明する。
The inter-circuit phase φ21 calculated by the
図3(a)は、第1,第2スイッチQ1,Q2の駆動状態の推移を示し、図3(b)は、第1〜第4変換スイッチQF1〜QF4の駆動状態の推移を示す。図3(c)は、第1電流I1の推移を示し、図3(d)は、第2電流I2の推移を示し、図3(e)は、ヒータコイル51及びヒータコンデンサ52の直列接続体に流れる電流Ihの推移を示す。第1電流I1は、第1高電位側端子CH1に流れる電流であり、第2電流I2は、第2高電位側端子CH2に流れる電流である。本実施形態において、第1電流I1の符号が正の場合、第1蓄電装置11の正極端子から第1高電位側端子CH1へと向かう方向に電流が流れる。第2電流I2の符号の定義は、第2検出電流I2rの符号の定義と同じである。また、ヒータコイル51及びヒータコンデンサ52の直列接続体に流れる電流Ihの符号が正の場合、ヒータコイル51からヒータコンデンサ52へと向かう方向に電流が流れる。
FIG. 3A shows the transition of the driving state of the first and second switches Q1 and Q2, and FIG. 3B shows the transition of the driving state of the first to fourth conversion switches QF1 to QF4. FIG. 3C shows the transition of the first current I1, FIG. 3D shows the transition of the second current I2, and FIG. 3E shows a series connection of the
なお、図3(c)には第1電流I1の時間平均値I1aveを破線にて示し、図3(d)には第2電流I2の時間平均値I2aveを破線にて示す。また、図3(f)は、図3(d)の第2電流I2の推移の一部を拡大して示す図である。図3(f)の縦軸1メモリのスケールは、図3(d)の縦軸3メモリの1/10のスケールである。
Note that FIG. 3C shows the time average value I1ave of the first current I1 with a broken line, and FIG. 3D shows the time average value I2ave of the second current I2 with a broken line. Further, FIG. 3 (f) is an enlarged view showing a part of the transition of the second current I2 in FIG. 3 (d). The scale of the
図3は、第1蓄電装置11からトランス30を介して第2蓄電装置12へと電力伝送する場合における駆動信号等の推移を示す図である。
FIG. 3 is a diagram showing a transition of a drive signal and the like when power is transmitted from the first
本実施形態において、各スイッチQ1,Q2,QF1〜QF4の1スイッチング周期Tswは互いに同じである。この周期の逆数であるスイッチング周波数fswは、誘導加熱ヒータ50のヒータコイル51及びヒータコンデンサ52と、第2スイッチQ2との含む閉ループ回路の共振周波数(LC共振周波数)近傍の周波数に設定されている。
In the present embodiment, the one switching period Tsw of each switch Q1, Q2, QF1 to QF4 is the same as each other. The switching frequency fsw, which is the reciprocal of this cycle, is set to a frequency near the resonance frequency (LC resonance frequency) of the closed loop circuit including the
第1スイッチQ1のオンへの切り替えタイミングと第2スイッチQ2のオフへの切り替えタイミングとは同期されており、第1スイッチQ1のオフへの切り替えタイミングと第2スイッチQ2のオンへの切り替えタイミングとは同期されている。 The timing of switching the first switch Q1 to on and the timing of switching the second switch Q2 to off are synchronized, and the timing of switching the first switch Q1 to off and the timing of switching the second switch Q2 to on Are synchronized.
第1変換スイッチQF1及び第4変換スイッチQF4は、オンへの切り替えタイミング及びオフへの切り替えタイミングが同期されている。また、第2変換スイッチQF2及び第3変換スイッチQF3は、オンへの切り替えタイミング及びオフへの切り替えタイミングが同期されている。第1,第4変換スイッチQF1,QF4の組と、第2,第3変換スイッチQF2,QF3の組とは、交互にオンされる。 In the first conversion switch QF1 and the fourth conversion switch QF4, the on switching timing and the off switching timing are synchronized. Further, in the second conversion switch QF2 and the third conversion switch QF3, the on switching timing and the off switching timing are synchronized. The set of the first and fourth conversion switches QF1 and QF4 and the set of the second and third conversion switches QF2 and QF3 are turned on alternately.
第1スイッチQ1のオンへの切り替えタイミングと、第1,第4変換スイッチQF1,QF4のオンへの切り替えタイミングとの位相差が、上述した回路間位相φ21である。本実施形態において、回路間位相φ21は、第1スイッチQ1のオンへの切り替えタイミングに対して、第1,第4変換スイッチQF1,QF4のオンへの切り替えタイミングが遅れる場合に正となり、早まる場合に負となる。回路間位相φ21が0から正の所定値となるまでの範囲において、回路間位相φ21の絶対値が大きくなるほど、第1蓄電装置11から第2蓄電装置12への伝送電力が大きくなる。一方、回路間位相φ21が0から負の所定値となるまでの範囲において、回路間位相φ21の絶対値が大きくなるほど、第2蓄電装置12から第1蓄電装置11への伝送電力が大きくなる。
The phase difference between the on-switching timing of the first switch Q1 and the on-switching timing of the first and fourth conversion switches QF1 and QF4 is the circuit-to-circuit phase φ21 described above. In the present embodiment, the inter-circuit phase φ21 becomes positive when the switching timing of the first switch Q1 to ON is delayed with respect to the ON switching timing of the first and fourth conversion switches QF1 and QF4, and is accelerated. Becomes negative. In the range from 0 to a positive predetermined value of the inter-circuit phase φ21, the larger the absolute value of the inter-circuit phase φ21, the larger the transmission power from the first
回路間位相φ21が0とされる場合、第1蓄電装置11及び第2蓄電装置12間の伝送電力を0にしつつ、誘導加熱ヒータ50で発熱させることもできる。
When the inter-circuit phase φ21 is set to 0, the
ちなみに、図3では、1スイッチング周期Tswを360°とする場合、各スイッチQ1,Q2,QF1〜QF4のオン期間φ1が180°とされていたがこれに限らず、オン期間φ1が、0°よりも大きくてかつ180°よりも小さくされていてもよい。オン期間φ1が180°とされる場合、伝送電力が最大となるため、要求される伝送電力に応じて、0°〜180°の範囲でオン期間φ1が調整されてもよい。 By the way, in FIG. 3, when one switching cycle Tsw is 360 °, the ON period φ1 of each switch Q1, Q2, QF1 to QF4 is 180 °, but the ON period φ1 is 0 °. May be greater than and less than 180 °. When the ON period φ1 is 180 °, the transmission power is maximized. Therefore, the ON period φ1 may be adjusted in the range of 0 ° to 180 ° according to the required transmission power.
図3に示すように、各スイッチQ1,Q2,QF1〜QF4がオンオフされることにより、誘導加熱ヒータ50及びヒータコイル51の直列接続体に、「+V1/2」と「−V1/2」とが交互に印加される。その結果、誘導加熱ヒータ50のヒータコイル51及びヒータコンデンサ52に交流電流が流れ、誘導加熱ヒータ50で発熱させるとともに、第1蓄電装置11から第2蓄電装置12へと電力伝送させることができる。
As shown in FIG. 3, when the switches Q1, Q2, QF1 to QF4 are turned on and off, "+ V1 / 2" and "-V1 / 2" are added to the series connection of the
このように、本実施形態では、第1,第2スイッチQ1,Q2が交互にオンされることにより、トランス30を介して第1蓄電装置11と第2蓄電装置12との間で電力が伝送される。ここで、第1スイッチQ1及び第2スイッチQ2の接続点に、誘導加熱ヒータ50を構成するヒータコイル51及びヒータコンデンサ52の直列接続体が接続されている。この構成によれば、電力伝送のために第1,第2スイッチQ1,Q2が交互にオンされることにより、ヒータコイル51に交流電流が流れ、誘導加熱ヒータ50が発熱する。このように、本実施形態によれば、電力伝送用のハーフブリッジ回路22を利用して誘導加熱ヒータ50を発熱させることができる。このため、昇温対象を加熱するための部品数の増加を抑制することができ、ひいては電力変換装置10の小型化を図ることができる。
As described above, in the present embodiment, by alternately turning on the first and second switches Q1 and Q2, electric power is transmitted between the first
<第2実施形態>
以下、第2実施形態について、第1実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図4に示すように、電力変換回路20は「遮断スイッチ」としてのリレー70を備えている。なお、図4において、先の図1に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。
<Second Embodiment>
Hereinafter, the second embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the first embodiment. In this embodiment, as shown in FIG. 4, the
第1スイッチQ1のソース及び第2スイッチQ2のドレインには、リレー70を介してヒータコイル51が接続されている。なお、リレー70に代えて、半導体スイッチが設けられていてもよい。
A
制御部100は、誘導加熱ヒータ50の発熱要求があると判定した場合、リレー70をオンし、発熱要求がないと判定した場合、リレー70をオフする。これにより、発熱要求がある場合のみ誘導加熱ヒータ50で発熱させることができる。その結果、昇温対象が過熱状態となるのを防止したり、電力変換装置10の省電力化を図ったりすることができる。なお、制御部100は、例えば、昇温対象の温度が規定温度を下回ったと判定した場合、発熱要求があると判定すればよい。
The
<第3実施形態>
以下、第3実施形態について、第2実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図5に示すように、リレー71の設置位置が変更されている。なお、図5において、先の図4に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。
<Third Embodiment>
Hereinafter, the third embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the second embodiment. In this embodiment, as shown in FIG. 5, the installation position of the relay 71 is changed. In FIG. 5, the same components as those shown in FIG. 4 above are designated by the same reference numerals for convenience.
第1スイッチQ1のソース及び第2スイッチQ2のドレインには、リレー71を介して直流カットコンデンサ23が接続されている。
A DC cut
制御部100は、第1蓄電装置11と第2蓄電装置12との間の電力伝送要求があると判定した場合、リレー71をオンし、電力伝送要求がないと判定した場合、リレー71をオフする。これにより、電力伝送要求がある場合のみ電力伝送を実施することができる。なお、制御部100は、電力伝送要求がないと判定した場合、フルブリッジ回路40を構成する各変換スイッチQF1〜QF4をオフに維持してもよい。これにより、電力伝送が実施されない場合においてフルブリッジ回路40で損失が発生することを防止できる。
The
<第4実施形態>
以下、第4実施形態について、第1実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図6に示すように、ハーフブリッジ回路が追加されている。なお、図6において、先の図1に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。また、本実施形態では、ハーフブリッジ回路22を第1ハーフブリッジ回路22aと称すこととする。
<Fourth Embodiment>
Hereinafter, the fourth embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the first embodiment. In this embodiment, as shown in FIG. 6, a half-bridge circuit is added. In FIG. 6, the same reference numerals are given to the same configurations as those shown in FIG. 1 above for convenience. Further, in the present embodiment, the half-
電力変換装置10は、「昇温用ブリッジ回路」としての第2ハーフブリッジ回路22bを備えている。第2ハーフブリッジ回路22bは、第3スイッチQ3及び第4スイッチQ4の直列接続体を備えている。本実施形態において、第3,第4スイッチQ3,Q4は、NチャネルMOSFETであり、「第1,第2昇温用スイッチ」に相当する。第3スイッチQ3のドレインには、第1高電位側端子CH1が接続されている。第3スイッチQ3のソースには、第4スイッチQ4のドレインが接続され、第4スイッチQ4のソースには、第1低電位側端子CL1が接続されている。
The
第1スイッチQ1のソース及び第2スイッチQ2のドレインと、第3スイッチQ3のソース及び第4スイッチQ4のドレインとは、ヒータコイル51及びヒータコンデンサ52の直列接続体により接続されている。
The source of the first switch Q1 and the drain of the second switch Q2, and the source of the third switch Q3 and the drain of the fourth switch Q4 are connected by a series connector of the
電力変換装置10は、温度センサ63を備えている。温度センサ63は、昇温対象の温度を検出する。温度センサ63の検出値は、制御部100に入力される。
The
制御部100は、第1〜第4スイッチQ1〜Q4及び第1〜第4変換スイッチQF1〜QF4を制御する。以下、図7を用いて、各スイッチの駆動態様について説明する。図7(a)は、第1〜第4スイッチQ1〜Q4の駆動状態の推移を示し、図7(b)〜(e)は、先の図3(b)〜(e)に対応している。
The
第1,第2スイッチQ1,Q2及び第1〜第4変換スイッチQF1〜QF4の駆動態様は、図3に示した駆動態様と同様である。 The driving modes of the first and second switches Q1 and Q2 and the first to fourth conversion switches QF1 to QF4 are the same as those shown in FIG.
本実施形態において、各スイッチQ1〜Q4,QF1〜QF4の1スイッチング周期Tswは互いに同じである。また、各スイッチQ1〜Q4,QF1〜QF4のオン期間φ1も互いに同じ期間(180°)である。 In the present embodiment, the one switching period Tsw of each switch Q1 to Q4 and QF1 to QF4 is the same as each other. Further, the ON period φ1 of each switch Q1 to Q4 and QF1 to QF4 is also the same period (180 °).
第3スイッチQ3のオンへの切り替えタイミングと第4スイッチQ4のオフへの切り替えタイミングとは同期されており、第3スイッチQ3のオフへの切り替えタイミングと第4スイッチQ4のオンへの切り替えタイミングとは同期されている。 The timing of switching the third switch Q3 to on and the timing of switching the fourth switch Q4 to off are synchronized, and the timing of switching the third switch Q3 to off and the timing of switching the fourth switch Q4 to on Are synchronized.
第1スイッチQ1のオンへの切り替えタイミングと、第3スイッチQ3のオンへの切り替えタイミングとの位相差を昇温用位相φhとする。本実施形態において、昇温用位相φhは、第1スイッチQ1のオンへの切り替えタイミングに対して、第3スイッチQ3のオンへの切り替えタイミングが遅れる場合に正となる。昇温用位相φhが0から正の所定位相となるまでの範囲において、昇温用位相φhの絶対値が大きくなるほど、ヒータコイル51及びヒータコンデンサ52に流れる交流電流の振幅が大きくなり、誘導加熱ヒータ50の発熱量が大きくなる。一方、昇温用位相φhが0とされる場合、ヒータコイル51及びヒータコンデンサ52に交流電流が流れず、誘導加熱ヒータ50の発熱を停止させることができる。
The phase difference between the on-switching timing of the first switch Q1 and the on-switching timing of the third switch Q3 is defined as the temperature raising phase φh. In the present embodiment, the temperature raising phase φh becomes positive when the timing of switching the third switch Q3 to ON is delayed with respect to the timing of switching the first switch Q1 to ON. In the range from 0 to a positive predetermined phase for the heating phase φh, the larger the absolute value of the heating phase φh, the larger the amplitude of the alternating current flowing through the
なお、昇温用位相φhは、例えば、誘導加熱ヒータ50に要求される電力と関係付けられたマップ情報として、制御部100のメモリ(具体的には不揮発性メモリ)に記憶されていてもよい。
The heating phase φh may be stored in the memory (specifically, the non-volatile memory) of the
ここで、図8を用いて、制御部100により実施される昇温用位相φhの算出方法の一例について説明する。制御部100は、温度偏差算出部130及びフィードバック制御部131を備えている。温度偏差算出部130は、入力された指令温度Trefから、温度センサ63の検出温度Trを減算することにより、温度偏差ΔTを算出する。指令温度Trefは、昇温対象の温度の指令値である。
Here, an example of a method for calculating the temperature raising phase φh implemented by the
フィードバック制御部131は、算出された温度偏差ΔTを0にフィードバックするための操作量として、昇温用位相φhを算出する。本実施形態では、このフィードバック制御として、比例積分制御が用いられている。なお、フィードバック制御部131で用いられるフィードバック制御は、比例積分制御に限らず、例えば、比例積分微分制御であってもよい。
The
以上説明した本実施形態によれば、第2実施形態で説明したリレーの追加なしで、第1蓄電装置11と第2蓄電装置12との間の伝送電力と、誘導加熱ヒータ50の発熱量とを独立に制御することができる。
According to the present embodiment described above, the transmission power between the first
また、電力伝送用のスイッチング周波数fswと同じ周波数で誘導加熱ヒータ50を駆動することができるため、ヒータコイル51等の小型化が可能となる。
Further, since the
さらに、誘導加熱ヒータ50をフルブリッジ駆動することが可能となるため、ヒータコイル51及びヒータコンデンサ52の直列接続体には、「+V1」と「−V1」とが交互に印加される。つまり、本実施形態によれば、図1に示したハーフブリッジ駆動と比較して、この直列接続体の印加電圧を2倍にできる。その結果、ある熱量を発生させる場合において、誘導加熱ヒータ50の抵抗成分を増加しつつ、ヒータコイル51及びヒータコンデンサ52に流す電流Ihを小さくできる。これにより、第3,第4スイッチQ3,Q4に流れる電流を低減でき、ひいては第3,第4スイッチQ3,Q4の電流ストレスを低減できる。
Further, since the
<第5実施形態>
以下、第5実施形態について、第4実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図9に示すように、ヒータコイル51及びヒータコンデンサ52に流れる電流を検出する第3電流センサ64が電力変換装置10に備えられている。第3電流センサ64の検出値は、制御部100に入力される。なお、図9において、先の図6に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。
<Fifth Embodiment>
Hereinafter, the fifth embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the fourth embodiment. In the present embodiment, as shown in FIG. 9, the
図10を用いて、制御部100により実施される昇温用位相φhの算出方法について説明する。制御部100は、電流振幅指令算出部140、リミッタ141、ピーク検出部142、振幅偏差算出部143及びフィードバック制御部144を備えている。
A method of calculating the temperature rising phase φh carried out by the
電流振幅指令算出部140は、誘導加熱ヒータ50の指令発熱量Qrefに基づいて、誘導加熱ヒータ50の発熱量を指令発熱量Qrefとするためにヒータコイル51及びヒータコンデンサ52に流すべき交流電流の振幅指令値Ampを算出する。具体的には、指令発熱量Qrefと関係付けられて振幅指令値Ampが規定されたマップ情報に基づいて、振幅指令値Ampを算出する。このマップ情報は、制御部100のメモリに記憶されている。なお、指令発熱量Qは、例えば、指令温度Trefに対して検出温度Trが低いほど大きく設定されればよい。
The current amplitude
リミッタ141は、電流振幅指令算出部140により算出された振幅指令値Ampをその上限値,下限値(例えば0A)で制限して出力する。
The
ピーク検出部142は、第3電流センサ64により検出された電流であるヒータ電流Ihrの正のピーク値を検出する。
The
振幅偏差算出部143は、リミッタ141から取得した振幅指令値Ampから、ピーク検出部142により検出されたヒータ電流Ihrの正のピーク値を減算することにより、振幅偏差ΔAを算出する。
The amplitude
フィードバック制御部144は、算出された振幅偏差ΔAを0にフィードバックするための操作量として、昇温用位相φhを算出する。本実施形態では、このフィードバック制御として、比例積分制御が用いられている。なお、フィードバック制御部144で用いられるフィードバック制御は、比例積分制御に限らず、例えば、比例積分微分制御であってもよい。
The
<第5実施形態の変形例>
図10に示した処理において、ヒータ電流Ihrの正のピーク値に代えて、負のピーク値を振幅指令値Ampにフィードバック制御するための操作量として、昇温用位相φhが算出されてもよい。また、ヒータ電流Ihrの正のピーク値と負のピーク値との差をその指令値にフィードバック制御するための操作量として、昇温用位相φhが算出されてもよい。
<Modified example of the fifth embodiment>
In the process shown in FIG. 10, the heating phase φh may be calculated as an operation amount for feedback-controlling the negative peak value to the amplitude command value Amp instead of the positive peak value of the heater current Ihr. .. Further, the heating phase φh may be calculated as an operation amount for feedback-controlling the difference between the positive peak value and the negative peak value of the heater current Ihr to the command value.
<第6実施形態>
以下、第6実施形態について、第4実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図11に示すように、ハーフブリッジ回路が追加されている。なお、図11において、先の図6に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。
<Sixth Embodiment>
Hereinafter, the sixth embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the fourth embodiment. In this embodiment, as shown in FIG. 11, a half-bridge circuit is added. In FIG. 11, the same components as those shown in FIG. 6 above are designated by the same reference numerals for convenience.
電力変換装置10は、第3ハーフブリッジ回路22cを備えている。第3ハーフブリッジ回路22cは、第5スイッチQ5及び第6スイッチQ6の直列接続体を備えている。本実施形態において、第5,第6スイッチQ5,Q6は、NチャネルMOSFETである。第5スイッチQ5のドレインには、第1スイッチQ1のドレインが接続されている。第5スイッチQ5のソースには、第6スイッチQ6のドレインが接続され、第6スイッチQ6のソースには、第2スイッチQ2のソースが接続されている。第5スイッチQ5のソース及び第6スイッチQ6のドレインには、第1コイル31の第2端が接続されている。第1コイル31の第1端には、第1スイッチQ1のソース及び第2スイッチQ2のドレインが接続されている。本実施形態では、直流カットコンデンサ23が備えられていない。
The
本実施形態において、各スイッチQ1〜Q6,QF1〜QF4の1スイッチング周期Tswは互いに同じであり、各スイッチQ1〜Q6,QF1〜QF4のオン期間φ1も互いに同じ期間(180°)である。また、第1〜第4スイッチQ1〜Q4及び第1〜第4変換スイッチQF1〜QF4の駆動態様は、図7に示した駆動態様と同様である。 In the present embodiment, the 1 switching cycles Tsw of the switches Q1 to Q6 and QF1 to QF4 are the same, and the ON period φ1 of the switches Q1 to Q6 and QF1 to QF4 is also the same period (180 °). Further, the driving modes of the first to fourth switches Q1 to Q4 and the first to fourth conversion switches QF1 to QF4 are the same as those shown in FIG. 7.
制御部100は、第1スイッチQ1のオン期間と第6スイッチQ6のオン期間とを同期させ、第2スイッチQ2のオン期間と第5スイッチQ5のオン期間とを同期させる。つまり、制御部100は、第1,第6スイッチQ1,Q6の組と、第2,第5スイッチQ2,Q5の組とが交互にオンする。これにより、ヒータコンデンサ52に印加される平均電圧を0近傍にできるため、ヒータコンデンサ52として耐圧の低いものを採用することができる。その結果、電力変換装置10の小型化を図ることができる。
The
<第7実施形態>
以下、第7実施形態について、第6実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図12に示すように、電力変換回路20はリレー72を備えている。また、本実施形態では、第2ハーフブリッジ回路22bが備えられていない。図12において、先の図11に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。
<7th Embodiment>
Hereinafter, the seventh embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the sixth embodiment. In this embodiment, as shown in FIG. 12, the
第1スイッチQ1のソース及び第2スイッチQ2のドレインには、リレー72を介してヒータコイル51が接続されている。ヒータコンデンサ52の一端は、第5スイッチQ5のソース及び第6スイッチQ6のドレインに接続されている。
A
本実施形態において、各スイッチQ1,Q2,Q5,Q6,QF1〜QF4の1スイッチング周期Tswは互いに同じであり、各スイッチQ1,Q2,Q5,Q6,QF1〜QF4のオン期間φ1も互いに同じ期間(180°)である。また、本実施形態において、第1,第2スイッチQ1,Q2及び第1〜第4変換スイッチQF1〜QF4の駆動態様は、図3に示した駆動態様と同様である。 In the present embodiment, the one switching period Tsw of each switch Q1, Q2, Q5, Q6, QF1 to QF4 is the same as each other, and the on period φ1 of each switch Q1, Q2, Q5, Q6, QF1 to QF4 is also the same period. (180 °). Further, in the present embodiment, the driving modes of the first and second switches Q1 and Q2 and the first to fourth conversion switches QF1 to QF4 are the same as those shown in FIG.
第5スイッチQ5のオンへの切り替えタイミングと第6スイッチQ6のオフへの切り替えタイミングとは同期されており、第5スイッチQ5のオフへの切り替えタイミングと第6スイッチQ6のオンへの切り替えタイミングとは同期されている。 The switching timing of the 5th switch Q5 to the on and the switching timing of the 6th switch Q6 to the off are synchronized, and the switching timing of the 5th switch Q5 to the off and the switching timing of the 6th switch Q6 to the on Are synchronized.
第2実施形態と同様に、制御部100は、発熱要求があると判定した場合のみリレー72をオンすることができる。本実施形態では、第1スイッチQ1のオンへの切り替えタイミングと、第5スイッチQ5のオンへの切り替えタイミングとの位相差が昇温用位相φhとされている。制御部100は、リレー72をオンした状態において、昇温用位相φhを調整することにより、誘導加熱ヒータ50の発熱量を調整することができる。
Similar to the second embodiment, the
<第8実施形態>
以下、第8実施形態について、第1実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図13に示すように、電力変換装置80がDCDCコンバータCVを備えている。なお、図13において、先の図1に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。
<8th Embodiment>
Hereinafter, the eighth embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the first embodiment. In this embodiment, as shown in FIG. 13, the
図13に示すように、DCDCコンバータCVは、リアクトル81、第1ハーフブリッジ回路82a、第2ハーフブリッジ回路82b及びコンデンサ83を備えている。リアクトル81の第1端には、DCDCコンバータCVの第1高電位側端子TH1が接続されている。第1高電位側端子TH1には、第1蓄電装置11の正極端子が接続されている。
As shown in FIG. 13, the DCDC converter CV includes a
第1ハーフブリッジ回路82aは、第1スイッチS1及び第2スイッチS2の直列接続体を備え、第2ハーフブリッジ回路82bは、「昇温用ブリッジ回路」に相当し、第3スイッチS3及び第4スイッチS4の直列接続体を備えている。本実施形態において、各スイッチS1〜S4はIGBTである。なお、第3,第4スイッチS3,S4が「第1,第2昇温用スイッチ」に相当する。 The first half bridge circuit 82a includes a series connection of the first switch S1 and the second switch S2, and the second half bridge circuit 82b corresponds to a “heating bridge circuit”, and the third switch S3 and the fourth switch S3 and the fourth. A series connection of the switch S4 is provided. In this embodiment, each switch S1 to S4 is an IGBT. The third and fourth switches S3 and S4 correspond to the "first and second temperature rising switches".
第1スイッチS1及び第3スイッチS3のコレクタには、DCDCコンバータCVの第2高電位側端子TH2が接続されている。第1スイッチS1のエミッタには、リアクトル81の第2端と、第2スイッチS2のコレクタとが接続されている。第2スイッチS2のエミッタには、DCDCコンバータCVの第1低電位側端子TL1及び第2低電位側端子TL2が接続されている。第1低電位側端子TL1には、第1蓄電装置11の負極端子が接続されている。なお、本実施形態において、第1高電位側端子TH1及び第1低電位側端子TL1が「第1端子」に相当し、第2高電位側端子TH2及び第2低電位側端子TL2が「第2端子」に相当する。
The second high potential side terminal TH2 of the DCDC converter CV is connected to the collectors of the first switch S1 and the third switch S3. The second end of the
第3スイッチS3のエミッタには、第4スイッチS4のコレクタが接続され、第4スイッチS4のエミッタには、第1低電位側端子TL1及び第2低電位側端子TL2が接続されている。コンデンサ83の第1端には、第2高電位側端子TH2が接続され、コンデンサ83の第2端には、第2低電位側端子TL2が接続されている。
The collector of the fourth switch S4 is connected to the emitter of the third switch S3, and the first low potential side terminal TL1 and the second low potential side terminal TL2 are connected to the emitter of the fourth switch S4. The second high potential side terminal TH2 is connected to the first end of the
DCDCコンバータCVは、ヒータコイル91及びヒータコンデンサ92の直列接続体を有する誘導加熱ヒータ90を備えている。ヒータコイル91の一端には、第1スイッチS1のエミッタ及び第2スイッチS2のコレクタが接続され、ヒータコンデンサ92の一端には、第3スイッチS3のエミッタ及び第4スイッチS4のコレクタが接続されている。
The DCDC converter CV includes an
電力変換装置80は、第1電圧センサ85、第2電圧センサ86及び電流センサ87を備えている。第1電圧センサ85は、第1高電位側端子TH1及び第1低電位側端子TL1の電位差を検出し、第2電圧センサ86は、コンデンサ83の端子間電圧を検出し、電流センサ87は、リアクトル81に流れる電流を検出する。各センサ85〜87の検出値は、電力変換装置80が備える制御部200に入力される。制御部200は、第1〜第4スイッチS1〜S4を制御する。以下、図14を用いて、各スイッチの駆動態様について説明する。
The
図14(a)は、第1〜第4スイッチS1〜S4の駆動状態の推移を示し、図3(b),(c)は、第1,第2電流I1,I2の推移を示し、図3(d)は、ヒータコイル91及びヒータコンデンサ92の直列接続体に流れる電流Ihの推移を示す。第1電流I1は、リアクトル81に流れる電流であり、第2電流I2は、第2高電位側端子TH2に流れる電流である。本実施形態において、第1電流I1の符号が正の場合、リアクトル81において第1高電位側端子TH1側から第1ハーフブリッジ回路82a側へと向かう方向に電流が流れる。第2電流I2の符号が正の場合、第2ハーフブリッジ回路82b側から第2高電位側端子TH2側へと向かう方向に電流が流れる。また、ヒータコイル91及びヒータコンデンサ92の直列接続体に流れる電流Ihの符号が正の場合、ヒータコイル91からヒータコンデンサ92へと向かう方向に電流が流れる。
14 (a) shows the transition of the driving state of the first to fourth switches S1 to S4, and FIGS. 3 (b) and 3 (c) show the transition of the first and second currents I1 and I2. 3 (d) shows the transition of the current Ih flowing through the series connection of the
図14は、第1蓄電装置11側から第2高電位側端子TH2側へと電力伝送する場合における駆動信号等の推移を示す図である。
FIG. 14 is a diagram showing a transition of a drive signal or the like when power is transmitted from the first
本実施形態において、各スイッチS1〜S4の1スイッチング周期Tswは互いに同じである。この周期の逆数であるスイッチング周波数fswは、ヒータコイル91及びヒータコンデンサ92を含む閉ループ回路の共振周波数(LC共振周波数)近傍の周波数に設定されている。
In the present embodiment, the one switching period Tsw of each of the switches S1 to S4 is the same as each other. The switching frequency fsw, which is the reciprocal of this cycle, is set to a frequency near the resonance frequency (LC resonance frequency) of the closed loop circuit including the
第1スイッチS1のオンへの切り替えタイミングと第2スイッチS2のオフへの切り替えタイミングとは同期されており、第1スイッチS1のオフへの切り替えタイミングと第2スイッチS2のオンへの切り替えタイミングとは同期されている。図14に示す例では、DCDCコンバータCVを昇圧動作させる場合において、昇圧比が2の場合を示している。このため、第1,第2スイッチS1,S2のオン期間は、1スイッチング周期Tswの1/2の期間とされている。 The timing of switching the first switch S1 to on and the timing of switching the second switch S2 to off are synchronized, and the timing of switching the first switch S1 to off and the timing of switching the second switch S2 to on Are synchronized. In the example shown in FIG. 14, when the DCDC converter CV is boosted, the boost ratio is 2. Therefore, the on period of the first and second switches S1 and S2 is set to be 1/2 of the one switching cycle Tsw.
第3スイッチS3のオンへの切り替えタイミングと第4スイッチS4のオフへの切り替えタイミングとは同期されており、第3スイッチS3のオフへの切り替えタイミングと第4スイッチS4のオンへの切り替えタイミングとは同期されている。本実施形態では、第3,第4スイッチS3,S4のオン期間は、上記昇圧比に従い、第1,第2スイッチS1,S2のオン期間と同じ期間に設定されている。 The timing of switching the third switch S3 to on and the timing of switching the fourth switch S4 to off are synchronized, and the timing of switching the third switch S3 to off and the timing of switching the fourth switch S4 to on Are synchronized. In the present embodiment, the on period of the third and fourth switches S3 and S4 is set to the same period as the on period of the first and second switches S1 and S2 according to the boost ratio.
本実施形態では、第1スイッチS1のオフへの切り替えタイミングと、第3スイッチS3のオフへの切り替えタイミングとの位相差が、昇温用位相φhとされている。昇温用位相φhが0とされる場合、ヒータコイル91及びヒータコンデンサ92に交流電流が供給されず、第1蓄電装置11側と第2高電位側端子TH2側との間の電力伝送のみが実施される。制御部200は、昇温用位相φhの調整により、誘導加熱ヒータ90の発熱量を調整することができる。
In the present embodiment, the phase difference between the off-switching timing of the first switch S1 and the off-switching timing of the third switch S3 is defined as the temperature raising phase φh. When the temperature raising phase φh is set to 0, no AC current is supplied to the
なお、本実施形態においても、昇温用位相φhの算出方法として、先の図8〜図10に示した方法を採用することができる。 Also in this embodiment, the methods shown in FIGS. 8 to 10 can be adopted as the method for calculating the temperature raising phase φh.
以上説明した本実施形態によっても、伝送電力と、誘導加熱ヒータ90の発熱量とを独立に制御することができる。また、電力伝送用のスイッチング周波数と同じ周波数で誘導加熱ヒータ90を駆動することができるため、ヒータコイル91等の小型化が可能となる。
Also in the present embodiment described above, the transmission power and the calorific value of the
<第9実施形態>
以下、第9実施形態について、第4実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図15に示すように、第3スイッチQ3がオフに固定され、第4スイッチQ4がオンに固定されている。図15(a)〜(e)は、先の図7(a)〜(e)に対応しており、図15(f)は、図15(d)の一部を拡大した図である。
<9th embodiment>
Hereinafter, the ninth embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the fourth embodiment. In this embodiment, as shown in FIG. 15, the third switch Q3 is fixed to off and the fourth switch Q4 is fixed to on. 15 (a) to 15 (e) correspond to the above 7 (a) to 7 (e), and FIG. 15 (f) is an enlarged view of a part of FIG. 15 (d).
図15に示すスイッチング制御により、誘導加熱ヒータ50がハーフブリッジ駆動されている状態となり、先の図1の回路構成と同じ回路構成とみなすことができる。ハーフブリッジ駆動で十分に電力を提供できる誘導加熱ヒータ50の場合には、図15に示すスイッチング制御が実施されることにより、第2ハーフブリッジ回路22bにおけるスイッチング損失を低減することができる。
By the switching control shown in FIG. 15, the
ちなみに、第3スイッチQ3がオンに固定され、第4スイッチQ4がオフに固定されてもよい。 Incidentally, the third switch Q3 may be fixed on and the fourth switch Q4 may be fixed off.
<第10実施形態>
以下、第10実施形態について、第4〜第9実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図16に示すように、1次側の構成が変更されている。なお、図16において、先の図6等に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。また、図16では、2次側の構成の図示を省略している。
<10th Embodiment>
Hereinafter, the tenth embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the fourth to ninth embodiments. In this embodiment, as shown in FIG. 16, the configuration on the primary side is changed. In FIG. 16, the same reference numerals are given to the same configurations as those shown in FIG. 6 and the like above for convenience. Further, in FIG. 16, the illustration of the configuration on the secondary side is omitted.
図16に示すように、電力変換回路20に誘導加熱ヒータが複数備えられていてもよい。図16には、第1ヒータコイル51及び第1ヒータコンデンサ52を有する第1誘導加熱ヒータ50と、第2ヒータコイル55及び第2ヒータコンデンサ56を有する第2誘導加熱ヒータ54とが電力変換回路20に備えられる例を示す。
As shown in FIG. 16, the
以上説明した構成は、例えば、誘導加熱ヒータの発熱量を増加させたい場合や、誘導加熱ヒータによる加熱箇所を増加させたい場合に有効である。 The configuration described above is effective, for example, when it is desired to increase the amount of heat generated by the induction heater or when it is desired to increase the number of heating points by the induction heater.
なお、誘導加熱ヒータが複数備えられる構成は、例えば、先の図9,図11〜図13に示した構成にも適用できる。 The configuration in which a plurality of induction heaters are provided can also be applied to, for example, the configurations shown in FIGS. 9, 11 to 13.
<第11実施形態>
以下、第11実施形態について、第10実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図17に示すように、発熱部として、誘導加熱コイルに代えて、抵抗体53が備えられている。図17において、先の図16に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。図17に示す例では、例えば発熱量及び加熱箇所を増加させる目的で、抵抗体53が複数(2つ)直列接続されている。なお、抵抗体を直列接続させる構成に代えて、抵抗体を複数並列接続させる構成を採用してもよい。
<11th Embodiment>
Hereinafter, the eleventh embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the tenth embodiment. In the present embodiment, as shown in FIG. 17, a
なお、抵抗体が備えられる構成は、例えば、先の図9,図11〜図13に示した構成にも適用できる。 The configuration provided with the resistor can also be applied to, for example, the configurations shown in FIGS. 9, 11 to 13.
<第12実施形態>
以下、第12実施形態について、第10実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図18に示すように、第3ハーフブリッジ回路22dが追加されている。図18において、先の図16に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。
<12th Embodiment>
Hereinafter, the twelfth embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the tenth embodiment. In this embodiment, as shown in FIG. 18, a third half-
第3ハーフブリッジ回路22dは、第5スイッチQ5及び第6スイッチQ6の直列接続体を備えている。本実施形態において、第5,第6スイッチQ5,Q6は、NチャネルMOSFETである。第5スイッチQ5のドレインには、第1高電位側端子CH1が接続されている。第5スイッチQ5のソースには、第6スイッチQ6のドレインと、第2ヒータコンデンサ56の一端とが接続されている。第6スイッチQ6のソースには、第1低電位側端子CL1が接続されている。
The third half-
第1ハーフブリッジ回路22aは、第1蓄電装置11と第2蓄電装置12との間の電力伝送を実施するための役割を担う。第2ハーフブリッジ回路22bは、第1誘導加熱ヒータ50の発熱量を調整するための役割を担い、第3ハーフブリッジ回路22dは、第2誘導加熱ヒータ54の発熱量を調整するための役割を担う。
The first half-
制御部100は、第1〜第6スイッチQ1〜Q6及び第1〜第4変換スイッチQF1〜QF4を制御する。第1〜第4スイッチQ1〜Q4及び第1〜第4変換スイッチQF1〜QF4の駆動態様は、図7に示した駆動態様と同様である。以下、図19を用いて、第5,第6スイッチQ5,Q6の駆動態様について説明する。本実施形態では、第1スイッチQ1のオンへの切り替えタイミングと、第3スイッチQ3のオンへの切り替えタイミングとの位相差である昇温用位相φhを第1昇温用位相φh1と称すこととする。
The
本実施形態において、第5,第6スイッチQ5,Q6と、その他の各スイッチQ1〜Q4,QF1〜QF4の1スイッチング周期Tswは互いに同じである。また、第5,第6スイッチQ5,Q6と、その他の各スイッチQ1〜Q4,QF1〜QF4のオン期間φ1も互いに同じ期間(180°)である。 In the present embodiment, the first switching period Tsw of the fifth and sixth switches Q5 and Q6 and the other switches Q1 to Q4 and QF1 to QF4 are the same. Further, the on periods φ1 of the fifth and sixth switches Q5 and Q6 and the other switches Q1 to Q4 and QF1 to QF4 are also the same period (180 °).
第5スイッチQ5のオンへの切り替えタイミングと第6スイッチQ6のオフへの切り替えタイミングとは同期されており、第5スイッチQ5のオフへの切り替えタイミングと第6スイッチQ6のオンへの切り替えタイミングとは同期されている。 The switching timing of the 5th switch Q5 to the on and the switching timing of the 6th switch Q6 to the off are synchronized, and the switching timing of the 5th switch Q5 to the off and the switching timing of the 6th switch Q6 to the on Are synchronized.
第1スイッチQ1のオンへの切り替えタイミングと、第5スイッチQ5のオンへの切り替えタイミングとの位相差を第2昇温用位相φh2とする。本実施形態において、第2昇温用位相φh2は、第1スイッチQ1のオンへの切り替えタイミングに対して、第5スイッチQ5のオンへの切り替えタイミングが遅れる場合に正となる。第2昇温用位相φh2が0から正の所定位相となるまでの範囲において、第2昇温用位相φh2の絶対値が大きくなるほど、第2ヒータコイル55及び第2ヒータコンデンサ56に流れる交流電流の振幅が大きくなり、第2誘導加熱ヒータ54の発熱量が大きくなる。一方、第2昇温用位相φh2が0とされる場合、第2誘導加熱ヒータ54の発熱を停止させることができる。
The phase difference between the on-switching timing of the first switch Q1 and the on-switching timing of the fifth switch Q5 is defined as the second temperature rising phase φh2. In the present embodiment, the second temperature rising phase φh2 becomes positive when the switching timing of the fifth switch Q5 to ON is delayed with respect to the switching timing of the first switch Q1 to ON. In the range from 0 to the positive predetermined phase of the second heating phase φh2, the larger the absolute value of the second heating phase φh2, the more the alternating current flowing through the
なお、本実施形態の構成は、例えば、先の図9,図11〜図13に示した構成にも適用できる。 The configuration of this embodiment can also be applied to, for example, the configurations shown in FIGS. 9, 11 to 13.
<第12実施形態の変形例>
図18に示す構成において、昇温対象の昇温用に2つのハーフブリッジ回路22b,22dが備えられる構成以外にも、3つ以上のハーフブリッジ回路が備えられる構成であってもよい。この場合、昇温用のハーフブリッジ回路の数だけ誘導加熱ヒータが備えられればよい。
<Modified example of the twelfth embodiment>
In the configuration shown in FIG. 18, in addition to the configuration in which two half-
<第13実施形態>
以下、第13実施形態について、第12実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図20に示すように、第3ハーフブリッジ回路22dが第2ハーフブリッジ回路22bに並列接続されている。また、第2誘導加熱ヒータ54により、第2ハーフブリッジ回路22bと第3ハーフブリッジ回路22dとが接続されている。図20において、先の図18に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。
<13th Embodiment>
Hereinafter, the thirteenth embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the twelfth embodiment. In this embodiment, as shown in FIG. 20, the third half-
図21を用いて、第5,第6スイッチQ5,Q6の駆動態様について説明する。本実施形態において、第2昇温用位相φh2は、第3スイッチQ3のオンへの切り替えタイミングと、第5スイッチQ5のオンへの切り替えタイミングとの位相差として定義されている。第2昇温用位相φh2は、第3スイッチQ3のオンへの切り替えタイミングに対して、第5スイッチQ5のオンへの切り替えタイミングが遅れる場合に正となる。第2昇温用位相φh2が0から正の所定位相となるまでの範囲において、第2昇温用位相φh2の絶対値が大きくなるほど、第2ヒータコイル55及び第2ヒータコンデンサ56に流れる交流電流の振幅が大きくなり、第2誘導加熱ヒータ54の発熱量が大きくなる。一方、第2昇温用位相φh2が0とされる場合、第2誘導加熱ヒータ54の発熱を停止させることができる。
The driving modes of the fifth and sixth switches Q5 and Q6 will be described with reference to FIG. In the present embodiment, the second temperature rising phase φh2 is defined as the phase difference between the timing of switching the third switch Q3 to ON and the timing of switching the fifth switch Q5 to ON. The second temperature rising phase φh2 becomes positive when the switching timing of the fifth switch Q5 to ON is delayed with respect to the ON switching timing of the third switch Q3. In the range from 0 to the positive predetermined phase of the second heating phase φh2, the larger the absolute value of the second heating phase φh2, the more the alternating current flowing through the
<第14実施形態>
以下、第14実施形態について、第4実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図22に示すように、1次側の構成が変更されている。なお、図22において、先の図6に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。
<14th Embodiment>
Hereinafter, the 14th embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the 4th embodiment. In this embodiment, as shown in FIG. 22, the configuration on the primary side is changed. In FIG. 22, the same components as those shown in FIG. 6 or the corresponding configurations are designated by the same reference numerals for convenience.
電力変換回路20は、第1〜第3保持コンデンサ25a〜25cと、第1ハーフブリッジ回路24aと、第2ハーフブリッジ回路24bとを備えている。第1ハーフブリッジ回路24aは、第1スイッチSW1及び第2スイッチSW2の直列接続体を備えており、第2ハーフブリッジ回路24bは、第3スイッチSW3及び第4スイッチSW4の直列接続体を備えている。本実施形態において、第1〜第4スイッチSW1〜SW4は、NチャネルMOSFETである。
The
第3スイッチSW3のドレインには、第1高電位側端子CH1と、第1保持コンデンサ25aの第1端とが接続されている。第3スイッチSW3のソースには、直流カットコンデンサ23の第1端と、第4スイッチSW4のドレインとが接続されている。第4スイッチSW4のソースには、第1スイッチSW1のドレインと、第1保持コンデンサ25aの第2端と、第2保持コンデンサ25bの第1端とが接続されている。
The first high potential side terminal CH1 and the first end of the
第1スイッチSW1のソースには、第1コイル31の第2端と、第2スイッチSW2のドレインと、ヒータコイル51の一端とが接続されている。第2保持コンデンサ25bの第2端には、ヒータコンデンサ52の一端と、第3保持コンデンサ25cの第1端とが接続されている。第3保持コンデンサ25cの第2端には、第2スイッチSW2のソースと、第1低電位側端子CL1とが接続されている。
The source of the first switch SW1 is connected to the second end of the
なお、図22では、各保持コンデンサとして、1つのコンデンサを示しているがこれに限らず、例えば、各保持コンデンサが複数(例えば2つ)のコンデンサの直列接続体で構成されていてもよい。また、本実施形態では、第2コイル32の巻き数N2が図1の第2コイル32の巻き数の2倍にされている。このため、例えば、V1=V2の場合、巻き数比N1/N2は0.25近傍の値に設定される。
Note that FIG. 22 shows one capacitor as each holding capacitor, but the present invention is not limited to this, and for example, each holding capacitor may be composed of a series connection of a plurality of (for example, two) capacitors. Further, in the present embodiment, the number of turns N2 of the
制御部100は、第1〜第4スイッチSW1〜SW4及び第1〜第4変換スイッチQF1〜QF4を制御する。以下、図23を用いて、各スイッチの駆動態様について説明する。図23(a)は、第1〜第4スイッチSW1〜SW4の駆動状態の推移を示し、図23(b)〜(e)は、先の図7(b)〜(e)に対応している。また、図23は、第2蓄電装置12から第1蓄電装置11へと電力伝送される場合の駆動状態等の推移を示す図である。
The
第3スイッチSW3の駆動態様は、先の図7の第1スイッチQ1の駆動態様と同様であり、第4スイッチSW4の駆動態様は、先の図7の第2スイッチQ2の駆動態様と同様である。また、第1スイッチSW1の駆動態様は、先の図7の第3スイッチQ3の駆動態様と同様であり、第2スイッチSW2の駆動態様は、先の図7の第4スイッチQ4の駆動態様と同様である。また、第1〜第4変換スイッチQF1〜QF4の駆動態様は、先の図7に示した駆動態様と同様である。 The driving mode of the third switch SW3 is the same as the driving mode of the first switch Q1 of FIG. 7, and the driving mode of the fourth switch SW4 is the same as the driving mode of the second switch Q2 of FIG. is there. Further, the driving mode of the first switch SW1 is the same as the driving mode of the third switch Q3 of FIG. 7, and the driving mode of the second switch SW2 is the same as the driving mode of the fourth switch Q4 of FIG. The same is true. Further, the driving modes of the first to fourth conversion switches QF1 to QF4 are the same as the driving modes shown in FIG. 7.
本実施形態において、昇温用位相φhは、第3スイッチSW3のオンへの切り替えタイミングと、第1スイッチSW1のオンへの切り替えタイミングとの位相差として定義されている。昇温用位相φhは、第3スイッチSW3のオンへの切り替えタイミングに対して、第1スイッチSW1のオンへの切り替えタイミングが遅れる場合に正となる。昇温用位相φhが0から正の所定位相となるまでの範囲において、昇温用位相φhの絶対値が大きくなるほど、ヒータコイル51及びヒータコンデンサ52の直列接続体の印加電圧Vhが大きくなり、この直列接続体に流れる電流Ihの振幅が大きくなる。その結果、誘導加熱ヒータ50の発熱量が大きくなる。一方、昇温用位相φhが0とされる場合、誘導加熱ヒータ50の発熱を停止させることができる。
In the present embodiment, the temperature raising phase φh is defined as the phase difference between the timing of switching the third switch SW3 to ON and the timing of switching the first switch SW1 to ON. The temperature raising phase φh becomes positive when the timing for switching the first switch SW1 to ON is delayed with respect to the timing for switching the third switch SW3 to ON. In the range from 0 to a positive predetermined phase, the larger the absolute value of the heating phase φh, the larger the applied voltage Vh of the series connection of the
なお、昇温用位相φhは、例えば、誘導加熱ヒータ50に要求される電力と関係付けられたマップ情報として、制御部100のメモリに記憶されていてもよい。また、昇温用位相φhは、例えば、先の図8又は図10に示した方法で算出されてもよい。
The heating phase φh may be stored in the memory of the
以上説明した本実施形態によっても、第1蓄電装置11と第2蓄電装置12との間の伝送電力と、誘導加熱ヒータ50の発熱量とを独立に制御することができる。また、電力伝送用のスイッチング周波数と同じ周波数で誘導加熱ヒータ50を駆動することができるため、ヒータコイル51等の小型化が可能となる。
Also in the present embodiment described above, the transmission power between the first
<その他の実施形態>
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
<Other Embodiments>
Each of the above embodiments may be modified as follows.
・誘導加熱ヒータにヒータコンデンサは必須ではない。 ・ A heater capacitor is not essential for the induction heater.
・誘導加熱ヒータや抵抗体を有する発熱部が適用される電力変換回路としては、DCDCコンバータに限らず、例えばDCACコンバータであってもよい。 -The power conversion circuit to which the heat generating portion having an induction heater or a resistor is applied is not limited to the DCDC converter, and may be, for example, a DCAC converter.
10…電力変換装置、22…ハーフブリッジ回路、50…誘導加熱ヒータ、100…制御部。 10 ... Power converter, 22 ... Half bridge circuit, 50 ... Induction heater, 100 ... Control unit.
Claims (10)
第1スイッチ(Q1,S1,SW1)及び第2スイッチ(Q2,S2,SW2)の直列接続体を有するブリッジ回路(22,24a)と、
前記第1スイッチ及び前記第2スイッチの接続点に接続されたコイル(31,81)と、
前記コイルを介して前記第1端子と前記第2端子との間で電力伝送すべく、前記第1スイッチと前記第2スイッチとを交互にオンする制御部(100,200)と、
前記第1スイッチ及び前記第2スイッチの接続点に接続され、通電により発熱する発熱部(50,53,54,90)と、を備える電力変換装置。 A power conversion device (10) having a first terminal (CH1, CL1, TH1, TL1) and a second terminal (CH2, CL1, TH2, TL2) and transmitting power between the first terminal and the second terminal. , 80)
A bridge circuit (22, 24a) having a series connection of the first switch (Q1, S1, SW1) and the second switch (Q2, S2, SW2), and
The coils (31, 81) connected to the connection points of the first switch and the second switch, and
A control unit (100, 200) that alternately turns on the first switch and the second switch in order to transmit power between the first terminal and the second terminal via the coil.
A power conversion device including a heat generating portion (50, 53, 54, 90) connected to a connection point between the first switch and the second switch and generating heat by energization.
第1昇温用スイッチ(Q3,SW3,Q5)及び第2昇温用スイッチ(Q4,SW4,Q6)の直列接続体を有し、前記第1昇温用スイッチ及び前記第2昇温用スイッチの接続点に前記発熱部の第2端が接続された昇温用ブリッジ回路(22b,82b,22d)を備える請求項1に記載の電力変換装置。 The bridge circuit is a circuit (22a, 82a) in which the first end of the heat generating portion is connected to the connection point of the first switch (Q1, S1) and the second switch (Q2, SW2).
It has a series connection of a first temperature rise switch (Q3, SW3, Q5) and a second temperature rise switch (Q4, SW4, Q6), and the first temperature rise switch and the second temperature rise switch. The power conversion device according to claim 1, further comprising a heating bridge circuit (22b, 82b, 22d) in which the second end of the heat generating portion is connected to the connection point of the above.
前記第1コイルに直列接続された直流カットコンデンサ(23)と、
前記第2コイルと前記第2端子との間を接続する変換回路(40)と、を備え、
前記ブリッジ回路は、前記第1端子と前記第1コイルとの間を接続する第1ブリッジ回路(24a)であり、
前記第1スイッチ(SW1)及び前記第2スイッチ(SW2)の接続点に、前記発熱部(50)の第1端と、前記第1コイル及び前記直流カットコンデンサの直列接続体の第1端とが接続され、
前記第1端子と前記第1コイルとの間を接続するとともに第3スイッチ(SW3)及び第4スイッチ(SW4)の直列接続体を有し、前記第3スイッチ及び前記第4スイッチの接続点に前記第1コイル及び前記直流カットコンデンサの直列接続体の第2端が接続された第2ブリッジ回路(24b)と、
第1端が前記第3スイッチの高電位側端子に接続され、第2端が前記第4スイッチの低電位側端子に接続された第1保持コンデンサ(25a)と、
第1端が前記第1保持コンデンサの第2端に接続され、第2端が前記発熱部の第2端に接続された第2保持コンデンサ(25b)と、
第1端が前記第2保持コンデンサの第2端に接続され、第2端が前記第2スイッチの低電位側端子に接続された第3保持コンデンサ(25c)と、を備える請求項1に記載の電力変換装置。 As the coil, a transformer (30) having a first coil (31) and a second coil (32) magnetically coupled to each other,
A DC cut capacitor (23) connected in series to the first coil and
A conversion circuit (40) for connecting the second coil and the second terminal is provided.
The bridge circuit is a first bridge circuit (24a) that connects the first terminal and the first coil.
At the connection points of the first switch (SW1) and the second switch (SW2), the first end of the heat generating portion (50) and the first end of the series connection of the first coil and the DC cut capacitor. Is connected,
It connects between the first terminal and the first coil, has a series connection of a third switch (SW3) and a fourth switch (SW4), and is connected to the third switch and the fourth switch. A second bridge circuit (24b) to which the second end of the series connector of the first coil and the DC cut capacitor is connected, and
A first holding capacitor (25a) whose first end is connected to the high potential side terminal of the third switch and whose second end is connected to the low potential side terminal of the fourth switch.
A second holding capacitor (25b) whose first end is connected to the second end of the first holding capacitor and whose second end is connected to the second end of the heat generating portion.
The first aspect of claim 1 comprises a third holding capacitor (25c) in which the first end is connected to the second end of the second holding capacitor and the second end is connected to the low potential side terminal of the second switch. Power converter.
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